JP2010252009A - シンセサイザと、これを用いたシンセサイザモジュール、受信装置、及び電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】位相雑音の劣化の少ないシンセサイザを提供すること。
【解決手段】シンセサイザ１の制御部７は、発振器５に電圧を出力するループフィルタ１７の平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻すことなく、温度を検出する温度検出部８の出力信号に基づいて分周器６の分周比を変化させる。これにより、シンセサイザ１は、温度変化に対応して制御部７が分周器６の制御を行う場合、ループフィルタ１７の平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻さないので、発振器５の発振周波数が大きく変動することを抑制し、これにより、シンセサイザ１における位相雑音を低減させることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電荷を蓄積する平滑回路の充放電方法に特長を有するシンセサイザと、これを用いたシンセサイザモジュール、受信装置、及び電子機器に関するものである。

以下、例えば、基準発振器の温度補償を行う従来のシンセサイザについて、図９を用いて説明する。

図９は、従来の基準発振器の温度補償を行うシンセサイザ１００のブロック図を示している。従来のシンセサイザ１００において、基準発振器１０１から出力された基準発振信号が第１の分周器１０２で分周された後、比較器１０３へ入力され、更に、比較器１０３の出力信号はローパスフィルタ１０４からなる平滑回路で電荷として蓄積される。このローパスフィルタ１０４の平滑回路から出力された電圧に基づいて、発振器１０５は発振信号をローカル信号として出力する一方で、その他方の出力を第２の分周器１０６へ入力する。第２の分周器１０６では、チャンネル指定に従って、制御回路１０７から指定される分周数で、その信号を分周し、比較器１０３へ出力する。比較器１０３では、前記と同様に、第２の分周器１０６からの入力信号と第１の分周器１０２からの入力信号とを比較する。以上が、一般的な、周波数シンセサイザの動作であるが、図９で示したシンセサイザ１００では、更に、温度検出部１０８が検知する温度により第２の分周器１０６の分周数を制御している。動作を簡単に説明すると、温度検出部１０８で、周囲温度を検出し、その温度をＡ／Ｄ変換器１０９でデジタル信号に変換し、予め、温度による補正値が記憶されたメモリ１１０から、所定の値を読み出して、制御回路１０７へ出力し、更に、第２の分周器１０６の分周数を変更する。

この分周数の変化のさせ方については、前記の一般的な周波数シンセサイザの動作において、一旦、ローパスフィルタ１０４からなる平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻した上で、所望の分周比を選択する方法を取っていた。

尚、本発明に関連する先行技術文献としては、例えば、特許文献１が知られている。

特開平３−２０９９１７号公報

しかしながら、温度変化に対応して制御回路１０７が第２の分周器１０６の制御を行う場合、毎回ローパスフィルタ１０４からなる平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻すことになると、その都度、瞬時に発振器１０５の発振周波数が大きく変動し、位相雑音が大きくなる。その結果、このシンセサイザ１００の発振信号をローカル信号として用いた受信装置においては、受信信号のＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ／Ｎｏｉｓｅ）特性の大幅な劣化が起こり、受信品質が悪化する。

これは、通常のチャンネル切り換え動作においては、問題にはならない。その理由は、チャンネル切り換えの瞬間に、テレビが視聴可能となる必要は少なく、数１０ｍｓｅｃ〜数ｓｅｃの位相雑音の乱れによる、画像の乱れは、許容されるためである。

また、チャンネル切り換えは、視聴者が意図的に行うもので、画像の乱れが起こることは、承知しており、頻繁に起こるものでもないためである。

しかしながら、特許文献１のように、温度によって分周比を切り換えると、その頻度は、多くなってしまう。特に、シリコンなどからなるＭＥＭＳ振動子などの周波数温度特性の悪い振動子を用いると、切り換え頻度は多くなり、受信品質の悪化も顕著になる。

そこで、本発明は、このような位相雑音の劣化の少ないシンセサイザを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明のシンセサイザの制御部は、発振器に電圧を出力するループフィルタの平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻すことなく、温度を検出する温度検出部の出力信号に基づいて分周器の分周比を変化させる構成である。

