JP2010239639A - Ofdmをベースにした通信システムのためのサブバンドをベースにした復調 - Google Patents
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Abstract
【課題】サブバンドをベースにしたOFDM復調のための技術を提供する。
【解決手段】OFDMシンボルのためのN入力サンプルのシーケンスに対して「部分」フーリエ変換が実行され、NcのグループのためのNcの受信したシンボルを得る。部分フーリエ変換の場合、Nの入力サンプルはフェーザーで回転されNの回転された入力サンプルを得る。これらの入力サンプルは累算されNcの時間領域値を得る。NcポイントFFTはNc時間領域値に対して実行されNcの受信したシンボルを得る。データサブバンドのためのチャネル利得推定値は、また、時間領域チャネル利得値を得るために逆FFTを実行し、データサブバンドのためのチャネル利得推定値を得るためにFFTを実行することにより得られる。受信されたシンボルは、チャネル利得推定値を用いて、例えば、チャネル利得推定値により等化されることにより処理され、リカバーされたデータシンボルを得る。
【選択図】図9
【解決手段】OFDMシンボルのためのN入力サンプルのシーケンスに対して「部分」フーリエ変換が実行され、NcのグループのためのNcの受信したシンボルを得る。部分フーリエ変換の場合、Nの入力サンプルはフェーザーで回転されNの回転された入力サンプルを得る。これらの入力サンプルは累算されNcの時間領域値を得る。NcポイントFFTはNc時間領域値に対して実行されNcの受信したシンボルを得る。データサブバンドのためのチャネル利得推定値は、また、時間領域チャネル利得値を得るために逆FFTを実行し、データサブバンドのためのチャネル利得推定値を得るためにFFTを実行することにより得られる。受信されたシンボルは、チャネル利得推定値を用いて、例えば、チャネル利得推定値により等化されることにより処理され、リカバーされたデータシンボルを得る。
【選択図】図9
Description
この発明は一般に通信に関し、特に直交周波数分割多重(OFDM)をベースにした通信システムにおいて復調を行うための技術に関する。
OFDMは全体のシステム帯域幅を多数の(N)の直交サブバンドに効率的に分割する変調技術である。各サブバンドはデータを用いて変調してもよいそれぞれのサブキャリアに関連する。また、サブバンドは、一般的にトーン、サブキャリア、ビン、および周波数チャネルとも呼ばれる。
OFDMは種々の通信システムにおいて広範囲に使用される。例えば、直交周波数分割多重アクセス(OFDMA)システムは、OFDMを利用し、複数のユーザーをサポートすることができる。Nのサブバンドは、システム設計に応じて種々の方法でデータとパイロット送信のために使用されてもよい。例えば、OFDMAシステムは、Nのサブバンドを、サブバンドの複数の互いに素なグループに分割し、各サブバンドグループを異なるユーザーに割り当ててもよい。従って、複数のユーザーは、割り当てられたサブバンドグループを介して同時にサポートされることができる。
多くのインスタンスにおいては、OFDMをベースにしたシステムにおいて、Nのサブバンドのサブセットを復調することしか必要としない。Nのサブバンドのサブセットを処理するための直接的な方法は、時間領域サンプルに対してNポイントの高速フーリエ変換(FFT)を実行し、すべてのNのサブバンドのための周波数領域シンボルを得ることである。次に、関心のあるサブバンドのためのシンボルが抽出されて処理され、他のすべてのサブバンドのためのシンボルが破棄される。たとえNのサブバンドの小さなサブセットのみがデータ送信のために使用されるとしても、この直接的な方法は、Nのサブバンドに比例したメモリストレージを必要とし、さらにすべてのNのサブバンドのための計算を必要とする。
それゆえ、Nのサブバンドのサブセットのみがデータ送信のために使用されるときにOFDMをベースにしたシステムにおいてより効率的に復調を実行するための技術の必要性がある。
サブバンドをベースにしたOFDM復調のための技術がここに記載される。これらの技術は、すべてのNのサブバンドの代わりに関心のあるサブバンドのみのための処理を受信機が実行することを可能にする。
1つの観点において、Nの合計サブバンドの中でNcのサブバンドのための「部分」フーリエ変換を実行するための技術、但しN>Nc>1が記載される。Ncのサブバンドは、Nの合計サブバンドの中ですべてのL番目のサブバンドを含む。但し、Nc・L=Nである。サブバンドm、m+Lなどを構成するNcのサブバンドのための部分フーリエ変換を計算するために、N入力サンプルのシーケンスは回転され(各入力サンプルをフェーザー(phasor)
で乗算することにより)Nの回転された入力サンプルのシーケンスを得る。次に、Nの回転された入力サンプルのシーケンスは、Ncのサンプル離間されたLの回転された入力サンプルの各セットに対して累算され、Ncの時間領域値のシーケンスを得る。次にNcの時間領域値のシーケンスに対してNcポイントの高速フーリエ変換(FFT)が実行され、NcのサブバンドのためのNcの周波数領域値を得る。部分フーリエ変換は、NポイントFFTの代わりにNcポイントのFFTを用いてNcのサブバンドのための周波数領域値を供給する。
他の観点において、OFDMをベースにしたシステムにおいてチャネル推定を実行するための技術が記載される。このシステムの場合、パイロットシンボルは、グループpにおけるサブバンド上で送信され、グループmのサブバンドのためのチャネル利得推定値が所望される。チャネル推定の場合、部分フーリエ変換は最初に入力サンプルのシーケンス上で実行され、グループpにおけるサブバンドのための受信されたパイロットシンボルを得る。次に、グループpにおけるサブバンドのためのチャネル推定値は、受信されたパイロットシンボル上の変調を除去することにより得られる。グループpのためのチャネル利得推定値に対してIFFTが実行され、時間領域チャネル利得値を得る。時間領域チャネル利得値はフェーザー
を用いてディローテート(derotate)され、ディローテートされた時間領域チャネル利得値を得る。グループmのためのチャネル利得推定値を得るために、ディローテートされた時間領域チャネル利得値は、フェーザー
を用いてローテートされ、グループmのためのローテートされたチャネル利得値を得る。
を用いてローテートされ、グループmのためのローテートされたチャネル利得値を直接得る。どんな場合も、ローテートされたチャネル利得値に対してFFTが実行され、グループm内のサブバンドのためのチャネル利得推定値を得る。異なるフェーザーによるのにもかかわらず、サブバンドの他のグループのためのチャネル利得推定値は、類似の方法で時間領域チャネル利得値を処理(ディローテート)することにより得てもよい。
さらに他の観点において、OFDMをベースにしたシステムにおいてサブバンドをベースにした復調を実行するための技術が記載される。入力サンプルのシーケンスに対して部分フーリエ変換が実行され、サブバンドのグループのための受信したシンボルを得る。サブバンドのグループのためのチャネル利得推定値も得られる。次に、受信されたシンボルは、チャネル利得推定値を用いて処理され(により等化され)、サブバンドのグループのためのリカバーされたデータシンボルを得る。サブバンドの他のグループのための復調は類似の方法で実行されてもよい。
この発明の種々の観点および実施形態は以下にさらに詳細に説明される。
「例示」という用語はここでは、例、インスタンス、または例証として機能することを意味する。「例示」としてここに記載された任意の実施形態または設計は必ずしも他の実施形態または設計に対して好適であるとかまたは利点があると解釈されるべきでない。明確にするために、以下の記載では、「シーケンス」は時間領域サンプルおよび値のために使用される。
