JP2010093552A - 受信装置、復調方法、受信制御プログラム、及び、記録媒体 - Google Patents

Abstract

【課題】ダイバシティ受信とシングル受信とを適切に切り替えると共に、シングル受信に切り替えるときに、受信が適切に行えるブランチが選択可能な受信装置を実現する。
【解決手段】本発明の受信装置１００は、デジタル放送波を受信する２本のアンテナ１０１，２０１にそれぞれ接続された複数のチューナー部１０２，２０２と、これらチューナー部１０２，２０２の出力に接続されたデジタル信号復調回路１０３とを有する。上記デジタル信号復調回路１０３は、それぞれのブランチにおけるベースバンド処理部１１０，２１０の出力信号を入力とし、その信号の品質を示す変調誤差比をあらかじめ設定された複数の閾値と比較した判定結果に応じて、上記各ブランチへ制御信号を出す制御部１３２とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex、以下、略してＯＦＤＭ）変調されたＯＦＤＭ信号を複数のアンテナで受信し、ダイバシティ受信方式により受信信号の品質を向上させるＯＦＤＭ受信装置の制御に関するものである。

建物によるゴースト妨害（フェージング、マルチパス）の克服に好適な変調方式として、ＯＦＤＭ変調が知られている。ＯＦＭＤ変調は、１チャンネル帯域内に設けられたＮ個（２５６〜１０２４個程度）のサブキャリアにより映像信号や音声信号を効率よく伝送することができる変調方式であり、現在、地上デジタル放送や無線ＬＡＮなどに広く利用されている。

ＯＦＤＭ変調では、送信ビットをいくつかまとめて複素信号にマッピングし（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または、６４ＱＡＭ）、さらに、Ｎ個の複素信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）することによって、ベースバンド（ＢＢ：Base Band）ＯＦＤＭ信号を得ている。

ＯＦＭＤ変調によって得られるＯＦＤＭ信号について、図１７を参照しながら、もう少し詳しく説明する。

ＯＦＤＭ信号は、逐次伝送される複数（１００個程度）の伝送シンボルからなる伝送フレームを単位として伝送される。非特許文献１では、１伝送フレームあたりの伝送シンボル数を２０４個と定義している。情報伝送用の伝送シンボルの他に、フレーム同期用やサービス識別用の伝送シンボルなども、伝送フレーム内に含めることができる。

図１７は、各伝送フレームを構成する伝送シンボルの構造を示す図である。伝送シンボル６００は、通常、図１７に示したように、逆高速フーリエ変換の処理窓に相当する有効シンボル６０１に、有効シンボル６０１の終端部６０１ｂの信号波形を複写したガードインターバル（ＧＩ）６０２を付加することによって構成される。したがって、伝送シンボル期間長ｔ_ｓは、ＦsクロックＮ周期分に相当する有効シンボル期間長ｔ_ｕと、ガードインターバル期間長ｔ_ｇとの和になる。

非特許文献１では、有効シンボル期間長ｔ_ｕを、「モード」と呼ばれるパラメータに応じて、表１のように定義している。

また、非特許文献１では、有効シンボル期間長ｔ_ｕに対するガードインターバル期間ｔ_ｇの比（ＧＩ比ｇ）が１／４、１／８、１／１６、１／３２の何れかになるよう、ガードインターバル期間ｔ_ｓを、モードに応じて表２のように定義している。

ＯＦＤＭ信号に含まれる各伝送シンボルは、複数のセグメントに分割されており、各セグメントには、表３に示すサブキャリア群が含まれる。

表３において、データキャリアは、データ信号を伝送するためのキャリアである。また、ＳＰキャリアは、波形等化の基準として用いられるＳＰ（Scattered Pilot）信号を伝送するためのキャリアである。ＳＰキャリアは、各伝送フレームに周期的に挿入される。この周期は予め定められており、具体的には、キャリア方向について１２キャリアに１つ、シンボル方向について４シンボルに１つＳＰキャリアが配置される。ＴＭＣＣキャリアは、同期ワードや伝送パラメータを含むＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号を伝送するためのキャリアである。ＡＣ１は、付加情報を伝送するためのＡＣ１（Auxiliary Channel）信号を伝送するためのキャリアである。ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣ１キャリアは、ＳＰキャリアとは異なり、各伝送フレームに非周期的に挿入される。

次に、上記のようなＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置について説明する。まず１つのアンテナによるシングル受信の場合を説明し、次にダイバシティ受信について説明する。
（シングル受信）
図１５は、従来のＯＦＤＭ復調装置１００の典型的な構成を示すブロック図である（非特許文献１、特許文献１参照）。

ＯＦＤＭ復調装置１００は、概略的に言えば、アンテナ１０１と、チューナー部１０２と、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ（大規模集積回路）１０３とにより構成されている。ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０３は、ベースバンド信号処理部（ＢＢ）１１０と、誤り訂正処理部（ＦＥＣ）１４０とを含む。ベースバンド信号処理部１１０は、アナログデジタル変換部（ＡＤＣ）１１１と、直交検波部１１２と、狭帯域キャリア周波数誤差補正部（狭帯域周波数部）１１３と、高速フーリエ変換演算部（ＦＦＴ）１１４と、波形等化部１１５と、シンボル同期部１１６と、自動利得制御部（ＡＧＣ）１１７と、広帯域キャリア周波数誤差補正部（広帯域周波数部）１１８と、ＴＭＣＣ復号部１１９とにより構成される。

アンテナ１０１は、放送局から放送されたデジタル放送の放送波を受信し、ＲＦ（高周波）信号をチューナー部１０２に供給する。チューナー部１０２は、ＲＦ信号を周波数変換し、得られたＩＦ（中間周波数）信号をベースバンド信号処理部１１０に設けられたＡＤＣ１１１に供給する。

ＡＤＣ１１１は、ＩＦ信号をデジタル化し、デジタル化されたＩＦ信号を直交検波部１１２に供給する。直交検波部１１２は、デジタル化されたＩＦ信号を、設定されたキャリア周波数のキャリア信号を用いて直交検波することによって、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなるベースバンドＯＦＤＭ信号を得る。得られたベースバンドＯＦＤＭ信号は、狭大域キャリア周波数誤差補正部１１３に供給される。

狭帯域キャリア周波数誤差補正部１１３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号における狭帯域キャリア周波数誤差を補正し、補正されたベースバンドのＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換部１１４、シンボル同期部１１６、および、ＡＧＣ１１７に供給する。

シンボル同期部１１６は、補正されたベースバンドのＯＦＤＭ信号から伝送モードやガードインターバル比などの伝送パラメータを抽出し、各有効シンボルの先頭タイミングを特定する。ＡＧＣ１１７は、チューナー部１０２のゲインを調整することによって、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０３に入力されるＩＦ信号の強度を最適化する。

ＦＦＴ１１４は、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ演算）を行う。もう少し具体的に言うと、シンボル同期部１１６によって特定された各有効シンボルの先頭タイミングを参照することによって、ベースバンドのＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間分の信号を抜き出すとともに、抜き出した信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）を行う。ここで、高速フーリエ変換の対象として抜き出される信号の開始点は、ガードインターバル期間内の任意の点であってよい。

