JP2010213199A - 高周波モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】 コネクタを介してパッケージ外部に漏洩する高調波信号を、より効果的に抑制することを目的とする。
【解決手段】 高周波回路とコネクタとの接続部分において、前段空洞共振器と、前段空洞共振器と異なる径を有した後段空洞共振器と、前段空洞共振器及び後段空洞共振器の間を連通する結合孔とを有して、内導体とともに同軸線を構成するパッケージを備えることにより、コネクタを介した高周波信号の漏洩を、広帯域に抑制することができる。
【選択図】 図１

Description

この発明は、不要な高調波信号がパッケージの外部へ漏洩することを抑制する、高周波モジュールに関するものである。

マイクロ波信号を増幅するマイクロ波増幅器をパッケージの内部に収容し、パッケージ外部から入力されるマイクロ波信号を増幅して、パッケージ外部に出力する高周波モジュールが利用されている。マイクロ波増幅器は、一般的に、増幅処理対象となる基本波以外にも高調波を発生する。このため、マイクロ波増幅器の周辺回路間を接続するには、不要な高調波のみを抑制するフィルター回路が用いられる。

従来、マイクロ波増幅器の出力端子に、基本波に対してオープン、基本波の２倍波に対してショートとなるスタブを接続した高調波抑圧回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、マイクロ波増幅器の出力側に、高調波に共振する結合線路を設けて、高調波を反射させる高調波抑圧回路が知られている（例えば、特許文献２参照）。

特開２００１−５３５１０号公報 特開平８−１３９５３５号公報

従来の高周波モジュールでは、増幅器を金属筐体内に設置した場合、高調波の一部が筐体空間内に放射されて導波管モードで伝播し、コネクタを介して筐体外部に漏洩するので、マイクロ波増幅器を実装する基板上に高調波抑圧回路を設けるだけでは、高調波信号の抑圧が不十分となるという問題があった。

この問題に対する解決策として、出願人は、コネクタ内に中空の空洞共振器を１つ設け、コネクタを介した高調波漏洩を抑制する高周波モジュールを提案している（特願２００８−９５１５４）。

しかしながら、この空洞共振器は狭帯域であるために、加工精度のマージンが小さくなるという問題がある。また、この空洞共振器は、空洞内における導波管モードでの電磁波による共鳴を利用した干渉原理により、不要な高調波信号を抑制するものであるが、半径λ／４の空洞共振器を設計しても、期待する周波数で共振しない場合が生じることが判明した。

この発明は、係る課題を解決するためになされたものであり、コネクタを介してパッケージ外部に漏洩する高調波信号を、より効果的に抑制することを目的とする。

この発明による高周波モジュールは、高周波信号を増幅する回路基板を収容する内部空間と、当該内部空間に連通し導体に囲まれた前段空洞共振器と、当該前段空洞共振器と異なる径を有し導体に囲まれた後段空洞共振器と、当該前段空洞共振器及び後段空洞共振器の間を連通し導体に囲まれた結合孔とを有したパッケージと、上記パッケージの外側に取り付けられ、上記後段空洞共振器と連通する外導体と、当該外導体の内側に配置された内導体とを有したコネクタと、を備え、
上記内導体は、一端部が上記回路基板に接続されるとともに、当該一端部と上記コネクタとの間で、上記前段空洞共振器、結合孔及び後段空洞共振器の内部を貫通するように配置され、同軸線を構成するものである。

この発明によれば、コネクタを介した高周波信号の漏洩を、広帯域に抑制することができる。

この発明の実施の形態１による高周波モジュールの構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による高周波モジュールについて、パッケージとコネクタとの接続部分周辺の内部構造を示す断面図である。 この発明の実施の形態１による高周波モジュールについて、パッケージとコネクタとの接続部分周辺の構造を示す側面図である。 比較例となる単一空洞共振器の構成を示すモデル図であり、（ａ）は斜視図、（ｂ）は側断面図である。 比較例となる単一空洞共振器のＳパラメータを示す図である。 空洞共振器の厚みによるＳ（１，１）の変化を示す図である。 空洞共振器の厚みによるＳパラメータの変化を示す図である。 空洞共振器による経路差と共振周波数との関係を示す図である。 結合線路の物理長と基本波のＳパラメータの関係を示す図である。 ２つの空洞共振器を持つフィルタ回路の周波数特性を示す図である。 ２つの空洞共振器を持つ回路の概念図である。 この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の回路パラメータの一実施例を示す図表である。

