JP2010165560A - インバータ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】他励式のインバータ回路において、冷陰極ランプの動作開始前と動作開始後のインピーダンスの違いに応答できるようにし、以て、動作開始時から動作開始後に渡って安定に制御できるようにし、更には、特性の誤差のある駆動対象、例えば冷陰極ランプに対して設計変更、共振素子の特性調整を伴うことなく駆動できるようにする。
【解決手段】発振周波数を、起動時と定常時とで切り換えられるようにし、起動時の周波数を定常時の周波数より高くする。起動時、定常時の発振周波数を、それぞれ、二次側の共振回路の非動作時、定常時における共振周波数の冷陰極ランプ１８、１８のインピーダンスのバラツキに起因するバラツキの許容範囲外の値に設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば液晶表示装置のバックライトを成す冷陰極ランプ等の負荷を駆動する他励方式のインバータ回路に関するものである。

液晶ディスプレイはテレビジョン受像機、パーソナルコンピュータ等のディスプレイとして多く用いられるが、それには照明用光源としてのバックライトが必要であり、バックライトとして一般に冷陰極ランプ（ＣＣＦＬ）が用いられてる。
そして、冷陰極ランプの駆動には、点灯時に例えば６０ｋＨｚ、１６００Ｖ程度の高周波電圧を発生し、点灯し終えると、即ち、放電すると、電圧をその放電維持に必要な例えば６００Ｖ程度に低下させることができる、トランスを用いたインバータ回路が多く用いられる。

テレビジョン受像機等の大型化等により、一つの液晶ディスプレイが大型化し、一つの冷陰極ランプでは照明光源としての役割を果たし得ず、一つのディスプレイに複数、例えば２〜１０という数の冷陰極ランプが照明用光源として必要となる場合が増えてきている。
その複数の冷陰極ランプに対する電流制御の手段として、冷陰極ランプ毎にインバータ回路を設け、各インバータ回路によりそのインバータ回路自身と対応する冷陰極ランプの電流を制御することが挙げられるが、この手段はバックライト駆動用インバータ回路全体の製造コストが高くなり、合理的とは言えない。

そこで、一つのインバータ回路を用いて複数の冷陰極ランプの電流制御を行う手段が開発が試みられている（特許文献１：特開２００６−１４００５５号公報）。
図６はそのようなインバータ回路の従来例の一つを示すものである。このインバータ回路は、昇圧トランスＴを用いた自励発振回路部を各冷陰極ランプＣＣＦＬに対応して設け、全部の自励発振回路部を一つの制御部で制御するようにしたものであり、自励方式のインバータ回路である。尚、図面に記載されたものは、便宜上冷陰極ランプＣＣＦＬの数が２のものを例としている。

同図において、Ｅは直流電源で、電源電圧Ｖccを発生する。Ｆはヒューズ、Caはノイズ吸収用コンデンサである。電流制御部は二つのトランジスタ、一つのダイオード、一つの抵抗、一つのコンデンサからなり、PWM（パルスワイドモデュレート）コントローラにより制御される。Ｌはチョークコイルである。
前記電源電圧Ｖcc は前記ヒューズＦ、前記電流制御部及び前記チョークコイルＬを介して前記各自励発振回路部に印加される。この全自励発振回路部に印加される直流電圧は過電圧検出回路部にも印加され、この過電圧検出回路部は、直流電圧が予め設定された過電圧基準電圧を超えたとき異常信号を発生し、ＰＭＷコントローラへ送出する。

Ｔ、Ｔは各自励発振回路部を構成する昇圧トランスで、一次側に共振回路部が構成されている。Ｃｂ、Ｃｂはバラストコンデンサ、ＣＣＦＬ、ＣＣＦＬは冷陰極ランプであり、昇圧トランスＴ、Ｔの二次側に接続されている。
ランプ電流検出部は全冷陰極ランプＣＣＦＬ、ＣＣＦＬに流れた全ランプ電流を検出するもので、そのランプ電流検出部の検出出力は積分回路を介してＰＭＷコントローラにフィードバックされる。
尚、各自励発振回路部はインバータ回路の中核を成す自励発振回路としては一般的なものであるので、構成、動作の説明は省略する。

