JP2010200428A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】格別な回路を設けることなく簡単な回路構成で、入力電圧よりも低い出力電圧あるいは高い出力電圧を直流負荷に供給可能とした電源回路を提供する。
【解決手段】電源回路１０は、トランスＴｒ、整流ダイオードＤ１、一次コンデンサＣ１及び二次コンデンサＣ２を備えた電力供給回路とスイッチング素子Ｑとを備えている。ＬＥＤ直列回路４０は、スイッチング素子Ｑがオンのとき一次コンデンサＣ１からの直流電流によって駆動され、スイッチング素子Ｑがオフのとき二次コンデンサＣ２からの直流電流によって駆動される。スイッチング素子Ｑがオフのとき、トランスＴｒにより一次コンデンサＣ１が充電される。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源回路に係わり、特に、安定した所望の出力電圧が得られる電源回路に関する。

従来、昇圧型の力率改善回路を備えたＬＥＤ点灯装置がある（例えば、特許文献１参照。）。この特許文献１に記載された従来のＬＥＤ点灯装置は、交流電源からの電源電圧を直流電圧に変換した後、その直流電圧を昇圧してＬＥＤ負荷に供給している。

特開２００４−３２７１５２号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来のＬＥＤ点灯装置における力率改善回路は昇圧型であるので、電源電圧よりも低い直流電圧を得ることはできない。そのため、電源電圧よりも低い直流電圧でＬＥＤ負荷を駆動させる場合は、昇圧型の力率改善回路の後段に、ＬＥＤ負荷の駆動電圧まで電圧を降圧させる回路を必要としていた。その結果、回路構成が複雑化するとともに、構成部品点数が増加してしまうこととなり、製作コストの増大を招くという問題点があった。

従って、本発明は上記従来の課題を解決すべくなされたものであり、その具体的な目的は、格別な回路を設けることなく、入力電圧よりも低い出力電圧あるいは高い出力電圧を直流負荷に供給可能とした電源回路を提供することにある。

［１］本発明は、上記目的を達成するため、第１及び第２のスイッチ信号に基づいてオン及びオフするスイッチ回路と、前記スイッチ回路のオン及びオフによって直流負荷に直流電流を供給する電力供給回路と、前記第１及び第２のスイッチ信号を前記スイッチ回路に出力する制御回路とを備え、前記電力供給回路は、前記スイッチ回路がオンのとき、整流回路からの直流電流に基づいて電気エネルギーを蓄積し、蓄積した前記電気エネルギーに基づいて直流電流を出力する蓄積回路と、前記直流負荷と直列に接続されて前記蓄積回路からの前記直流電流によって充電される第１のコンデンサと、前記直流負荷と並列に配置されて前記蓄積回路からの前記直流電流によって充電される第２のコンデンサとを有し、前記直流負荷は、前記スイッチ回路がオンのとき、前記蓄積回路と前記第１のコンデンサからの直流電流によって駆動され、前記スイッチ回路がオフのとき、前記第２のコンデンサからの直流電流によって駆動されることを特徴とする電源回路にある。
［２］上記［１］記載の発明にあって、前記蓄積回路は、前記スイッチ回路がオフのとき、前記第１のコンデンサを充電することを特徴としている。
［３］上記［１］記載の発明にあって、前記第２のコンデンサの負極端子と前記直流負荷の負極端子との接続点と、前記第１のコンデンサとの間に、前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサへ直流電流が流れるのを防止する逆流防止用ダイオードが接続されていることを特徴としている。

本発明は、格別な回路を設けることなく簡単な回路構成で、入力電圧よりも低い出力電圧あるいは高い出力電圧を直流負荷に供給できる。

本発明に係る第１の実施の形態である電源回路の一構成例を概略的に示す回路図である。 図１に示す電源回路に適用される制御ＩＣの一構成例を概略的に示すブロック図である。 制御ＩＣの他の構成例を概略的に示すブロック図である。 本発明に係る第２の実施の形態である電源回路の一構成例を概略的に示す回路図である。