上記構成により本発明のシンセサイザは、温度変化に対応して制御部が分周器の制御を行う場合、平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻さないので、発振器の発振周波数が大きく変動することを抑制し、これにより、シンセサイザにおける位相雑音を低減させることができる。その結果、このシンセサイザの発振信号をローカル信号として用いた受信装置において、受信信号のＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ／Ｎｏｉｓｅ）特性の劣化を抑制することができる。

本発明のシンセサイザのブロック図 本発明の形態におけるチャージポンプとループフィルタのブロック図 本実施の形態における発振器の制御電圧と発振周波数の関係を示す図 （ａ）本発明のシンセサイザの分周比変化時の発振周波数変化を示す図、（ｂ）従来のシンセサイザの分周比変化時の発振周波数変化を示す図 （ａ）水晶発振器を用いた場合のＣ／Ｎ特性を示す図、（ｂ）ＭＥＭＳ発振器を用いた場合のＣ／Ｎ特性を示す図 本発明のシンセサイザを用いたテレビ受信用モジュールの概念図 本発明のシンセサイザを用いたテレビ受信用モジュールの概念図 本発明のシンセサイザを用いたテレビ受信用モジュールの概念図 従来のシンセサイザのブロック図

（実施の形態１）
以下、実施の形態１のシンセサイザについて図１を用いて説明する。図１において、シンセサイザ１は、発振信号を出力する発振器５と、この発振器５の出力信号を制御部７からの制御に基づいて分周する分周器６と、基準発振器２から第２の分周器３を介して出力された基準発振信号と分周器６からの出力信号とを比較してこの比較結果を示す信号を出力する比較器４と、この比較器４から出力された比較結果に基づいた信号を電流成分に変換するチャージポンプ１８と、このチャージポンプ１８から出力された電流により電荷を蓄積し、この蓄積した電荷に基づいた電圧を発振器５に出力するループフィルタ１７とを備え、ここで説明した発振器５は、直流電圧により周波数がスイープするＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）であり、発振器５はループフィルタ１７から出力された電圧に基づいて発振信号の周波数を決定する。ここで、制御部７は、ループフィルタ１７に蓄積された電荷を予め設定された値に強制的に戻すことなく、温度を検出する温度検出部８の出力信号に基づいて分周器６の分周比を変化させる。

なお、本実施の形態のシンセサイザモジュールは、シンセサイザ１と、ＭＥＭＳ（微細電気機械システム、Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）素子からなる振動子により構成された基準発振器２とを有しており、ＭＥＭＳ素子からの出力信号が第２の分周器３を介して比較器４に入力される。また、シンセサイザ１を搭載した受信装置５０は、シンセサイザ１と、このシンセサイザ１からの発振信号に基づいて受信信号の周波数を変換する混合器２９とを備える。さらにまた、シンセサイザ１を搭載した電子機器（図示せず）は、受信装置５０における混合器２９の出力側に接続された信号処理部（図示せず）と、この信号処理部の出力側に接続された表示部（図示せず）とを備える。

次に、分周器６について詳述する。図１において、分周器６は、制御部７からの制御信号（整数分周数Ｍ（Ｍは整数）と分数分周数Ｎ（Ｎは整数））に基づいて周期的に異なる分周比（分周比「Ｍ」と分周比「Ｍ＋１」）で動作する可変分周器１５を備える。この可変分周器１５は、発振器５からの発振信号ｆＶＣＯを、分周比「Ｍ」と「Ｍ＋１」の切り替え周期に応じて決定される分数または整数で分周し、比較周波数ｆｃｏｍｐを出力する。また、分周器６は、制御部７からの制御信号である分数分周数Ｎと基準発振器２からの基準信号ｆＲＥＦとに基づいて、分周比「Ｍ」と分周比「Ｍ＋１」の切り替え周期を決定するアキュムレータ９を備える。このアキュムレータ９は、ｆＸＴＡＬの周期で分数分周数Ｎを累積加算し、この累積加算値が許容保持量２^ｎ（バイナリーのｎビットとして表記）を超えた場合にオーバーフローデータの値「１」を加算器１４へ出力するとともに累積加算値から許容保持量２^ｎを差し引いて再び同様の累積加算を継続する。さらに、分周器６は、制御部７から出力された整数分周数Ｍとアキュムレータ９から出力されたオーバーフローデータの値「０」または「１」を加算し、加算値である「Ｍ」または「Ｍ＋１」の値を可変分周器１５へ出力する加算器１４を備える。つまり、アキュムレータ９がオーバーフローデータ「１」を出力する時だけ、可変分周器１５の分周比は「Ｍ＋１」となり、それ以外のときは「Ｍ」となる。

