JP2010178053A - 中央演算処理装置 - Google Patents
中央演算処理装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2010178053A JP2010178053A JP2009018304A JP2009018304A JP2010178053A JP 2010178053 A JP2010178053 A JP 2010178053A JP 2009018304 A JP2009018304 A JP 2009018304A JP 2009018304 A JP2009018304 A JP 2009018304A JP 2010178053 A JP2010178053 A JP 2010178053A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bus line
- processing unit
- circuit
- inductance
- central processing
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
【課題】非周期信号に対する消費電力を低減可能な中央演算処理装置を提供する。
【解決手段】変調回路2は、入力信号の“1”に対して、変調回路2に含まれるインダクタンス素子、バスライン1および浮遊容量3からなる共振回路を共振させる。また、変調回路2は、入力信号の“0”に対してを変調回路2に含まれるインダクタンス素子をダミー容量素子に接続し、インダクタンス素子およびダミー容量素子からなる共振回路を共振させる。
【選択図】図1
【解決手段】変調回路2は、入力信号の“1”に対して、変調回路2に含まれるインダクタンス素子、バスライン1および浮遊容量3からなる共振回路を共振させる。また、変調回路2は、入力信号の“0”に対してを変調回路2に含まれるインダクタンス素子をダミー容量素子に接続し、インダクタンス素子およびダミー容量素子からなる共振回路を共振させる。
【選択図】図1
Description
この発明は、中央演算処理装置に関し、特に、消費電力を低減した中央演算処理装置に関するものである。
従来の金属配線を用いた大規模集積回路(LSI:Large Scale Integrated circuit)においては、配線の浮遊容量を充電および放電する際に、クロック信号の一周期当たり、それぞれ、(CV2)/2(C:容量、V:電圧)のエネルギーが直列抵抗(駆動トランジスタおよび配線の抵抗)において熱エネルギーとして消費される。
このため、クロック周波数に比例して消費電力が増大し、現状のパーソナルコンピュータの中央演算処理用のCPU(Central Processing Unit)の消費電力は、4GHzのクロック周波数において100Wに達し、クロック周波数を4GHz以上に上げることは実用上困難な状況になっている。
CPUの消費電力の約1/3は、長距離クロック信号の分配配線において消費されており、さらに約1/3は、長距離バスラインにおいて消費されており、残りの約1/3は、ローカル配線およびロジックゲートにおいて消費されている。
このうち、周期的なクロック配線においては、チップ上の配線全体を共振させ、電気信号のエネルギーを浮遊容量とインダクタンスとの間で循環させ、熱として消費せずに再利用することによって超低消費電力で、かつ、超高速(数十GHz)で同期を取ってクロック信号を分配する方法が提案されている(特許文献1)。
この方法は、伝送線路の両端にコイルを接続し、2つのコイルと伝送線路とによって共振させ、定在波を立たせる方法である。
しかし、周期性の無いバスラインにおいては、従来、低消費電力を実現する方法は無かった。
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、非周期信号に対する消費電力を低減可能な中央演算処理装置を提供することである。
この発明によれば、中央演算処理装置は、入力信号をn(nは2以上の整数)ビット単位で処理する中央演算処理装置であって、n個の第1の共振回路と、n個の第2の共振回路と、演算処理装置とを備える。n個の第1の共振回路は、nビットに対応して設けられ、各々がバスラインを含むとともに入力信号の対応するビット値が論理ハイレベルを示す第1のビット値であるとき共振する。n個の第2の共振回路は、nビットに対応して設けられ、各々が入力信号の対応するビット値が論理ローレベルを示す第2のビット値であるとき共振する。演算処理装置は、n個の第1の共振回路に含まれるn個のバスラインに接続され、n個のバスライン上の定在波に基づいて演算処理を行なう。