図1AはOFDMサブバンド構造を示す。OFDMをベースにしたシステムは、WMHzの全体のシステム帯域幅を有し、WMHzは、OFDMを用いてNの直交サブバンド110に分割される。各サブバンドはW/N MHzの帯域幅を有し、データで復調されてもよいそれぞれのキャリア112に関連する。OFDMをベースにしたシステムは、データおよびパイロット送信のために中央サブバンドのみを使用してもよく、ガードサブバンドとして2つの終端上のいくつかのサブバンドを保存し、システムがスペクトルマスク要件を満足可能にしてもよい。簡単にするために、以下の記述は、すべてのNのサブバンドが送信のために使用されると仮定する。
図1Bは、OFDMをベースにしたシステム内のNのサブバンドを分割するための例示周波数分割多重(FDM)スキームを示す。このFDMスキームの場合、NのサブバンドはLの互いに素なグループに配列される。各グループはNcのサブバンドを含む。但し、Nc・L=Nである。例えば、OFDMをベースにしたシステムは、N=4096合計サブバンドとL=8のサブバンドグループを有し、各グループは、Nc=512のサブバンドを有していてもよい。Lのグループは、Nのサブバンドの各々が唯一のグループに属するという点において互いに素である。グループ内の連続するサブバンドはLのサブバンドだけ離間されるように、各グループ内のNcのサブバンドはNのサブバンドにわたって均一に分布される。このようにして各グループ内のサブバンドは他のL−1グループ内のサブバンドとインターレースされる。Nのサブバンドは他の方法で分割してもよい。簡単にするために、以下の記載は、図1Bに示されるサブバンド配列を仮定する。
OFDMを用いて、データまたはパイロットのための1つの変調シンボルは、各シンボル期間におけるNのサブバンドの各々上に送信されてもよい。データシンボルはデータのための変調シンボルであり、パイロットシンボルはパイロットのための変調シンボルである。Nのサブバンドより少ないサブバンドが使用されるなら、ゼロの信号値が各未使用のサブバンドのために供給される。シンボル期間ごとに、NのサブバンドのためのNのシンボル(すなわち、データシンボル、パイロットシンボル、および/またはゼロ)は、Nポイントの逆高速フーリエ変換(IFFT)を用いて時間領域に変換され、Nの時間領域チップを含む変換されたシンボルを得る。シンボル間干渉(ISI)に対抗するために、各変換されたシンボルの部分が反復され、N+Cチップ、但しCは反復されるチップ数である、を含む対応するOFDMシンボルを形成してもよい。反復された部分は、しばしばサイクリックプリフィックス(cyclic prefix)と呼ばれる。次に、OFDMシンボルは通信リンクを介して送信される。
受信機はOFDMシンボルのためのN+C入力サンプルを得る。但し、各入力サンプルは送信されたチップに相当する。受信機は、サイクリックプリフィックスのためのCの入力サンプルを除去し、変換されたシンボルのためのNの入力サンプルのシーケンスを得る。次に、受信機はNの入力サンプルに対してNポイントの高速フーリエ変換(FFT)を実行し、NのサブバンドのためのNの周波数領域の受信されたシンボルを得てもよい。受信されたシンボルは以下のように表してもよい。
但し、S(k)は、サブバンドk上に送信されたシンボルである。H(k)はサブバンドkのための複素チャネル利得である。およびN(k)はサブバンドkのための受信機における雑音である。
は、事後処理された雑音である。
で除算することによりリカバーしてもよいことを示す。このオペレーションは一般に等化と呼ばれる。受信機は、送信機によって送信されたパイロットシンボルに基づいてチャネル利得を推定してもよい。
受信機が、1つまたは少数のグループのサブバンド上のデータをリカバーする必要しかないなら、すべてのNのサブバンドの代わりに関心のあるサブバンドのみのために処理を実行することはより効率的である。Nが大きい場合(例えば、N=4096)の場合、効率における利得は特に注目に値する。送信機は、データ送信のために使用されるサブバンドのグループとは異なるサブバンドのグループ上のパイロットシンボルを送信してもよい。この場合、受信機は、パイロットサブバンド(すなわち、パイロット送信のために使用されるサブバンド)上で受信されたパイロットシンボルに基づいて、データサブバンド(すなわち、データ送信のために使用されるサブバンド)のためのチャネル利得を推定することができる。
図2は、サブバンドをベースにしたOFDM復調を実行し、サブバンドの他方のグループ(グループp)上に送信されたパイロットシンボルを用いて、サブバンドの一方のグループ(グループm)上に送信されたデータシンボルをリカバーするプロセス200のフロー図を示す。図1Bに示されるFDMスキームの場合、グループmはサブバンドLk+m但し、k=0...(Nc−1)を含み、グループpはLk+p、但しK=0...(Nc−1)であり、0≦m≦(Nc-1)、および0≦p≦(Nc−1)である。
最初にNの入力サンプルのシーケンス上で部分フーリエ変換が実行され、グループm内のサブバンドのためのNcの受信したシンボルのグループを得る(ステップ210)。入力サンプルのシーケンスは{x(n)}として示される。これは、n=0...(N−1)の場合のx(n)である。受信されるシンボルのグループは{Xm(k)}または{X(Lk+m)}として示される。これは、k=0...(Nc-1)の場合のX(Lk+m)である。部分フーリエ変換はNポイントFFTの代わりにNcポイントFFTを利用し、以下に記載するように実行してもよい。
である。また、下記に記載されるように、ステップ220は、部分フーリエ変換および逆フーリエ変換を用いて実行してもよい。次に、グループm内のサブバンドのための受信したシンボルは、グループm内のサブバンドのためのチャネル利得推定値で処理され、例えば方程式(2)で示すようにグループm内のサブバンドのためのリカバーされたデータシンボルを得る。グループmのためのリカバーされたデータシンボルは
である。
(これは、サンプルごとに変化するフェーザーである)により入力サンプルx(n)をローテートすることにより得られるローテートされた入力サンプルである。
gm(n)は、Ncだけ離間されたLのローテートされた入力サンプルを累算することにより得られる時間領域値である。
図3は、部分フーリエ変換を実行し、サブバンドの1つのグループのための受信したシンボルを得るプロセス210aのフロー図を示す。プロセス210aは、図2のステップ210のために使用してもよい。最初に、Nの入力サンプルx(n)のシーケンスは、各入力サンプルを
として示される(ステップ312)。次に、Nのローテートされた入力サンプルのシーケンスは、Lのローテートされた入力サンプルのセットにおいて、累算され、グループmのためのNcの時間領域値のシーケンスを得る。これは、方程式(5)に示すように{gm(N)}として示される(ステップ314)。各セットは、ローテートされた入力サンプルのシーケンスにすべてのNc番目のサンプルを含む。Ncセットは、シーケンス内の異なる開始するローテートされた入力サンプルと関連する。次に、NcポイントFFTは、Ncの時間領域値のシーケンス上で実行され、方程式(6)に示すように、グループmのためのNcの受信したシンボルを得る(ステップ316)。
図4は、グループp内のサブバンド上で受信されたパイロットシンボルに基づいてグループm内のサブバンドのためのチャネル利得推定値を得るためのプロセス220aを示す。但し、P≠mである。プロセス220aは図2のステップ220のために使用してもよい。最初に、例えば、グループm内のサブバンドのためのデータシンボルをリカバーするための上述したプロセス210aを用いて、グループp内のサブバンドのための受信されたパイロットシンボルが得られる。ステップ412の出力は、Ncの受信したパイロットシンボルである。これは、
として示される。
(ステップ418)
従って、ディローテートされた時間領域チャネル利得値のシーケンスから、グループm内のサブバンドのためのチャネル利得推定値が導き出される。Ncのサブバンドのためのディローテートされたチャネル利得推定値のためのフーリエ変換は以下のように表してもよい。
従って、ディローテートされた時間領域チャネル利得値のシーケンスから、グループm内のサブバンドのためのチャネル利得推定値が導き出される。Ncのサブバンドのためのディローテートされたチャネル利得推定値のためのフーリエ変換は以下のように表してもよい。