以下、可変分周器１５とアキュムレータ９の一連の動作を更に詳述する。

アキュムレータ９は、便宜上定める任意の特定時間（１／ｆＸＴＡＬ）×αにおいて、オーバーフローデータを（数１）回出力し、このときの可変分周器１５は分周比を「Ｍ＋１」とする。

一方、アキュムレータ９がオーバーフローデータを出力しない残りの時間（数２）において、可変分周器１５は分周比を「Ｍ」とする。

この結果、前記特定時間（１／ｆＸＴＡＬ）×αにおける平均分周比、すなわち分数分周比ＤＩＶ１は（数３）となり、制御部７から出力される整数分周数Ｍと、分数分周数Ｎと、アキュムレータ９の許容保持量２^ｎとから決定される。

また、分周器６の分数分周比ＤＩＶ１と、発振信号ｆＶＣＯと、比較信号ｆｃｏｍｐとの関係は、（数４）で表される。

ここで、本実施の形態１において、分周器６は、オーバーフローデータ「０」又は「１」と整数分周数Ｍとを加算器１４で加算し、その加算結果を可変分周器１５に入力する構成としたが、必ずしも加算器１４は必要でない。即ち、分周器６は、オーバーフローデータ「０」又は「１」と整数分周数Ｍの各々が個別に入力されて「Ｍ」または「Ｍ＋１」の異なった分周動作が行える可変分周器を備えた場合でも同等の動作を実現できる。

次に、図１中のチャージポンプ１８およびループフィルタ１７の動作を詳述する。図２はチャージポンプ１８とループフィルタ１７の内部構成を示したものである。

チャージポンプ１８は、比較器４からの比較結果に応じて電流の入出力を切替えられる電流源３０を有し、電流源３０には、比較器４が出力する比較信号ｆｃｏｍｐと基準信号ｆＲＥＦとの位相関係（周波数関係）に対応した２つ制御信号ＶＣＯ＿ｕｐ、ＶＣＯ＿ｄｏｗｎ（ＶＣＯ＿ｕｐはｆｃｏｍｐ＜ｆＲＥＦ時に「１」となり，ＶＣＯ＿ｄｏｗｎはｆｃｏｍｐ＞ｆＲＥＦ時に「１」となる）が入力され、各々の制御信号に応じてＯＮ／ＯＦＦを切替える２つの電流入出力スイッチＳＷ＿ｆｕｐ３１、ＳＷ＿ｆｄｏｗｎ３２（ＳＷ＿ｆｕｐ３１は電流出力時にＯＮとなり，ＳＷ＿ｆｄｏｗｎ３２は電流入力時にＯＮとなる）を有する。

さらに、電流源３０は、電流入出力スイッチＳＷ＿ｆｕｐ３１を強制的にＶＣＯ＿ｕｐから位相器４の出力に因らない固定値「０」へ、同様に、ＳＷ＿ｆｄｏｗｎ３２を強制的に切替信号ＶＣＯ＿ｄｏｗｎから位相器４の出力に因らない固定値「１」へ切替えるリセット部３４と、このリセット部３４を制御し、制御部７からのチャンネル切替信号とリセット信号とを入力するＡＮＤ論理出力をリセット部３４へ出力するリセット制御部３５とを有している。

また、ループフィルタ１７は、電流源３０からの電流をもとに電荷を充電又は放電して変化した電位を平滑し、発振器５へ出力する平滑回路を有し、本実施の形態における平滑回路は容量素子と抵抗素子から構成される。

以上のような図２の構成において、チャージポンプ１８は、比較器４からの比較結果に応じて動的に電流を入出力する通常動作モードと、比較器４からの比較結果とは無関係に強制的に電流を制御するリセットモードを有し、ループフィルタ１７で平滑される電荷の充電又は放電を制御し、発振器５からの発振周波数を変動させる。

