JP2010147220A - 車両用灯具の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 地絡電流の抑制をすることによって製造コストを低下させること。
【解決手段】 ＬＥＤ２１−１〜２１−ｎに電力を供給する反転型コンバータ２と、ＬＥＤ２１−１〜２１−ｎに直列に接続されたシャント抵抗Ｒｓを備えＬＥＤ２１−１〜２１−ｎに流れるＬＥＤ駆動電流を検出する電流検出部３とを有する。電流検出部３は、シャント抵抗Ｒｓを介してＬＥＤ２１−１〜２１−ｎに直列に接続されたシャント抵抗Ｒｓ’と、シャント抵抗Ｒｓ’に並列に接続されたＮＭＯＳトランジスタ１０及び反転型コンバータ２の正極出力側又は負極出力側が地絡した時にＮＭＯＳトランジスタ１０をオフ動作させるツェナーダイオードＺＤ１を備えたバイパス部４とを有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、車両用灯具の制御装置に関し、半導体発光素子で構成された半導体光源の点灯を制御する車両用灯具の制御装置に関する。

従来、車両用灯具として、発光ダイオード（ＬＥＤ：Light Emitting Diode）などの半導体発光素子を半導体光源として用いたものが知られており、この種の車両用灯具には、ＬＥＤの点灯を制御する制御装置が実装されている。

上記制御装置としては、電力供給部と、ＬＥＤに流れるＬＥＤ駆動電流（光源駆動電流）Ｉ_Ｌを検出する電流検出部と、電力供給部の出力を制御する電流制御部とを含んで構成されているものが知れられている（例えば、特許文献１参照）。電力供給部には正極出力を供給するものと負極出力を供給するものとがあり、負極出力を供給する代表的なものとして反転型電力供給部（反転型コンバータ）が知られている。

以下に、電力供給部として反転型コンバータを用いた制御装置の例について説明する。

電流検出部は、シャント抵抗Ｒｓと、ＮＰＮトランジスタＴｒ１と、ＮＰＮトランジスタＴｒ２と、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のエミッタに接続された抵抗Ｒａと、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のコレクタに接続された抵抗Ｒｂとを備えて構成されている。シャント抵抗Ｒｓの一端はＮＰＮトランジスタＴｒ２のエミッタに接続され、他端は抵抗Ｒａを介してＮＰＮトランジスタＴｒ１のエミッタに接続されている。

電流検出部の出力は反転増幅器の負入力に入力されている。電流検出部の出力側における光源駆動電流情報は（−Ｖ_０）である。尚、光源駆動電流情報（−Ｖ_０）と反転増幅器の出力電圧Ｖ_０の大きさは同じであるが極性は逆である。反転増幅器の出力は電流制御部の入力に接続され、電流制御部の出力は反転型コンバータのＰＭＯＳトランジスタのゲートに接続されている。

シャント抵抗で検出されたＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌは電流検出部によって光源駆動電流情報（−Ｖ_０）に変換され、該光源駆動電流情報（−Ｖ_０）は反転増幅器により極性が反転して出力される。反転増幅器の出力電圧Ｖ_０は電流制御部に入力される。出力電圧Ｖ_０を一定にするために電流制御部は反転型コンバータのＰＭＯＳトランジスタのゲートにＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を送出する。

特開２００４−１２６０４１号公報

ところで、正常動作時におけるＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌと抵抗Ｒａに流れる電流Ｉｓとの関係は、
Ｉｓ＝Ｖ_０／Ｒｂ＝Ｒｓ・Ｉ_Ｌ／Ｒａ ・・・・・（１）
となる。尚、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース電圧とＮＰＮトランジスタＴｒ２のベース電圧は等しいものとしている。

従って、ＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌは、
Ｉ_Ｌ＝Ｒａ・Ｖ_０／Ｒｓ・Ｒｂ ・・・・・（２）
となる。