また、ＰＭＷコントローラには、ランプ電流検出部からの検出出力のみならず、警報信号発生部、調光信号発生部及び前記過電圧検出回路部の出力も入力される。ＰＷＭコントローラは、オンオフコントロール信号によりオンオフコントロールされ、オン信号を受けると、フィードバック信号を受けながら前記電流制御部をコントロールし、以て冷陰極ランプＣＣＦＬ、ＣＣＦＬのランプ電流を制御する。
尚、基準電圧生成部は前記調光信号発生部及び前記警報信号発生部へこれ等の動作に必要な比較基準電圧を送出するものである。

特開２００６−１４００５５号公報

ところで、従来のインバータ回路には、先ず、起動時から起動後に渡って安定に冷陰極ランプを動作させることは難しいという問題があった。
というのは、上述のように、冷陰極ランプを用いた液晶バックライトパネルは、起動前と起動後とでインピーダンスが大きく異なるが、従来において、そのインピーダンスの変化やバラツキに対応して最適な周波数で動作させるということが行われていなかったからである。

次に、他励式のインバータは、自励式のものと比較して、単一のインバータで複数の異なった負荷を動作させる場合、動作の安定性が低いという問題があり、或る特定の特性の冷陰極ランプを対象に回路設計をすると、特性の少し異なる冷陰極ランプに対して使えないという問題もあった。
尤も、その反面において、自励式のインバータには、部品点数が少なく、製造価格、コストが低いという利点があるとされている。従って、比較的汎用性が重視される産業機器向けのインバータとしては自励式のものが比較的多い。

しかし、その自励式のインバータの部品点数が少なく、製造価格、コストが低いという利点は、関連回路のない単純な構成の場合に言えるが、冷陰極ランプを制御するためのＰＭＷコントローラ、保護回路、調光回路の如き関連回路を備えたもの同士を比較すると、自励式のものと他励式のものとの差異は非常に少なく、その利点もほとんどないと言える。
そのため、高性能、高信頼度が許容される製品、例えば高画質大型テレビジョン受像機、コンピュータ等に用いる冷陰極ランプ駆動用のインバータ回路については、他励式にすることが好ましいと言える。

ところで、従来、他励式のインバータ回路においては、複数の冷陰極ランプの駆動は、各冷陰極ランプ毎に制御回路を設けるという場合が多かった。
というのは、他励式のインバータ回路は、二次側共振を利用するタイプの場合、インバータ内部に共振素子を有するが、パネルの浮遊容量、ランプのインピーダンスが比較的大きなバラツキを有し、従って共振周波数に比較的大きなバラツキが生じるからである。

図７（Ａ）〜（Ｄ）は、同じインバータ回路に対する二次側直列共振周波数がパネル毎にかなり異なり、比較的大きなバラツキのあることを４個のｐａｎｅｌＡ〜ｐａｎｅｌＤについて具体的に示すところの周波数（横軸）・ゲイン及びフェーズ（縦軸）の関係図である。
図７（Ａ）〜（Ｄ）の各図のゲインの最低ピーク及びフェーズの切り換わりポイント（共振ポイント）の周波数から、ｐａｎｅｌＡの共振周波数ｆｏは７３．２８ＫＨｚ、ｐａｎｅｌＢの共振周波数ｆｏは７８．５２ＫＨｚ、ｐａｎｅｌＣの共振周波数ｆｏは８１．２８ＫＨｚ、ｐａｎｅｌＤの共振周波数ｆｏは８４．１４ＫＨｚである。

このようにパネル毎に、共振周波数が大きく異なると、必然的に、インバータ内部の共振素子の特性をそのパネル側の共振周波数に応じて調整する必要がある。
そして、このように、インバータ内部の共振素子の特性をそのパネル側の共振周波数に応じて調整することはコスト増を招き好ましくない。

本発明は、このような問題を解決すべく為されたものであり、他励式のインバータ回路において、駆動対象、例えば冷陰極ランプの動作開始前と動作開始後のインピーダンスの違いに応答できるようにし、以て、動作開始時から動作開始後に渡って安定に制御できるようにし、更には、特性の誤差のある駆動対象、例えば冷陰極ランプに対して設計変更、共振素子の特性調整を伴うことなく駆動できるようにすることを目的とする。