図２の動作に関して、まず、通常動作モードを説明する。なお、一例として、本実施の形態の発振器５は、図３に示す制御電圧と発振周波数の関係で動作し、即ち、ループフィルタ１７が出力する制御電圧が高くなれば発振器５からの発振周波数も高くなる関係とする。

通常動作モードにおいて、比較器４の比較結果がｆｃｏｍｐ＜ｆＲＥＦ（比較信号ｆｃｏｍｐの位相遅れ関係）の場合、チャージポンプ１８に入力される制御信号はＶＣＯ＿ｕｐ＝「１」、ＶＣＯ＿ｄｏｗｎ＝「０」となるので、電流入出力スイッチはＳＷ＿ｆｕｐ３１＝ＯＮ、ＳＷ＿ｆｄｏｗｎ３２＝ＯＦＦとし、電流源３０から平滑回路へ電流を出力して平滑回路の電荷を充電しながら発振器５への出力電位を高くする。これにより、発振器５からの発振周波数も高い方へ変動する。

逆に、比較器４の比較結果がｆｃｏｍｐ＞ｆＲＥＦ（比較信号ｆｃｏｍｐの位相進み関係）の場合、チャージポンプ１８に入力される制御信号はＶＣＯ＿ｕｐ＝「０」、ＶＣＯ＿ｄｏｗｎ＝「１」となるので、電流入出力スイッチはＳＷ＿ｆｕｐ３１＝ＯＦＦ、ＳＷ＿ｆｄｏｗｎ３２＝ＯＮとなり、平滑回路から電流源３０へ電流が吸い込まれ平滑回路の電荷を放電しながら発振器５への出力電位を低くする。これにより、発振器５からの発振周波数も低い方へ変動する。

次に、リセットモードを説明する。リセットモードは、制御部７からのチャンネル切替信号とリセット信号の両方が「１」の場合にＡＮＤ論部出力が「１」となって、電流入出力スイッチは強制的にＳＷ＿ｆｕｐ３１＝ＯＦＦ、ＳＷ＿ｆｄｏｗｎ３２＝ＯＮとなる。したがって、比較器４の出力とは無関係に、平滑回路から電流源３０へ電流が吸い込まれ平滑回路の電荷を放電しながら発振器５への出力電位を低くする。

一般に知られるシンセサイザにおいて、ループフィルタのリセットは速やかなチャンネル切替を実現するために常用される手段であり、シンセサイザの発振周波数を大きく変動させ、かつ、チャンネル切り換え後の発振周波数に速やかに収束させるため、ループフィルタに蓄えられた残留電荷を所定値へ急速に初期化させるものである。

このような背景から、従来のシンセサイザは、発振周波数を変更する際にループフィルタの電位を所定値へリセットした後、所望の電位に変更していた。これによって、チャンネルの切り換え前の周波数によって、チャンネル切り換え時間が大きく変動することを軽減していた。また、チャンネル切り換えは、大きく分周比を切り換えるため、回路の誤動作などを引き起こしてしまうこともあるが、その不具合も軽減されていた。

本発明のシンセサイザは、図１の基準発振器２の温度変化に伴う発振周波数の変動を、基準発振器２の温度を検知する温度検出部８の出力信号を基に制御する際に、ループフィルタのリセットを行わないことを特長としている。すなわち、図２に示すリセット制御部３５は、制御部７からのチャンネル切替信号「１」（受信装置のチャンネル切替指令）を受け付けた場合に限ってリセットモードを実行し、シンセサイザの発振周波数を変更する他の要因であって基準発振器の連続的な温度変化を補正する発振周波数の切替においてはリセットモードを実行しない。

上記構成により本発明のシンセサイザ１は、温度変化に対応して制御部７がチャージポンプ１８の制御を行う場合、ループフィルタ１７の平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻さないので、発振器５の発振周波数が大きく変動することを抑制し、これにより、シンセサイザ１における位相雑音を低減させることができる。その結果、このシンセサイザ１の発振信号をローカル信号として用いた受信装置５０において、受信信号のＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ／Ｎｏｉｓｅ）特性の劣化を抑制することができる。