ＦＦＴ１１４によって、データ信号、ＳＰ信号、ＴＭＣＣ信号などを含む、各キャリアに変調されたＮ個の複素信号が得られる。得られた複素信号は、波形等化部１１５、広帯域キャリア周波数誤差補正部１１８、および、ＴＭＣＣ復号部１１９に供給される。

広帯域キャリア周波数誤差補正部１１８は、広帯域キャリア周波数誤差を検出して補正する。ＦＦＴ１１４によって得られた復調信号のうち、検出された広帯域キャリア周波数誤差に基づいて決定された特定の帯域内のキャリアに変調された複素信号のみが、波形等化部１１５に供給されるようになっている。

ＴＭＣＣ復号部１１９は、ＦＦＴ１１４にて得られたＴＭＣＣ信号をＤＢＰＳＫ復調し、復調結果に含まれる同期ワードを検出することによって、各伝送フレームの先頭タイミングを特定する。また、そのＴＭＣＣ信号に対して誤り訂正復号、具体的には差集合巡回復号を行い、伝送パラメータなどを規定するＴＭＣＣ情報を得る。ＴＭＣＣ復号部１１９は、各伝送フレームの先頭タイミングを示す同期確立信号を波形等化部１１５と、ＦＥＣ１４０とに送出する。また、誤り訂正復号により得られたＴＭＣＣ情報は、ＦＥＣ１４０に供給される。

波形等化部１１５は、ＦＦＴ１１４にて得られたデータ信号に対して波形等化を行う。具体的には、ＦＦＴ１１４にて得られたＳＰ信号群の期待値に基づいて通信路の伝達関数（通信路で生じた振幅変動・位相回転に対応）を推定する。そして、データ信号群の各々を推定した伝達関数で複素除算することによって、波形等化されたデータ信号を得る。波形等化部１１５によって波形等化されたデータ信号群は、ＦＥＣ１４０に供給される。

図１５に示したＦＥＣ１４０は、ＴＭＣＣ復号部１１９によって特定されたフレーム先頭タイミング、および、ＴＭＣＣ復号部１１９によって抽出されたＴＭＣＣ情報を参照して、波形等化されたデータ信号に対する誤り訂正復号を行う。

上記ＦＥＣ１４０の構成例を、図１６に示す。ＦＥＣ１４０は、同図に示したように、周波数デインターリーブ部１４１と、時間デインターリーブ部１４２と、デマッピング部１４３と、ビットデインターリーブ部１４４と、デパンクチャー部１４５と、ビタビ復号部１４６と、バイトデインターリーブ部１４７と、エネルギー逆拡散部１４８と、ＴＳＰ生成部１４９と、リードソロモン（ＲＳ）訂正部１５０とにより構成することができる。

周波数デインターリーブ部１４１は、波形等化されたデータ信号における周波数インターリーブを解除する。時間デインターリーブ部１４２は、時間インターリーブを解除する。デマップ部１４３は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または、６４ＱＡＭの何れかによって複素信号にマッピングされた送信ビット列を復元する。ビットデインターリーブ部１４４は、復元された送信ビット列におけるビットインターリーブを解除する。

ＦＥＣ１４０は、復元された送信ビット列に含まれる誤り訂正符号を用いて誤り訂正復号を行う。送信ビット列に含まれる誤り訂正符号の内符号がパンクチャーされた畳み込み符号の場合、デパンクチャー部１４５によってデパンクチャー処理を行う。また、ビタビ復号部１４６によって、送信側で内符号として畳み込み符号化された符号化データの復号と誤り訂正とを行う。

バイトデインターリーブ１４７は、バイトインターリーブを解除する。エネルギー逆拡散部１４８は、エネルギー逆拡散処理を行う。ＴＳＰ生成部１４９は、エネルギー逆拡散部１４８の出力信号から所定サイズ（例えば、２０４バイト）のトランスポートストリームパケット（ＴＳＰ：Transport Stream Packet）を生成する。リードソロモン訂正部１５０は、送信側で外符号としてリードソロモン符号化されたデータの復号と誤り訂正とを行う。
（ダイバシティ受信）
次に、特許文献２と非特許文献２にもとづきダイバシティ受信について説明する。ダイバシティは、図１７の様に複数のアンテナ（ここでは、２台のアンテナ１０１，２０１）とチューナー部１０２，２０２とＢＢ処理部１１０，２１０のセット、ダイバシティ部１３０とＦＥＣ部１４０で構成される。アンテナ１０１，２０１とチューナー部１０２，２０２とＢＢ処理部１１０，２１０とＦＥＣ部１４０は、前記シングル受信の説明したものとそれぞれ同じであるので、詳細な説明は省略する。

各ブランチの波形等化出力信号Ｙ_ｌ（ｋ）と伝達関数Ｈ_ｌ（ｋ）が、波形等化部からダイバシティ部１３０に出力される。ここで、ｌはブランチを、ｋはキャリア番号を示す。ダイバシティ部１３０では、各ブランチの伝達関数から合成係数Ｗ_ｌ（ｋ）を算出し、式（４）で波形等化出力Ｙ_ｌ（ｋ）を合成して合成信号Ｚ（ｋ）を生成する。合成係数Ｗ_ｌ（ｋ）の算出方法としては、最大比合成（式（１））、等利得合成（式（２））、選択合成（式（３））がある。この中で、ダイバシティ合成の効果が一番大きく、変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Rate）や誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）が大幅に改善されるのは、最大比合成の場合である。
最大比合成

等利得合成

選択合成

サブキャリア単位で選択または合成するダイバシティ受信においては、それぞれのアンテナで受信した信号をサブキャリア単位の信号に変換するために、アンテナ本数と同じ数のチューナー部とデジタル復調部を備える必要がある。したがって、一本のアンテナで受信するシングル受信方式に比べて消費電力が大幅に増大するという問題がある。デジタル放送を受信する携帯端末はほとんどの場合バッテリーで駆動されるため、消費電力を低く抑えることがダイバシティ受信方式の大きな課題となる。

この課題を克服した発明として、特許文献３がある。この発明は、ダイバシティ受信による良好な受信品質を持たせるとともに、受信環境が十分良好な場合には一方のアンテナに接続されたチューナー部の電源供給を停止することにより、低消費電力化を実現することを目的としたものである。図１８を用いて特許文献３のデジタル放送受信装置について説明する。誤り訂正部からのＢＥＲが出力されるとともにこのＢＥＲをあらかじめ設定した閾値と比較して判定信号を出力するＢＥＲ判定器と、このＢＥＲ判定器からの判定信号が入力されるとともに第１、第２のチューナー部への電源供給の開始または停止を制御するダイバシティ制御部とを設け、このダイバシティ制御部を用いて、前記ＢＥＲ判定器においてＢＥＲが前記閾値より大きい場合には前記第１および第２のチューナー部への電源を供給することによりダイバシティ受信とし、また前記ＢＥＲが前記閾値より小さい場合には前記第１、第２のチューナー部のいずれか一方のチューナー部の電源供給を停止してシングル受信としている。
特開２００２−２６１７２９号公報（平成１４年９月１３日公開） 特開２００６−１４０９８７号公報（２００６年６月１日公開） 特開２００６−３１１２５８号公報（２００６年１１月９日公開） 「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１ １．５版」、社団法人電波産業界、２００１年５月３１日初版策定、２００３年７月２９日１．５版改定 ディジタル移動通信の電波伝搬基礎 唐沢好男著 コロナ社 ２００３年