本発明にかかるインバータ回路は、複数の負荷に備える複数のトランスと、このトランスの一次側に備えられた少なくとも１つの制御部からの制御信号によりオンオフするスイッチング素子と、前記トランスの二次側に備えられた共振回路とを有する他励式のインバータ回路において、前記インバータ回路の駆動周波数を、起動時と定常時で個別に設定し、切り換え可能としたことを特徴とする。
これにより、駆動周波数を起動時と定常時（定常動作時）とで切り換えることができるので、起動時と定常時との負荷（例えば冷陰極ランプ）のインピーダンスの違いに応じて周波数を変化させることができ、各々の周波数でバラツキを考慮した動作点を設定することで、起動時から起動後に渡って安定に冷陰極ランプを動作させることができる。
そして、起動時には定常時におけるよりも周波数を高くしたとすると、それにより起動時における高周波電圧をより高くすることができ、起動がスムーズに行い得る。また、定常状態になると、高周波電圧は低くて済むが、定常状態における周波数を低くすることにより高周波電圧をスムーズに定常状態に対応した値に移行できる。

また、上記インバータ回路において、前記制御部には、前記起動時の周波数を、前記二次側の共振回路の非動作時における共振周波数の前記負荷のインピーダンスのバラツキに起因するバラツキの許容範囲外の値に設定することが好ましい。
これにより、非動作時における二次側共振回路の直列共振周波数の負荷のインピーダンスにバラツキがあってもそれが許容範囲にある限り安定に起動できる。
従って、負荷各々に対してインピーダンスの違いに応じてインバータ回路のその負荷に対するトランスの二次側共振回路の素子の定数、特性を変化させるという面倒さがなくなり、設計モデルを減らせるため、設計・製造コストを低減できる。

また、上記インバータ回路において、前記制御部が、駆動周波数を、無段階的に変化させることができる周波数シフト回路を有することが好ましい。
これにより、駆動周波数を無段階的に変化させることができる周波数シフト回路を有するので、動作開始時から定常時への移行に伴う発振周波数の切換を急激に行うのではなく、緩慢に行うことができ、負荷（例えば冷陰極ランプ）の駆動を常にインピーダンスの変化に応じて安定且つ円滑に行うことができる。
また、インバータは、交流電流、交流電圧を整流或いは、積分したものを制御に用いるが、周波数を無段階的に変化させることで、トランスや出力端に制御遅れによる、高電圧を出力させることを防止できる。

また、上記インバータ回路において、前記制御部には、前記定常時の周波数を、前記二次側の共振回路の非動作時における共振周波数の前記負荷のインピーダンスのバラツキに起因するバラツキの範囲外の値に設定することが好ましい。
これにより、定常時の駆動周波数を、定常における二次側共振回路の直列共振周波数の負荷のインピーダンスの許容範囲内のバラツキに起因するバラツキの範囲外に設定したので、負荷のインピーダンスのバラツキがあってもそれが許容範囲内にある限り安定に起動できる。
従って、負荷各々に対して定常時におけるインピーダンスの違いに応じてインバータ回路のその負荷に対するトランスの二次側共振回路の素子の定数、特性を変化させるという面倒さがなくなり、設計モデル数を減らせるため、設計・製造コストを低減できる。

また、上記インバータ回路において、前記定常時の周波数が、シャットダウン領域外の値に設定されていることが好ましい。
これにより、定常時における駆動周波数が、シャットダウン領域外に設定されているので、動作不良、故障の発生するおそれをなくすことができる。

また、上記インバータ回路において、前記トランスの一次側のスイッチング素子の駆動のためのオンオフ制御をＰＷＭコントローラにより行うようにされ、前記定常時の周波数が、前記二次側の共振回路の定常時における共振周波数より低い値に設定されており、前記スイッチング素子の片側デューティレシオが予め設定された値を越えたとき周波数を上側にシフトさせるようにしてなることが好ましい。
これにより、定常時における駆動周波数を二次側の共振回路の定常時における共振周波数より低く設定したうえで、スイッチング素子の片側デューティレシオが予め設定された値を越えたとき周波数を上側（高い側）にシフトさせるようにしたので、シャットダウン動作を確実に回避することができる。