以下、本発明の好適な実施の形態を添付図面に基づいて具体的に説明する。

［第１の実施の形態］
（電源回路の構成）
図１において、符号１０は定電流電源回路（以下、電源回路という。）を示している。電源回路１０の基本構成は、整流回路２０と、この整流回路２０で変換した直流電圧の力率を改善する力率制御回路（ＰＦＣ回路）３０とからなっている。ＰＦＣ回路３０の出力端に接続される定電流負荷としては、特に限定するものではないが、有機ＥＬやＬＥＤ等の照明装置であり、例えば複数個の発光ダイオード（ＬＥＤ）４１，…，４１を直列接続したＬＥＤ直列回路４０を図示している。

（整流回路の構成）
整流回路２０は、図１に示すように、４個のダイオードで形成されたダイオードブリッジ２１からなる。整流回路２０は、商用交流電源１１から入力端子を通じて入力される交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。この直流電圧は整流回路２０の出力端子を通じてＰＦＣ回路３０へ供給される。

（ＰＦＣ回路の構成）
図１に示すＰＦＣ回路３０は、入力電圧を所望の電圧まで昇圧又は降圧して一定の出力電圧を生成する回路であり、リップル電流除去用のコンデンサ２２、トランスＴｒ、整流ダイオードＤ１、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ、一次コンデンサＣ１、逆流防止用ダイオードＤ２、二次コンデンサＣ２、及び制御ＩＣ３１を有している。図示例にあっては、リップル電流除去用コンデンサ２２、トランスＴｒ、整流ダイオードＤ１、一次コンデンサＣ１、逆流防止用ダイオードＤ２及び二次コンデンサＣ２により電力供給回路が構成されている。トランスＴｒ、一次コンデンサＣ１、及び二次コンデンサＣ２により蓄積回路が構成されている。ＰＦＣ回路３０で力率改善した直流電圧は、出力端子を通じてＬＥＤ直列回路４０へ出力される。

制御ＩＣ３１は、図１に示すように、整流回路２０からの入力電圧とスイッチング素子Ｑに流れる入力電流の波形を揃えて力率を改善する集積回路から構成されたものである。この種の制御ＩＣ３１としては、特に限定されるものではないが、例えば富士電機株式会社製のＦＡ５５００及びＦＡ５５０１のように高調波電流抑制用あるいは力率改善用としてＩＣ化された回路を用いることができる。図示例によると、制御ＩＣ３１が備える端子としては、電源電圧入力用のＶＣＣ端子、グランド接続用のＧＮＤ端子、フィードバック信号入力用のＦＢ端子、スイッチング駆動用のＯＵＴ端子、スイッチング電流検出用のＩＳ端子、ゼロ電流検出用のＺＣＤ端子、及び全波整流電圧に比例した電圧入力用のＭＵＬ端子が示されている。制御ＩＣ３１は、ＶＣＣ端子、ＦＢ端子、ＭＵＬ端子、ＩＳ端子、ＺＣＤ端子への入力信号に基づいて制御パルスを生成する。その制御パルスによりオン、オフ制御されるスイッチング素子Ｑがオンする時間に応じて出力電流の大きさを変化させることで力率が改善される。

制御ＩＣ３１のＶＣＣ端子とＧＮＤ端子との間には、図１に示すように、コンデンサＣ３が接続されている。コンデンサＣ３の一端は補助電源電圧ＶＣＣに接続されており、コンデンサＣ３の他端はグランドに接続されている。コンデンサＣ３の一端と補助電源電圧ＶＣＣとの間には抵抗Ｒ１を介して整流回路２０の正側端子（＋）が接続されている。抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３との接続点は逆流防止用のダイオードＤ４を介してトランスＴｒの第２巻線Ｔｒ２に接続されている。