一方、反転型コンバータの正極出力側又は負極出力側が地絡した時（以下、「地絡時」と呼ぶ。）には、ＮＰＮトランジスタＴｒ２のエミッタ電圧がグラウンド（ＧＮＤ）と同電位となるため、ＮＰＮトランジスタＴｒ２はオフ動作しＮＰＮトランジスタＴｒ１はオン動作する。従って、出力電圧情報Ｖ_０が一定になるまでＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌがシャント抵抗Ｒｓに流れる。このときのＬＥＤ駆動電流Ｉ_ＬをＩ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}（地絡電流）とすると、地絡電流Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}と抵抗Ｒａに流れる電流Ｉｓとの関係は、
Ｖ_０＋Ｉｓ・Ｒａ＝Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}・Ｒｓ ・・・・・（３）
となり、電流Ｉｓは、
Ｉｓ＝Ｒｓ・Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}／（Ｒａ＋Ｒｂ） ・・・・・（４）
となる。

従って、地絡電流Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}は、
Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}＝（Ｒａ＋Ｒｂ）・Ｖ_０／（Ｒｓ・Ｒｂ）
＝Ｒａ・Ｖ_０／（Ｒｓ・Ｒｂ）＋Ｖ_０／Ｒｓ ・・・・・（５）
となる。

上記数式（２）と上記数式（５）を比較すると、地絡時に流れる地絡電流Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}は正常動作時に流れるＬＥＤ駆動電流Ｉ_ＬよりもＶ_０／Ｒｓの分だけ大きくなる。

従って、抵抗素子（シャント抵抗）及び半導体光源と直列に接続されている素子の定格電力を地絡電流に合わせて大きくする必要があり製品コストの上昇を来たしてしまう。

そこで、本発明は、地絡電流の抑制をすることによって製品コストを低下させることを課題とする。

本発明の一態様による車両用灯具の制御装置は、半導体光源に電力を供給する電力供給手段と、前記半導体光源に直列に接続された第１の抵抗を備え前記半導体光源に流れる光源駆動電流を検出する電流検出手段とを備え、前記電流検出手段が、前記第１の抵抗を介して前記半導体光源に直列に接続された第２の抵抗と、前記第２の抵抗に並列に接続されたスイッチ部及び前記電力供給手段の正極出力側又は負極出力側が地絡した時に前記スイッチ部をオフ動作させる地絡検出部を備えたバイパス部とを有し、さらに前記スイッチ部のオンオフ動作を切り替えて前記半導体光源の調光制御を行う切替部を設けるようにしたものである。

従って、地絡した時にスイッチ部をオフ動作させることによって光源駆動電流が第１の抵抗を介して第２の抵抗を流れる。

本発明車両用灯具の制御装置は、半導体光源に電力を供給する電力供給手段と、前記半導体光源に直列に接続された第１の抵抗を備え前記半導体光源に流れる光源駆動電流を検出する電流検出手段とを備え、前記電流検出手段が、前記第１の抵抗を介して前記半導体光源に直列に接続された第２の抵抗と、前記第２の抵抗に並列に接続されたスイッチ部及び前記電力供給手段の正極出力側又は負極出力側が地絡した時に前記スイッチ部をオフ動作させる地絡検出部を備えたバイパス部とを有し、さらに前記スイッチ部のオンオフ動作を切り替えて前記半導体光源の調光制御を行う切替部を設けているので、前記第２の抵抗の値を調整することにより地絡電流を調整することができる。

従って、前記第２の抵抗の値次第で地絡電流を正常動作時の前記光源駆動電流よりも小さくして地絡電流の抑制を行うことにより製品コストを低下させることができる。

さらに、半導体光源の調光制御を行う機能と地絡電流を抑制する機能をスイッチ部一つで兼用することができる。

請求項２に記載した発明にあっては、前記地絡検出部が前記地絡時にオフ動作するツェナーダイオードであり、前記スイッチ部が前記ツェナーダイオードのオフ動作時にオフ動作するスイッチ素子であり、前記スイッチ素子のオン動作時に前記光源駆動電流が前記スイッチ素子を流れ、前記スイッチ素子のオフ動作時に前記光源駆動電流が前記第２の抵抗を流れるので、地絡時に前記光源駆動電流が前記第２の抵抗を流れるように確実にスイッチ素子をオフ動作させることができる。