また、上記インバータ回路において、前記トランスの一次側のスイッチング素子の駆動のためのオンオフ制御をＰＷＭコントローラにより行うようにされ、前記定常時の周波数が、前記二次側の共振回路の定常時における共振周波数より高い値に設定されており、前記エッチング素子の片側デューティレシオが予め設定された値を越えたとき周波数を下側にシフトさせるようにしてなることが好ましい。
これにより、定常時における駆動周波数を二次側の共振回路の定常時における共振周波数より高く設定したうえで、スイッチング素子の片側デューティレシオが予め設定された値を越えたとき周波数を下側（低い側）にシフトさせるようにしたので、シャットダウン動作を確実に回避することができる。

また、上記インバータ回路において、前記予め設定された値は、３５％であることが好ましい。
即ち、論理的にはスイッチング素子の片側デューティレシオは５０％より小さければ動作不良が生じないと言えるが、実際上はマージン（クリアランス）が必要であり、４９％、４８％というような値を基準にしてそれより高い値になったらシフトするようにすると完璧にシャットダウン動作を回避することができない場合がある。
発明者が実験を繰り返したところ、スイッチング素子の片側デューティレシオを３５％を越えたとき周波数をシフトさせるようにすると、より確実にシャットダウン動作を回避しつつ、デューティレシオの制御範囲のストロークも確保することができることが判明した。従って、３５％をシフトするかしないかのボーダーラインとしたものである。

このように、本発明によれば、他励式のインバータ回路において、駆動対象、例えば冷陰極ランプの動作開始前と動作開始後のインピーダンスの違いに対応することができるようにし、以て、動作開始時から動作開始後に渡って安定に制御できるようにし、更には、特性にバラツキのある駆動対象、例えば冷陰極ランプに対して設計変更、共振素子の特性調整を伴うことなく駆動することができる。

本発明の一つの実施例のインバータ回路の回路構成図である。 （Ａ）、（Ｂ）は前記実施例にＰＷＭコントローラの発振周波数を切り換えるために付加する互いに別の回路例を示す回路図、（Ｂ’）は図２（Ｂ）に示す回路の切換動作を説明する動作説明用回路図である （Ａ）は図２（Ａ）に示す回路における駆動周波数の切換時における周波数の変化図、（Ｂ）は図２（Ｂ）に示す回路における駆動周波数の切換時における周波数の変化図である。 前記実施例の関する共振の鋭さＱに関する説明図である。 本発明の原理を説明するためのもので、通常動作時（定常時）のおける二次側共振回路の共振周波数とシャットダウン、安定、非安定動作領域の関係を一つのインバータ回路で二つの冷陰極ランプを制御する場合を例として原理を示す図である。 インバータ回路の従来例の一つを示す回路図である。 （Ａ）〜（Ｄ）は、同じインバータ回路に対する二次側直列共振周波数がパネル毎にかなり異なり、比較的大きなバラツキのあることを４個のｐａｎｅｌＡ〜ｐａｎｅｌＤについて具体的に示すところの周波数（横軸）・ゲイン及びフェーズ（縦軸）の関係図である。

本発明のインバータ回路の起動時における駆動周波数は例えば７０ｋＨｚ、定常時における駆動周波数は例えば３５ｋＨｚが好適であるが、それに限定されない。

以下、本発明を実施例により図面を参照して詳細に説明する。
図１〜図５は本発明の一つの実施例を示すもので、図１はインバータ回路の回路構成図、図２（Ａ）、（Ｂ）はＰＷＭコントローラの周波数を切り換えるために付加する互いに別の回路例を示す回路図、図２（Ｂ’）は図２（Ｂ）に示す回路の切換動作を説明する動作説明用回路図、図３（Ａ）は図２（Ａ）に示す回路における周波数の切換時における周波数の変化図、（Ｂ）は図２（Ｂ）に示す回路における周波数の切換時における周波数の変化図、図４は本発明の原理説明参考図、図５は共振の鋭さＱに関する説明図である。