実施の形態１．
以下、図を用いてこの発明に係る実施の形態１による高周波モジュールについて説明する。図１は実施の形態１による高周波モジュールの構成を示す図、図２は実施の形態１による高周波モジュールについてパッケージとコネクタとの接続部分周辺の内部構造を示す断面図、図３は実施の形態１による高周波モジュールについてパッケージとコネクタとの接続部分周辺の構造を示す側面図である。

図１において、高周波モジュール１は、パッケージ２と、パッケージ２の上部に取り付けられたカバー３と、パッケージ２の側面に一端部が取り付けられたコネクタ４とを備えて構成される。高周波モジュール１は、入力用または出力用のコネクタ４を通じて、マイクロ波またはミリ波帯等の高周波信号が入力または出力される。コネクタ４は、５０Ωの同軸線を構成する内導体９と外導体４０を備えて構成され、規格化されたコネクタを構成する。パッケージ２は導電性金属により被覆されたセラミックのような絶縁基材や金属材で構成され、上部が開口して底面との間に内部空間５が形成されるとともに、内壁面が導電性の金属皮膜で覆われており、導電面を形成する。パッケージ２の内部空間５には、マイクロ波増幅器やＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）などのマイクロ波やミリ波帯等の高周波信号を処理する高周波回路が収容され、その周囲はパッケージ２の内壁面によって構成される導電面で覆われている。カバー３は、導電性金属により被覆されたセラミックや樹脂などの絶縁基材や金属材で構成され、パッケージ２の上部に取り付けられて、内部空間５の開口を覆う。

図２、３において、パッケージ２の底面には、増幅器６と、高調波抑圧回路７とが載置されている。増幅器６及び高調波抑圧回路７は、高周波回路を構成する。増幅器６の信号出力端子は、導電性部材を構成する金リボン８を介して、高調波抑圧回路７の信号入力端子に接続される。高調波抑圧回路７の信号出力端子は内導体９の一端部に接続されている。パッケージ２の側面には、内導体９がコネクタ４の軸方向で外導体４１を貫通する金属導体からなる側面壁１６が設けられている。内導体９の他端は、コネクタ４の他端面周辺で、コネクタ４の外導体４０の内周面に接しないように、コネクタ４の内部の空間に配置されている。

側面壁１６は、内部空間５に連通した管状（空洞が円筒形状）の外導体を有したエアー同軸１５と、エアー同軸１５に連通する円筒形状の空洞を形成する前段空洞共振器１０と、前段空洞共振器１０に連通した管状（空洞が円筒形状）の外導体（結合孔）を有した結合線１２と、結合線１２に連通する円筒形状の空洞を形成する後段空洞共振器１１と、後段空洞共振器１１に連通した管状（空洞が円筒形状）のコネクタ孔１７が設けられており、何れもコネクタ４の軸に対して同軸となるように配置されている。コネクタ孔１７はコネクタ４の内部を貫いて設けられており、外導体４０の内周面を形成する。前段空洞共振器６、結合線１２及び後段空洞共振器１１は、フィルタ回路を構成する。また、外導体４１は、エアー同軸１５、前段空洞共振器１０、結合線１２、及び後段空洞共振器１１の各外導体を構成する。