ところで、図１８に示す前記発明では、図１６に示すＦＥＣ部１４０内のビタビ復号回路１４６もしくはリードソロモン復号回路１５０で計算されるＢＥＲ値を用いてシングル受信・ダイバシティ受信の切り替えを行っている。

例えば、非特許文献１で規定される放送規格の放送を受信する復調装置では、図１６に示すように、ビタビ復号回路１４６、リードソロモン復号回路１５０の前には時間デインターリーブ１４２や、ビットデインターリーブ１４４、バイトデインターリーブ１４７などが入る。デインターリーブ回路とは、インターリーブ処理によって並べ替えされてデータを元に戻す回路である。非特許文献１で規定されたインターリーブ処理に対する逆処理を行うには、数フレーム単位の時間２００〜１０００ｍｓが必要となる。この時間は放送パラメータによって異なる。

つまり、図１７のＢＢ部１１０・２１０や、ダイバシティ部１３０の各出力信号の品質と、ＦＥＣ部１４０で検出したＢＥＲ値の間には数フレーム（２００〜１０００ｍｓ）の時間差があることになる。例えば、シングル受信中にＢＢ部１１０・２１０の出力ＢＢ信号の品質が劣化してシングル受信ＮＧの状態になっても、すぐにダイバシティ受信に切り替えることはできず、数フレーム（２００〜１０００ｍｓ）後になって初めてダイバシティへの切り替え処理が発生する。したがって、前記発明では、この時間差によって受信ＮＧとなる期間が発生するという課題がある。

ダイバシティ受信はシングル受信よりも所要ＣＮが良いことが知られている。通信路では雑音、マルチパス（周波数選択性フェージング）、レイリーフェージング等色々なフェージング現象が発生する。２ブランチ合成では、ガウス雑音の場合に３ｄＢ改善するが、他のフェージングでは改善効果が３ｄＢよりも大きい場合や小さい場合があり、フェージング条件によって大幅に変化する。ダイバシティによる改善効果が常に一定では無いので、ダイバシティ合成後のＢＥＲ値が良くても、シングル受信ＮＧとなる場合がある。

ダイバシティ受信をしている際にＢＥＲ値が良くなりシングル受信に切り替える場合を考える。ＢＥＲ値はダイバシティ合成後の値であるので、シングル受信に切り替える際に、いずれのブランチを選択すれば良いのか分からないという課題がある。

前記発明では、２つのブランチのうち、片方は受信感度が良好なアンテナを、他方は受信感度が悪いアンテナを利用することを前提にしている。この前提では、常に受信感度が良好なアンテナのみ選択することで、この問題は解決する。しかし、ダイバシティ効果が最大となるのは、２つのアンテナの利得が良い場合であるので、前記前提ではダイバシティ効果が十分に得られない。更に、実際の放送受信のＯＫ/ＮＧを決めるのは、アンテナの受信感度と指向性および放送波の実際の入射方向の３つの要因の複合結果で決まる。したがって、指向性と入射方向の関係によっては、受信感度の悪いアンテナの方が良好となる場合がある。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ダイバシティ受信とシングル受信とを切り替え可能な受信装置において、ダイバシティ受信とシングル受信とを適切に切り替えると共に、シングル受信に切り替えるときに、受信が適切に行えるブランチが選択可能な受信装置を実現することにある。

本願発明者等は、鋭意検討した結果、変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Rate）を用いてシングル受信とダイバシティ受信の切り替えを行うことで、上記の課題を解決することを見出した。

ここで、変調誤差比ＭＥＲとは、波形等化されたデータ信号から計算した所望信号成分と雑音電力成分の比であり、波形等化されたデータ信号の信号品質を示す指標として用いることができる。ＭＥＲは、完全には一致しないが、キャリア雑音電力比（ＣＮＲ：Carrier to Noise Ratio）に相当する。

すなわち、本発明の受信装置は、上記の課題を解決するために、デジタル放送波を受信する少なくとも２本のアンテナと、これらアンテナにそれぞれ接続され、受信したデジタル放送波を中間周波数信号に変換する複数のチューナー部と、これらチューナー部の出力にそれぞれ接続され、上記中間周波数信号をデジタル信号に変換するとともに、このデジタル信号を復調して復調信号をそれぞれ出力する複数のベースバンド処理部と、これらベースバンド処理部の出力に接続されるとともに、それぞれのベースバンド処理部から出力された復調信号を選択または合成した信号を出力するダイバシティ合成部と、上記ダイバシティ合成部の出力に接続され、誤り訂正処理を行う誤り訂正処理部とからなるデジタル信号復調回路とを有する受信装置であって、上記一つのアンテナ、該アンテナの出力に接続された上記チューナー部、該チューナー部の出力に接続されたベースバンド処理部で構成される要素をブランチとしたとき、上記デジタル信号復調回路は、上記のそれぞれのブランチにおけるベースバンド処理部の出力信号を入力とし、その信号の品質を示す変調誤差比をモニタする信号品質計測部と、上記信号品質計測部から出力される変調誤差比の値をあらかじめ設定された複数の閾値と比較して信号品質を判定する信号品質判定部と、上記信号品質判定部の判定結果に応じて、上記各ブランチへ制御信号を出す制御部とを備えたことを特徴としている。

上記の構成によれば、デジタル信号復調回路は、信号品質判定部によって、それぞれのブランチにおけるベースバンド処理部の出力信号を入力とし、その信号の品質を示す変調誤差比をモニタする信号品質計測部と、上記信号品質計測部から出力される変調誤差比の値をあらかじめ設定された複数の閾値と比較して信号品質を判定し、制御部によって、上記信号品質判定部の判定結果に応じて、各ブランチへ制御信号を出力することで、合成処理前の信号品質に応じて各ブランチの制御を行うことが可能となる。

これにより、従来のように、各ブランチからの信号を合成した後の信号の品質から、各ブランチの制御を行う場合に比べて、信号の合成処理を行う分の処理時間を短縮することができる。

例えば、ダイバシティ受信からシングル受信に切り替える場合には、上記制御部は、以下のように制御する。

すなわち、上記制御部は、全てのブランチを駆動してデジタル放送波を受信するダイバシティ受信時に、上記信号品質判定部が、各ブランチの変調誤差比の値をそれぞれの閾値と比較した結果、少なくとも一つのブランチの変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも大きいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチのチューナー部に対して低消費電力状態にするための制御信号を出力する。

また、シングル受信からダイバシティ受信に切り替える場合には、上記制御部は、以下のように制御する。

すなわち、上記制御部は、一つのブランチを駆動し、残りのブランチのチューナー部を低消費電力状態に設定してデジタル放送波を受信するシングル受信時に、上記信号品質判定部が、駆動中のブランチの変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも小さいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチに対して、低消費電力状態から駆動状態にするための制御信号を出力する。

上記変調誤差比は、上記信号品質計測部が現時点で計測した値であってもよい。

この場合、現時点での電波状況に応じた制御となるので、リアルタイムにダイバシティ受信とシングル受信とを切り替えることが可能となる。つまり、この場合には、その瞬間瞬間でベストの制御を行うことが可能となる。