好ましくは、n個の第1の共振回路の各々は、バスラインと、インダクタンス素子と、第1のスイッチ回路とを含む。第1のスイッチ回路は、第1のビット値に応じてインダクタンス素子をバスラインに接続し、第1のビット値を構成する電圧をバスラインに供給する。n個の第2の共振回路の各々は、インダクタンスと、ダミー容量素子と、第2のスイッチ回路とを含む。第2のスイッチ回路は、第2のビット値に応じてインダクタンス素子の接続先をバスラインからダミー容量に切換えるとともに、第2のビット値を構成する電圧をダミー容量素子に供給する。
好ましくは、中央演算処理装置は、駆動アンプをさらに備える。駆動アンプは、バスライン上のエネルギーの減少分を第1のバスラインに補充する。
好ましくは、ダミー容量素子の容量は、バスラインの浮遊容量と略同じである。
好ましくは、インダクタンス素子のインダクタンスは、バスラインの自己インダクタンスよりも大きい好ましくは、。
好ましくは、第1のスイッチ回路は、バスライン上の電圧が零であるタイミングでインダクタンス素子をバスラインに接続する。第2のスイッチ回路は、バスライン上の電圧が零であるタイミングでインダクタンス素子の接続先をバスラインからダミー容量素子に切換える。
好ましくは、n個の第1の共振回路に含まれ、バスラインを構成するn個のバスラインは、略平行に配置される。
好ましくは、n個の第1の共振回路に含まれ、バスラインを構成するn個のバスラインは、メッシュ状に配置される。
この発明による中央演算処理装置においては、入力信号の対応するビット値が第1のビット値であるとき、第1の共振回路が共振し、入力信号の対応するビット値が第2のビット値であるとき、第2の共振回路が共振する。その結果、入力信号のビット値が第1のビット値および第2のビット値のいずれからなっていても、共振回路の共振が維持され、第1の共振回路に含まれるバスラインの自己インダクタンス分のエネルギーだけが消費される。
したがって、この発明によれば、非周期信号に対する消費電力を低減できる。
本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
図1は、この発明の実施の形態による中央演算処理装置の構成を示す概念図である。図1を参照して、この発明の実施の形態による中央演算処理装置10は、バラスライン1,4,7と、変調回路2,5,8と、演算処理装置(MPU:Micro Processing Unit)11と、メモリ12と、入出力回路13とを備える。
バスライン1は、変調回路2を介してMPU11に接続され、メモリ12および入出力回路13に直接接続される。変調回路2は、バスライン1とMPU11との間に接続される。
バスライン4は、MPU11および入出力回路13に直接接続され、変調回路5を介してメモリ12に接続される。変調回路5は、バスライン4とメモリ12との間に接続される。
バスライン7は、MPU11に直接接続され、変調回路8を介して入出力回路13に接続される。
バスライン1は、MPU11から出力されたデータを伝送する。変調回路2は、MPU11がデータをバスライン1へ出力するとき、後述する方法によって、データに応じてバスライン1上の電圧を変調する。
バスライン4は、メモリ12から出力されたデータを伝送する。変調回路5は、メモリ12がデータをバスライン4へ出力するとき、後述する方法によって、データに応じてバスライン4上の電圧を変調する。
バスライン7は、入出力回路13から出力されたデータを伝送する。変調回路8は、入出力回路13がデータをバスライン7へ出力するとき、後述する方法によって、データに応じてバスライン7上の電圧を変調する。
MPU11は、変調回路2を介してバスライン1に接続され、バスライン4,7に直接接続されている。そして、MPU11は、単安定マルチバイブレータ回路を内蔵している。
MPU11は、メモリ12からのデータをバスライン4を介して受け、その受けたデータに基づいて各種の演算処理を行なう。そして、MPU11は、その演算結果を変調回路2を介してバスライン1へ出力し、メモリ12または入出力回路13へ出力する。
メモリ12は、バスライン1に直接接続され、変調回路5を介してバスライン4に接続されている。そして、メモリ12は、単安定マルチバイブレータ回路を内蔵している。
メモリ12は、バスライン1上のデータを受け、その受けたデータを格納する。また、メモリ12は、その格納したデータを変調回路5を介してバスライン4へ出力する。
入出力回路13は、バスライン1,4に直接接続され、変調回路8を介してバスライン7に接続されている。そして、入出力回路13は、単安定マルチバイブレータ回路を内蔵している。