図１において、２は直流電源で、直流電源電圧Ｖｃｃを発生する。４はヒューズ、６はチョークコイル、８はノイズ吸収用コンデンサ、１０はフルブリッジ回路で、ヒューズ４及びチョークコイル６を介して前記直流電源電圧Ｖccを受け、ＰＷＭコントローラ１４によりスイッチング制御されて各トランス１２、１２を発振させる。

フルブリッジ回路１０は、基本的に、Ｐチャンネル型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ１とＮチャンネル型ＦＥＴＱ２からなる直列回路及びＰチャンネル型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ３とＮチャンネル型ＦＥＴＱ４からなる直列回路を電源電圧ラインと、グランドラインとの間に接続したものであり、ＦＥＴＱ１、Ｑ２はＰＰ１４のチャンネルＡの制御信号によりスイッチングされ、ＦＥＴＱ３、Ｑ４はＰＰ１４のチャンネルＢの制御信号によりスイッチングされる。
そして、ＦＥＴＱ１とＱ２との接続点は前記各トランス１２、１２の一次巻線の一端に接続され、ＦＥＴＱ３とＱ４との接続点は前記各トランス１２、１２の一次巻線の他端に接続されている。

このフルブリッジ回路１０は、チャンネルＡの信号が「ハイ」で、チャンネルＢの信号が「ロウ」のときに、ＦＥＴＱ１及びＱ４がオンになり、ＦＥＴＱ２及びＱ３がオフになり、トランス１２、１２の一次巻線には前記一端から他端に向かう向きの電流が流れる。その逆に、チャンネルＡの信号が「ロウ」で、チャンネルＢの信号が「ハイ」のときに、ＦＥＴＱ２及びＱ３がオンになり、ＦＥＴＱ１及びＱ４がオフになり、トランス１２、１２の一次巻線には前記他端から前記一端に向かう向きの電流が流れる。
従って、トランス１２はそのチャンネルＡ、Ｂの信号の周波数で駆動される。

各トランス１２、１２は、各々、二次側に、二次巻線、共振用コンデンサ１６、１６及び負荷である冷陰極ランプ１８、１８からなる二次共振回路部を有する。この二次共振回路部の共振周波数ｆｏは、バラツキを有する（図７参照）ことは前述の通りである。
２０、２０は各冷陰極ランプ１８、１８に対応して設けられたダイオードで、発振動作の各周期の半周期に、ランプ電流をランプ電流検出用抵抗２２に導く。そして、この電流検出用抵抗２２の端子電圧によりランプ電流を検出することができる。

２４、２４は各トランス１２、１２の二次巻線の中間タップとグランドラインとの間の電圧を発振動作の各周期の半周期に、ランプ電圧検出用抵抗２６に印加するためのダイオードであり、ランプ電圧の異常を検出できるようにするためのものである。
２８は前記ＰＷＭコントローラ１４を中核とする制御部であり、このＰＷＭコントローラ１４と二つの積分回路３０、３２からなる。

積分回路３０は前記ランプ電圧検出用抵抗２６の端子電圧を受け、その出力をＰＷＭコントローラ１４に送る。ＰＷＭコントローラ１４はその端子電圧を予め設定した基準電圧と比較し、基準電圧より高いときに異常と判定して異常に対応する動作をするようになっている。
積分回路３２はランプ電流検出用抵抗２２の端子電圧を受け、その出力をＰＷＭコントローラ１４にフィードバック信号として送る。

制御部２８の中核を成すＰＷＭコントローラ１４は、外部からのオンオフコントロール信号によりオンオフコントロールされ、調光信号を受けて調光し、また、異常が発生した場合には、警報信号を外部に発するようになっている。
ところで、本発明のインバータ回路は、起動時と定常時とでトランス１２に印加する高周波電圧の周波数を切り換えるが、それは、ＰＷＭコントローラ１４のチャンネルＡ、Ｂの信号の周波数を切り換えることにより行う。

図２（Ａ）に示す回路は一般的な周波数切換回路構成であり、ＣＴ端子とグランドとの間にコンデンサＣ１が、ＲＴ端子とグランドラインとの間に抵抗Ｒ１が、ＲＴ端子とＲＴｓｔａｒｔ端子との間に抵抗Ｒ２が接続されている。
この回路は、ＲＴ端子とＣＴ端子とグランドラインとの間の容量と、ＲＴ端子とグランドラインとの間の抵抗により決まる。そして、ＣＴ端子とグランドライン間のコンデンサＣ１への充電はＰＷＭコントローラ１４の内部電流源により為され、その電流はＲＴ端子とグランドラインとの間の抵抗で決まる。