また、分周比を切り換えることによる回路の誤動作も、振動子の周波数が大きくずれる前に、分周比を切り換えることで、回避できる。特に、ＰＬＬがロックレンジ内で動作している状態を維持できるようなタイミングで、分周比を切り換えるとより好ましい。ここで、ロックレンジとは、比較器４の各入力の位相差が０度、或いは、１８０度になることによって、２つの信号の周波数が一致していないにも関わらず、上記の０度、１８０度で、位相が一致したと判定される、つまり、位相の遅れ、進みが逆に判定されてしまうことにより引き起こされるサイクルスリップの範囲を指す。

なお、受信装置５０の受信信号の周波数を切り替えるチャンネル変更の場合、制御部７は、ループフィルタ１７の平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻して、分周器６の分周比を変化させても良い。すなわち、制御部７がユーザからのチャンネル変更命令を受けて発振周波数の制御を行う頻度は、温度変化に対応して分周器６を制御して発振周波数を補正する頻度よりも圧倒的に小さいので、ユーザからのチャンネル変更命令を受ける場合は、位相雑音が大きくなる頻度も同様に小さく、また、チャンネル切替の間は元々テレビ視聴を行わないため、この期間に位相雑音が大きくなることは許容される。

このように、ループフィルタ１７の平滑回路に蓄積された電荷のリセットの有無を、発振周波数の変更要因によって場合分けすることにより、チャンネル切替動作の高速化と温度補償動作における位相雑音の良化が実現でき、受信装置のトータル性能を向上させることが可能となる。

また、制御部７が所望のデータを受信していないと判断した期間はループフィルタ１７の平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻して、分周器６の分周比を変化させ、制御部７が所望のデータを受信していると判断した期間はループフィルタ１７の平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻すことなく、分周器６の分周比を変化させても良い。この「所望なデータを受信していないと判断した期間」とは、例えば、受信装置５０がガード信号を受信するガードインターバル期間である。

これにより、受信装置５０が所望のデータ信号を受信している期間に、制御部７は、ループフィルタ１７の平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻すことなく、分周器６の分周比を変化させるので、所望のデータ信号を受信している期間において適切にシンセサイザにおける位相雑音を低減させることができる。

また、本実施の形態のリセットモードでは、ループフィルタ１７の電荷を強制的に放電すると簡単に示したが、放電に限られるものではなく、所定の電位へリセットする目的であれば良く、例えば充電するという構成を採用しても構わないし、電荷の放電を速やかに実行するために、リセットモードに限定して電流源３０の電流量を増加させたり、ループフィルタの時定数を小さくするような構成を採用しても構わない。

図４（ａ）、（ｂ）に、分周器６の分周比を変化させた際、発振器５の発振周波数がどのように時間変化するかを示す。図４（ａ）は、本発明のシンセサイザ１の発振周波数の時間変化であり、図４（ｂ）は、従来のシンセサイザの発振周波数の時間変化である。

図４（ａ）、（ｂ）では、時間ｔ１において分周器６の分周比を変化させている。ｔ１以降、図４（ｂ）においては大きな周波数変化が観測されている。これは、分周器６を一度リセットしている事に起因している。これに対し、図４（ａ）においては、ｔ１以降、大きな周波数変化が観測されていない。分周器６がリセットを行わなかったことにより、分周比が滑らかに変更されたためである。これにより、本発明のシンセサイザは、分周比の変化時の位相雑音特性の大幅な劣化を防止する事が可能となる。また、受信器として用いた場合には、受信性能の指標であるＣ／Ｎの劣化を防止することが可能となる。

参考までに、本実施の形態のシンセサイザを用いた場合の、ワンセグテレビ放送の受信状態を図５に示す。図５で、（ａ）は基準発振器として、水晶発振器を用いた場合の図であり、（ｂ）はシリコン振動子で構成されるＭＥＭＳ発振器を用いた場合の結果である。各々、リセットの有無による差異が示されている。ここで、今回用いた水晶発振器には、ＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）や、精密にカット角度が規定された水晶振動子を用いておらず、比較的、安価に手に入るものを用いている。この水晶の周波数温度特性は、使用温度範囲−３０℃〜８５℃の温度範囲で、±１００ｐｐｍである。高価な水晶ではないが、他の材料に比べ、比較的温度特性が良好であることから、この温度検出部８の検知結果に基づく分周器６の制御間隔は、ＭＥＭＳ発振器を用いた場合よりも長くなっている。