整流回路２０の正側端子及び制御ＩＣ３１のＧＮＤ端子の間は、図１に示すように、抵抗Ｒ２，Ｒ３からなる分圧抵抗に接続されている。その分圧抵抗の出力は制御ＩＣ３１のＭＵＬ端子に接続されている。ＭＵＬ端子には、整流回路２０の全波整流電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した正弦波全波整流電圧（商用交流電源１１の絶対値電圧に比例した電圧波形）が入力され、力率の低下と高調波電流の発生を防止している。

電源回路１０には、図１に示すように、単一のトランスＴｒが介装されている。トランスＴｒには第１巻線Ｔｒ１と第２巻線Ｔｒ２とが設けられている。第１巻線Ｔｒ１の一端は整流回路２０の正側端子に接続されている。第１巻線Ｔｒ１の他端は、整流ダイオードＤ１、一次コンデンサＣ１、及び逆流防止用ダイオードＤ２からなる直列回路を介してＬＥＤ直列回路４０の一端（負極端子）に接続されている。第１巻線Ｔｒ１の一端と、一次コンデンサＣ１及び逆流防止用ダイオードＤ２のカソードの接続点とには充電用ダイオードＤ３が接続されている。スイッチング素子Ｑがオフ状態にあるとき、整流ダイオードＤ１、一次コンデンサＣ１、充電用ダイオードＤ３及びトランスＴｒの１次巻線Ｔｒ１の閉路で電流を循環させて一次コンデンサＣ１を充電する。

逆流防止用ダイオードＤ２は、図１に示すように、一次コンデンサＣ１への充電電流が逆流するのを防止する。逆流防止用ダイオードＤ２のアノードと整流回路２０の負側端子との間には二次コンデンサＣ２がＬＥＤ直列回路４０と並列に接続されている。整流ダイオードＤ１及び一次コンデンサＣ１の接続点にはスイッチング素子Ｑのドレインが接続されている。スイッチング素子Ｑのソースは電流検出用の抵抗Ｒ４を介してグランドに接続されている。スイッチング素子Ｑのソース及び抵抗Ｒ４の接続点は抵抗Ｒ５を介して制御ＩＣ３１のＩＳ端子に接続されており、スイッチング素子Ｑのスイッチング電流を検出する。スイッチング素子Ｑのゲートは抵抗Ｒ６を介して制御ＩＣ３１のＯＵＴ端子に接続されている。

トランスＴｒの第２巻線Ｔｒ２は、図１に示すように、一次巻線Ｔｒ１とは電気的に絶縁された状態にある。第２巻線Ｔｒ２の一端はグランドに接続されている。第２巻線Ｔｒ２の他端は抵抗Ｒ７を介して制御ＩＣ３１のＺＣＤ端子に接続されており、トランスＴｒに流れる電流値が検出される。スイッチング素子Ｑがオン状態からオフ状態になると、二次巻線Ｔｒ２に誘起された第１巻線Ｔｒ１の誘起電圧に比例した電圧によって二次巻線Ｔｒ２に電流が流れるように構成されている。第２巻線Ｔｒ２からの電圧に基づいてトランスＴｒの電流がゼロに戻ったことが検出されると、スイッチング素子Ｑをオン状態にする。

二次コンデンサＣ２の一端（正極端子）には、図１に示すように、抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０からなる直列回路が接続されている。抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０との接続点には反転アンプ３２の反転入力端子が接続されている。抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０とはＬＥＤ直列回路４０に流れる電流を検出する電流検出回路を構成している。抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０との接続点における分圧値は、反転アンプ３２により所定の増幅率で増幅され、制御ＩＣ３１のＦＢ端子に電流検出値として入力される。電流検出値によりＬＥＤ直列回路４０の電流を一定にするためにフィードバック制御が行われる。抵抗Ｒ１０の抵抗Ｒ９側と反対側の一端は、図示を省略しているが、反転アンプ３２を動作させるためのオフセット電圧に接続されている。