入出力回路13は、入力信号を外部から受け、その受けた入力信号を変調回路8を介してバスライン7へ出力する。また、入出力回路13は、バスライン1上のデータを受け、その受けたデータを出力信号として外部へ出力する。
なお、バスライン1,4,7には、それぞれ、浮遊容量3,6,9が接続されている。
図2は、図1に示す変調回路2の構成を示す回路図である。図2を参照して、変調回路2は、駆動アンプ21と、インダクタンス素子22と、スイッチ回路23と、ダミー容量素子24とを含む。
駆動アンプ21は、スイッチ回路23に接続される。インダクタンス素子22は、駆動アンプ21の出力端子およびスイッチ回路23の入力端子と接地ノードとの間に接続される。
スイッチ回路23は、駆動アンプ21の出力端子と、端子TM1,TM2との間に接続される。ダミー容量素子24は、端子TM2と接地ノードとの間に接続される。端子TM1は、バスライン1に接続される。
スイッチ回路23は、MPU11からの制御信号CTL1に応じて端子TM1に接続され、MPU11からの制御信号CTL2に応じて端子TM2に接続される。
駆動アンプ21は、スイッチ回路23が端子TM1に接続されると、スイッチ回路23を介してバスライン1へ後述する共振周波数のサイン波形の電圧を供給する。駆動アンプ21は、スイッチ回路23が端子TM2に接続されると、スイッチ回路23を介して接続されるダミー容量素子24とインダクタンス素子22とで構成される共振回路に、その共振周波数に等しいサイン波形の電圧を供給する。即ち、駆動アンプ21は、これら共振器の抵抗成分による電圧減衰を補う働きをする。
インダクタンス素子22は、バスライン1の自己インダクタンスLSELF1よりも大きいインダクタンスを有する。ダミー容量素子24は、浮遊容量3(=CL1)と略同じ容量を有する。そして、インダクタンス素子22およびダミー容量素子24は、スイッチ回路23が端子TM2に接続されると、共振回路を構成し、共振する。
なお、制御信号CTL1は、0Vの電圧からなり、制御信号CTL2は、正の電圧からなる。
また、図1に示す変調回路5,8の各々は、図2に示す変調回路2と同じ構成からなる。したがって、変調回路5の端子TM1は、バスライン4に接続され、変調回路5のインダクタンス素子22は、バスライン4の自己インダクタンスLSELF2よりも大きいインダクタンスを有する。また、変調回路5のダミー容量素子24は、浮遊容量6(=CL2)と略同じ容量を有する。さらに、変調回路8の端子TM1は、バスライン7に接続され、変調回路8のインダクタンス素子22は、バスライン7の自己インダクタンスLSELF3よりも大きいインダクタンスを有する。さらに、変調回路8のダミー容量素子24は、浮遊容量9(=CL3)と略同じ容量を有する。
図3は、図1に示す変調回路2における変調方法を説明するための図である。図3を参照して、MPU11は、データの“1”をバスライン1へ出力するとき、スイッチ回路23をバスライン1へ接続するための制御信号CTL1を生成してスイッチ回路23へ出力する。また、MPU11は、データの“0”をバスライン1へ出力するとき、スイッチ回路23をダミー容量素子24へ接続するための制御信号CTL2を生成してスイッチ回路23へ出力する。
スイッチ回路23は、データの“1”に対応してMPU11から制御信号CTL1を受けると、端子TM1に接続される。そして、駆動アンプ21は、スイッチ回路23を介してバスライン1へ次に述べる共振回路OSC1の共振周波数のサイン波形の電圧を供給する。その結果、バスライン1、インダクタンス素子22および浮遊容量3からなる共振回路OSC1が構成され、共振回路OSC1が共振する。
その後、スイッチ回路23は、データの“0”に対応してMPU11から制御信号CTL2を受けると、端子TM2に接続される。その結果、インダクタンス素子22およびダミー容量素子24からなる共振回路OSC2が構成され、共振回路OSC2が共振する。
駆動アンプ21は、スイッチ回路23を介して共振回路OSC2へ共振回路OSC2の共振周波数のサイン波形の電圧を補給する。
このように、MPU11からデータの“1”が出力されると、バスライン1、インダクタンス素子22および浮遊容量3からなる共振回路OSC1が共振し、MPU11からデータの“0”が出力されると、インダクタンス素子22およびダミー容量素子24からなる共振回路OSC2が共振する。
