JP2010258597A

JP2010258597A - 電力増幅器の歪補償装置、電力増幅器の歪補償装置における故障検出方法

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Publication number: JP2010258597A
Application number: JP2009104211A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Oba; 健大庭; Eiji Shako; 英治車古
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2009-04-22
Filing date: 2009-04-22
Publication date: 2010-11-11
Also published as: US20100271125A1; US8081029B2

Abstract

【課題】無線送信機の電力増幅器の出力の歪補償を行うとき、歪補償の故障検出を低処理負荷となる方法で行うようにすること。
【解決手段】ベースバンド信号を分岐して得た参照信号（Ｒｅｆ信号）と、電力増幅器１８の出力をフィードバックして得たフィードバック信号（ＦＢ信号）との、位相を合わせた後の差分値を減算器５で算出する。積分器２０は、この差分値を積算する。故障判定部２２は、積分器２０により得られる積算値と所定の閾値とを比較し、積算値が所定の閾値よりも大きいことを条件として歪補償装置の故障であると判定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線送信機の電力増幅器の出力の歪補償を行う歪補償装置において、歪補償の故障を検出するための技術に関する。

無線通信システムで使用される無線送信機では、電力増幅器（以下適宜、単に「増幅器」という。）の増幅特性を直線化して非線形歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要である。無線送信機の電力増幅器の出力の歪補償を行う歪補償装置としては、適応プリディストータ型歪補償装置が知られている。

適応プリディストータ型歪補償装置では、非線形歪を解消するため、増幅器の非線形性を考慮して予め非線形性の逆特性を表す補償係数を入力信号に乗算することで、増幅前の入力信号に前歪処理（プリディストーション）を施す。この補償された入力信号が増幅器で増幅されるとき、入力信号に与えられた特性（上記逆特性）と増幅器自体の非線形性が相殺されるため、増幅器の出力特性を線形にすることができる。

図６には、従来の歪補償装置１００の例が示されている。この従来の歪補償装置１００には、送信系とフィードバック系とが含まれる。

図６に示す歪補償装置のうち、送信系を構成するのは、ミキサ１０６、歪補償制御部１０８、イコライザ１０９、デジタルアナログ変換器１１０（ＤＡＣ）、局部発振器１１１、直交変調器１１２（ＭＯＤ）、電力増幅器１１８、である。
この歪補償装置１００では、電力増幅器１１８の非線形性を補償する目的で、歪補償装置１００に入力されるデジタルのベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）に対し、歪補償制御部１０８で生成された補償係数がミキサ１０６で乗算される。これにより、前歪処理（プリディストーション）が行われる。

歪前処理が施されたベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）は、イコライザ１０９により周波数特性が補償された後、デジタルアナログ変換器１１０に入力されてアナログ変換される。直交変調器１１２は、局部発振器１１１からの基準搬送波信号（無線周波数）、及び基準搬送波信号の位相を９０度シフトした搬送波信号を、アナログ変換されたＩ信号及びＱ信号によりそれぞれ変調（直交変調）して加算する。直交変調器１１２により生成された送信用無線信号は、電力増幅器１１８により所望のレベルまで増幅されて、アンテナ（図示しない）から空間に放射される。

一方、図６に示す歪補償装置のうち、フィードバック系を構成するのは、遅延器１０３、演算器１０５、方向性結合器１３２、局部発振器１３３、ダウンコンバータ１３４、アナログデジタル変換器１３６（ＡＤＣ）、ＮＣＯ(Numerically Controlled Oscillator)１３７、直交検波器１３８（ＤＥＭ）、である。
この歪補償装置１００において、電力増幅器１１８から出力される無線信号の一部は、方向性結合器１３２により分離される。ダウンコンバータ１３４は、この分離された無線信号の一部に対して局部発振器１３３からの信号を混合して、中間周波数の信号に変換する。アナログデジタル変換器１３６は、この中間周波数帯の信号をデジタル信号に変換する。直交検波器１３８は、ＮＣＯ１３７からの信号を用いて、中間周波数の信号に対して直交検波を行い、ベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）を生成する。