請求項３に記載した発明にあっては、前記ツェナーダイオードのオン電圧が、前記地絡時における前記電力供給手段の出力電圧より大きく、かつ、前記半導体光源の電流が流れ始める順方向電圧以下に設定されるので、正常時には確実にツェナーダイオードをオン動作させることができ、かつ、地絡時には確実にツェナーダイオードをオフ動作させることができる。

以下に、本発明の第１の実施の形態に係る車両用灯具の制御装置について説明する。

制御装置１は、図１に示すように、電力供給手段としての反転型コンバータ２と、電流検出部３と、電流制御部５と、反転増幅器１３とを有して構成されている。

反転型コンバータ２は、スイッチングトランジスタを含んで構成され、電流制御部５からのオンオフ信号（ＰＷＭ信号）を受けて負極出力を半導体光源としてのＬＥＤ２１−１〜２１−ｎ（ｎは1以上の整数）に供給する。

電流検出部３は、第１の抵抗としてのシャント抵抗Ｒｓ、第２の抵抗としてのシャント抵抗Ｒｓ’、バイパス部４、ＮＰＮトランジスタ１１、１２を備えて構成され、ＬＥＤ２１−１〜２１−ｎに流れる光源駆動電流（ＬＥＤ駆動電流I_Ｌ）を検出する。ＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌは電流検出部３によって光源駆動電流情報（−Ｖ_０）に変換される。

バイパス部４は、シャント抵抗Ｒｓ’に並列に接続されたスイッチ部としてのＮＭＯＳトランジスタ１０と、地絡検出部としてのツェナーダイオードＺＤ１とを有して構成されている。ＮＭＯＳトランジスタ１０のゲートは抵抗Ｒ２を介してツェナーダイオードＺＤ１のアノードに接続され抵抗Ｒ１、Ｒ３を介してＮＰＮトランジスタ１１のエミッタに接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１のカソードはグラウンド（ＧＮＤ）に接続されている。

反転増幅器１３は光源駆動電流情報（−Ｖ_０）の極性を反転して出力電圧Ｖ_０を出力する。反転増幅器１３の負入力は抵抗Ｒ７を介して出力に接続されると共に抵抗Ｒ６を介して電流検出部３のＮＰＮトランジスタ１１のコレクタに接続され、正入力は接地されている。

電流制御部５は、エラーアンプ（図示せず）とＰＷＭコンパレータ（図示せず）を備えて構成され、出力電圧情報Ｖ_０を一定にするために、前記スイッチングトランジスタにＰＷＭ信号を送出し反転型コンバータ２の負極出力を制御する。

以下に、バイパス部４の動作について、正常動作時と反転型コンバータ２の負極出力側が地絡した時（以下、「地絡時」と呼ぶ。）に分けて説明する。図２は、ツェナーダイオードＺＤ１のオン電圧の設定範囲（図２のＢ領域）を説明するための図であり、ツェナーダイオードＺＤ１のオン電圧は地絡時における反転型コンバータ２の出力電圧（Ｖａ）より大きく、かつ、正常動作時にＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌが流れ始める反転型コンバータ２の出力電圧（Ｖｂ）以下に設定されている。尚、Ｖｃは正常動作時における反転型コンバータ２の出力電圧である。

正常動作時には、反転型コンバータ２の出力電圧（Ｖｃ、図２のＣ領域）は、ツェナーダイオードＺＤ１のオン電圧（＞Ｖａ、≦Ｖｂ）よりも高いのでツェナーダイオードＺＤ１のアノード−カソード間電圧（＝Ｖｃ）が前記オン電圧よりも高くなりツェナーダイオードＺＤ１がオン動作する。ツェナーダイオードＺＤ１がオン動作すると、ＮＭＯＳトランジスタ１０もオン動作しＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌはシャント抵抗Ｒｓ及びＮＭＯＳトランジスタ１０を流れる。