したがって、MPU11からデータがバスライン1へ出力されると、常に共振が持続される。そして、データが“1”から“0”に切り換わると、共振回路が共振回路OSC1から共振回路OSC2へ切り換わる。このとき、共振回路OSC1が有するエネルギーは、バスライン1の自己インダクタンスLSELF1によって消費される分を除いて共振回路OSC2へ移行する。
その結果、エネルギー回収率を従来よりも高くでき、消費電力を低減できる。
なお、変調回路5,8における変調方法も、上述した変調回路2における変調方法と同じである。
図4は、図1に示すバスライン1および変調回路2の詳細図である。図4を参照して、中央演算処理装置10がn(nは2以上の整数)ビット単位で演算を行なう場合、バスライン1は、n個のバスライン101〜10nからなり、変調回路2は、n個の変調回路201〜20nからなり、浮遊容量3は、n個の浮遊容量31〜3nからなる。
このように、n個のバスライン101〜10n、n個の変調回路201〜20n、およびn個の浮遊容量31〜3nは、nビットに対応して設けられる。
バスライン11〜1nは、略平行に配置される。
そして、n個の変調回路201〜20nの各々は、変調回路2と同じ構成からなる。したがって、変調回路201のインダクタンス素子22は、バスライン101の自己インダクタンスLSELF1よりも大きいインダクタンスL1を有する。また、変調回路202のインダクタンス素子22は、バスライン102の自己インダクタンスLSELF1よりも大きいインダクタンスL1を有する。以下、同様にして、変調回路20nのインダクタンス素子22は、バスライン10nの自己インダクタンスLSELF1よりも大きいインダクタンスL1を有する。
変調回路201のダミー容量素子24は、浮遊容量31と略同じ容量CD1を有する。また、変調回路202のダミー容量素子24は、浮遊容量32と略同じ容量CD1を有する。以下、同様にして、変調回路20nのダミー容量素子24は、浮遊容量3nと略同じ容量CD1を有する。
そして、スイッチ回路23は、p型MOS(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタ231と、n型MOSトランジスタ232とからなる。
p型MOSトランジスタ231は、ソースが端子TM1に接続され、ドレインが駆動アンプ21およびインダクタンス素子22に接続される。n型MOSトランジスタ232は、ソースが駆動アンプ21およびインダクタンス素子22に接続され、ドレインが端子TM2に接続される。そして、p型MOSトランジスタ231およびn型MOSトランジスタ232の各々は、MPU11から制御信号CTL1または制御信号CTL2をゲートに受ける。
変調回路201は、バスライン101に接続され、MPU11からの制御信号CTL1に応じて、バスライン101、インダクタンス素子22および浮遊容量31からなる共振回路OSC11を構成し、共振回路OSC11を共振させる。
また、変調回路201は、MPU11からの制御信号CTL2に応じて、インダクタンス素子22およびダミー容量素子24からなる共振回路OSC12を構成し、共振回路OSC12を共振させる。
これによって、MPU11からの“1”または“0”のデータがバスライン101へ出力される。
データの“1”に応じて共振回路OSC11が共振したとき、定在波がバスライン101上に立つ。そして、データの“0”に応じてスイッチ回路23が端子TM1から端子TM2に切換えられると、共振回路OSC12が共振する。また、ダミー容量素子22の容量CD1は、浮遊容量31(=CL1)と略同じである。
したがって、スイッチ回路23が端子TM1から端子TM2へ切換えられても、共振回路OSC11が保持していたエネルギーは、バスライン101の自己インダクタンスLSELF1による消費分を除いて共振回路OSC12へ移動する。
変調回路202は、変調回路201と同じ構成からなり、バスライン102に接続される。そして、変調回路202は、変調回路201と同じ方法によって“1”または“0”のデータをバスライン102へ出力する。
以下、同様にして、変調回路20nは、変調回路201と同じ構成からなり、バスライン10nに接続される。そして、変調回路20nは、変調回路201と同じ方法によって“1”または“0”のデータをバスライン10nへ出力する。
その結果、バスライン101〜10n上のエネルギーの消費量は、従来よりも少なくなる。
なお、MPU11がデータをnビット単位でバスライン101〜10nへ出力するとき、バスライン101は、1ビット目のデータ受け、バスライン102は、2ビット目のデータを受け、以下同様にして、バスライン10nは、nビット目のデータを受ける。