以下の説明では、フィードバック系の信号をＦＢ信号と適宜表記する。
遅延器１０３は、参照信号(Ｒｅｆ信号)として入力されるベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）と、直交検波器１３８からのベースバンドのＦＢ信号との位相を合わせるために設けられている。演算器１０５は、位相合わせをさせられたＲｅｆ信号と、直交検波器１３８からのＦＢ信号との差分値（誤差）を算出し、算出された差分値が歪補償制御部１０８へフィードバックされる。この歪補償装置１００では、歪補償制御部１０８は、演算器１０５で生成される誤差が０となるように補償係数を算出する。
以下の特許文献１〜４には、上述した適応プリディストータ型歪補償装置が開示されている。

国際公開番号ＷＯ２００３／１０３１６６特開２００８−７８７０２号公報特開２００６−２７０２４６号公報特開２００６−２７９７８０号公報

ところで、上述した従来の歪補償装置は、装置が正常に動作していることを監視する目的で、アナログデジタル変換器１３６にて生成される中間周波数のデジタル信号に対して高速フーリエ変換処理を行うＦＦＴ(Fast Fourier Transform)処理部１４０（図６参照）を備えていた。このような従来の歪補償装置では、ＦＦＴ結果に基づいて歪補償機能の故障検出を行うようにしていた。

この従来の歪補償装置の故障検出方法について、図７〜９を参照して説明する。
図７は、搬送波（キャリア）が４個存在する場合の電力増幅器の出力電力（周波数スペクトラム）の測定例を例示する図であって、（ａ）は出力異常時、（ｂ）は出力正常時、を示す。図８は、図７と同一条件におけるＦＦＴ処理部の出力を例示する図であって、（ａ）は出力異常時、（ｂ）は出力正常時、を示す。図９は、ＦＦＴ処理結果に対する、キャリアに応じた監視領域の相違を示す図である。

図７を参照すると、出力正常時と比較して、出力異常時の周波数スペクトラムは、サイドローブが持ち上がり、４個のキャリア周波数領域に隣接するチャネルに出力信号が漏洩し、隣接妨害が生じていることが分かる。この漏洩電力は、他チャネルに対して雑音となり、そのチャネルに対する通信品質を劣化させてしまう。
図８が示すＦＦＴ処理結果は、電力増幅器のフィードバック信号（無線信号）を中間周波数にダウンコンバートした後の信号であるから、図７と同様の波形（異常時にはサイドローブが持ち上がる波形）となっている。なお、図８では、ＦＦＴポイント数が１０２４であり、２個のキャリアが左右端の領域に折り返して表示されている。
図７及び図８から、フィードバック信号のＦＦＴ結果を監視する（例えば、４個のキャリア周波数領域の周辺の周波数における電力の低下度合いを測定する）ことにより、歪補償機能の正常動作又は異常動作の判定（故障検出）が可能であることが分かる。

しかしながら、実際の運用において、フィードバック信号のＦＦＴ処理結果に基づいて、歪補償機能の故障検出を行うことは不利益な側面がある。
不利益な側面として第１に、フィードバック信号のＦＦＴ処理結果を監視する場合、設定されるキャリアに応じてＦＦＴ処理結果に対して監視すべき周波数領域をその都度設定するという点がある。例えば図９（ａ）は４個のキャリアＣ１〜Ｃ４が設定されている場合（図７及び図８と同様の場合）であるが、この場合、監視すべき周波数領域はサイドローブの領域、すなわち、キャリアＣ１より少し低い周波数領域と、キャリアＣ４より少し高い周波数領域とになる。図９（ｂ）に示すように単一のキャリアＣ１のみが設定されている場合、監視すべき周波数領域は、サイドローブの領域、すなわちキャリアＣ１の上下の周波数領域となる。図９（ｃ）に示すように、キャリアＣ１，Ｃ３及びＣ４が設定されている場合、監視すべき周波数領域は、３次歪を考慮して、キャリアＣ４より少し高い周波数領域と、キャリアＣ１より少し離れた低周波数領域となる。したがって、ＦＦＴ処理結果を監視する場合、監視すべき周波数領域を、上位から設定されるキャリア配置、ＩＭ(Inter Modulation)特性を考慮してその都度設定することになって、煩雑である。