により乗算し、ローテートされたチャネル利得値のシーケンスを得ることにより、得ることができる。次に、NcポイントFFTは、ローテートされたチャネル利得値のシーケンス上で実行され、グループmにおけるサブバンドのためのチャネル利得推定値を得る(ステップ422)。ステップ418におけるディローテーションおよびステップ420におけるローテーションは結合してもよく、グループmのためのローテートされたチャネル利得値は、
として得てもよい。
図5は、サブバンドの1つ以上のグループにデータを送信することができる送信機500のブロック図である。明確にするために、以下の記載は、サブバンドのMグループ(すなわち、グループa乃至m)上のデータ送信およびサブバンドの1つのグループ(すなわち、グループp)上のパイロット送信のためのものである。
送信機500において、符号器/変調器514はデータソース512からトラヒックデータを受信し、コントローラー540から他のデータを受信する。符号器/変調器514は、受信したデータを処理し(例えば、フォーマットし、符号化し、インターリーブし、および変調する)、データシンボルのストリーム、{S(k)}を供給する。各データシンボルは使用のために選択された変調スキームのための変調シンボルである。変調シンボルは、選択された変調スキームに対応する信号コンステレーション(constellation)内の特定ポイントのための複素値である。デマルチプレクサー(Demux)516は、データシンボルのストリーム、{S(k)}を受信し、これらのデータシンボルをグループa乃至m内のサブバンドに供給する。また、デマルチプレクサー516は、送信機と受信機の両方によって先験的に知られている変調シンボルであるパイロットシンボルも受信し、これらのパイロットシンボルをグループp内のサブバンドに供給する。デマルチプレクサー516は、データまたはパイロット送信のために使用されない各サブバンドのためにゼロの信号値(「ゼロ」シンボル)も供給する。
OFDM変調器520は、マルチプレクサー516からシンボルを受信し、これらのシンボルに対してOFDM変調を実行する。OFDM変調器520は、逆高速フーリエ変換(IFFT)ユニット522およびサイクリックプリフィックス発生器524を含む。シンボル期間毎に、IFFTユニット522は、Nポイント逆FFTを用いて、Nのシンボルを時間領域に変換し、Nの時間領域チップを含む変換されたシンボルを得る。各チップは、1チップ期間で送信される複素値である。次に、サイクリックプリフィックス発生器524は、各変換されたシンボルの一部を反復し、N+Cチップを含むOFDMシンボルを形成する。シンボル期間は、N+Cチップ期間である1OFDMシンボルの継続期間である。OFDM変調器520は、OFDMシンボル毎に時間領域チップのシーケンスを供給する。
送信機ユニット(TMTR)530は、チップのストリームを受信して処理し(例えば、アナログに変換し、フィルターし、増幅し、周波数アップコンバートする)、変調された信号を得る。次に変調された信号は、アンテナ532から送信される。コントローラー540は送信機500における動作を指示する。メモリユニット542は、コントローラー540により使用されるプログラムコードおよびデータのための記憶装置を提供する。
図6は、サブバンドの1つ以上のグループ上のデータをリカバーするために、サブバンドをベースにしたOFDM復調を実行することができる受信機600のブロック図を示す。この場合も先と同様に、明確にするために、以下の記載は、サブバンドのMグループ(すなわち、グループa乃至m)上のデータ受信およびサブバンドの1つのグループ(すなわち、グループp)上のパイロット送信のためのものである。受信機600において、送信機500により送信される変調信号はアンテナ612により受信される。受信機ユニット(RCVR)614は、アンテナ612からの受信信号を処理し(例えば、周波数ダウンコンバートし、フィルターし、増幅し、およびデジタル化する)、入力サンプルを供給する。
サブバンドをベースにしたOFDM復調器620は、入力サンプルを処理し、リカバーされたデータシンボルを供給する。リカバーされたデータシンボルは、送信機500により送信されたデータシンボルの推定値である。図6に示される実施形態の場合、サブバンドをベースにしたOFDM復調器620は、サイクリックプリフィックス除去ユニット622、フーリエ変換ユニット630、チャネル推定器640およびイコライザー650を含む。サイクリックプリフィックス除去ユニット622は、各受信されたOFDMシンボル内のサイクリックプリフィックスを除去し、フーリエ変換ユニット630とチャネル推定器640の両方に、入力サンプルのシーケンス、{x(n)}を供給する。フーリエ変換ユニット630は、サブバンドのMグループの各々のための入力サンプルシーケンスに対して部分フーリエ変換を実行し、Mのサブバンドグループのための、受信したシンボルのMのグループ、{Xa(k)}乃至{Xm(k)}を供給する。チャネル推定器640は、入力サンプルのシーケンスに基づいて、サブバンドのMのグループのためのおのおののためのチャネル利得推定値を導き出し、MのサブバンドグループのためのMのグループのチャネル利得推定値
を供給する。イコライザー650は、MのサブバンドグループのためのMのグループの受信シンボルとMのグループのチャネル利得推定値を受信し、方程式(2)に示すように受信したシンボルに対して等化を実行し、MのサブバンドグループのためのMのグループのリカバーされたデータシンボル
を供給する。
の1つのストリームを供給する。復調器/復号器654はリカバーされたデータシンボルストリームを処理し(例えば、復調し、デインターリーブし、およびデコードする)、デコードされたデータをデータシンク656に供給する。コントローラー660は、受信機600における動作を指示する。メモリユニット662は、コントローラー660により使用されるプログラムコードおよびデータのための記憶装置を提供する。
図7はサブバンドの1つのグループに対して受信したシンボルを得るために使用されてもよい部分フーリエ変換ユニット710のブロック図を示す。ユニット710は、ローテーター720、アキュムレーター730、バッファー740、アドレス発生器742、およびNcポイントFFTユニット750を含む。バッファー740はNcの時間領域値{gm(n)}を記憶する。各シンボル期間の開始において、バッファー740はリセットされる(すなわち、ゼロで充填される)。
を現在値に加算し、更新値をレジスター734に供給する。レジスター734は、更新値を、時間領域値gm(n)のためのバッファー740の適切なロケーションに記憶する。
入力サンプルx(n)毎に、バッファー740は、対応する時間領域サンプルgm(n)のための現在値を供給し、更新値を記憶する。アドレス発生器742はバッファー740のためのアドレスを発生し、モジュロカウンターを用いて実施してもよい。
各シンボル期間の終わりで、シンボル期間のためのすべてのNの入力サンプルが受信され累算された後で、FFTユニット750は、バッファー740からのNcの時間領域値{gm(n)}に対してNcポイントFFTを実行し、グループm内のサブバンドのためのNcの受信したシンボル{Xm(k)}を得る。
図8は、サブバンドグループp上で受信したパイロットシンボルに基づいてサブバンドグループa乃至mのためのチャネル利得推定値を供給することができるチャネル推定器640の一実施形態のブロック図を示す。チャネル推定器640は、部分フーリエ変換ユニット710p、パイロット復調ユニット860、ポイントIFFTユニット870、およびMのサブバンドグループのためのMの部分フーリエ変換ユニット880a乃至880mを含む。
部分フーリエ変換ユニット710pは入力サンプルのシーケンスを受信して処理し、グループpにおけるサブバンドのためのNcの受信されたシンボル{Xp(k)}を得る。ユニット710pは、ローテーター720p内の乗算器722pは入力サンプルx(n)を
を供給することを除いて、図7のユニット710と同じ方法で実施される。パイロット復調ユニット860は、受信したシンボル{Xp(k)}を共役パイロットシンボルP*(Lk+p)と乗算し、グループp内のサブバンドのためのチャネル利得推定値