まず、第１に、水晶を用いた図５（ａ）に関して説明する。リセットありの場合では、温度補正を行ったリセットのタイミングで、受信状態を示す指標であるＣ／Ｎが悪化している。リセットが瞬時的であるにもかかわらず、Ｃ／Ｎの劣化が長く続いているのは、復調側でずれた中間周波数を合わせるのに、時間がかかってしまうというシステム的な問題に起因している。リセットなしでは、ほぼ良好なＣ／Ｎ性能を維持している。

第２に、図５（ｂ）のＭＥＭＳ発振器を用いた場合について説明する。ここで、前記したように、シリコン振動子の場合、周波数温度特性が３０ｐｐｍ／℃と悪いため、補正の間隔を短くしなければならず、つまりは、リセットの間隔が短くて頻繁にリセットが起こる。例えば、本実施の形態の場合、補正の間隔を５０ｍｓｅｃとしている。図５（ｂ）で、「リセットあり」と図示しているグラフが従来のシンセサイザのＣ／Ｎ特性を示している。このグラフにおいて、初期状態では温度制御を開始しておらず、周波数も比較的変動の少ない状態であることから、比較的良好なＣ／Ｎが得られている。しかし、その直後、温度検出部８の検知結果に基づき分周器６の分周比を変更する必要が生じ、一旦、分周器６をリセットしたため、Ｃ／Ｎ特性が大幅に劣化していることが分かる。また、分周器６の温度制御の間隔が５０ｍｓｅｃと頻繁であるために、Ｃ／Ｎ特性が回復する前に、次の制御時期が到来してしまい、Ｃ／Ｎ特性は良くない状態を維持してしまうことになる。このように頻繁にリセットが起こる状態では、Ｃ／Ｎは良好な状態にまで回復せず、良くない状態を維持したような結果となってしまう。この時、ローカルの周波数は、所望の周波数に合わされた状態ではあるが、頻繁なリセットによりＣ／Ｎの劣化が引き起こされることになる。テレビの受信電力が大きい場所では、この状態でも受信できる可能性はあるが、受信電力が小さくなると、受信が出来ないといった不具合が生じ、受信機の主たる性能である最小入力感度特性が悪化することとなる。なお、Ｃ／Ｎ値は、完全な瞬時値を示しているわけではなく、ある一定期間の平均値を示しているため、図５（ｂ）の「リセットあり」のグラフのようにＣ／Ｎがほぼ変動なく悪い状態で観測される。これは、前記した補正間隔が短いためである。

これに対し、本発明のシンセサイザのＣ／Ｎ特性は、図５（ｂ）の中の「リセットなし」と図示された方のグラフであり、Ｃ／Ｎ特性の劣化がほぼ見られない。以上のことより、ＭＥＭＳ振動子のように、大きな周波数温度特性を有する振動子を基準発振器に用いた場合には、特に本発明のシンセサイザが有効である事が分かる。

尚、ＭＥＭＳ振動子のように大きな周波数温度特性を有する場合は、温度制御間隔を小さくすることで第２の分周器の分周比の変化量を小さく抑える事が出来、分周比変更時にリセットをしない場合において、分周比変更時の周波数誤差を小さく抑えることが可能となる。

なお、水晶の例である図５（ａ）の時間軸は、Ｃ／Ｎの劣化を明瞭に示すために、ＭＥＭＳの例である図５（ｂ）よりも短い時間幅をモニターした結果である。

繰り返しになるが、以上の例からもわかるように、温度検出部８の検知結果に基づき分周器６の制御を行う際は、受信チャンネルを切り替える場合のように大きな周波数変化を必要としない。このため、分周器６をリセットせず、過去の累積加算値を保持した状態でも、所望の分周比に到達するまでの時間は、比較的短くなる。