その他の不利益な側面として、ＦＦＴ処理をハードウエアで行う場合にはハードウエアの規模が大きいために経済的でなく、また、ＦＦＴ処理をソフトウエアで行う場合には処理速度を考慮するとＣＰＵに与える負荷が大きい、という点がある。

よって、発明の１つの側面では、無線送信機の電力増幅器の出力の歪補償を行うとき、歪補償機能の故障検出を低処理負荷となる方法で行うようにすることを目的とする。

第１の観点では、無線送信機の電力増幅器の出力の歪補償を行うとともに、当該歪補償の故障を検出する故障検出機能を備えた、電力増幅器の歪補償装置である。この歪補償装置は、前記増幅器への入力信号を分岐した参照信号と、前記増幅器の出力をフィードバックしたフィードバック信号との差分値を算出する差分算出部と、前記差分値を積算する積算部と、前記積算部により得られる積算値に基づいて前記歪補償装置の故障の有無を判定する故障判定部と、を有する。
第２の観点では、この電力増幅器の歪補償装置の各部と同様の処理方法を備えた、電力増幅器の歪補償装置における故障検出方法、が提供される。

無線送信機の電力増幅器の出力の歪補償を行うとき、歪補償機能の故障検出を低処理負荷となる方法で行うようにすることができる。

実施形態の歪補償装置の構成を表すブロック図。実施形態の歪補償装置の歪補償制御部の構成例を示すブロック図。実施形態の歪補償装置の歪補償制御部のＬＵＴが保有する参照テーブルの一例を示す図。実施形態の歪補償装置における故障検出の構成例を示す図。実施形態の歪補償装置において、ＡＣＬＲと監視対象のカウント値との関係を示す図。従来の歪補償装置の構成を表すブロック図。電力増幅器の出力（周波数スペクトラム）の測定例を例示する図。従来の歪補償装置のＦＦＴ処理部の出力を例示する図。ＦＦＴ処理部の出力において監視すべき周波数領域を説明するための図。

以下、無線送信機に使用される電力増幅器の歪補償装置の好適な実施形態について、図１を参照して説明する。この歪補償装置は、例えば電力増幅器の故障などによって歪補償が正常に動作しない場合、すなわち故障が生じた場合に、その故障検出を経済的かつ低処理負荷となる方法で行うようにしたものである。

図１は、実施形態の歪補償装置１の構成を表すブロック図である。この歪補償装置１には、送信系と、フィードバック系と、故障検出系とが含まれる。

図１に示す歪補償装置のうち、送信系は、ミキサ６、歪補償制御部８、イコライザ９、デジタルアナログ変換器１０（ＤＡＣ）、局部発振器１１、直交変調器１２（ＭＯＤ）、電力増幅器１８、を含む。
この歪補償装置１では、電力増幅器１８の非線形性を補償する目的で、歪補償装置１に入力されるデジタルのベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）に対し、歪補償制御部８で生成された補償係数がミキサ６で乗算される。これにより、前歪処理（プリディストーション）が行われる。
歪前処理が施されたベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）は、イコライザ９により周波数特性が補償された後、デジタルアナログ変換器１０に入力されてアナログ変換される。直交変調器１２は、局部発振器１１からの基準搬送波信号（無線周波数）、及び基準搬送波信号の位相を９０度シフトした搬送波信号を、アナログ変換されたＩ信号及びＱ信号によりそれぞれ変調（直交変調）して加算する。直交変調器１２により生成された送信用無線信号は、電力増幅器１８により所望のレベルまで増幅されて、アンテナ（図示しない）から空間に放射される。