そして、起動時に発振周波数をシフトする場合には、スイッチＳＷをオンしてＲＴｓｔａｒｔ端子をグランドレベルに落とすことにより、ＲＴ端子とグランドラインとの間の抵抗が抵抗Ｒ１から、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との並列合成抵抗に低下する。
すると、前記内部電流源による充電電流が増加し、結果的に周波数が上昇する。

そして、負荷である冷陰極ランプ１８、１８に高周波電流が流れると、スイッチＳＷはオフ状態になり、ＲＴｓｔａｒｔ端子がオープンレベルに上昇する。すると、ＲＴ端子とグランドラインとの間の抵抗は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との並列合成抵抗から、抵抗Ｒ１に高くなり、それに伴って周波数が低下する。
図３（Ａ）はそのような図２（Ａ）に示す回路による周波数の変化を示すものであり、この場合は、７０ＫＨｚから３５ＫＨｚへ急峻に変化する。

図２（Ｂ）に示す回路は周波数が無段階的に変化するようにした周波数シフト回路構成である。この回路は、ＲＴ端子とＲＴｓｔａｒｔ端子との間に、図２（Ａ）の場合のように一つの抵抗Ｒ２を接続するのではなく、抵抗Ｒ２とＲ３の直列回路を接続し、その抵抗Ｒ２とＲ３との接続点とグランドラインとの間にコンデンサＣ２を接続している。
ＣＴ端子とグランドラインとの間にコンデンサＣ１が、ＲＴ端子とグランドラインとの間に抵抗Ｒ１が接続されているのは、図２（Ａ）に示す回路と同じである。

図２（Ｂ’）を参照して切換動作を説明すると、スイッチＳＷをオンして起動すると、コンデンサＣ２の存在により電荷が徐々に放電され、周波数の上昇は緩慢に進む。
そして、冷陰極ランプ１８、１８のランプ電流が検出されると、そのスイッチＳＷはオフする。すると、ＲＴ端子とグランドとの間の抵抗は抵抗Ｒ１の抵抗値になり、それに応じた周波数になろうとするが、それにはコンデンサＣ２への充電というプロセスが介在するので、周波数の変化は緩慢になる。
図３（Ｂ）はそのような図２（Ｂ）に示す回路による周波数の変化を示すものであり、この場合は、７０ＫＨｚと３５ＫＨｚとの間の周波数の切換が緩慢に行われることが明らかである。

ここで、図１に示すインバータ回路の本質を説明する。
本インバータ回路の本質の第１は、起動時には高電圧出力を冷陰極ランプ１８、１８に加えるためにインバータ回路を高い周波数（例えば７０ＫＨｚ）で動作させ、定常時には起動時よりも低い周波数（例えば３５ＫＨｚ）で動作させる。
インバータ回路の本質の第２は、負荷である冷陰極ランプ１８、１８にインピーダンスのバラツキ（図７を参照されたし）があってもそのバラツキに応じて二次側共振回路部の共振素子を交換、調整することなく冷陰極ランプ１８、１８を使用できるようにしたことである。

先ず、起動時の周波数を、前記二次側の共振回路の非動作時における共振周波数の前記負荷のインピーダンスのバラツキに起因するバラツキの許容範囲外の値に設定している。その設定は、許容範囲よりも高い周波数であっても良いし、許容範囲よりも低い周波数であっても良いが、より好ましくは、起動時の周波数を、前記二次側の共振回路の非動作時における共振周波数の前記負荷のインピーダンスのバラツキに起因するバラツキを考慮して、トランス１２の漏れインダクタンスと共振コンデンサ１６、浮遊容量で形成される二次側直列共振周波数が設定した起動周波数よりも高くなるように設定する。この起動周波数の時に考慮した全ての負荷で、起動電圧が確保できるようにトランス１２の巻数を調整する。
具体的には、液晶パネルに各インバータ回路を搭載した状態で、二次側共振周波数を求め、その冷陰極ランプ１８、１８の内の二次側共振周波数が最低になったランプ１８を求め、その共振周波数よりも小さい値に発振周波数を設定する。