上記変調誤差比は、上記信号品質計測部が現時点で計測した値と微分値とで求めた予測値であってもよい。

この場合、現時点の変調誤差比から少し先を予測した変調誤差比とすることができるので、少し先を予測しながら制御を行うことが可能となる。

また、上記制御部は、各ブランチのチューナー部に加えて、該各ブランチのベースバンド処理部に対して、上記信号品質判定部の判定結果に応じた制御信号を出力するようにしてもよい。

これにより、消費電力を低下させる対象となるブランチにおいて、チューナー部に加えて、ベースバンド処理部の消費電力を低減させることで、さらなる低消費電力化を図ることができる。

上記制御部は、全てのブランチを駆動してデジタル放送波を受信するダイバシティ受信時に、上記信号品質判定部が、各ブランチの変調誤差比の値をそれぞれの閾値と比較した結果、少なくとも一つのブランチの変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも大きいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチのチューナー部に対して低消費電力状態にするための制御信号を出力する一方、一つのブランチを駆動し、残りのブランチのチューナー部を低消費電力状態に設定してデジタル放送波を受信するシングル受信時に、上記信号品質判定部が、駆動中のブランチの変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも小さいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチに対して、低消費電力状態から駆動状態にするための制御信号を出力するとき、ダイバシティ受信時において、シングル受信に切り替えるための閾値と、シングル受信時において、ダイバシティ受信に切り替えるための閾値とが異なる値に設定されていてもよい。

このように、ダイバシティ受信時において、シングル受信に切り替えるための閾値と、シングル受信時において、ダイバシティ受信に切り替えるための閾値とが異なる値に設定されていることで、ダイバシティ受信とシングル受信との間での切替を行うための閾値が同じ場合に比べて、ダイバシティ受信とシングル受信との間での切替が頻繁に起こらないようにすることを可能にする。

上記制御部は、全てのブランチを駆動してデジタル放送波を受信するダイバシティ受信時に、上記信号品質判定部が、各ブランチの変調誤差比の値をそれぞれの閾値と比較した結果、少なくとも一つのブランチの変調誤差比の値が、全てのもしくはある一定期間において、あらかじめ設定された閾値よりも大きいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチのチューナー部に対して低消費電力状態にするための制御信号を出力する一方、一つのブランチを駆動し、残りのブランチのチューナー部を低消費電力状態に設定してデジタル放送波を受信するシングル受信時に、上記信号品質判定部が、駆動中のブランチの変調誤差比の値が、全てのもしくはある一定期間において、あらかじめ設定された閾値よりも小さいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチに対して、低消費電力状態から駆動状態にするための制御信号を出力するようにしてもよい。

このように、上記信号品質判定部が、駆動中のブランチの変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも小さいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチに対して、低消費電力状態から駆動状態にするための制御信号を出力する際に、全てのもしくはある一定期間において上記の判定を行うので、変調誤差比が急峻に変換したとしても、安定した制御信号を出力することができる。

上記制御部は、全てのブランチを駆動してデジタル放送波を受信するダイバシティ受信時に、上記信号品質判定部が、各ブランチの変調誤差比の値をそれぞれの閾値と比較した結果、少なくとも一つのブランチの変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも大きいと判定し、且つ、各ブランチからの信号を合成した信号に対する変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも大きいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチのチューナー部に対して低消費電力状態にするための制御信号を出力するようにしてもよい。

この場合、ダイバシティ受信からシングル受信に切り替えを判断するのに、各ブランチからの信号を合成する前の各信号の変調誤差比に加えて、核ブランチからの信号を合成した後の信号の変調誤差比も考慮するので、適切な受信状態でシングル受信に切り替えることができる。

上記チューナー部もしくはベースバンド処理部の状態が複数種類設定され、これらの状態の切替のための条件が複数設定されているとき、上記制御部は、上記各条件に基づいて上記チューナー部もしくはベースバンド処理部の状態を切り替えるようにしてもよい。

これにより、各ブランチにおける低消費電力化を効率よく行うことができる。

各ブランチにおける低消費電力を実現するには、例えば、以下に示す方法がある。

上記残りのブランチを低消費電力モードにする際に、上記ブランチ内のチューナー部もしくはベースバンド処理部に供給する電源を停止する。

上記残りのブランチを低消費電力モードにする際に、上記ブランチ内のチューナー部もしくはベースバンド処理部に供給するクロックを停止する。

上記制御部は、ダイバシティ受信をシングル受信に変更する際に停止する予定のブランチの同期情報を予め記憶し、シングル受信からダイバシティ受信に変更する際には前記記憶した同期情報を利用するようにしてもよい。

これにより、シングル受信からダイバシティ受信への切替を迅速に行え、且つ、受信品質の安定化を図ることができる。

上記制御部は、シングル受信からダイバシティ受信に変更する際に、既にシングル受信している方の同期情報を利用するようにしてもよい。

これにより、シングル受信からダイバシティ受信に切り替えた場合の同期時間を短縮することができる。

上記制御部は、初期電源投入時の状態をダイバシティ受信に設定するようにしてもよい。

これにより、初期段階で信号の安定度が不明な場合であっても、初期起動時には常にダイバシティ受信とする制御を導入すれば、より確実な受信を行うことができる。

上記ベースバンド処理部は、通信路推定と等化処理を行う波形等化部を備え、上記信号品質判定部は、上記通信路の状態に応じて、受信方式を切り替えるため条件を複数種類設定し、上記波形等化部が推定した通信路情報にしたがい最適な切替条件を選択して、判定結果として上記制御部に出力するようにしてもよい。

この場合、フェージングによって位相が回転する場合や、振幅が変化する場合において振幅および位相の両方が変化する場合も当然生じ得るであろう不具合を解消することができる。

上記信号品質判定部、上記ダイバシティ合成部、上記制御部は、自装置以外の機器との間で信号の送受を行うための入出力端子をもち、上記信号品質判定部、上記ダイバシティ合成部、上記制御部からの信号が上記入出力端子を介して外部のＣＰＵに出力されたとき、上記ＣＰＵは、入力された信号に応じてチューナー部、ベースバンド処理部を制御するようにしてもよい。

このように、外部ＣＰＵにより各種の制御を行うようにすれば、受信装置本体を小型化できるというメリットが生じる。

本発明に係る受信装置は、以上のように、デジタル放送波を受信する少なくとも２本のアンテナと、これらアンテナにそれぞれ接続され、受信したデジタル放送波を中間周波数信号に変換する複数のチューナー部と、これらチューナー部の出力にそれぞれ接続され、上記中間周波数信号をデジタル信号に変換するとともに、このデジタル信号を復調して復調信号をそれぞれ出力する複数のベースバンド処理部と、これらベースバンド処理部の出力に接続されるとともに、それぞれのベースバンド処理部から出力された復調信号を選択または合成した信号を出力するダイバシティ合成部と、上記ダイバシティ合成部の出力に接続され、誤り訂正処理を行う誤り訂正処理部とからなるデジタル信号復調回路とを有する受信装置であって、上記一つのアンテナ、該アンテナの出力に接続された上記チューナー部、該チューナー部の出力に接続されたベースバンド処理部で構成される要素をブランチとしたとき、上記デジタル信号復調回路は、上記のそれぞれのブランチにおけるベースバンド処理部の出力信号を入力とし、その信号の品質を示す変調誤差比をモニタする信号品質計測部と、上記信号品質計測部から出力される変調誤差比の値をあらかじめ設定された複数の閾値と比較して信号品質を判定する信号品質判定部と、上記信号品質判定部の判定結果に応じて、上記各ブランチへ制御信号を出す制御部とを備えているので、受信感度が良いが消費電流の多いダイバシティ受信と受信感度は劣るが消費電流の少ないシングル受信において、各ブランチの変調誤差比を計測することにより受信環境の変動に対する追従性の良いダイバシティ受信とシングル受信の切り替えを行うとともに、受信品質に応じたブランチを選択することにより効果的な消費電流の低減を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、変調誤差比による制御条件を複数にすることによりシングル受信・ダイバシティ受信の切り換え制御を安定化させるとともに、 同期情報やクロック停止、電源供給停止を組み合わせることでシングル受信とダイバシティ受信の切り替え時間の短縮を行い、切り替えによる受信信号の途絶の発生を最小限に抑えつつ消費電流の低減が可能であるという効果を奏する。