また、メモリ12は、MPU11と同じ方法によって、変調回路5を介してデータをバスライン4へ出力する。さらに、入出力回路13は、MPU11と同じ方法によって、変調回路8を介してデータをバスライン7へ出力する。
また、図1に示すバスライン4も、図4に示すバスライン101〜10nからなり、図1に示す変調回路5も、図4に示す変調回路201〜20nからなる。
さらに、図1に示すバスライン7も、図4に示すバスライン101〜10nからなり、図1に示す変調回路8も、図4に示す変調回路201〜20nからなる。
図5は、データ、電圧および方形波のタイミングチャートである。なお、以下においては、図4に示すバスライン101〜10nにデータを入出力する場合を例にしてデータのバスラインへの入出力について説明する。
図5を参照して、データが10101101001からなる場合、MPU11は、データの1番目の“1”に応じて制御信号CTL1を変調回路201〜20nのスイッチ回路23へ出力する。スイッチ23は、制御信号CTL1に応じて端子TM1に接続される。
その後、MPU11は、データの2番目の“0”に応じて制御信号CTL2を変調回路201〜20nのスイッチ回路23へ出力する。スイッチ回路23は、制御信号CTL2に応じて端子TM2に接続される。
MPU11は、以下同様にして、制御信号CTL1または制御信号CTL2を変調回路201〜20nのスイッチ回路23へ出力する。そして、スイッチ回路23は、制御信号CTL1または制御信号CTL2に応じて、バスライン101〜10nまたはダミー容量素子24に接続される。
スイッチ回路23がバスライン101〜10nおよびダミー容量素子24のいずれに接続されても、インダクタンス素子22は、共振回路OSC11および共振回路OSC12の両方の構成要素であり、常に共振に関与している。したがって、インダクタンス素子22の両端の電圧VLは、周期的に変化するサイン波になる。
一方、バスライン101〜10nは、データの“1”のみに応じて共振に関与するので、バスライン101〜10n上の電圧Vαは、データの“1”に対してのみ変化する断続的な波形となる。
したがって、MPU11がデータ(=10101101001)をバスライン101〜10nへ出力したとき、バスライン101〜10n上の電圧Vαは、データの“1”に対してのみ変化し、データの“0”に対してはゼロとなる波形からなる。
メモリ12は、バスライン101〜10n上の電圧Vαを受け、その受けた電圧Vαを単安定マルチバイブレータによって方形波SQWVに変換する。そして、メモリ12は、方形波SQWVをデジタル信号に変換する。
これによって、データ(=10101101001)がバスライン101〜10nを介してMPU11からメモリ7へ入力される。
このように、データの“1”に対しては、バスライン101、インダクタンス素子22、および浮遊容量31からなる共振回路OSC11が共振し、データの“0”に対しては、インダクタンス素子22、およびダミー容量素子24からなる共振回路OSC12が共振するので、データの“0”に応じてスイッチ回路23をバスライン101からダミー容量素子24へ切換えても、共振が維持されるとともに、共振回路OSC11のエネルギーは、バスライン101の自己インダクタンスLSELF1による消費分を除いて共振回路OSC12へ移動する。
したがって、エネルギーの減少を少なくできる。その結果、消費電力を少なくできる。
バスライン102〜10nへデータが出力されるときも同様である。
なお、MPU11は、データの“0”に応じて制御信号CTL2をスイッチ回路23へ出力するとき、バスライン101〜10n上の電圧がゼロになったタイミングで制御信号CTL2をスイッチ回路23へ出力する。また、MPU11は、制御信号CTL1をスイッチ回路23へ出力するとき、バスライン101〜10n上の電圧がゼロになったタイミングで制御信号CTL1をスイッチ回路23へ出力する。
また、メモリ12は、上述したMPU11と同じ方法によって、変調回路5を介してデータをバスライン4へ出力し、MPU11は、上述したメモリ12と同じ方法によって、バスライン4上のデータを受ける。
さらに、入出力回路13は、上述したMPU11と同じ方法によって、変調回路8を介してデータをバスライン7へ出力し、MPU11は、上述したメモリ12と同じ方法によって、バスライン7上のデータを受ける。
さらに、入出力回路13は、上述したメモリ12と同じ方法によって、バスライン1,4上のデータを受ける。
図6は、シミュレーションの条件を説明するための図である。図6を参照して、層間絶縁膜(SiO2膜)30がシリコン基板20上に形成されており、バスライン21が層間絶縁膜30上に形成されている。