エアー同軸１５、前段空洞共振器１０、後段空洞共振器１１、及びコネクタ孔１７は、内部に空間を有しており、その内部空間には空気が充填されている。エアー同軸１５の外導体は、内導体９とともに５０Ωの同軸線路を構成する。前段空洞共振器１０及び後段空洞共振器１１は、エアー同軸１５よりもコネクタ４の軸に直交する方向の径が大きく、空洞共振器を構成する。前段空洞共振器１０と後段空洞共振器１１は、コネクタ４の軸に直交する方向の径が異なる大きさとなっている。前段空洞共振器１０及び後段空洞共振器１１を内包する導体壁部分がそれぞれ外導体として作用し、内導体９とともに同軸線路を構成する。結合線１２は、エアー同軸１５よりもコネクタ４の軸に直交する方向の径が小さく細い。結合線１２の外導体は、内導体９とともに同軸線路を構成する。結合線１２における結合孔の内部の空間には、フッ素樹脂（例えば、ポリテトラフルオロエチレン）を素材としてなるパイプ型のフッ素樹脂管１８が充填されている。フッ素樹脂管１８の外周面は、結合線１２の一端部側における結合孔の内周面に密着しており、フッ素樹脂管１８の内周面に密着して結合線１２が貫通している。コネクタ孔１７は、コネクタ４の軸に直交する方向の径がエアー同軸１５と同程度の大きさになっている。コネクタ孔１７における、一端部と他端部の間の一部の内部の空間には、パイプ型のビーズ１３が充填されている。コネクタ孔１７の内周面には、ビーズ１３の外周面が密着し、ビーズ１３の内周面には内導体９の他端部側の外周が密着している。すなわち、内導体９は、フッ素樹脂管１８とビーズ１３による両持ち構造で機械的に支持されている。なお、エアー同軸１５について、内導体９と外導体との間にフッ素樹脂（例えば、ポリテトラフルオロエチレン）を素材としてなるパイプ型のフッ素樹脂管を充填しても良く、この場合は、内導体９が、フッ素樹脂管１８とビーズ１３とエアー同軸１５に充填されたフッ素樹脂管によって機械的に支持されることとなる。

次に、実施の形態１による高周波モジュールの動作について説明する。
増幅器６にて増幅処理されたマイクロ波またはミリ波帯等の高周波出力信号は、増幅器６の信号出力端子から高調波抑圧回路７の信号入力端子に出力される。増幅器６は基本波とともに高調波成分を発生する。高調波抑圧回路７は、金リボン８を介して増幅器６から入力された高周波出力信号について、高調波成分を除去し、基本波のみをエアー同軸１５に伝達する。エアー同軸１５に伝達された高調波成分の除去された高周波信号は、コネクタ４を介しパッケージ２の外へ出力され、コネクタ４に接続される外部コネクタを介して外部装置に入力される。

このとき、増幅器６から発生した高調波の一部は、パッケージ２の内部空間５に放射されて導波管モードで伝播される、もしくはパッケージ２を構成する誘電体の内部に漏洩して導波管モードで伝播する。このパッケージ２の内部を導波管モードで伝播した高調波は、高調波抑圧回路７と内導体９との接続部に結合し、エアー同軸１５を介してコネクタ４の外部に向かって出力される。

しかし、実施の形態１による高周波モジュールでは、エアー同軸１５を通過した高周波信号のうち、基本波のみが前段空洞共振器６及び後段空洞共振器１１を通過し、高調波はパッケージ２の内部へ向かって前段空洞共振器６及び後段空洞共振器１１にて反射する。前段空洞共振器６及び後段空洞共振器１１を通過した基本波は、コネクタ４を介してパッケージ２の外部へ出力される。このため不要な高調波がコネクタ４を介してパッケージ４の外部に漏洩するのを抑制することができる。

次に、実施の形態１による高周波モジュールのフィルタ回路の動作原理を説明する。
まず、比較例として、単一の空洞共振器を含むフィルタ回路の振る舞いについて説明する。図４は比較例となる単一空洞共振器の構成を示すモデル図であり、（ａ）は斜視図、（ｂ）は側断面図である。図に示す空洞共振器３０は、同軸線の内導体と外導体の経路差を用いた干渉フィルタである。実施の形態１による前段空洞共振器１０及び後段空洞共振器１１は、それぞれ図４に示す空洞共振器と同じ原理で動作する干渉フィルタである。また、図５は比較例となる単一空洞共振器のＳパラメータを示す図である。