本発明の一実施形態について説明すると以下の通りである。

ＭＥＲによる制御を用いダイバシティの受信感度を最大にしつつ、受信環境の良い場所では電力消費を下げる本発明の実施形態を説明する。

変調誤差比ＭＥＲとは、波形等化されたデータ信号Ｙ（ｎ、ｋ）の電力換算値と、その複素信号Ｙ（ｎ、ｋ）の理想コンスタレーションポイントＹ’（ｎ、ｋ）からのズレ（ベクトル誤差）δＹ（ｎ、ｋ）の電力換算値との比である。すなわち、データ信号Ｙ（ｎ、ｋ）に対する変調誤差比ＭＥＲは、以下の（５）〜（８）式によって定義される。

これらの式において、ｎはシンボル番号を表す添え字であり、ｋはキャリア番号を表す添え字である。また、（５）式における和は、添え字ｎとｋとについての和である。より高い精度の変調誤差比ＭＥＲを得るためには、より多くのｎとｋとについて和を取るようにすればよい。精度を犠牲にしてもリアルタイム性が要求される場合には、１シンボル内の全キャリア、または、特定のキャリアについてのみ和を取るようにすればよい。計算時間と計算精度はトレードオフの関係となる。

複素信号Ｙ（ｎ、ｋ）に対する理想コンスタレーションポイントＹ’（ｎ、ｋ）とは、（狭帯域変調方式に応じて決まる）取り得る全てのコンスタレーションポイントＹm（０≦ｍ＜Ｍ）のうち、Ｙ（ｎ、ｋ）との距離ｄm（ｎ、ｋ）＝|Ｙ（ｎ、ｋ）−Ｙm|が最小となるコンスタレーションポイントのことである。これらの関係は、図２に記載したとおりである。

（実施の形態１）
図１を用いて本発明の構成を説明する。

図１において受信装置１００は、アンテナ１０１、２０１と、これらアンテナの出力がそれぞれの入力端子に接続されたチューナー部１０２、２０２と、これらチューナー部１０２，２０２の出力がそれぞれ接続されたＢＢ部１１０、２１０と、ＢＢ部１１０の出力に接続されＢＢ部１１０の信号品質を計測するＭＥＲ計測部１２０と、ＢＢ部２１０の出力に接続されＢＢ部２１０の信号品質を計測するＭＥＲ計測部２２０と、それらＭＥＲ計測部１２０，２２０の出力と前記それぞれのＢＢ部１１０，２１０の出力を入力とし、チューナー部１０２，２０２とＢＢ部１１０，２１０への出力を備えたダイバシティ部１３０とダイバシティ部１３０の出力に接続されたＦＥＣ部１４０とで構成されている。以下では、アンテナ１０１に接続されたチューナー部１０２から波形等化部１１５までの系統をブランチ（１）、アンテナ２０１に接続されたチューナー部２０２から波形等化部２１５までの系統をブランチ（２）と呼ぶことにする。

また、ダイバシティ部１３０はそれぞれのブランチのＭＥＲ計測部１２０、２２０からの値と外部から制御・設定された閾値とを比較・判定するＭＥＲ判定部１３１と、ＭＥＲ判定部１３１の判定結果を受けそれぞれのチューナー部１０２、２０２を制御する制御部１３２と、それぞれのブランチ（１）、（２）のＢＢ部１１０、２１０からの受信信号を受けダイバシティ合成を行う合成部１３３で構成されている。

ＭＥＲ計測部１２０と２２０は、ブランチ（１）と（２）の信号品質をＭＥＲ値でモニタする。ＭＥＲ判定部１３１は、ブランチ（１）と（２）のＭＥＲ値を設定された閾値５０１（図３参照）と比較することで、ダイバシティ合成が必要か否かを判定する。

図１に示す様に、ＢＢ部１１０・２１０、もしくはダイバシティ部１３０の出力信号でＭＥＲを計算すれば、各時点での信号品質が分かる。

ＢＢ部１１０・２１０、もしくはダイバシティ部１３０の各出力時点での信号品質が分かるので、該ダイバシティ部１３０の出力側に配置されているＦＥＣ部１４０における、時間デインターリーブ１４２や、ビットデインターリーブ１４４、バイトデインターリーブ１４７などこれらによる時間差の前記課題は解決する。

更に、ＢＢ部１１０・２１０の各出力の信号品質をモニタリングしているので、ダイバシティ受信からシングル受信に切り替える時に、本当にシングル受信可能であるか否か、いずれのブランチの受信を選択すべきかの前記課題も解決する。

まず、ダイバシティ受信中の処理について説明する（図４に示すフローチャート参照）。

受信開始処理８００後、ダイバシティ受信８１０を行っているとする。このときＭＥＲ判定部１３１は判定処理８２０をおこなっており、片方のブランチのＭＥＲ値が閾値５０１よりも大きくなったとする。この場合には、通信路の受信状態はシングル受信ＯＫとなる様な良好な状態であると判断し、合成部１３３はダイバシティ受信から該当ブランチのみを選択するシングル受信に変更する。なお、両方のブランチのＭＥＲ値が閾値５０１よりも大きい場合には、いずれか一方のブランチを選択すれば良い。例えば、２つのブランチのうちＭＥＲ値が大きい方を選択することで、シングル受信のマージンを稼ぐことが可能である（判定処理８３０）。具体的には、制御部１３２が合成部１３３をダイバシティ受信からシングル受信へ変更した後に、停止するブランチのチューナー部を低消費電力モードに変更することで消費電力が削減可能となる（処理８４０、処理８７０）。

ここで、合成部１３３のダイバシティ受信からシングル受信への変更の前に、停止するブランチのチューナー部を低消費電力モードに変更すると、該当ブランチのＢＢ部出力信号は無入力信号に対するものとなる。したがって、有意なＢＢ部出力信号と無意味なＢＢ部出力信号をダイバシティ合成しても、有意な合成結果とはならず、むしろ受信を悪化させる。

一方、両方のＭＥＲ値が閾値５０１よりも小さい場合には、通信路の受信状態はシングル受信ＮＧとなる悪い状態であると判断し（判定処理８２０）、受信性能がベストな状態を維持する為に、制御部１３２はダイバシティ受信を継続する（処理８１０）。