この場合、層間絶縁膜30の膜厚dは、2μmであり、層間絶縁膜30の比誘電率を2とした。そして、バスライン101は、厚みt、幅Wおよび長さILを有する。厚みtは、5μmに設定され、幅Wは、5μmに設定された。
そして、長さILを4cm、1cm、5mmおよび1mmと変えたときのバスライン101の自己インダクタンスLSELF1、浮遊容量CL1、共振回路の共振周波数f0、抵抗Rおよび共振回路の共振指数Qをシミュレーションした結果を表1に示す。
バスライン101の長さILが1cmであるとき、インダクタンス素子22を接続しなければ、共振周波数f0は、30GHzになる。
そして、L1=10nHのインダクタンス素子22をバスライン101に接続することによって、バスライン101、インダクタンス素子22および浮遊容量31からなる共振回路の共振周波数(=1/(2π(L1+LSELF1)1/2)は、9GHzになる。
この場合、エネルギー回収率は、1−LSELF1/L1=1−1nH/10nH=0.9(=90%)となる。したがって、従来に比べ、消費電力が1/10になる。
このエネルギー回収率の演算は、バスライン101の自己インダクタンスLSELF1分のエネルギーが捨てられるので、自己インダクタンスLSELF1と外部インダクタンス(インダクタンス素子22のインダクタンスL1)との比がエネルギー回収率になるという考え方に起因するものである。
このシミュレーション結果は、バスライン102〜10nの各々についても同じであるので、バスライン101〜10nからなるバスライン2へデータを入出力するときも、エネルギー回収率は、90%になり、消費電力は、従来の1/10になる。
このように、この発明による中央演算処理装置10においては、高周波数で動作させた場合でも、非周期信号を伝送するバスライン上の消費電力を低減できることが解った。
図7は、他のバスラインの概念図である。図7を参照して、バスライン2は、バスライン101〜117からなる。そして、バスライン101〜117は、メッシュ状に配置される。バスライン101〜117の各々は、5mmの長さを有する。
また、インダクタンス素子221〜232が2つのバスラインの交点と接地ノードとの間に接続される。そして、インダクタンス素子221〜232の各々は、5nHのインダクタンスを有する。
この場合、インダクタンス素子221〜232を接続しなければ、共振周波数f0は、表1から121GHzになる。そして、5nHのインダクタンスを有するインダクタンス素子221〜232を接続することによって共振周波数f0は、10GHzになる。この場合、エネルギー回収率は、1−0.5nH/5nH=0.9(=90%)である。
このように、バスライン1をメッシュ状に配置されたバスライン101〜117によって構成しても、90%のエネルギー回収率が得られる。その結果、非周期信号を伝送するバスライン1における消費電力を低減できる。
なお、バスライン1をメッシュ状に配置されたバスライン101〜117によって構成した場合、2つのインダクタンス素子間の相互インダクタンスMによって同期させる。
また、図1に示すバスライン4,7の各々を図7に示すようにメッシュ状に配置されたバスライン101〜117によって構成されてもよい。
特許文献1ににおいては、クロック信号に対して共振回路を適用してエネルギーの消費量を低減させることが記載されているが、クロック信号は、単純な周期信号であるので、共振回路の利用が容易である。
一方、この発明は、非周期信号に対して共振回路を適用してエネルギーの消費量を低減させている。このように、この発明は、従来、当業者によって共振回路の適用が困難であると考えられていた非周期信号に対して共振回路を適用した点に斬新性があり、非容易性がある。
なお、この発明の実施の形態においては、n個のバスライン101〜10n、n個の変調回路201〜20nのn個のインダクタンス素子22、n個の変調回路201〜20nのn個のスイッチ回路23に含まれるn個のp型MOSトランジスタ231およびn個の浮遊容量31〜3nは、nビットに対応して設けられた「n個の第1の共振回路」を構成する。
また、この発明の実施の形態においては、n個のバスライン11〜1n、n個の変調回路201〜20nのn個のインダクタンス素子22、n個の変調回路201〜20nのn個のスイッチ回路23に含まれるn個のn型MOSトランジスタ232およびn個の変調回路201〜20nのn個のダミー容量素子24は、nビットに対応して設けられた「n個の第2の共振回路」を構成する。
さらに、この発明の実施の形態においては、MPU11は、「演算処理装置」を構成する。