従って、ＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌは、
Ｉ_Ｌ＝Ｒ１・Ｖ_０／Ｒｓ・Ｒ２ ・・・・・（６）
となる。尚、ＮＭＯＳトランジスタ１０のオン抵抗はシャント抵抗Ｒｓに比べて限りなく小さい。

一方、地絡時には、反転型コンバータ２の出力電圧（≦Ｖａ、図２のＡ領域）はツェナーダイオードＺＤ１のオン電圧よりも低いのでツェナーダイオードＺＤ１のアノード−カソード間電圧（≦Ｖａ）が前記オン電圧よりも低くなりツェナーダイオードＺＤ１がオフ動作する。ツェナーダイオードＺＤ１がオフ動作するとＮＭＯＳトランジスタ１０もオフ動作しＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌはシャント抵抗Ｒｓ及びシャント抵抗Ｒｓ’を流れる。

従って、地絡時におけるＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌを地絡電流Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}とすると、地絡電流Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}は、
Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}＝（Ｒ１＋Ｒ２）・Ｖ_０／（Ｒｓ＋Ｒｓ’）・Ｒ２
＝Ｒ１・Ｖ_０／（Ｒｓ＋Ｒｓ’）・Ｒ２＋Ｖ_０／（Ｒｓ＋Ｒｓ’）・・・・・（７）
となる。

上記数式（７）に示すように、地絡電流Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}は、シャント抵抗Ｒｓ’の値を大きくすると小さくなる。

一例として、正常動作時のＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌを１００ミリアンペア（ｍＡ）、シャント抵抗Ｒｓを１オーム（Ω）、シャント抵抗Ｒｓ’を１９オーム（Ω）、出力電圧情報Ｖ_０を１ボルト（Ｖ）として、上記数式（７）を計算すると地絡電流Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}は５５ｍＡとなる。ここで、上記と同様の条件（Ｉ_Ｌを１００（ｍＡ）、Ｒｓ＝１（Ω）、Ｖ_０＝１（Ｖ））を上記した従来技術における数式（５）に適用して地絡電流Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}を計算すると、地絡電流Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}は１．１アンペア（Ａ）となる。

従って、シャント抵抗Ｒｓ’の値を調整することにより地絡電流Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}を調整することができ、シャント抵抗Ｒｓ’の値次第で地絡電流Ｉ_{Ｌ−Ｆａｕｌｔ}を正常動作時のＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌよりも小さくすることができる。

また、ツェナーダイオードＺＤ１のオン電圧が、地絡時における反転型コンバータ２の出力電圧（Ｖａ）より大きく、かつ、ＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌの送出開始時における反転型コンバータ２の出力電圧（Ｖｂ）以下に設定されているので、地絡時には確実にツェナーダイオードＺＤ１のオン電圧よりも反転型コンバータ２の出力電圧の方が低くなる。従って、地絡時には、確実にツェナーダイオードＺＤ１をオフ動作させることができ、ＮＭＯＳトランジスタ１０をオン動作させることができる。

以上に説明したように、本第１の実施の形態によれば、地絡電流の抑制をすることによって製品コストを低下させることができる。

尚、本第１の実施の形態では、電力供給手段として負極出力コンバータである反転型コンバータ２を含む制御装置について説明したが、電力供給手段として正極出力コンバータを用いても上記と同様の効果を得ることができる。具体的には、制御装置は、電力供給手段としての正極出力コンバータと、上記第１の実施の形態と同様の回路構成を有する電流検出部及び電流制御部とを有して構成され、前記電流検出部の出力が前記電流制御部に直接送出される。尚、前記正極出力コンバータから正極出力が出力され前記電流検出部の出力は正極出力となるので反転増幅器は不要である。