そして、この状態で、二次側共振周波数が一番大きくなったランプ１８と一番小さくなったランプ１８の両方の開放電圧を満足できるように共振の鋭さＱを設定することが好ましい。
図４はその共振の鋭さの説明をするための特性例である。
共振は、共振周波数が同じでもインダクタンスＬとキャパシタＣの設定の違いにより共振の鋭さＱが異なり、予め発振周波数の設定のできるインバータ回路においては、共振特性、特に共振の鋭さＱを適正に設定する必要がある。

因みに、図４の例Ａと例Ｂの共振特性は、共振周波数ｆｏが６６．７３６ＫＨｚと同じであるが、Ｑは例Ａの場合、８１．５３であり、例Ｂの場合、９７．８４であり、相当に異なる。
例Ａの特性は、インダクタンスＬ＝１７５ｍＨ、キャパシタＣ＝３２．５ｐＦ、抵抗Ｒ＝９００Ωの場合に得られる。例Ｂの特性は、インダクタンスＬ＝３５０ｍＨ、キャパシタＣ＝１６．２５ｐＦ、抵抗Ｒ＝１５００Ωの場合に得られる。

尚、二次側共振周波数が最低になった冷陰極ランプ１８ではなく、最高になったインバータ回路を求め、その共振周波数よりも高い値に駆動周波数を設定するようにしても良い。
以上のようにインバータ回路の駆動周波数を設定すれば、共振素子を交換、調整することなく冷陰極ランプ１８、１８を使用できる。

また、インバータ回路の定常時の発振周波数も、二次側の共振回路の定常時における共振周波数の冷陰極ランプ１８、１８のインピーダンスのバラツキに起因するバラツキの許容範囲外の値に設定する。
即ち、定常時の周波数を、前記二次側の共振回路の定常時における共振周波数の前記負荷のインピーダンスのバラツキに起因するバラツキの許容範囲外の値に設定している。その設定は、許容範囲よりも高い周波数であっても良いし、許容範囲よりも低い周波数であっても良い。

具体的には、液晶パネルに各インバータ回路を搭載した状態で、定常時における二次側共振周波数を求め、その冷陰極ランプ１８、１８の内の二次側共振周波数が最低になったランプ１８を求め、その共振周波数よりも小さい値に、或いは最高になったランプ１８を求めその共振周波数よりも高い値に駆動周波数を設定する。
図５は通常動作時（定常時）のおける二次側共振回路の共振周波数とシャットダウン、安定、非安定動作領域の関係を一つのインバータ回路で二つの冷陰極ランプを制御する場合を例として示す図である。

ランプ１はインバータ回路を搭載すると共振周波数が低く（許容バラツキ範囲の最低限に）なるものであり、ランプ２は周波数が高く（許容バラツキ範囲の最高限に）なるものであり、許容バラツキ範囲内に周波数を設定すると、動作が不安定になる。
従って、その不安定になる領域よりも周波数を低くするか、高くすると動作が安定する。この安定に動作する周波数範囲が安定領域である。但し、安定領域の外側に、シャットダウンが生じるシャットダウン領域が存在し、そのシャットダウン領域に周波数を設定してはならない。二次側共振型のインバータの場合、トランス１２と入力電圧を固定すると、直列共振点でオンデューティーが最低となり、共振点から離れるにしたがってオンデューティーが大きくなるため、定常時の周波数がシャットダウン領域外に設定されていることが好ましい。

定常時における駆動周波数を二次側の共振回路の定常時における共振周波数より低く設定した場合においては、スイッチング素子の片側デューティレシオを３５％を越えたとき周波数を上側（高い側）にシフトさせるようにすると、シャットダウン動作を確実に回避することができ、逆に、定常時における共振周波数より高く設定した場合には、スイッチング素子の片側デューティレシオを３５％を越えたとき周波数を下側（低い側）にシフトさせると、シャットダウン動作を確実に回避することができる。