以上説明したように、本発明のシンサセイザを用いることにより、分周比変更時のＣ／Ｎ劣化を抑えることが可能となる。例えば、テレビの場合では、途切れることのない、連続した受信が可能となる。また、携帯電話の場合でも、複雑な制御を行う必要がなく、システムの簡易化を図ることが可能となる。

尚、従来、テレビのチャンネル切替えの場合、次のチャンネルへ移行するのに数十ｍｓｅｃ〜１ｓｅｃの猶予時間があり、チャンネル切り替えの際のＣ／Ｎ劣化は問題にならなかった。この猶予期間におけるテレビ受信が不要であったためである。

なお、携帯電話の場合では、常時、信号が受信されているわけではない。よって、受信されていないタイミングを見計らって分周比の切替えを行うことで、Ｃ／Ｎ劣化による受信特性への影響をなくすことが可能である。しかし、受信していないタイミングに分周比を切替える制御を行う必要があり、システムへの負荷が増えると共に、システムが煩雑になり、製造コストが増大する。本発明のシンセサイザのような第２の分周器の制御方法を用いることで、上記のような複雑な制御を考慮する必要がなくなる。

なお、本実施の形態では、リセットを完全にしない場合に関して、説明を行ったが、有効なデータ、つまり、ＢＥＲに直接的に寄与しないデータを送信している期間中にリセット処理を行えば、前記した効果と比較的近い効果が得られる。例えば、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ）信号のガードインターバルの期間がそれにあたり、この期間の一部を用いて、リセット処理を行うことで、実効的なＣ／Ｎの劣化を最小限に抑えることは可能である。

本発明のシンセサイザを使用したテレビ受信用モジュールについて、図６を用いて説明する。図６において、本発明のシンセサイザは温度検出部８を含めて同一の半導体ＩＣ１９に一括に形成され、ベース基板２０に実装されている。また、基準発振器の構成要素としてＭＥＭＳ振動子２１が用いられ、ベース基板２０の上に実装されている。基準発振器の構成要素としてＭＥＭＳ振動子２１を用いる事で、テレビ受信用モジュールの小型化を実現することができる。例えば、水晶振動子では２．５×２．０ｍｍのサイズが必要だが、ＭＥＭＳ振動子では０．５×０．５ｍｍ〜０．３ｍｍ×０．３ｍｍのサイズで構成できる。また、高さも半分以下となる。携帯電話に搭載するような小型のテレビ受信用モジュールでは、サイズが、９×９ｍｍ〜８×８ｍｍと小型になっているため、このサイズ効果は非常に大きいものとなる。他の構成要素に関して説明すると、ベース基板２０には、アンテナ２３が受信した受信信号が入力される第１フィルタ２４と、第１フィルタ２４の出力信号が入力されるＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２５と、ＬＮＡ２５の出力信号が入力される第２フィルタ２６と、第２フィルタ２６の出力信号が入力されるバラン２７が実装されている。そして、バラン２７の出力信号は半導体ＩＣ１９に入力される。尚、図６においては、ＭＥＭＳ振動子２１を用いたが、前記した小型化の効果を考慮する必要が無ければ、水晶振動子を用いてもよく、また、その他の圧電単結晶を用いた振動子やセラミック振動子、ＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）等の薄膜を用いた振動子を用いても良い。また、一般にこのような振動子には、バルク波の振動モードが用いられるが、弾性表面波の振動モードを用いたＳＡＷ振動子などを用いてもよい。これらの振動子の選択は、本発明のシンセサイザの使用用途に応じて行えばよい。

図６のＭＥＭＳ発振器を半導体ＩＣ１９の中に形成した事例を図７、図８に示す。図７では、ＭＥＭＳ振動子２１をＩＣ内へ取り込んでいる。また、図８では、前記したＬＮＡ２５は、半導体ＩＣ１９の内部に取り込み、第２のフィルタ２６、バラン２７は、ＩＣを構成する際に不要になるようなシステム構成としている。