図１に示す歪補償装置のうち、フィードバック系は、遅延器３、演算器５（差分算出部）、方向性結合器３２、局部発振器３３、ダウンコンバータ３４、アナログデジタル変換器３６（ＡＤＣ）、ＮＣＯ(Numerically Controlled Oscillator；数値制御型発振器)３７、直交検波器３８（ＤＥＭ）、を含む。
この歪補償装置１において、電力増幅器１８から出力される無線信号の一部は、方向性結合器３２により分離される。ダウンコンバータ３４は、この分離された無線信号の一部に対して局部発振器３３からの信号を混合して、中間周波数の信号に変換する。アナログデジタル変換器３６は、この中間周波数帯の信号をデジタル信号に変換する。直交検波器３８は、ＮＣＯ３７からの信号を用いて、中間周波数の信号に対して直交検波を行い、ベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）を生成する。

以下の説明では、フィードバック系の信号をＦＢ信号と適宜表記する。
遅延器３は、参照信号(Ｒｅｆ信号)として入力されるベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）と、直交検波器３８からのベースバンドのＦＢ信号との位相を合わせるために設けられている。演算器５は、位相合わせをさせられたＲｅｆ信号と、直交検波器３８からのＦＢ信号との差分値（誤差）を算出し、算出された差分値が歪補償制御部８へフィードバックされる。この歪補償装置１では、歪補償制御部８は、演算器５で生成される誤差が０となるように補償係数を算出する。

図１に示す歪補償装置のうち、故障検出系は、積分器２０（積算部）、メモリ２４及び故障判定部２２を含む。
積分器２０は、例えばデジタルカウンタにより構成され、演算器５により算出される差分値（位相合わせをさせられたＲｅｆ信号と、直交検波器３８からのＦＢ信号との誤差）を積算する。積分器２０のカウント値は、逐次故障判定部２２に送られる。
故障判定部２２は、メモリ２４に格納されている閾値と、積分器２０から送られるカウント値とを比較する。そして、故障判定部２２は、カウント値が閾値を上回ったときに、故障を報知するためのアラーム信号を生成する。

次に、図２を参照して、歪補償制御部８の構成例について説明する。図２は、歪補償装置１の歪補償制御部８の構成例を、周辺部位とともに示すブロック図である。
図２に例示する歪補償制御部８は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて構成され、演算回路８ｄ、ＬＵＴ(Look Up Table)８ｅ及びアドレス生成部８ｆを有する。

演算回路８ｄは、演算器５で得られた差分値を用いて、既に算出されている補償係数ｈ_n（p）から入力信号に乗算するための補償係数ｈ_n+1（p）を新たに算出する。ここで、ｎは繰り返し回数、ｐは入力信号のパワー（入力電力）であり、ｐ＝（Ｉ²＋Ｑ²）（ＩはＩ信号の値、ＱはＱ信号の値）である。すなわち、補償係数ｈ_k（p）（ｋは１以上の整数）(以降、補償係数を代表して表すときｈ_k（p）と表す。)は、入力信号（参照信号Ｒｅｆ）とフィードバック信号（ＦＢ信号）との差分に応じて繰り返し算出される。なお、ｐは、（Ｉ²＋Ｑ²）の替わりに（Ｉ²＋Ｑ²）^(1/2)を用いてもよい。

図２に示す演算回路８ｄには、すでに算出されているｎ番目の補償係数ｈ_n（p）から（ｎ＋１）番目の補償係数ｈ_n+1（p）を算出するフローが示されている。この補償係数ｈ_n+1（p）の算出は、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを用いた適応信号処理を用いて以下のように行われる。
以下、入力信号、すなわちＲｅｆ信号（Ｉ信号およびＱ信号）を複素表示でｘ（ｔ）と表し、入力信号に対応するフィードバック信号（ＦＢ信号）を複素表示でｙ（ｔ）と表し、その差分（誤差）をｅ（ｔ）と表す。