さらに、この発明の実施の形態においては、バスライン11〜1nをそれぞれバスライン21〜2nに接続するスイッチ回路51〜5nの各々は、「第1のスイッチ回路」を構成する。
さらに、この発明の実施の形態においては、バスライン11〜1nをそれぞれダミー容量素子41〜4nに接続するスイッチ回路51〜5nの各々は、「第2のスイッチ回路」を構成する。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
この発明は、非周期信号に対する消費電力を低減可能な中央演算処理装置に適用される。
1,4,7 バスライン、2,5,8 変調回路、3,6,9 浮遊容量、10 中央演算処理装置、11 MPU、12 メモリ、13 入出力回路。
Claims (8)
- 入力信号をn(nは2以上の整数)ビット単位で処理する中央演算処理装置であって、
nビットに対応して設けられ、各々がバスラインを含むとともに前記入力信号の対応するビット値が論理ハイレベルを示す第1のビット値であるとき共振するn個の第1の共振回路と、
nビットに対応して設けられ、各々が前記入力信号の対応するビット値が論理ローレベルを示す第2のビット値であるとき共振するn個の第2の共振回路と、
前記n個の第1の共振回路に含まれるn個のバスラインに接続され、前記n個のバスライン上の定在波に基づいて演算処理を行なう演算処理装置とを備える中央演算処理装置。 - 前記n個の第1の共振回路の各々は、
バスラインと、
インダクタンス素子と、
前記第1のビット値に応じて前記インダクタンス素子を前記バスラインに接続し、前記第1のビット値を構成する電圧を前記バスラインに供給する第1のスイッチ回路とを含み、
前記n個の第2の共振回路の各々は、
前記インダクタンスと、
ダミー容量素子と、
前記第2のビット値に応じて前記インダクタンス素子の接続先を前記バスラインから前記ダミー容量に切換えるとともに、前記第2のビット値を構成する電圧を前記ダミー容量素子に供給する第2のスイッチ回路とを含む、請求項1に記載の中央演算処理装置。 - 前記バスライン上のエネルギーの減少分を前記第1のバスラインに補充する駆動アンプをさらに備える、請求項2に記載の中央演算処理装置。
- 前記ダミー容量素子の容量は、前記バスラインの浮遊容量と略同じである、請求項2に記載の中央演算処理装置。
- 前記インダクタンス素子のインダクタンスは、前記バスラインの自己インダクタンスよりも大きい、請求項2に記載の中央演算処理装置。
- 前記第1のスイッチ回路は、前記バスライン上の電圧が零であるタイミングで前記インダクタンス素子を前記バスラインに接続し、
前記第2のスイッチ回路は、前記バスライン上の電圧が零であるタイミングで前記インダクタンス素子の接続先を前記バスラインから前記ダミー容量素子に切換える、請求項2から請求項5のいずれか1項に記載の中央演算処理装置。 - 前記n個の第1の共振回路に含まれ、前記バスラインを構成するn個のバスラインは、略平行に配置される、請求項2に記載の中央演算処理装置。
- 前記n個の第1の共振回路に含まれ、前記バスラインを構成するn個のバスラインは、メッシュ状に配置される、請求項2に記載の中央演算処理装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009018304A JP2010178053A (ja) | 2009-01-29 | 2009-01-29 | 中央演算処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009018304A JP2010178053A (ja) | 2009-01-29 | 2009-01-29 | 中央演算処理装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010178053A true JP2010178053A (ja) | 2010-08-12 |
Family
ID=42708559
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2009018304A Pending JP2010178053A (ja) | 2009-01-29 | 2009-01-29 | 中央演算処理装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2010178053A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2015534671A (ja) * | 2012-08-31 | 2015-12-03 | アドバンスト・マイクロ・ディバイシズ・インコーポレイテッドAdvanced Micro Devices Incorporated | 共振クロッキングモードと通常のクロッキングモードとの間の遷移 |