を得る。
により時間領域チャネル推定値{hp(n)}をディローテートし、Ncのディローテートされた時間領域チャネル利得値{h(n)}を供給する。
各変換ユニット880はNcのディローテートされた時間領域チャネル利得値{h(n)}を受信し、その割り当てられたグループ内のサブバンドのためのチャネル利得推定値を導き出す。各変換ユニット880は、乗算器882およびポイントFFTユニット884を含む。グループmのための変換ユニット880m内で、乗算器882mはディローテートされた時間領域チャネル利得値を
を供給する。
フィルタリングは、チャネル推定処理経路に沿って種々のロケーションで実行して、改善された品質を有するチャネル利得推定値を得てもよい。一例として、ユニット750pを用いてNcポイントFFTを実行する前に複数のシンボル期間にわたって、ローテートされた入力サンプル
に対して、
(3)グループpのための時間領域チャネル利得推定値{hp(n)}に対して、(4)ディローテートされた時間領域チャネル利得値{h(n)}等に対して実行してもよい。
(3)グループpのための時間領域チャネル利得推定値{hp(n)}に対して、(4)ディローテートされた時間領域チャネル利得値{h(n)}等に対して実行してもよい。
データサブバンドのためのチャネル利得推定値も他の方法で得てもよい。
例えば、グループm内のサブバンドのためのチャネル利得推定値は、グループg内のサブバンドのためのチャネル利得推定値に対して(例えば、線形)補間を実行することにより得てもよい。
図9は、サブバンドをベースにしたOFDM復調器620の一実施形態のブロック図を示す。OFDM復調器620内で、サイクリックプリフィックス除去ユニット622は、入力サンプルを受信し、OFDMシンボル毎にサイクリックプリフィックスを除去し、入力サンプルのシーケンス{x(n)}をフーリエ変換ユニット630とチャネル推定器640に供給する。
フーリエ変換ユニット630は、Mのサブバンドグループの各々に対して1つの変換ユニット710の割合で、Mの部分フーリエ変換ユニット710a乃至710mを含む。
を供給する。チャネル推定器640は、図8に示されるように実施され、図8のために上述されたように入力サンプルを処理し、Mのサブバンドグループの各々のためのチャネル利得推定値を供給する。
を供給する。
を供給する。
図9は、単一タップイコライザーが各データサブバンドに対して使用される例示受信機アーキテクチャーを示す。受信されたシンボルおよびチャネル利得推定値は他の方法で処理してもよい。例えば、整合フィルタリングは、チャネル利得推定値を有する受信されたシンボルに対して実行してもよい。他の例として、対数尤度比(LLRs)は、受信したシンボルおよび/またはチャネル利得推定値に対して計算してもよく、LLRsは、反復法で、ターボデコーダーにより処理してもよい。
部分フーリエ変換、チャネル推定、およびOFDM復調を実行するためにここに記載された技術(または単に、「サブバンドをベースにしたOFDM復調」技術)は、受信機の設計を簡単化することができ、種々の利点を提供する。所定のグループのサブバンドのためのデータシンボルをリカバーするために、サイズNcのFFTsのみが実行され、サイズNのFFTsは必要とされない。Mのサブバンドグループのためのローテーションおよび累算は、余分なバッファリングを回避するために並列に実行することができる。あるいは、ハードウエアの1セットを使用して時分割多重(TDM)方法でMのサブバンドグループを処理し、ハードウエア要件を低減してもよい。
各サブバンドグループのためのローテーションと累算はサンプルレートで実行してもよい、すなわち、入力サンプルが受信機に到着する各入力サンプルに対して実行してもよいので、処理遅延も低減される。各サブバンドグループのための時間領域値のシーケンス、{gm(n)}は、任意のさらなる遅延無くして、全体のOFDMシンボルが受信されるやいなや利用可能である。各サブバンドグループのためのチャネル利得推定値は、ディローテートされた時間領域チャネル利得値、{h(n)}に基づいて得られる。従って、Mのサブバンドグループのためのチャネル推定は、さらなるバッファリングを必要とせずにシリアルに実行してもよい。
簡単にするために、サブバンドをベースにしたOFDM復調技術が図1Bに示されるサブバンド配列のために記載された。これらの技術は、他のサブバンド配列のために使用されてもよい。一般に、サブバンドグループは、(上述したように)同じ数のサブバンドまたは異なる数のサブバンドを含んでいてもよい。さらに、各グループ内のサブバンドは、他のいくつかの方法で選択されてもよい。唯一の要件は、上述したように、部分FFTsに分解することにより、FFTにおける簡便さを得るために、各グループ内のサブバンドが、Nの合計サブバンドにわたって均一に分布されることである。例えば、N=4096なら、グループ1は、128のサブバンドにより分離される32のサブバンドを含んでいてもよく、グループ2は、4のサブバンドにより分離される1024のサブバンドを含んでいてもよく、以下同様である。パイロットサブバンドグループはまた、データサブバンドグループと同じまたは異なる数のサブバンドを含んでいてもよい。サブバンド配列が異なると、ローテーションのために異なるフェーザー
が使用されてもよく、異なる数のローテートされた入力サンプルが累算されてもよく、異なるサイズのFFTが実行されて、所定のサブバンドグループのための受信されたシンボルを得てもよい。
サブバンドをベースにしたOFDM復調技術は、ダウンリンク(すなわち、フォワードリンク)並びにアップリンク(すなわち、リバースリンク)のために使用されてもよい。
ダウンリンクの場合、送信機500はアクセスポイントであり、受信機600はユーザー端末である。アップリンクの場合、送信機500はユーザー端末であり、受信機600はアクセスポイントである。ここに記載された技術はまた種々のOFDMをベースにしたシステム(例えば、OFDMAシステム)のために使用されてもよい。
明確にするために、サブバンドをベースにしたOFDM復調技術は、単一入力単一出力(SISO)通信システムのために記載された。また、これらの技術は、多数入力単一出力(MISO)システム、単一入力多数出力(SIMO)システム、および多数入力多数出力(MIMO)システムのために使用されてもよい。MIMOシステムの場合、1つのフーリエ変換ユニット630は、受信機における複数(NR)の受信アンテナの各々のために設けられる。各フーリエ変換ユニット630は、関連するアンテナのために入力サンプルを処理し、そのアンテナのためのMのグループのためのサブバンドのためのMのグループの受信されたシンボルを提供する。次に、データシンボルをリカバーするために、NRの受信アンテナのためのMのグループの受信シンボルのNRの集合に対して空間処理が実行される。空間処理は、ゼロフォーシング(zero-forcing)イコライザー、最小平均二乗誤差(MMSE)イコライザー、またはその他のイコライザーを用いて実行してもよい。
ここに記載されたサブバンドをベースにしたOFDM復調は種々の手段により実施してもよい。例えば、これらの技術は、ハードウエア、ソフトウエア、またはそれらの組み合わせで実施してもよい。ハードウエア実施の場合、サブバンドをベースにしたOFDM復調を実行するために使用される処理ユニットは、1つ以上の特定用途向け集積回路(ASICs)、デジタルシグナルプロセッサー(DSPs)、デジタルシグナル処理装置(DSPDs)、プログラマブルロジックデバイス(PLDs)、フィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGAs)、プロセッサー、コントローラー、マイクロコントローラー、マイクロプロセッサー、ここに記載された機能を実行するように設計された他の電子ユニット、またはそれらの組み合わせ内で実施してもよい。