次に、シングル受信中の処理について説明する。例えば、ブランチ１でシングル受信をしていると仮定する（処理８４０）。ブランチ１のＭＥＲ値が閾値５０１よりも小さくなったとする。この場合に通信路の受信状態はシングル受信ＮＧとなる様な悪い状態であると判断し（判定処理８５０）、制御部１３２は合成部１３３をブランチ１のシングル受信からブランチ１と２のダイバシティ受信に変更する。具体的には、まず制御部１３２はブランチ２のチューナー部２０２とＢＢ部２１０を順次起動させ、ＢＢ部２１０で初期同期を行う（処理８６０）。前記初期同期が確立し、波形等化部２１５が有効なＢＢ信号の出力を開始したら、制御部１３２は合成部１３３をシングル受信からダイバシティ受信に変更する（処理８１０）。チューナー部が両方起動することで消費電力は大きくなるが、ダイバシティ受信によって受信性能が改善され、受信が継続可能となる。なお、ブランチ２でシングル受信をしている場合についても同様の処理となる。

一方、ブランチ１のＭＥＲ値が閾値５０１よりも大きかったとする（判定処理８５０）。この場合に通信路の受信状態はシングル受信ＯＫとなる良好な状態であると判断し、制御部１３２はシングル受信を継続することで、消費電力が最小となる状態を維持する。

上記の説明では、「ＭＥＲ値が閾値５０１を超えること」が、特許請求の範囲で述べた閾値を利用した条件（以下、条件１と称する）に相当する。例えばＭＥＲ値が図３のように変化し、閾値５０１を同図のように設定すると、ダイバシティ受信とシングル受信の切り替えは同図の記号Ｄ／Ｓのようになる。

更に、条件１は現時点でのＭＥＲ値である必要は無い。例えば、「未来ＭＥＲ値が閾値５０１を超える」ことを条件１として採用することも可能である。未来ＭＥＲ値は、現在ＭＥＲ値と変化率（微分）から計算可能である。この計算における現在値と未来値の時間差の一例として、ＢＢ処理部の同期時間を挙げることが出来る。現実的には、実際に近いシステムを試作して最適化するのが望ましい。この場合のシングル受信とダイバシティ受信の切り替えの一例を図５に示す。未来値で判断するので、受信状態の変化を先取りしながら同期時間を確保しながら切り替えが可能となる。

なお、受信状況が良好であるか否かを判断する目的が達成されるならば、条件１は上記に限定されるものではなく、ＭＥＲの現在値・微分値・積分値の時系列データから算術関数で演算した値から条件を構成しても良い。

前記閾値５０１の決定方法として、所要ＣＮを採用する方法がある。所要ＣＮとは、図１６のリードソロモン復号回路１５０の出力でＢＥＲが１０^−１２以下となる時の所望波とガウス雑音波の電力比である。例えば、ＱＰＳＫで符合化率がＲ＝１／２のＯＦＤＭ波のシングル受信の所要ＣＮは約４ｄＢ、ＱＰＳＫ（Ｒ＝２/３）の場合には約６ｄＢ、１６ＱＡＭ（Ｒ＝１／２）の場合には約１０ｄＢである。なお、波形等化部１１５や２１５の処理アルゴリズムによって、この所要ＣＮは変化する。処理アルゴリズムを改善すれば、所要ＣＮは前記値よりも小さい値に改善される。

ＭＥＲ値が所要ＣＮよりも大きければシングル受信可能であるが、小さい場合にはシングル受信は困難となる。但し、所要ＣＮの規準はＢＥＲが１０^−１２以下と厳しい。例えば数％のエラーは許容できるという場合には、閾値５０１は所要ＣＮよりも小さくしても構わない。

逆に、確実に受信率の改善を目指すのであれば、閾値５０１は大きい方が良い。閾値５０１が大きければ、受信性能は安定の方向に行く。しかし、シングル受信ＯＫな受信状態でもダイバシティ受信を行うので消費電力的にはロスとなる。また、ＭＥＲ値は通信路中のＣＮ比に、ＢＢ部の各処理における演算誤差等も付加されるので実際には完全に一致しない。そこで、実際のシステムを構成してＭＥＲ−ＣＮ比の関係を調べて、所要ＣＮ、システムの安定性と消費電力のいずれを優先させるかの２点から閾値５０１を決める方法が考えられる。

上記の説明では、ブランチ数が２個の場合についてであったが、ブランチ数について２個に限定されるものではなく、３個以上であってもブランチ数が２個の場合と同様の効果する。以下に、図１２を参照しながら、ブランチ数が３個の場合について説明する。

図１２において、アンテナ３０１、チューナー部３０２、ＢＢ部３１０、ＭＥＲ計測部３２０で構成されるブランチはＮ番目（Ｎ≧３）のブランチを表し、受信装置１００はＮ個のブランチからなる受信装置であることを表している。すなわち受信装置１００はＮ個のアンテナ、Ｎ個のチューナー部、Ｎ個のＢＢ部、Ｎ個の各ブランチのＭＥＲ計測部を持つ構成を表している。Ｎブランチのダイバシティ合成では、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise)環境で所要ＣＮが１０ ｌｏｇ_１０ Ｎ ｄＢ改善する。Ｎ＝２の場合で約３ｄＢ、Ｎ＝３の場合で約４．７ｄＢ、・・・となる。

前記構成において、Ｎ個の各ブランチの信号品質をＮ個のＭＥＲ計測部で計測し、ダイバシティ合成部１３３においてＮ個の受信信号の合成を行う。制御部１３２も、実施の形態１〜８で説明した方法と同様の制御で、シングル受信・ダイバシティ受信の切り替えが可能となる。但し、ダイバシティ受信の際の合成ブランチ数Ｍは、Ｎブランチ、Ｎ−１ブランチ、・・・、２ブランチのＮ−１通りとなる。ＮブランチからＭブランチを選択する際の組み合わせは、下記の数式通りとなる。

切り替え制御の条件もしくは閾値の数として、例えば、合成ブランチ数を考えると、（Ｎ−１）通りを採用する方法が考えられる。但し、制御を簡便にする為に、制御する合成ブランチ数を制限して、条件や閾値の数を減らすという方法も考えられる。Ｍブランチ合成の所要ＣＮはシングル受信に比べて１０ ｌｏｇ_１０ Ｍ ｄＢだけ改善される。したがって、２ブランチ合成閾値をシングル受信の所要ＣＮよりも３dB小さく、３ブランチ合成閾値はシングル受信よりも4.7dB、・・・、Ｍブランチ合成閾値はシングル受信よりも１０ ｌｏｇ_１０ Ｍ ｄＢだけ小さく、設定する方法が考えられる。

ＭＥＲ判定部１３１は、各ブランチのＭＥＲ値から、シングル受信で受信可能か、もしくはダイバシティ受信が必要かを判定する。ダイバシティ受信が必要な場合には、更に、合成に必要なブランチ数を判定する。前記判定結果に基づき、受信状態が良好な場合には、不要なブランチのチューナー部もしくはＢＢ部を低消費電力モードに変更する。逆に、ＭＥＲ値が悪化した場合には、低消費電力モードのブランチを再起動して、合成部１３３でダイバシティ合成を行うブランチの数を増やせばよい。