まず、差分ｅ（ｔ）に対して、更新量のステップパラメータサイズを表すμが乗算器８ｇを用いて乗算され、さらに、この乗算結果に、乗算器８ｈを用いて、ｈ_n（p）・y^*（ｔ）が乗算される。ｈ_n（p）・y^*（ｔ）（y^*（ｔ）は、y（ｔ）複素共役である。）は、フィードバック信号ｙ（ｔ）から複素共役生成部８ｉを用いて生成された複素共役フィードバック信号y^*（ｔ）と補償係数ｈ_n（p）とが、乗算器８ｊにより乗算して得られた信号である。さらに、乗算器８ｈで算出されたｈ_n（p）・y^*（ｔ）・μ・ｅ（ｔ）に、加算器８ｋを用いてｎ番目の補償係数ｈ_n（p）が加算されることにより（ｎ＋１）番目の補償係数ｈ_n+1（p）が算出される。なお、加算器８ｋや乗算器８ｊに用いるｎ番目の補償係数ｈ_n（p）は、加算器８ｋによる加算のために、遅延調整回路８ｌによりタイミング調整される。

ＬＵＴ８ｅは、演算回路８ｄで逐次算出される補償係数ｈ_k（p）（ｋは１以上の整数）を、Ｒｅｆ信号のパワーｐから定まるアドレス値と対応付けて、補償係数ｈ（p）として記録したテーブルである。ＬＵＴ８ｅは、後述するアドレス生成部８ｆからアドレス信号が供給されると、このアドレス信号を用いてＬＵＴ８ｅの入力信号のパワーｐに対応する補償係数ｈ（p）を参照して取り出し、この補償係数ｈ（p）をミキサ６に出力する。
アドレス生成部８ｆは、歪補償前のＲｅｆ信号ｘ（ｔ）から、Ｒｅｆ信号のエンベロープ信号を生成し、このエンベロープ信号から求まるパワーｐに基づいてアドレス信号を生成する。アドレス信号は、例えば、パワーｐのレベルに応じて定まる１０ビットのアドレス値（０〜１０２３のいずれかの値）を持つ。さらに、ＬＵＴ８ｅにおいて補償係数を補償係数ｈ_n+1（p）に更新するとき、アドレス信号を遅延出力するために、アドレス生成部８ｆは遅延調整器（図示せず）を備える。

図３は、ＬＵＴ８ｅが保有する参照テーブルの一例を示す図である。入力信号のパワーｐを量子化したパワーｐ_iに対応したアドレス値が設定され、このアドレス値の参照テーブルには補償係数ｈ（ｐ_i）（ｉは０〜１０２３の整数）が記録されている。
ＬＵＴ８ｅは、図３に示すように、アドレス生成部８ｆから供給されたアドレス信号のアドレス値に応じて、このアドレス値に対応した補償係数ｈ（p）を取り出す。ミキサ６は、この補償係数ｈ（p）を入力信号ｘ（ｔ）に乗算する。入力信号ｘ（ｔ）はＩ信号とＱ信号を含み、補償係数ｈ（p）もＩ信号およびＱ信号に対応した２つの値（実部と虚部）を有するので、ミキサ６における乗算もこれらの信号及び値に対応した乗算処理を行うように構成されている。