ソフトウエア実施の場合、サブバンドをベースにしたOFDM復調技術は、ここに記載された機能を実行するモジュール(例えば、手続、機能等)を用いて実施してもよい。ソフトウエアコードは、メモリユニット(例えば、図6のメモリユニット662)に記憶してもよく、プロセッサー(例えば、コントローラー660)により実行してもよい。メモリユニットはプロセッサー内部で、またはプロセッサー外部で実施してもよい。プロセッサー外部で実施する場合、メモリユニットは、技術的に知られている種々の手段を介してプロセッサーに通信可能に接続することができる。
開示された実施形態の上記記述は、当業者がこの発明を製作または使用可能にするために設けられる。これらの実施形態に対する種々の変更は、当業者には容易に明白であり、ここに定義される包括的原理は、この発明の精神または範囲を逸脱することなく他の実施形態に適用してもよい。従って、この発明は、ここに示された実施形態に限定されることを意図したものではなく、ここに開示される原理および新規な特徴に一致する最も広い範囲が許容されるべきである。
Claims (25)
- Nの合計サブバンドの中でNcのサブバンド(但し、N>Nc>1)のためにフーリエ変換を実行する方法において、
Nの入力サンプルの第1のシーケンスをローテートし、Nのローテートされた入力サンプルの第2のシーケンスを得ることと、
前記Nのローテートされた入力サンプルの第2のシーケンスを累算し、Ncの時間領域値の第3のシーケンスを得ることであって、前記累算は、Lのローテートされた入力サンプルのNcのセットの各々に対して実行される(但しNc・L=Nである)ことと、
前記Ncの時間領域値の第3のシーケンスに対してNcポイントの高速フーリエ変換(FFT)を実行し、NcのサブバンドのためのNcの周波数領域値を得ることとを備えた方法。 - 前記Ncセットの各々は、異なるローテートされた入力サンプルから始めて、前記第2のシーケンス内のすべてのN番目のローテートされた入力サンプルを含む、請求項1の方法。
- 前記Nの入力サンプルは1つの直交周波数分割多重(OFDM)シンボルのためのものであり、前記Ncの周波数領域値は、前記NcのサブバンドのためのNcの受信されたシンボルのためのものである、請求項1の方法。
- 前記Ncのサブバンドは、Nの合計サブバンドの中ですべてのL番目のサブバンドを含む、請求項1の方法。
- Nの合計サブバンドの中でNcのサブバンド(但しN>Nc>1)のためのフーリエ変換を実行するように動作可能な装置において、
Nの入力サンプルの第1のシーケンスをローテートし、Nのローテートされた入力サンプルの第2のシーケンスを得るように機能的に作用するローテーターと、
Nのローテートされた入力サンプルの前記第2のシーケンスを累算し、Ncの時間領域値の第3のシーケンスを得るように機能的に作用するアキュムレーターであって、前記累算は、Lのローテートされた入力サンプルのNcのセットの(但し、Nc・L=N)各々に対して実行されるアキュムレーターと、
前記Ncの時間領域値の第3のシーケンスに対してNcポイントの高速フーリエ変換を実行し、前記NcのサブバンドのためのNcの周波数領域値を得るように機能的に作用する高速フーリエ変換(FFT)ユニットと、
を備えた装置。 - Nの合計サブバンドの中でNcのサブバンド(但し、N>Nc>1)に対してフーリエ変換を実行するように動作可能な装置において、
Nの入力サンプルの第1のシーケンスをローテートし、Nのローテートされた入力サンプルの第2のシーケンスを得る手段と、
前記Nのローテートされた入力サンプルの第2のシーケンスを累算し、Nc時間領域値の第3のシーケンスを得る手段であって、前記累算は、Lのローテートされた入力サンプルのNcのセットの各々に対して実行され、Nc・L=Nである、手段と、
前記Nc時間領域値の第3のシーケンスに対してNcポイントの高速フーリエ変換(FFT)を実行し、前記NcサブバンドのためのNc周波数領域値を得る手段と、
を備えた装置。 - 通信システムにおいてチャネル推定を実行するための方法において、
入力サンプルのシーケンスに対してフーリエ変換を実行し、第1のグループのサブバンドのための受信されたパイロットシンボルを得ることと、
前記受信されたパイロットシンボルに基づいて、前記第1のグループのサブバンドのための第1のグループのチャネル利得推定値を得ることと、
前記第1のグループのチャネル利得推定値に対して逆高速フーリエ変換(IFFT)を実行し、時間領域チャネル利得値を得ることと、
前記時間領域チャネル利得値のシーケンスをローテートし、第2のグループのサブバンドのための第1のシーケンスのローテートされたチャネル利得値を得ることと、
前記第1のシーケンスのローテートされたチャネル利得値に対して高速フーリエ変換(FFT)を実行し、前記第2のグループのためのサブバンドのための第2のグループのチャネル利得推定値を得ることと、
を備えた方法。 - 前記フーリエ変換を実行することは、
前記入力サンプルのシーケンスをローテートし、ローテートされた入力サンプルのシーケンスを得ることと、
L(但しL>1)のローテートされた入力サンプルのセットにおいて、前記ローテートされた入力サンプルのシーケンスを累算し、時間領域入力値のシーケンスを得ることと、
前記時間領域入力値のシーケンスに対して高速フーリエ変換を実行し、前記受信されたパイロットシンボルを得ることと、
を含む、請求項8の方法。 - 前記時間領域チャネル利得値のシーケンスをディローテートし、ディローテートされた時間領域チャネル利得値のシーケンスを得ることをさらに備え、前記ディローテートされた時間領域チャネル利得値のシーケンスはローテートされて、前記第2のグループのサブバンドのための前記第1のシーケンスのローテートされたチャネル利得値を得る、請求項8の方法。
- 前記時間領域チャネル利得値のシーケンスをローテートして第3のグループのサブバンドのためのローテートされたチャネル利得値の第2のシーケンスを得ることと、
前記ローテートされたチャネル利得値の第2のシーケンスに対して高速フーリエ変換を実行し、前記第3のグループのサブバンドのための第3のグループのチャネル利得値を得ることと、
をさらに備えた、請求項8の方法。 - 前記チャネル利得推定値の第1のグループは、前記受信したパイロット信号の各々を前記受信したパイロットシンボルに対応する共役したパイロットシンボルと乗算することにより得られる、請求項8の方法。
- 通信システムにおいてチャネル推定を実行するように動作可能な装置において、
入力サンプルのシーケンスに対してフーリエ変換を実行し、第1のグループのサブバンドのための受信されたパイロットシンボルを得るように機能的に作用するフーリエ変換ユニットと、
前記受信されたパイロットシンボルに基づいて前記第1のグループのサブバンドのために第1のグループのチャネル利得推定値を得るように機能的に作用するパイロット復調器と、
前記第1のチャネル利得推定値に対して逆高速フーリエ変換を実行し、時間領域チャネル利得値のシーケンスを得るように機能的に作用する逆高速フーリエ変換(IFFT)ユニットと、
前記時間領域チャネル利得のシーケンスをローテートし、第2のグループのサブバンドのためのローテートされたチャネル利得値の第1のシーケンスを得るように機能的に作用する第1のローテーターと、
前記ローテートされたチャネル利得値の第1のシーケンスに対して高速フーリエ変換を実行し、前記第2のグループのサブバンドのための第2のグループのチャネル利得推定値を得るように機能的に作用する第1の高速フーリエ変換(FFT)ユニットと、
を備えた装置。 - 前記フーリエ変換ユニットは、
前記入力サンプルのシーケンスをローテートし、ローテートされた入力サンプルのシーケンスを得るように機能的に作用する第2のローテーターと、
Lのローテートされた入力サンプルのセットにおいて、前記ローテートされた入力サンプルのシーケンスを累算し、時間領域入力値のシーケンスを得る、但しL>1であるように機能的に作用するアキュムレーターと、
前記時間領域入力値のシーケンスに対して高速フーリエ変換を実行し前記受信されたパイロットシンボルを得るように機能的に作用する第2の高速フーリエ変換ユニットと、
を含む、請求項13の装置。 - 前記時間領域チャネル利得値のシーケンスをローテートし、第3のグループのサブバンドのためのローテートされたチャネル利得値の第2のシーケンスを得るように機能的に作用する第2のローテーターと、