閾値の設定方法の一例として、ＡＷＧＮでの所要ＣＮ改善を基にして説明した。しかし、実際のフェージングはＡＷＧＮとは異なるので、ダイバシティによる改善効果はフェージング条件で異なる。そこで、実際のシステムを試作して評価しながら、受信時間が長くなる様に、条件や閾値を最適化するのが望ましい。
（実施の形態２）
図６において受信装置１００は、図１の構成にＢＢ部１１０、２１０に入力端子が追加され、それぞれチューナー部１０２，２０２と同じようにダイバシティ部１３０の制御部１３２からの制御信号が入力された構成となっている。これによりシングル受信においてたとえばブランチ（２）側を停止する場合、チューナー部２０２だけでなくＢＢ部２１０も停止することが可能となり、更なる低消費電力化が望める。

ＢＢ部２１０は数ｍＷ程度の電力消費でありチューナー部２０２と比べると数分の一から数十分の一であるが、電池容量を考えるとわずかでも電力消費を抑えたい携帯電話やＰＤＡ等の携帯機器ではその効果が望める。ダイバシティのブランチ数が増えた場合には、低消費電力化の効果も比例して大きくなる。
（実施の形態３）
図７（ａ）に示すように、ＭＥＲ値が閾値５０１付近で変化するような受信状態の場合を考える。瞬間的に受信品質が悪化した場合には、時間デインターリーブ１４２によって誤りが時間的に分散され、ビタビ復号１４６とＲＳ復号１５０による誤り訂正され、受信に影響を与えない場合が多い。しかし、前記受信状態で実施の形態２の様にひとつの条件１もしくは閾値５０１でシングル受信とダイバシティ受信の切り替え制御を行うと、図７（ａ）に示すように頻繁な切り替えが発生してしまい、かえって良好な受信品質を保てなくなる可能性が高い。

そこで、ＭＥＲ判定部は複数の条件もしくは閾値を設定することができるようにし、ダイバシティ起動のための閾値、ダイバシティ停止のための閾値を設ける。これにより頻繁な切り替えが抑えられ、より安定した受信品質を確保するとともに、起動・停止の繰り返しによる無駄な電力消費も抑えることができる。

例えば閾値５０１（条件１）を、ダイバシティ受信からシングル受信への切り替え閾値５０１ａ（条件１ａ）、シングル受信からダイバシティ受信への切り替え閾値５０１ｂ（条件１ｂ）に分割させる。この状態で制御部１３２が切り替え処理を行うと、図７（ａ）の切り替えは図７（ｂ）に示すようになり、頻繁な切り替えを抑制し安定な動作が実現可能となる。

ここで、上記閾値５０１aと５０１ｂの設定方法について説明する。先に、閾値５０１として所要ＣＮの値を設定することを説明した。しかし、所要ＣＮの規準はリードソロモン復号回路１５０の出力時点でのＢＥＲが１０^−１２以下と厳しい。したがって、所要ＣＮ前後で０．１〜１ｄＢ程度の差をつけて閾値５０１ａと５０１ｂを設定すればよい。一例として、閾値５０１ａ＝所要ＣＮ＋０．２ｄＢ、閾値５０１ｂ＝所要ＣＮ−０．２ｄＢがあげられる。閾値５０１ａが大きい程ダイバシティ受信となる領域が広くなるので受信は安定化するが、その分消費電力が大きくなる。逆に、閾値５０１ｂが小さい程シングル受信となる領域が広くなるので低消費電力状態の時間が長くなるが、その分受信率が悪化する可能性がある。これらのトレードオフを考慮しながら、実際のシステムにおける閾値を最適化するのが望ましい。一番望ましいのは、試作機を作成しフェージング状態で受信した場合に受信率が最大となる条件を見出して閾値を決めるのが望ましい。
（実施の形態４）
携帯機器による移動中の受信等では、ＭＥＲ値が急峻に変化する場合がある。瞬間的に受信品質が悪化した場合には、時間デインターリーブ１４２によって誤りが時間的に分散され、ビタビ復号１４６とＲＳ復号１５０による誤り訂正され、受信に影響を与えない場合が多い。その様な状態では、前記実施の形態で説明したシングル受信・ダイバシティ受信の切り替えは実行しない方が、受信率を良好に保てる可能性が高い。

ＭＥＲ判定部１３１が、各瞬間のＭＥＲ値だけではなく、ＭＥＲ値の時系列データ、つまり複数のＭＥＲ値から判断する様にする。これによって、制御部１３２は、瞬時的なＭＥＲ値の変化に影響されることなく安定に、切り替え制御が可能となる。

例えば、ＭＥＲ判定部１３１内にローパスフィルタを実装する。計測したＭＥＲ値をローパスフィルタに入力することで、ＭＥＲ値の揺らぎを抑制することが可能となり、ＭＥＲ値の瞬間的な変動に影響を受けないで制御が可能となる。なお、ローパスフィルタのかわりに、ＭＥＲ値の時系列データを比較して急峻な変動であるか否かを判断するのでも良い。
（実施の形態５）
図８に示すように、ダイバシティ部１３０の合成部１３３の出力を計測するＭＥＲ計測部１３４を実装する。通信路におけるフェージングによっては、ブランチ（１）・（２）のＭＥＲ値がシングル受信可能な良好な値であるが、合成後のＭＥＲ値が所要ＣＮぎりぎりとなる場合がある。この場合には、ダイバシティ受信を継続した方が良い。

そこで、ＭＥＲ判定部１３１は、ＭＥＲ計測部１２０、２２０、１３４の３つのＭＥＲ値から総合的に判断し、前記状態では制御部１３２はダイバシティ受信を継続する様にする。
（実施の形態６）
前記の実施の形態１〜５では、受信環境が良好な場合に、チューナー部１０２・２０２や、ＢＢ部１１０・２１０を低消費電力モード化、もしくは停止するという説明を書いた。具体的には、該当部の電源電圧、もしくは、動作クロックの供給を停止することで実現可能となる。
（実施の形態７）
受信状態が良好になりダイバシティ受信から、ブランチ（２）を低消費電力モードに変更しブランチ（１）のみのシングル受信に変更する場合を考える。制御部１３２は、シンボル同期部２１６で抽出した放送波のｍｏｄｅやＧＩ比、ＴＭＣＣ部２１９で抽出したＴＭＣＣ情報、広帯域キャリア周波数補正部２１８で検出した広帯域キャリア周波数誤差等の同期情報や放送パラメータを記憶する。

通常、チューナー部１０２・２０２の周波数変換部の安定化は数ｍｓであるが、ＢＢ部１１０・２１０は受信信号から、シンボル同期確立と、フレーム同期確立と、ＴＭＣＣ情報や放送パラメータの抽出までに数百ｍｓから１秒程度かかってしまう。そこで、ＢＢ部１１０・２１０の制御信号とチューナー部１０２・２０２の制御信号を分離し、それぞれに複数の条件もしくは閾値を持たせることによりこの時間を短縮し、シングル受信からダイバシティ受信への切り替えを速くし、受信品質の安定化を図ることができる。

次に、受信状態が悪化して、ブランチ（１）のシングル受信から、ブランチ（１）・（２）のダイバシティ受信に変更する場合を考える。ブランチ（２）のＢＢ部２１０の再起動では、前記記憶した同期情報や放送パラメータを利用することで同期時間を大幅に短縮することが可能となる。なお、停止中に、同期情報や放送パラメータが変更している場合があるので、前記記憶した同期情報や放送パラメータを初期値として、同期や放送パラメータのチェックをしてから同期を確立させることで、停止中の同期情報や放送パラメータの変更に対応することが可能である。