（電源回路の動作）
次に、図１及び図２において電源回路１０の動作を説明する。図２に示す制御ＩＣ３１は、エラーアンプ３３、乗算器（ＭＵＬ）３４、比較器３５、フリップフロップ３６、ドライバ３７及びゼロ電流検出器３８により主に構成されている。いま、商用交流電源１１が電源回路１０に印加されると、商用交流電源１１からの電源電圧は整流回路２０に供給される。整流回路２０により全波整流された後、全波整流された直流電流はＰＦＣ回路３０に供給される。制御ＩＣ３１に直流電流が供給されて動作を開始し、スイッチング素子Ｑにゲート電圧が印加することになる。

図１において、スイッチング素子Ｑがオン状態にあるときにスイッチング素子Ｑを通してスイッチング電流がグランドへ流れる。そのときの電流エネルギーはトランスＴｒの第１巻線Ｔｒ１に蓄積される。その後、スイッチング素子Ｑがオフ状態になると、第１巻線Ｔｒ１への電流の流入が停止され、第１巻線Ｔｒ１に蓄積された電流エネルギーは整流ダイオードＤ１を介して放出され、一次コンデンサＣ１に蓄積される。一次コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑがオン状態にあるときに第１の出力電源として機能する。一次コンデンサＣ１に蓄積された電流エネルギーは放出され、スイッチング素子Ｑ、二次コンデンサＣ２、及び一次コンデンサＣ１の閉路で電流が流れ、二次コンデンサＣ２に充電電流を供給するとともに、スイッチング素子Ｑ、ＬＥＤ直列回路４０、逆流防止用ダイオードＤ２、及び一次コンデンサＣ１の閉路で電流が流れる。

一方、ＬＥＤ直列回路４０の電流検出回路である抵抗Ｒ９，Ｒ１０からなる分圧抵抗の出力は、図１及び図２に示すように、反転アンプ３２の反転入力端子に入力される。反転アンプ３２では、位相反転された電圧を所定の増幅率に増幅する。増幅した電圧は制御ＩＣ３１のＦＢ端子を通じて制御ＩＣ３１内のエラーアンプ３３の反転入力端子へと供給される。

エラーアンプ３３では、図１及び図２に示すように、制御ＩＣ３１のＦＢ端子に入力された電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとが比較され、基準電圧Ｖｒｅｆに対する誤差電圧に応じたレベルの電圧を所定の増幅率に増幅する。増幅した誤差電圧は制御ＩＣ３１内の乗算器３４へと出力される。

乗算器３４では、図１及び図２に示すように、整流回路２０からの分圧された出力電圧が制御ＩＣ３１のＭＵＬ端子を通じて供給され、その出力電圧とエラーアンプ３４からの出力電圧とを乗算した電圧が生成される。乗算器３４の電圧は、スイッチング電流の電流目標値として制御ＩＣ３１内の比較器３５の反転入力端子へと出力される。乗算器３４の出力電圧は全波整流波形に相似する波形となり、振幅がＬＥＤ直列回路４０に流れる電流（一次コンデンサＣ１の放電量）に比例した電圧となる。

比較器３５では、図１及び図２に示すように、スイッチング素子Ｑの電流検出用の抵抗Ｒ４により電圧変換された電圧と乗算器３４からの電圧とが比較され、パルス幅変調されたパルスを発生する。比較器３５の出力は制御ＩＣ３１内のフリップフロップ３６のリセット端子Ｒに供給される。比較器３５の出力は制御ＩＣ３１内のドライバ３７で電力増幅され、スイッチング素子Ｑのゲートを駆動する。スイッチング素子Ｑは、比較器３５によって発生するパルス幅変調されたパルス信号でスイッチング素子Ｑのオン時間を制御するとともに、トランスＴｒの第１巻線Ｔｒ１に流れる電流を制御する。これにより、エラーアンプ３３の基準電圧Ｖｒｅｆと二次コンデンサＣ２からの分圧された電圧とが等しくなるように定電流制御することができる。