図４のモデル図で仮定する空洞共振器３０は、半径ｒの同軸線３１と、その対称軸を共有する厚さｔ、半径Ｒの円筒形の空洞により構成される。従って、内導体を伝わる信号（図４（ｂ）実線矢印Ａ）と、外導体を伝わる信号（図４（ａ）破線矢印Ｂ）の経路差ΔＬは、次式（１）で与えられる。

この経路差によって、内導体である同軸線３１と外導体である空洞共振器３０を伝わる信号の位相が１８０°ずれた場合にのみ、信号は相殺され通過することができない。従って、この回路によって遮断される共振周波数は次式（２）のように表すことができる。

ここで、ｃは信号の伝播速度、Ｎは０以上の整数である。φは定数であり、共振器の物理的構造による位相の回転を表すパラメータである。

電磁界シュミレーションを用いて、この回路のＳパラメータを計算すると、図５に示すような周波数特性を得る。同図において、透過率を示すＳ（２、１）の極小点が信号を遮断する共振周波数であり、式２で求めた通り、周波数空間上に等間隔で並ぶ共振点が見られる。

次に、空洞共振器に付与するパラメータ値について例示する。図６は図４で説明した空洞共振器３０の厚みによるＳパラメータの変化を示す図、図７は空洞共振器３０の厚みと基本波の関係によるを示す図、図８は空洞共振器３０による経路差と共振周波数との関係を示す図である。図において、空洞共振器３０の周波数特性は、上式（２）に示される通り、空洞共振器３０の半径Ｒと、５０Ωの同軸線の半径ｒに依存する。また、空洞共振器３０の厚みｔも、共振の鋭さを決める重要なパラメータであり、周波数特性に影響を与える。ここで、初めに、厚みｔの制約を明確化する。

図６は空洞共振器３０の厚みを変化させたときの、Ｓ（１、１）の変化を示している。この共振器では、基本波を１０ＧＨｚ、空洞共振器３０により遮断すべき２倍の高調波を２０ＧＨｚとしている。厚みｔを薄くするに従い、基本波における反射係数が小さくなっていくことが分かる（図中、lamb＝波長λ、thickness＝厚みｔ）。また、厚みｔとＳ（１、１）、Ｓ（２、１）の関係をまとめたのが図７である。厚みｔが小さいほど共振が鋭くなるため、基本波に対しては良好な伝送特性を得ることができる。一方、高調波の遮断を考慮した場合、共振が鋭いことは、フィルターとして狭帯域であることを意味するため、基本波の伝送特性とフィルター特性のトレードオフによって厚みを決定する必要がある。例えば、基本波の伝送特性をＳ（１、１）＜−１０ｄＢ、Ｓ（２、１）＞−０．１ｄＢとしたい場合、基本波の波長λに対して、空洞共振器３０の厚みは次式（３）に示す程度であれば良い。

空洞共振器３０の半径はフィルタ回路の周波数特性を決定する。ここで、図４に示すモデル構成で電磁界シミュレーションを行うことによって、ジオメトリに依存する定数である、上式（２）のφを求める。

図８は空洞共振器の経路差と、遮断周波数となるべき共振周波数の関係を表したものである。プロットされている３つのデータ系列は、式２におけるＮ＝０、Ｎ＝１、Ｎ＝２の共振点をそれぞれ表している。これらの解析結果から、空洞共振器のジオメトリによって生じる位相回転は、次式（４）で求められる。

次に、共振周波数の異なる２つの空洞共振器を接続する、結合線１２の構造を説明する。図９は、結合線路の物理長と基本波のＳパラメータの関係を示す図である。結合線１２を設置する目的は、２つの空洞共振器を分離することと、空洞共振器間のインピーダンスマッチングにある。通常、インピーダンスの異なる回路を接続する際には、信号波長のλ/４の長さを持つインピーダンス整合回路で回路間を接続する。これが回路の小型化を制限している場合が多い。