以下に、本発明の第２の実施の形態に係る車両用灯具の制御装置について説明する（図３参照）。本第２の実施の形態に係る制御装置３０は、上記した第１の実施の形態における動作に加え、正常時に切替部３６によってツェナーダイオードＺＤ１０のオンオフ動作を切り替えることによって、ＮＭＯＳトランジスタ４０のオンオフ動作を切り替えてＬＥＤ５１−１〜５１−ｎの調光制御を行う装置である。

制御装置３０は、反転型コンバータ３２と、電流検出部３３と、電流制御部３５と、切替部３６と、反転増幅器４３とを有して構成されている。尚、制御装置３０を構成する反転型コンバータ３２、電流検出部３３、電流制御部３５、反転増幅器４３は、図１に示した制御装置１を構成する反転型コンバータ２、電流検出部３、電流制御部５、反転増幅器１３とそれぞれ同様の構成であるので説明を省略する。

切替部３６は、ＮＰＮトランジスタ４４、ＰＮＰトランジスタ４５、抵抗Ｒ１８、Ｒ１９、Ｒ２０、Ｒ２１を備えて構成され、ＮＰＮトランジスタ４４のベースには抵抗Ｒ１８を介して調光信号が入力される。

ＮＰＮトランジスタ４４のコレクタは抵抗Ｒ２０を介してＰＮＰトランジスタ４５のベースに接続されている。ＰＮＰトランジスタ４５のエミッタは基準電源Ｖccに接続され、コレクタはツェナーダイオードＺＤ１０のカソードに接続されている。

以下に、切替部３６の動作について、正常動作時及び地絡時のそれぞれにおいて前記調光信号がローレベル信号の場合とハイレベル信号の場合に分けて説明する。また、以下では、ＬＥＤ５１−１〜５１−ｎが車幅灯として機能するポジショニングランプ（クリアランスランプ）及び夜間以外の時間帯において点灯して標識機能を発揮するデイタイムランニングランプに用いられている場合を一例として説明し、ポジショニングランプの点灯中には前記調光信号としてローレベル信号が送出され、デイタイムランニングランプの点灯中には前記調光信号としてハイレベル信号が送出されるものとして説明する。

尚、ツェナーダイオードＺＤ１０のオン電圧は、基準電源Ｖccの基準電源電圧より大きく、かつ、正常時にＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌが流れ始める反転型コンバータ３２の出力電圧以下に設定されている。

正常動作時にＮＰＮトランジスタ４４のベースにローレベルの調光信号が入力されると、ＮＰＮトランジスタ４４がオフ動作しＰＮＰトランジスタ４５がオフ動作する。ＰＮＰトランジスタ４５がオフ動作すると、ツェナーダイオードＺＤ１０のアノードがハイインピーダンスになるので、アノード−カソード間電圧が前記オン電圧より低くなりツェナーダイオードＺＤ１０がオフ動作し、ＮＭＯＳトランジスタ４０がオフ動作して、ＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌ（＝Ｒ１・Ｖ_０／（Ｒｓ＋Ｒｓ’）・Ｒ２＋Ｖ_０／（Ｒｓ＋Ｒｓ’））が流れ、シャント抵抗Ｒｓ’を大きく設定することによりＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌが減少する。

地絡時にＮＰＮトランジスタ４４のベースにローレベルの調光信号が入力される場合にも上記と同様の動作が行われ、ＮＭＯＳトランジスタ４０がオフ動作し上記と同様のシャント抵抗Ｒｓ’の設定によりＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌが減少する。

従って、大きなＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌを必要としないポジショニングランプの点灯中においては、前記ローレベルの調光信号をＮＰＮトランジスタ４４のベースに入力し、シャント抵抗Ｒｓ’を大きく設定することによりＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌを減少させることができるので、ポジショニングランプの適切な調光制御を行うことができると共に地絡電流の抑制を図ることができる。