スイッチング素子Ｑの電流検出用の抵抗Ｒ４により電圧変換された電圧が乗算器３４の出力電圧よりも大きくなると、比較器３５の出力が反転してフリップフロップ３６をリセットする。スイッチング素子Ｑがオフ状態になると、充電用ダイオードＤ３が導通し、トランスＴｒを流れていた電流は整流ダイオードＤ１を通じて一次コンデンサＣ１へ流れ込む。この電流は、一次コンデンサＣ１、充電用ダイオードＤ３及びトランスＴｒの１次巻線Ｔｒ１の閉路で流れ、一次コンデンサＣ１が充電される。１次巻線Ｔｒ１に流れる電流を一次コンデンサＣ１へ直接供給しているので、整流回路２０の全波整流電圧に１次巻線Ｔｒ１のコイル電圧を加えた電圧が一次コンデンサＣ１に供給されることはなくなり、入力電圧よりも低い出力電圧をＬＥＤ直列回路４０へ供給することが可能となる。一方、スイッチング素子Ｑのオン状態において、一次コンデンサＣ１から二次コンデンサＣ２に電気エネルギーは充電され、ＬＥＤ直列回路４０及び二次コンデンサＣ２の閉路で電流が流れる。二次コンデンサＣ２は、スイッチング素子Ｑがオフ状態であるときに第２の出力電源として機能する。

トランスＴｒの一次巻線Ｔｒ１に流れる電流がゼロになったことをトランスＴｒの二次巻線Ｔｒ２とゼロ電流検出器３８とにより検出する。ゼロ電流検出器３８により一次巻線Ｔｒ１に流れる電流がゼロになったことを検出すると、フリップフロップ３６をセットしてスイッチング素子Ｑをオン状態にする。

上記動作を繰り返すことで、トランスＴｒの一次巻線Ｔｒ１に流れる電流の平均値は商用交流電源１１の電圧波形に等しくなり、力率の向上と高調波電流の抑制を実現することができる。

エラーアンプ３３の基準電圧Ｖｒｅｆに対して、ＦＢ端子に入力される電圧をＬＥＤ直列回路４０の駆動に適した所定値に設定することで、商用交流電源１１の電圧よりも高電圧仕様のＬＥＤ直列回路４０を駆動する場合や商用交流電源１１の電圧よりも低電圧仕様のＬＥＤ直列回路４０を駆動する場合に好適な電源回路１０が得られる。図２において、エラーアンプ３３の基準電圧Ｖｒｅｆに対してＦＢ端子に入力される電圧を小さく設定すると、乗算器３４の出力電圧が上がり、比較器３５から発生するパルス信号のパルス幅が大きくなる。スイッチング素子Ｑがオン制御されるオン時間が長くなり、一次コンデンサＣ１へ充電される充電量が増大する。これにより、商用交流電源１１の電圧よりも高電圧仕様のＬＥＤ直列回路４０を駆動する電源回路１０として効果的に使用することができるようになる。

一方、エラーアンプ３３の基準電圧Ｖｒｅｆに対してＦＢ端子に入力される電圧を大きく設定すると、乗算器３４の出力電圧が下がり、比較器３５から発生するパルス信号のパルス幅が小さくなる。スイッチング素子Ｑがオン制御されるオン時間が短くなり、一次コンデンサＣ１への充電量が低下する。これにより、商用交流電源１１の電圧よりも低電圧仕様のＬＥＤ直列回路４０を駆動する電源回路１０として効果的に使用することができるようになる。

［制御ＩＣの変形例］
図３は制御ＩＣの他の構成例を概略的に示している。図３において上記第１の実施の形態と大きく異なるところは、上記第１の実施の形態にあってはエラーアンプ３３からの出力電圧が乗算器（ＭＵＬ）３４を介して比較器３５に供給される構成となっていたものを、この変形例ではエラーアンプ３３からの出力電圧を直接的に比較器３５に供給した点にある。なお、上記第１の実施の形態と実質的に同じ部材には同一の部材名と符号を付している。従って、上記第１の実施の形態と実質的に同じ部材に関する詳細な説明は省略する。