前記ローテートされたチャネル利得値の第2のシーケンスに対して高速フーリエ変換を実行し、前記第3のグループのサブバンドのための第3のグループのチャネル利得推定値を得るように機能的に作用する第2の高速フーリエ変換ユニットと、
をさらに備えた、請求項13の装置。 - 通信システムにおいて、チャネル推定を実行するように動作可能な装置において、
入力サンプルのシーケンスに対してフーリエ変換を実行し、第1のグループのサブバンドのための受信されたパイロットシンボルを得る手段と、
前記受信されたパイロットシンボルに基づいて前記第1のグループのためのサブバンドのための第1のグループのチャネル利得推定値を得る手段と、
前記第1のグループのチャネル利得推定値に対して逆高速フーリエ変換(IFFT)を実行し、時間領域チャネル利得値のシーケンスを得る手段と、
前記時間領域チャネル利得値のシーケンスをローテートし、第2のグループのサブバンドのためのローテートされたチャネル利得値の第1のシーケンスを得る手段と、
前記ローテートされたチャネル利得値の第1のシーケンスに対して高速フーリエ変換(FFT)を実行し、前記第2のグループのサブバンドのための第2のグループのチャネル利得推定値を得る手段と、
を備えた装置。 - 直交周波数分割多重(OFDM)を利用した通信システムにおいて復調を実行する方法において、
OFDMシンボルのためのNの入力サンプルのシーケンスに対して部分フーリエ変換を実行し、第1のグループのNcサブバンド、但し、N>Nc>1のための第1のグループのNcの受信したシンボル得ることであって、前記部分フーリエ変換はNcポイントの高速フーリエ変換(FFT)を利用し前記第1のグループのNcの受信されたシンボルを得ることと、
前記第1のグループのサブバンドのための第1のグループのチャネル利得推定値を得ることと、
前記第1のチャネル利得推定値を用いて前記第1のグループの受信したシンボルを処理し、前記第1のグループのサブバンドのための第1のグループのリカバーされたデータシンボルを得ることと、
を備えた方法。 - 前記通信システムは、Nの合計サブバンドを含み、前記第1グループ内の前記Ncのサブバンドは、Nの合計サブバンドの中のすべてのL番目のサブバンド、但しL>1を含む、請求項17の方法。
- 前記第1のグループのチャネル利得推定値を得ることは、
前記Nの入力サンプルのシーケンスに基づいてパイロットサブバンドのグループのために時間領域チャネル利得値を得ることと、
前記時間領域チャネル利得値をローテートし、前記第1のグループのサブバンドのためのローテートされたチャネル利得値の第1のシーケンスを得ることと、
前記ローテートされたチャネル利得値の第1のシーケンスに対して高速フーリエ変換を実行し、前記第1のグループのサブバンドのための前記第1のグループのチャネル利得推定値を得ることと、
を含む、請求項17の方法。 - 前記Nの入力サンプルのシーケンスに対して部分フーリエ変換を実行し、第2のグループのNcのサブバンドのための第2のグループのNcの受信したシンボルを得ることと、
前記時間領域チャネル利得値をローテートし、前記第2のグループのサブバンドのためのローテートされたチャネル利得値の第2のシーケンスを得ることと、
前記ローテートしたチャネル利得値の第2のシーケンスに対して高速フーリエ変換を実行し、前記第2のグループのサブバンドのための第2のグループのチャネル利得推定値を得ることと、
前記第2のグループのチャネル利得推定値を用いて前記第2のグループの受信されたシンボルを処理し、前記第2のグループのサブバンドのための第2のグループのリカバーされたデータシンボルを得ることと、
をさらに備えた、請求項19の方法。 - 前記第1のグループのリカバーされたデータシンボルは、前記第1のグループのチャネル利得推定値により前記第1のグループの受信されたシンボルを除算することにより得られる、請求項17の方法。
- 前記通信システムは直交周波数分割多重アクセス(OFDMA)システムである、請求項17の方法。
- 直交周波数分割多重(OFDM)を利用する通信システムにおける装置において、
OFDMシンボルのためのNの入力サンプルのシーケンスに対して部分フーリエ変換を実行し、第1のグループのサブバンドのための第1のグループのNcの受信されたシンボルを得るように機能的に作用するフーリエ変換ユニットであって、N>Nc>1であり、前記フーリエ変換ユニットはNcポイントの高速フーリエ変換(FFT)を利用し、前記第1のグループのNcの受信されたシンボルを得るフーリエ変換ユニットと、
前記第1のグループのサブバンドのための第1のグループのチャネル利得推定値を得るように機能的に作用するチャネル推定器と、
前記第1のチャネル利得推定値を用いて前記第1のグループの受信されたシンボルを処理し、前記第1のグループのサブバンドのための第1のグループのリカバーされたデータシンボルを得るように機能的に作用するイコライザーと、
を備えた装置。 - 前記フーリエ変換ユニットは、前記Nの入力サンプルのシーケンスに対して第2の部分フーリエ変換を実行し、第2のグループのNcのサブバンドのための第2のグループのNcの受信されたシンボルを得、前記チャネル推定器は前記第2のグループのサブバンドのための第2のグループのチャネル利得推定値を得るように機能的に作用し、前記イコライザーは前記第2のグループのチャネル利得推定値を用いて前記第2のグループの受信されたシンボルを処理し、前記第2のグループのサブバンドのための第2のグループのリカバーされたデータを得るように機能的に作用する、請求項23の装置。
- 直交周波数分割多重(OFDM)を利用した通信システムにおいて復調を実行するように動作可能な装置において、
OFDMシンボルのためのNの入力サンプルのシーケンスに対して部分フーリエ変換を実行し、第1のグループのNcサブバンドのための第1のグループのNcの受信されたシンボルを得る手段であって、N>Nc>1であり、前記部分フーリエ変換はNcポイントの高速フーリエ変換(FFT)を利用して前記第1のグループのNcの受信されたシンボルを得る手段と、
前記第1のグループのサブバンドのための第1のグループのチャネル利得推定値を得る手段と、
前記第1のグループのチャネル利得推定値を用いて前記第1のグループの受信されたシンボルを処理し、前記第1のグループのサブバンドのための第1のグループのリカバーされたデータシンボルを得る手段と、
を備えた装置。
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WO2005114858A1 (en) * | 2004-05-21 | 2005-12-01 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | A transmitter and receiver for ultra-wideband ofdm signals employing a low-complexity cdma layer for bandwidth expansion |
DE602004024773D1 (de) * | 2004-06-10 | 2010-02-04 | Panasonic Corp | System und Verfahren für Laufzeit-Rekonfiguration |
US8891349B2 (en) | 2004-07-23 | 2014-11-18 | Qualcomm Incorporated | Method of optimizing portions of a frame |
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US7720162B2 (en) * | 2005-03-10 | 2010-05-18 | Qualcomm Incorporated | Partial FFT processing and demodulation for a system with multiple subcarriers |