マイクロストリップラインの回路においては、伝送路の電気長を物理長よりも長くするために、ラインの両端にキャパシタを実装したπ型のインピーダンス変換回路が用いられる。実施の形態１ではこれを応用し、２つの空洞共振器を接続する同軸の結合線１２においてπ型のインピーダンス変換回路を構成し、結合線１２の浮遊容量を大きくすることで、結合線１２の同軸線としての線路長の短縮化を実現する。具体的には、外導体となる結合孔の半径を小さくし(例えば０．２ｍｍとする)、内部には比誘電率２．１のフッ素樹脂管１２を充填している。この結果、結合線自身の特性インピーダンスは小さくなるが、λ/４より短い物理長（電気長）で空洞共振器を接続することが可能となる。なお、エアー同軸１５について内導体９と外導体との間にフッ素樹脂管を充填した場合には、同様にして、エアー同軸自身の特性インピーダンスが小さくなり、λ/４より短い物理長（電気長）で空洞共振器とパッケージ２の内部空間５との間を接続することが可能となる。

ここで、結合線１２の物理長は、解析的に求めるのが困難であるため、電磁界シミュレーションを用いて最適化した例を、図９を用いて説明する。基本波１０ＧＨｚ、遮断する高調波を２０ＧＨｚと仮定し、両端に半径６．２ｍｍおよび半径５．６ｍｍの空洞共振器をそれぞれ接続し、結合線の線路長を変化させて、基本波のＳパラメータの変化を調べた。

図９に示した結合線路の長さとＳパラメータの関係から、信号波長（ここではフッ素樹脂による波長短縮を考慮している）に対して、結合線路の長さｌを、次式（５）に示すように与えたときに、最も良い伝送特性が得られることがわかる。

次に、実施の形態１の実施例として、２つの空洞共振器を含むフィルタ回路の振る舞いを述べる。図１０は、２つの空洞共振器を持つフィルタ回路の周波数特性を示す図であり、図１１は、２つの空洞共振器を持つ回路の概念図である。

以上に説明した、上式（１）〜式（５）で与えられる制約を満たして、基本波１０ＧＨｚ、２倍高調波２０ＧＨｚをそれぞれ通過、反射するフィルタ回路を設計すると、図１０のような周波数特性を得ることができる。この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の回路パラメータの一実施例を、図１２の表に示す。

このフィルタ回路では、基本波での通過特性（Ｓ（２、１）＞−０．０３ｄＢ）を維持しつつ、２倍高調波に対しては、２０ＧＨｚを中心に、ＦＷＨＭで３ＧＨｚに及ぶ広い帯域において、透過率−１５ｄＢ以下を達成している。なお、前段空洞共振器６または後段空洞共振器１１の何れか一方の外導体と、内導体９との信号経路差が、コネクタ４を通過する基本波の概略４分の１波長となるように構成しても良い。

この回路特性について、更に具体的に説明する。
空洞共振器の厚み（信号の進行方向の長さ）を上式（３）で求めたλ/６４とした場合、フィルタ回路の周波数特性は上式（２）に示す共振周波数から、±１ＧＨｚの周波数で、−８ｄＢの遮断特性を持つ。

このように、実施の形態１では直径の異なる空洞共振器を２つ設け、共振周波数の異なるフィルタ回路を２段直列に接続することで、遮断特性を広帯域化することができる。
また、フィルタ回路の目標遮断性能を−１５ｄＢ以下と設定した場合、２つの共振ピーク間の谷間において、十分なフィルタ特性を維持し、なおかつ最も広い帯域を実現するには、２つの共振器の共振周波数を、中心周波数に対して±１ＧＨｚずつずらして設計すれば良い。この場合、ピーク間の谷間で−１６ｄＢとなるから、所望の目標性能は達成されることとなる。

例えば、フィルタ回路の中心周波数を２０ＧＨｚとした場合、これを構成する２つの空洞共振器は、それぞれ１９ＧＨｚ、２１ＧＨｚで共振すればよい。これらの持つべき半径は上式（２）に従って、以下のように計算される。