-
2009
- 2009-01-29 JP JP2009018304A patent/JP2010178053A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2015534671A (ja) * | 2012-08-31 | 2015-12-03 | アドバンスト・マイクロ・ディバイシズ・インコーポレイテッドAdvanced Micro Devices Incorporated | 共振クロッキングモードと通常のクロッキングモードとの間の遷移 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN103389952A (zh) | 片上系统、操作片上系统的方法及具有片上系统的系统 | |
KR101701258B1 (ko) | 실시간 클록 애플리케이션들을 위한 초 저-전력 고주파수 크리스탈 발진기 | |
JP2009163539A (ja) | 乱数生成回路 | |
Upadhyay et al. | DFAL: Diode‐Free Adiabatic Logic Circuits | |
KR20100008503A (ko) | Rc 발진기 | |
CN107924217B (zh) | 开关式电容器电压调节器中的低纹波模式变化机制 | |
CN108566163A (zh) | 一种振荡器电路 | |
CN109300493A (zh) | 纹波补偿器、数据驱动电路及半导体器件 | |
CN107463724A (zh) | 用于设计和制造半导体器件的方法以及相应的半导体器件 | |
CN103914584B (zh) | 用于受控的谐振功率传输的方法和电路 | |
Hu et al. | Distributed resonant clock grid synthesis (ROCKS) | |
CN102624332A (zh) | 石英振荡电路的负载电容确定方法和用该方法的电子设备 | |
US9086865B2 (en) | Power napping technique for accelerated negative bias temperature instability (NBTI) and/or positive bias temperature instability (PBTI) recovery | |
Kamakshi et al. | Modeling and analysis of power supply noise tolerance with fine-grained GALS adaptive clocks | |
JP6556736B2 (ja) | 電圧降下を制約することによる、パワーゲーティングされた複数のセクションのサイジング | |
JP2010178053A (ja) | 中央演算処理装置 | |
Vaisband et al. | Energy efficient adaptive clustering of on-chip power delivery systems | |
JP6163978B2 (ja) | 半導体集積回路 | |
US20210318706A1 (en) | Apparatus and method to improve integrated voltage regulators | |
Teng et al. | Sparse-rotary oscillator array (SROA) design for power and skew reduction | |
US8994432B2 (en) | Semiconductor integrated circuit and method of operating the same | |
Nishanth et al. | Design of low power sequential circuit using Clocked Pair Shared Flip flop | |
Lang et al. | Design of ternary clock generator | |
CN104333366A (zh) | 一种数字io电路 | |
Challagundla et al. | Design automation of series resonance clocking in 14-nm FinFETs |