US8266196B2 (en) | 2005-03-11 | 2012-09-11 | Qualcomm Incorporated | Fast Fourier transform twiddle multiplication |
US8229014B2 (en) * | 2005-03-11 | 2012-07-24 | Qualcomm Incorporated | Fast fourier transform processing in an OFDM system |
JP4695003B2 (ja) * | 2005-09-05 | 2011-06-08 | Okiセミコンダクタ株式会社 | 等化器及び等化方法 |
CN100442272C (zh) * | 2005-10-31 | 2008-12-10 | 凌阳科技股份有限公司 | 数字信号处理装置 |
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JP4659840B2 (ja) * | 2005-12-28 | 2011-03-30 | 富士通株式会社 | 通信装置及びチャネル推定方法 |
ATE444633T1 (de) * | 2006-06-07 | 2009-10-15 | Mitsubishi Electric Corp | Multiträger system mit mehreren null-subträgern im sendesignal aufgrund der variablen empfangsbandbreite und der daraus resultierenden mehreren möglichen dc subträger |
DE602006013964D1 (de) * | 2006-07-18 | 2010-06-10 | Ericsson Telefon Ab L M | Faltung von Eingabedatenwerten für eine Transformation |
US20080114823A1 (en) * | 2006-11-13 | 2008-05-15 | Nokia Corporation | Method of transferring data from a first device to a second device |
KR20080073926A (ko) * | 2007-02-07 | 2008-08-12 | 삼성전자주식회사 | 오디오 신호를 복호화하는 장치에서 이퀄라이저를 구현하는방법 및 이를 위한 장치 |
US20080225689A1 (en) * | 2007-03-13 | 2008-09-18 | Bickerstaff Mark A | Orthogonal frequency division multiplexing having tones with overlaid data and pilot symbols |
US8787499B2 (en) * | 2007-03-27 | 2014-07-22 | Qualcomm Incorporated | Channel estimation with effective co-channel interference suppression |
US20090175210A1 (en) * | 2007-07-26 | 2009-07-09 | Qualcomm Incorporated | Multiplexing and transmission of multiple data streams in a wireless multi-carrier communication system |
KR20090066170A (ko) * | 2007-12-18 | 2009-06-23 | 한국전자통신연구원 | 전송률 향상을 위한 데이터 송수신 장치 및 방법 |
WO2009142563A1 (en) * | 2008-05-23 | 2009-11-26 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method for moving quantization noise introduced in fixed-point calculation of fast fourier transforms |
KR100989797B1 (ko) * | 2008-06-09 | 2010-10-29 | (주)에프씨아이 | Fft/ifft 연산코어 |
KR101513044B1 (ko) * | 2008-08-05 | 2015-04-17 | 엘지전자 주식회사 | Papr을 줄이기 위한 무선 접속 방식 |
US8761274B2 (en) * | 2009-02-04 | 2014-06-24 | Acorn Technologies, Inc. | Least squares channel identification for OFDM systems |
RU2469488C1 (ru) * | 2011-06-08 | 2012-12-10 | Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Импульс" | Способ демодуляции радиосигналов с фазоразностной модуляцией |
RU2539868C1 (ru) * | 2013-09-17 | 2015-01-27 | Закрытое акционерное общество "Электронно-вычислительные информационные и инструментальные системы" (ЗАО "ЭЛВИИС") | Ядро сопроцессора быстрого преобразования фурье реального времени |
KR102559804B1 (ko) * | 2016-09-20 | 2023-07-26 | 삼성전자주식회사 | 동기 신호를 검출하기 위한 방법 및 장치 |
CN108200002B (zh) * | 2017-12-29 | 2020-12-22 | 普联技术有限公司 | 一种信号解调方法及基带接收机 |
CN111261276B (zh) * | 2019-12-31 | 2023-09-05 | 郑州大学第一附属医院 | 基于双层傅里叶变换的远程心音智能诊断系统及诊断方法 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20030081695A1 (en) * | 2001-10-31 | 2003-05-01 | Eilts Henry Stephen | Computationally efficient system and method for channel estimation |
JP2006514499A (ja) * | 2003-03-27 | 2006-04-27 | ドコモ コミュニケーションズ ラボラトリーズ ヨーロッパ ゲーエムベーハー | 複数のチャネルを推定する装置及び方法 |
Family Cites Families (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2671923B1 (fr) * | 1991-01-17 | 1993-04-16 | France Etat | Dispositif de demodulation coherente de donnees numeriques entrelacees en temps et en frequence, a estimation de la reponse frequentielle du canal de transmission et seuillage, et emetteur correspondant. |
JP3121474B2 (ja) * | 1993-06-24 | 2000-12-25 | 株式会社ザナヴィ・インフォマティクス | 放送送受信システム |