この変形例における制御ＩＣ３１は、図３に示すように、抵抗Ｒ９，Ｒ１０により電圧変換された電圧を反転アンプ３２の反転入力端子に入力し、エラーアンプ３３の非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆを入力する。エラーアンプ３３の出力は、比較器３５でスイッチング素子Ｑの電流検出用の抵抗４により電圧変換された電圧と比較される。比較器３５の出力はフリップフロップ３６及びドライバ３７を介して出力され、スイッチング素子Ｑのゲートを駆動する。

スイッチング素子Ｑの電流検出用の抵抗４により電圧変換された電圧がエラーアンプ３３の出力電圧よりも大きくなると、比較器３５の出力が反転してフリップフロップ３６をリセットし、スイッチング素子Ｑをオフ状態にする。ゼロ電流検出器３８により一次巻線Ｔｒ１に流れる電流がゼロになったことを検出すると、フリップフロップ３６をセットしてスイッチング素子Ｑをオン状態にする。この動作を繰り返すことで、ＬＥＤ直列回路４０に流れる電流を一定に保つとともに、商用交流電源１１の電圧よりも高い電圧を有するＬＥＤ直列回路４０の駆動や商用交流電源１１の電圧よりも低い電圧のＬＥＤ直列回路４０の駆動に適した電圧が出力される。

なお、上記第１の実施の形態及び変形例にあっては、抵抗Ｒ９，Ｒ１０により電圧変換された電圧を反転アンプ３２の反転入力端子、及び制御ＩＣ３１のＦＢ端子を通じてエラーアンプ３３の反転入力端子に入力する構成例を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。本発明にあっては、例えば制御ＩＣ３１のＦＢ端子の極性に応じて反転アンプ３２を介装することなく、抵抗Ｒ９，Ｒ１０により電圧変換された電圧を制御ＩＣ３１のＦＢ端子を通じてエラーアンプ３３に入力する構成であってもよいことは勿論である。

［第２の実施の形態］
図４は第２の実施の形態である電源回路の一構成例を概略的に示している。同図において上記第１の実施の形態と実質的に同じ部材には同一の部材名と符号を付している。従って、上記第１の実施の形態と実質的に同じ部材に関する詳細な説明は省略する。

この第２の実施の形態である電源回路１０にあっては、ＬＥＤ４１の電源として定電圧電源回路とした点が上記第１の実施の形態とは異なっている。図示例によれば、電源回路１０の出力端子間には抵抗Ｒ１１，Ｒ１２からなる直列回路が抵抗Ｒ１５に接続されたＬＥＤ直列回路４２からなる定電圧負荷に並列接続されている。抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１２の接続点には抵抗Ｒ１３，Ｒ１４からなる直列回路が接続されている。抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の接続点には反転アンプ３２の反転入力端子が接続されている。抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４は定電圧負荷にかかる電圧を検出する電圧検出回路を構成している。この抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の接続点における分圧値は反転アンプ３２を通じて制御ＩＣ３１のＦＢ端子に入力される。

この第２の実施の形態では、上記第１の実施の形態と同様に、図２又は図３に示す制御ＩＣ３１を効果的に使用することができる。エラーアンプ３３の基準電圧Ｖｒｅｆに対して、ＦＢ端子に入力される電圧をＬＥＤ直列回路４０の駆動に適した所定値に設定することで、高価な回路を設けることなく、入力電圧よりも低い出力電圧あるいは高い出力電圧をＬＥＤ直列回路４０に供給することができる。

なお、この第２の実施の形態にあっても、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４により電圧変換された電圧を反転アンプ３２の反転入力端子、及び制御ＩＣ３１のＦＢ端子を通じてエラーアンプ３３の反転入力端子に入力する構成を例示したが、これに限定されるものではなく、例えば制御ＩＣ３１のＦＢ端子の極性に応じて反転アンプ３２を介装することなく、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４により電圧変換された電圧を制御ＩＣ３１のＦＢ端子を通じてエラーアンプ３３に入力する構成であってもよい。