上述した歪補償制御が正常に行われたとしたならば、前歪処理によって電力増幅器１８の出力の非線形歪が解消されて、電力増幅器１８からのフィードバック信号に基づいて生成されるベースバンド信号（直交検波器３８からのＦＢ信号）と、入力信号（すなわち、Ｒｅｆ信号）とが概ね同一となる。すなわち、演算器５で算出される差分値（図２ではｅ（ｔ））が０又は非常に小さな値となる。逆に、この差分値が継続的に大きな値を示すとすれば、フィードバック系の故障（例えば、電力増幅器１８、ダウンコンバータ３４、直交検波器３８等の故障）によりＦＢ信号が予定する値よりも大きく乖離する場合、又は歪補償制御部８の各部が正常に動作している場合が考えられる。これらの故障を検出するためには、演算器５で算出される差分値を監視するのが合理的である。かかる観点から、本実施形態の歪補償装置では、演算器５の差分値を積分し、その積分値（前述したカウント値）を所定の閾値と比較することにより、故障を検出するようにしている。

次に、図４を参照して、実施形態の歪補償装置における故障検出機能の構成についてさらに説明する。図４は、本実施形態の歪補償装置における故障検出の構成例を示す図である。本実施形態の故障検出方法として、図４（ａ），（ｂ）に示す構成のいずれかを適用することができる。

図４（ａ）に示す構成例では、演算器５は、Ｒｅｆ信号とＦＢ信号のうちＩ信号（振幅レベル）同士を減算する減算器５１と、Ｒｅｆ信号とＦＢ信号のうちＱ信号（振幅レベル）同士を減算する減算器５２とを含む。そして、積分器２２は、減算器５１のカウント値を積分する実部積分器２２１と、減算器５２のカウント値を積分する虚部積分器２２２とを含む。図４（ａ）に示す構成例において、故障判定部２２（図４には図示せず）は、実部積分器２２１と虚部積分器２２２の各々のカウント値をそれぞれ独立に所定の閾値と比較して、いずれか一方、又は双方のカウント値が閾値よりも大きくなった時点でアラーム信号を出力する。

図４（ｂ）に示す構成例では、図４（ａ）の構成と比較して、演算器５はさらに、乗算器５３，５４及び減算器５５を含む。乗算器５３はＲｅｆ信号のＩ信号とＱ信号を乗算し、乗算器５４はＦＢ信号のＩ信号とＱ信号を乗算する。減算器５５は、乗算器５３の出力値から乗算器５４の出力値を減算する。図４（ｂ）では、減算器５１，５２の出力は、歪補償制御部８の演算に使用されるに過ぎない。図４（ｂ）に示す構成例では、減算器５５の出力は、Ｒｅｆ信号とＦＢ信号の電力値の差分値となる。そして、積分器２２は、この電力値の差分値を積分し、その積分値が閾値よりも大きくなった時点でアラーム信号を出力する。

次に、図５を参照して、ＡＣＬＲ(Adjacent Cannel Leakage power Ratio；隣接チャネル漏洩電力）と、積分器２２のカウント値との関係について説明する。図５は、所定の条件の下での試験結果において取得された結果を示しており、縦軸のカウント値は積分器２２のデジタル値を量子化したレベルで表示している。
図５の（ａ）は、図４の（ａ）の構成により測定された、Ｒｅｆ信号とＦＢ信号の信号振幅の誤差のカウント値（積分値）と、ＡＣＬＲとの関係を示している。図５の（ａ）から、カウント値は、ＡＣＬＲに対して単調増加の関係にあることが分かる。
一方、図５の（ｂ）は、図４の（ｂ）の構成により測定された、Ｒｅｆ信号とＦＢ信号の電力の誤差のカウント値（積分値）と、ＡＣＬＲとの関係を示している。図５の（ｂ）からも、カウント値は、ＡＣＬＲに対して単調増加の関係にあることが分かる。
図５はまた、Ｒｅｆ信号とＦＢ信号の信号振幅又は電力の誤差のカウント値を監視することにより、ＡＣＬＲが大きくなり過ぎる状況を監視できることを表している。つまり、ＡＣＬＲが許容最大値以下となるような閾値を、図５に基づいて設定しておけばよい。