ここで、ｃ＝光速、R_L， R_Hはそれぞれ前段空洞共振器１０，後段空洞共振器１１の半径、ｒはエアー同軸の半径、φはジオメトリの決める定数（84°）である。この実施例の場合、エアー同軸が０．３５ｍｍ、結合線１２が０．２ｍｍなので、平均を取って０．２７５ｍｍとする。これを解くと、R_H＝５．６ｍｍ、R_L＝６．２ｍｍが得られる。

以上説明した通り、この実施の形態1による高周波モジュールは、高周波信号を増幅する回路基板を収容する内部空間と、当該内部空間に連通し導体に囲まれた前段空洞共振器と、当該前段空洞共振器と異なる径を有し導体に囲まれた後段空洞共振器と、当該前段空洞共振器及び後段空洞共振器の間を連通し導体に囲まれた結合孔とを有したパッケージと、上記パッケージの外側に取り付けられ、上記後段空洞共振器と連通する外導体と、当該外導体の内側に配置された内導体とを有したコネクタと、を備え、上記内導体は、一端部が回路基板に接続されるように、上記パッケージの内部空間に突出するとともに、当該一端部と上記コネクタとの間で、上記前段空洞共振器、結合孔及び後段空洞共振器の内部を貫通するように配置され、同軸線を構成することを特徴としたものである。これにより、コネクタを介した高周波信号の漏洩を、広帯域に抑制することができる。

また、上記前段空洞共振器の外導体または後段空洞共振器の外導体と、上記内導体との信号経路差が、コネクタを通過する基本波の概略４分の１波長となるように構成しても良い。

また、上記結合孔は、上記前段空洞共振器及び後段空洞共振器よりも小さい径を有し、内部に誘電体が充填され、上記内導体とともに構成する同軸線の電気長が、基本波の４分の１波長よりも短くしても良い。これにより、結合線の長さを短く構成できるので、高周波モジュールをより小型化することが可能となる。

なお、側面壁１６の周辺部をパッケージ２から分離して別構造としても良く、更にコネクタ４と側面壁１６の周辺部とを一体構造としてフィルタ内蔵型のコネクタとしても良い。この場合、上記したコネクタ４と、エアー同軸１５と、前段空洞共振器１０と、結合線１２と、後段空洞共振器１１と、内導体９と、エアー同軸１５、前段空洞共振器１０、結合線１２、及び後段空洞共振器１１を覆う外導体４１とが一体的に設けられた、フィルタ内蔵型のコネクタ構造を、挿抜可能に構成することができる。

１ 高周波モジュール、２ パッケージ、３ カバー、４ コネクタ、５ 内部空間、６ 増幅器、７ 高周波抑圧回路、８ 金リボン、９ 内導体、１０ 前段空洞共振器、１１ 後段空洞共振器、１２ 結合線、１５ エアー同軸、１６ 側面壁、１７ コネクタ、１８ フッ素樹脂管。

Claims (3)

1. 高周波信号を増幅する回路基板を収容する内部空間と、当該内部空間に連通し導体に囲まれた前段空洞共振器と、当該前段空洞共振器と異なる径を有し導体に囲まれた後段空洞共振器と、当該前段空洞共振器及び後段空洞共振器の間を連通し導体に囲まれた結合孔とを有したパッケージと、
   上記パッケージの外側に取り付けられ、上記後段空洞共振器と連通する外導体と、当該外導体の内側に配置された内導体とを有したコネクタと、
   を備え、
   上記内導体は、一端部が上記回路基板に接続されるとともに、当該一端部と上記コネクタとの間で、上記前段空洞共振器、結合孔及び後段空洞共振器の内部を貫通するように配置され、同軸線を構成することを特徴とする高周波モジュール。
2. 上記前段空洞共振器の外導体または後段空洞共振器の外導体と、上記内導体との信号経路差が、コネクタを通過する基本波の概略４分の１波長となることを特徴とした請求項１記載の高周波モジュール。
3. 上記結合孔は、上記前段空洞共振器及び後段空洞共振器よりも小さい径を有し、内部に誘電体が充填され、上記内導体とともに構成する同軸線の電気長が、基本波の４分の１波長よりも短いことを特徴とする請求項１記載の高周波モジュール。

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