正常動作時にＮＰＮトランジスタ４４のベースにハイレベルの調光信号が入力されると、ＮＰＮトランジスタ４４がオン動作しＰＮＰトランジスタ４５がオン動作する。ＰＮＰトランジスタ４５がオン動作すると、ツェナーダイオードＺＤ１０のアノード−カソード間電圧が前記オン電圧よりも高くなりツェナーダイオードＺＤ１０がオン動作し、ＮＭＯＳトランジスタ４０がオン動作してＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌ（＝Ｒ１・Ｖ_０／Ｒｓ・Ｒ２）が流れる。このＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌは上記したツェナーダイオードＺＤ１０がオフ動作した時のＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌよりも大きい電流である。

地絡時にＮＰＮトランジスタ４４のベースにハイレベルの調光信号が入力されると、上記と同様にＰＮＰトランジスタ４５がオン動作する。ＰＮＰトランジスタ４５がオン動作した場合でもツェナーダイオードＺＤ１０のアノード−カソード間電圧が前記オン電圧より低くなるので、ツェナーダイオードＺＤ１０がオフ動作してＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌ（＝Ｒ１・Ｖ_０／（Ｒｓ＋Ｒｓ’）・Ｒ２＋Ｖ_０／（Ｒｓ＋Ｒｓ’））が流れ、シャント抵抗Ｒｓ’を大きく設定することによりＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌが減少する。

従って、大きなＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌ（＝Ｒ１・Ｖ_０／Ｒｓ・Ｒ２）を必要とするデイタイムランニングランプの点灯中においては、前記ハイレベルの調光信号をＮＰＮトランジスタ４４のベースに入力することによってＬＥＤ駆動電流Ｉ_Ｌを減少させることなくデイタイムランニングランプの適切な調光制御を行うことができると共に地絡電流の抑制を図ることができる。

上記した各実施の形態は、本発明を好適に実施した形態の一例に過ぎず、本発明は、その主旨を逸脱しない限り、種々変形して実施することが可能なものである。

本発明の第１の実施の形態に係る車両用灯具の制御装置の構成を示した図である。 ツェナーダイオードのオン電圧の設定範囲を説明するための図である。 本発明の第２の実施の形態に係る車両用灯具の制御装置の構成を示した図である。

符号の説明

１、３０…制御装置、２、３２…反転型コンバータ（電力供給手段）、３、３３…電流検出部、４、３４…バイパス部、５、３５…電流制御部、１０、４０…ＮＭＯＳトランジスタ（スイッチ部）、２１−１〜２１−ｎ、５１−１〜５１−ｎ…ＬＥＤ、３６…切替部

Claims (3)

1. 半導体光源に電力を供給する電力供給手段と、
   前記半導体光源に直列に接続された第１の抵抗を備え前記半導体光源に流れる光源駆動電流を検出する電流検出手段とを備え、
   前記電流検出手段が、前記第１の抵抗を介して前記半導体光源に直列に接続された第２の抵抗と、前記第２の抵抗に並列に接続されたスイッチ部及び前記電力供給手段の正極出力側又は負極出力側が地絡した時に前記スイッチ部をオフ動作させる地絡検出部を備えたバイパス部とを有し、
   前記スイッチ部のオンオフ動作を切り替えて前記半導体光源の調光制御を行う切替部を設けた
   ことを特徴とする車両用灯具の制御装置。
2. 前記地絡検出部は前記地絡時にオフ動作するツェナーダイオードであり、
   前記スイッチ部は前記ツェナーダイオードのオフ動作時にオフ動作するスイッチ素子であり、
   前記スイッチ素子のオン動作時に前記光源駆動電流が前記スイッチ素子を流れ、前記スイッチ素子のオフ動作時に前記光源駆動電流が前記第２の抵抗を流れる
   ことを特徴とする請求項１に記載の車両用灯具の制御装置。
3. 前記ツェナーダイオードのオン電圧は、前記地絡時における前記電力供給手段の出力電圧より大きく、かつ、前記半導体光源の電流が流れ始める順方向電圧以下に設定される
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の車両用灯具の制御装置。

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