尚、本発明のインバータ回路は、インバータ回路の駆動周波数を、起動時と定常時とで切り換えることができるようにされているが、具体的には、駆動時においては高電圧出力が要求されるため、定常時におけるよりも高い周波数、例えば７０ｋＨｚで回路を動作するが、定常時においては起動時よりも電圧が低くて済むので、例えば３５ｋＨｚ程度の低い周波数で回路を動作させる。
勿論、起動時の周波数が７０ｋＨｚ程度、定常時の周波数が３５ｋＨｚ程度というのは、飽くまで一例であり、本発明はこれに限定されるものではない。

また、起動時から定常時の駆動周波数の切換（例えば、７０ｋＨｚ程度から３５ｋＨｚ程度への切換）は急峻な周波数切換により行うようにしても良いが、負荷が複数並列に存在する場合は、緩慢に周波数が変化するようにする方が動作が安定するので好ましい。
それには、ＰＷＭコントローラに周波数シフト回路を付加することにより行うことができる。

更に、本発明は、複数の負荷を１つの制御部により駆動するものであり、負荷の数は、上記実施例のインバータ回路においては、２であるが、必ずしもそれに限定されず、３以上、例えば４、８というようにより多い数の負荷を駆動するものにも本発明を適用することができる。
また、本発明のインバータ回路の駆動対象となる負荷の典型例は冷陰極ランプであるが、必ずしもそれに限定されない。交流電圧を受け、起動時と定常動作時とでかけるべき交流電圧の周波数を切り換えることが必要乃至好ましいものであれば、冷陰極ランプ以外のものの駆動にも本発明を適用できる。

本発明は、例えば液晶表示装置のバックライトを成す冷陰極ランプ等の負荷を駆動する他励方式のインバータ回路に広く産業上の利用可能性がある。

１０ フルブリッジ回路
１２ トランス
１４ ＰＷＭコントローラ
１６ 共振コンデンサ
１８ 負荷（冷陰極ランプ）
２８ 制御部
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子（ＦＥＴ）

Claims (8)

1. 複数の負荷に備える複数のトランスと、
   このトランスの一次側に備えられた少なくとも１つの制御部からの制御信号によりオンオフするスイッチング素子と、
   前記トランスの二次側に備えられた共振回路とを有する他励式のインバータ回路において、
   前記インバータ回路の駆動周波数を、起動時と定常時で個別に設定し、切り換え可能とした
   ことを特徴とするインバータ回路。
2. 前記制御部には、前記起動時の周波数を、前記二次側の共振回路の非動作時における共振周波数の前記負荷のインピーダンスのバラツキに起因するバラツキの許容範囲外の値に設定する
   ことを特徴とする請求項１記載のインバータ回路。
3. 前記制御部が、駆動周波数を無段階的に変化させることができるようにした周波数シフト回路を有する
   ことを特徴とする請求項１又は２記載のインバータ回路。
4. 前記制御部には、前記定常時の発振周波数を、前記二次側の共振回路の定常時における共振周波数の前記負荷のインピーダンスのバラツキに起因するバラツキの許容範囲外の値に設定する
   ことを特徴とする請求項１記載のインバータ回路。
5. 前記定常時の発振周波数が、シャットダウン領域外の値に設定されている
   ことを特徴とする請求項４記載のインバータ回路。
6. 前記トランスの一次側のスイッチング素子を発振のためのオンオフ制御をＰＷＭコントローラにより行うようにされ、
   前記定常時の発振周波数が、前記二次側の共振回路の定常時における共振周波数より低い値に設定されており、
   前記スイッチング素子の片側デューティレシオが予め設定された値を越えたとき周波数を上側にシフトさせるようにしてなる
   ことを特徴とする請求項４又は５記載のインバータ回路。
7. 前記トランスの一次側のスイッチング素子を発振のためのオンオフ制御をＰＷＭコントローラにより行うようにされ、
   前記定常時の発振周波数が、前記二次側の共振回路の定常時における共振周波数より高い値に設定されており、
   前記スイッチング素子の片側デューティレシオが予め設定された値を越えたとき周波数を下側にシフトさせるようにしてなる
   ことを特徴とする請求項４又は５記載のインバータ回路。
8. 前記予め設定された値は、３５％である
   ことを特徴とする請求項７又は８記載のインバータ回路。

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