以上の説明からも明らかなように、上記各図示例では、スイッチング素子Ｑがオンのとき整流回路２０からの直流電流に基づいて電気エネルギーを蓄積し、蓄積した電気エネルギーに基づいて直流電流を出力する蓄積回路として単一のトランスＴｒを電力供給回路に設けた構成を例示したが、例えば単一のコイルを電力供給回路に設けた構成であってもよい。また、上記各図示例では、トランスＴｒに流れる電流がゼロになったときにスイッチ素子Ｑをオンさせるように制御する臨界モード制御方式を例示したが、トランスＴｒに流れる電流がゼロにならないように制御する電流連続モード制御方式にも適用することが可能であり、本発明の初期の目的を十分に達成することができる。また、上記各図示例では、照明装置の電源回路を例示したが、本発明はこれに限定されるものではない。本発明は、定電流負荷の場合は、例えばエアコン、冷蔵庫、換気扇やポンプ等の直流モータ駆動用の電源回路などとして効果的に使用することができることは勿論であり、定電圧負荷の場合は、例えば汎用の直流電圧電源としての使用が可能である。従って、本発明は、上記各実施の形態及び変形例に限定されるものではなく、各請求項に記載した範囲内で様々に設計変更が可能である。

１０ 電源回路
１１ 商用交流電源
２０ 整流回路
２１ ダイオードブリッジ
２２，Ｃ３ コンデンサ
３０ ＰＦＣ回路
３１ 制御ＩＣ
３２ 反転アンプ
３３ エラーアンプ
３４ 乗算器
３５ 比較器
３６ フリップフロップ
３７ ドライバ
３８ ゼロ電流検出器
４０，４２ ＬＥＤ直列回路
４１ ＬＥＤ
Ｃ１ 一次コンデンサ
Ｃ２ 二次コンデンサ
Ｄ１ 整流ダイオード
Ｄ２，Ｄ４ 逆流防止用ダイオード
Ｄ３ 充電用ダイオード
Ｑ スイッチング素子
Ｒ１〜Ｒ１５ 抵抗
Ｔｒ トランス
Ｔｒ１ 第１巻線
Ｔｒ２ 第２巻線

Claims (3)

1. 第１及び第２のスイッチ信号に基づいてオン及びオフするスイッチ回路と、
   前記スイッチ回路のオン及びオフによって直流負荷に直流電流を供給する電力供給回路と、
   前記第１及び第２のスイッチ信号を前記スイッチ回路に出力する制御回路とを備え、
   前記電力供給回路は、
   前記スイッチ回路がオンのとき、整流回路からの直流電流に基づいて電気エネルギーを蓄積し、蓄積した前記電気エネルギーに基づいて直流電流を出力する蓄積回路と、
   前記直流負荷と直列に接続されて前記蓄積回路からの前記直流電流によって充電される第１のコンデンサと、
   前記直流負荷と並列に配置されて前記蓄積回路からの前記直流電流によって充電される第２のコンデンサとを有し、
   前記直流負荷は、前記スイッチ回路がオンのとき、前記蓄積回路と前記第１のコンデンサからの直流電流によって駆動され、前記スイッチ回路がオフのとき、前記第２のコンデンサからの直流電流によって駆動されることを特徴とする電源回路。
2. 前記蓄積回路は、前記スイッチ回路がオフのとき、前記第１のコンデンサを充電することを特徴とする請求項１記載の電源回路。
3. 前記第２のコンデンサの負極端子と前記直流負荷の負極端子との接続点と、前記第１のコンデンサとの間に、前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサへ直流電流が流れるのを防止する逆流防止用ダイオードが接続されていることを特徴とする請求項１記載の電源回路。

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