以上説明したように、本実施形態の電力増幅器の歪補償装置は、入力したベースバンド信号を分岐して得た参照信号と、電力増幅器の出力をフィードバックして得たフィードバック信号との、位相を合わせた後の差分値に基づいて前歪処理を行うことで、電力増幅器の出力の歪補償を行うとともに、歪補償の故障を検出する故障検出機能を備える。この故障検出機能では、前歪処理に用いられる差分値の積分値を所定の閾値と比較することにより正常／故障を判定する。よって、例えば差分値に対するカウンタと比較器のみで故障検出機能を構成することができ、故障検出を経済的かつ低処理負荷となる方法で行うことができる。

以上、本発明の実施形態について詳細に説明したが、本発明の電力増幅器の歪補償装置、及びその故障検出方法は上記実施形態に限定されず、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々の改良や変更をしてもよいのはもちろんである。

以上の各実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
無線送信機の電力増幅器の出力の歪補償を行う歪補償装置であって、
前記増幅器への入力信号を分岐した参照信号と、前記増幅器の出力をフィードバックしたフィードバック信号との差分値を算出する差分算出部と、
前記差分値を積算する積算部と、
前記積算部により得られる積算値に基づいて前記歪補償装置の故障の有無を判定する故障判定部と、
を有する、電力増幅器の歪補償装置。
（付記２）
前記差分値は、前記増幅器への入力信号の同相成分若しくは直交成分のいずれか、又は同相成分及び直交成分の双方に基づいて算出されることを特徴とする、
付記１に記載された、電力増幅器の歪補償装置。
（付記３）
前記差分値は、前記増幅器への入力信号の電力値に基づいて算出されることを特徴とする、
付記１に記載された、電力増幅器の歪補償装置。
（付記４）
無線送信機の電力増幅器の出力の歪補償を行う歪補償装置における故障検出方法であって、
前記増幅器への入力信号を分岐した参照信号と、前記増幅器の出力をフィードバックしたフィードバック信号との、位相を合わせた後の差分値を算出し、
前記差分値を積算し、
前記積算部により得られる積算値に基づいて前記歪補償装置の故障の有無を判定する、
電力増幅器の歪補償装置における故障検出方法。

１…歪補償装置、３…遅延器、５…演算器、６…ミキサ、８…歪補償制御部、９…イコライザ、１０…デジタルアナログ変換器、１１…局部発振器、１２…直交変調器、１８…電力増幅器、２０…積分器、２２…故障判定部、２４…メモリ、３２…方向性結合器、３３…局部発振器、３４…ダウンコンバータ、３６…アナログデジタル変換器、３７…ＮＣＯ、３８…直交検波器

Claims

無線送信機の電力増幅器の出力の歪補償を行う歪補償装置であって、
前記増幅器への入力信号を分岐した参照信号と、前記増幅器の出力をフィードバックしたフィードバック信号との差分値を算出する差分算出部と、
前記差分値を積算する積算部と、
前記積算部により得られる積算値に基づいて前記歪補償装置の故障の有無を判定する故障判定部と、
を有する、電力増幅器の歪補償装置。
前記差分値は、前記増幅器への入力信号の同相成分若しくは直交成分のいずれか、又は同相成分及び直交成分の双方に基づいて算出されることを特徴とする、
請求項１に記載された、電力増幅器の歪補償装置。
前記差分値は、前記増幅器への入力信号の電力値に基づいて算出されることを特徴とする、
請求項１に記載された、電力増幅器の歪補償装置。
無線送信機の電力増幅器の出力の歪補償を行う歪補償装置における故障検出方法であって、
前記増幅器への入力信号を分岐した参照信号と、前記増幅器の出力をフィードバックしたフィードバック信号との、位相を合わせた後の差分値を算出し、
前記差分値を積算し、
前記積算部により得られる積算値に基づいて前記歪補償装置の故障の有無を判定する、
電力増幅器の歪補償装置における故障検出方法。