このように、ＭＥＭＳ振動子と温度センサーが同一のＩＣチップ内に内蔵されることにより、実際のＭＥＭＳ振動子の温度をより正確に検知することが可能となり、ＭＥＭＳ発振器の発振周波数の調整精度を向上させることができる。例えば、急激な温度変化が起こった際でも、温度伝導の遅延がほぼ無い状態で温度検知が可能となり、それによる受信劣化を引き起こさなくなる。また、特に、図８の構成では、１つの半導体ＩＣ１９内に外部の構成要素も形成できるため、大幅な小型化ができると共に、製造効率を向上させる事が出来る。

なお、以上説明した本発明の実施の形態では、発振器５の出力をシンセサイザ１の出力としたが、発振器５の後に、分周器を入れて、シンセサイザ１の出力としても良い。これにより、発振器５の発振周波数を高くすることができ、発振器５のサイズを小さくすることが可能となる。

また、ここで言う温度センサーとは、例えば、半導体の電荷移動量の温度特性を利用したものや、サーミスタと呼ばれる温度に対して、抵抗値が変化する特性を利用したものなどが挙げられるが、これに限るものではない。要は、基準発振器を構成する振動子の使用温度を検知するものであれば良く、直接的に、温度を検知しなくても、間接的に温度を検知しても良い。

本発明のシンセサイザは、例えばＭＥＭＳ振動子を用いたシンセサイザの位相雑音を良好に維持できるので、受信特性の優れた受信装置や電子機器に用いる事ができる。

１ シンセサイザ
２ 基準発振器
３ 第２の分周器
４ 比較器
５ 発振器
６ 分周器
７ 制御部
８ 温度検出部
９ アキュムレータ
１４ 加算器
１５ 可変分周器
１７ ループフィルタ
１８ チャージポンプ
２２ シンセサイザモジュール
２９ 混合器
３０ 電流源
３４ リセット部
３５ リセット制御部
５０ 受信装置

Claims (10)

1. 発振信号を出力する発振器と、
   前記発振器の出力信号を制御部からの制御に基づいて分周する分周器と、
   基準発振器から出力された基準発振信号と前記分周器からの出力信号とを比較してこの比較結果を示す信号を出力する比較器と、
   前記比較器から出力された比較結果に基づいて電荷を蓄積して前記発振器に電圧を出力する平滑回路とを備え、
   前記発振器は前記平滑回路から出力された電圧に基づいて前記発振信号の周波数を決定すると共に、
   前記制御部は、前記平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻すことなく、温度を検出する温度検出部の出力信号に基づいて前記分周器の分周比を変化させるシンセサイザ。
2. 請求項１に記載のシンセサイザと、
   ＭＥＭＳ素子からなる振動子により構成された基準発振器とを有し、
   この基準発振器の出力信号が前記比較器に入力されるシンセサイザモジュール。
3. 前記シンセサイザと前記振動子とが同一の半導体基板上に形成された請求項２に記載のシンセサイザモジュール。
4. 前記温度検出部は、温度センサーである請求項２に記載のシンセサイザモジュール。
5. 前記温度検出部は、前記発振信号が供給される混合器の出力側に接続され、入力信号の周波数変動を検出する周波数変動検出部である請求項２に記載のシンセサイザモジュール。
6. 請求項１に記載のシンセサイザと、
   前記シンセサイザからの前記発振信号に基づいて受信信号の周波数を変換する混合器とを備えた受信装置。
7. 前記受信装置の受信信号の周波数を切り替える場合、前記制御部は、前記平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻して、前記分周器の分周比を変化させる請求項６に記載の受信装置。
8. 前記制御部が所望のデータを受信していないと判断した期間は前記平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻して、前記分周器の分周比を変化させ、前記制御部が所望のデータを受信していると判断した期間は前記平滑回路に蓄積された電荷を予め設定された値に戻すことなく、前記分周器の分周比を変化させる請求項６に記載の受信装置。
9. 前記制御部が所望なデータを受信していないと判断した期間は、ガードインターバル期間である請求項６に記載の受信装置。
10. 請求項１に記載のシンセサイザと、
    前記シンセサイザからの前記発振信号に基づいて受信信号の周波数を変換する混合器と、
    前記混合器の出力側に接続された信号処理部と、
    前記信号処理部の出力側に接続された表示部とを備えた電子機器。

Images