FR2721461B1 (fr) * | 1994-06-16 | 1996-09-06 | France Telecom | Signal formé d'une pluralité de fréquences porteuses orthogonales organisé de façon à simplifier la réception d'un des signaux source le composant, procédé d'émission et récepteur correspondants. |
JP3162581B2 (ja) * | 1994-09-16 | 2001-05-08 | 株式会社東芝 | 階層的直交多重伝送方式とその送受信装置 |
DE19738780A1 (de) | 1997-09-04 | 1999-03-11 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Korrektur von Phasen- und/oder Frequenzfehlern digitaler Multicarrier-Signale |
RU2152131C1 (ru) | 1998-03-17 | 2000-06-27 | Закрытое акционерное общество "Кодофон" | Способ приема многолучевых сигналов |
JP2000123000A (ja) * | 1998-10-15 | 2000-04-28 | Toshiba Corp | サイズ可変離散フーリエ変換処理装置 |
JP3085944B2 (ja) * | 1999-02-15 | 2000-09-11 | 三菱電機株式会社 | Ofdm通信システム用受信装置 |
FR2794921B1 (fr) | 1999-06-14 | 2001-09-14 | St Microelectronics Sa | Procede et dispositif de transformation de donnees reelles en symboles complexes, notamment pour la reception de porteuses modulees en phase et en amplitude et transmises sur une ligne telephonique |
CN1142668C (zh) * | 2000-01-28 | 2004-03-17 | 中国科学技术大学 | 通信系统中的快速相关方法 |
GB2361607A (en) * | 2000-04-17 | 2001-10-24 | Mitsubishi Electric Inf Tech | Compensating for local oscillator and sampling frequency offsets in an OFDM receiver |
US6549561B2 (en) * | 2001-02-21 | 2003-04-15 | Magis Networks, Inc. | OFDM pilot tone tracking for wireless LAN |
US7023928B2 (en) * | 2001-08-06 | 2006-04-04 | Lucent Technologies Inc. | Synchronization of a pilot assisted channel estimation orthogonal frequency division multiplexing system |
US20030128660A1 (en) * | 2002-01-09 | 2003-07-10 | Atsushi Ito | OFDM communications apparatus, OFDM communications method, and OFDM communications program |
US7039001B2 (en) * | 2002-10-29 | 2006-05-02 | Qualcomm, Incorporated | Channel estimation for OFDM communication systems |
-
2004
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2006
- 2006-08-08 IL IL177380A patent/IL177380A0/en unknown
-
2009
- 2009-06-19 AU AU2009202449A patent/AU2009202449A1/en not_active Abandoned
-
2010
- 2010-05-26 JP JP2010120654A patent/JP2010239639A/ja active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20030081695A1 (en) * | 2001-10-31 | 2003-05-01 | Eilts Henry Stephen | Computationally efficient system and method for channel estimation |
JP2006514499A (ja) * | 2003-03-27 | 2006-04-27 | ドコモ コミュニケーションズ ラボラトリーズ ヨーロッパ ゲーエムベーハー | 複数のチャネルを推定する装置及び方法 |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
JPN6009021083; H. Alasti et al.: ''A discrete multi carrier multiple access technique for wireless communications'' Vehicular Technology Conference, 1998. VTC 98. 48th IEEE , 19980518, pp. 1533-1537 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
RU2006132330A (ru) | 2008-03-20 |
KR100891238B1 (ko) | 2009-04-01 |
CN101945075A (zh) | 2011-01-12 |
US7551545B2 (en) | 2009-06-23 |
AU2005213137A1 (en) | 2005-08-25 |
CA2555565C (en) | 2010-08-10 |
AR047597A1 (es) | 2006-01-25 |
CN101945075B (zh) | 2012-07-25 |
EP1723760A2 (en) | 2006-11-22 |
RU2353065C2 (ru) | 2009-04-20 |
WO2005079033A3 (en) | 2005-12-08 |
AU2009202449A1 (en) | 2009-07-09 |
CN1947398A (zh) | 2007-04-11 |
TW200541251A (en) | 2005-12-16 |
JP2007522767A (ja) | 2007-08-09 |
CA2704253A1 (en) | 2005-08-25 |
IL177380A0 (en) | 2006-12-10 |
US20050174931A1 (en) | 2005-08-11 |
KR20070008586A (ko) | 2007-01-17 |
BRPI0507515A (pt) | 2007-07-03 |
CA2555565A1 (en) | 2005-08-25 |
WO2005079033A2 (en) | 2005-08-25 |
CN1947398B (zh) | 2016-06-15 |
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