もしくは、ブランチ（２）のＢＢ部２１０の再起動で、動作中のブランチ（１）の対応する同期情報や放送パラメータを利用することで、同期時間を短縮することが可能となる。
（実施の形態８）
受信起動時には、受信状態が良好であるのか否かが分からない。そこで、初期起動時には常にダイバシティ受信とする制御を導入すれば、より確実な受信を行うことができる。

受信環境が良い時は、低消費電力の点でシングル受信を行うほうが有利である。しかし、起動後１秒前後で同期が確立する。その後、実施の形態１〜６で説明した処理によって受信状態が良好であると判断し、ダイバシティ受信からシングル受信に自動的に変更する。ダイバシティ受信により消費電力が大きくなる期間は同期時間の１秒前後である。

なお、初期状態がシングル受信でも、実施の形態１〜６で説明した制御を行えば、受信状態が良好で無いことを自動的に検出し、ダイバシティ受信に変更する。しかし、ダイバシティ受信に移行するまでの時間は、片側のブランチの同期時間に残りのブランチの同期時間を加えたものとなる。つまり、初期状態がシングル受信の場合に初めて映像が出るまでの時間は、初期状態がダイバシティ受信の場合の２倍以上となる。つまり、受信率の観点では、初期状態はダイバシティ受信の方が良い。
（実施の形態９）
図６においては、チューナー部１０２、２０２とＢＢ部１１０、２１０にダイバシティ制御部１３２から同一の信号が入力されているが、これらを異なる制御信号とすることもできる。

たとえば、ＭＥＲ値が良好になりダイバシティ受信からシングル受信への切り替える場合の閾値はまずチューナー部１０２・２０２の低消費電力モード化閾値があり、さらにＭＥＲ値が良いときにはＢＢ部１１０・２１０の低消費電力モード化閾値が来るようにする。

逆に、ＭＥＲ値が悪化しシングル受信からダイバシティ受信への切り替える場合においてはまずＢＢ部１１０・２１０の起動閾値があり、さらにＭＥＲ値が悪化するとチューナー部の起動閾値に達しダイバシティ受信の開始となるようする。

チューナー部１０２、２０２、もしくはＢＢ部１１０、２１０が複数の状態をもち、各状態に対応して条件や閾値を設定して制御する場合もある。
（実施の形態１０）
図９は、波形等化部１１５による波形等化について説明するための説明図である。図９の（１）は送信側コンスタレーションを、図９の（２）は受信側コンスタレーションを、図９の（３）は波形等化後コンスタレーションを示す。

通信路におけるフェージングによって、図９の（１）に示した受信側のデータ信号７０２は、図９の（２）の７０４になる。ここでは、フェージングによって位相のみが回転する例を示したが、振幅が変化する場合、振幅および位相の両方が変化する場合も当然生じ得る。ＳＰ信号７０１のコンスタレーションは、例えば非特許文献１の様な規格で予め定められている。波形等化部１１５は、受信したＳＰ信号７０３を送信側ＳＰ信号７０１と比較することによって、通信路のフェージングによって信号がどの様な変形・影響を受けたかを示す伝達関数を推定する。波形等化部１１５は、データ信号７０４を前記推定した伝達関数で複素除算することによって、受信データ信号７０４から、本来の送信側データ信号７０２を復元する。この様に、波形等化によって、データ信号７０４からフェージングの影響を除去できる。

ところで、実際の電磁波環境は、電磁波の強度は一定ではなく、レイリーフェージングの様に時間変動するのが一般的である。時間変動する通信路の伝達関数の推定では、ＳＰ信号を元に線形補間、適応フィルタ、ＦＦＴベースの理想補間等でデータ信号時点での伝達関数を推測する。しかし、時間変動が高速になると、伝達関数の推定誤差が大きくなる。推定誤差が大きい伝達関数で複素除算による補正を行うと、コンスタレーションが広がりＭＥＲが悪化する。実際に、フェージングシミュレータとＯＦＤＭ復調受信装置を用いて実験を行った。同じＣＮ比でガウス雑音を付加した場合に、レイリーフェージングのＭＥＲは理想波のＭＥＲに比べて１〜４ｄＢ程小さくなることが判明した。これに伴い、ＭＥＲが小さくなったことに対応して、所要ＣＮは１〜４ｄＢ大きくなった。なお、ＭＥＲや所用ＣＮの変化は、各素波の遅延時間、信号強度、最大ドップラー周波数で規定される遅延プロファイルによって異なり幅をもった。

例えば上記ＢＢ部１１０の波形等化部１１５は、通信路の伝達関数を推定するようになっている。この伝達関数の時間方向、キャリア方向の変化から、通信路の状態が検出可能である。

また、上記ダイバシティ部１３０のＭＥＲ判定部１３１は、通信路の状態毎に閾値を設定するようになっている。ここでは、上記波形等化部１１５で推定した通信路の伝達関数から、最適な閾値を選択し、それに基づいて実施の形態１〜７で説明した切換え処理を行う。これによって各時点での通信路に最適な閾値で、実施の形態１〜７で説明したシングル受信・ダイバシティ受信の切換えが可能となる。

フェージング評価装置でフェージング条件を変えながら実機評価を行うことで、フェージング条件毎に前記閾値・条件を最適化することが望ましい。最大ドップラー周波数が低い場合やレイリー波の素波が少ない場合には、理想波とフェージング波の最適閾値の差は小さくなる傾向がある。一方、最大ドップラー周波数が高い場合や素波の数が多い場合には、理想波とフェージング波の最適閾値の差は大きくなる傾向がある。
（実施の形態１１）
図１０に示すように、受信装置１００とＣＰＵ４００で構成される放送受信システムを考える。ＣＰＵ４００と受信装置１００は、Ｉ２Ｃ等のシリアル伝送線もしくはバス４０１で接続されている。実施の形態１〜７で説明した処理を、ＣＰＵ４００上のソフトウェアで行う。ＭＥＲ計測部１２０・２２０が出力するＭＥＲ値から、前記ソフトウェアは、ダイバシティ合成比を計算し、合成部１３３に出力する。更に、チューナー部１０２・２０２やＢＢ部１１０・２１０の制御を、制御部１３２を介して行う。すなわち、外部ＣＰＵ４００により受信装置１００のシングル受信・ダイバシティ受信の切り替え制御を行う。

次に、図１１に示すように、Ｉ２Ｃ等のシリアル伝送線もしくはバス４０１を介して、ＣＰＵ４００にＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０３とチューナー部１０２・２０２が接続している放送受信システムを考える。実施の形態１〜７で説明した処理を、ＣＰＵ４００上のソフトウェアで行う。ＭＥＲ計測部１２０・２２０が出力するＭＥＲ値から、前記ソフトウェアは、ダイバシティ合成比を計算し、合成部１３３に出力する。更に、ＣＰＵ４００は、制御部１３２を介してＢＢ部１１０・２１０を制御し、チューナー部１０２・２０２を、バス４０１を介して直接制御する。
（実施の形態１２）
上記実施の形態１〜１１で説明した制御とＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０３の処理をソフトウェアで行う方法が考えられる。更に、ＳＤカード、ＣＦカード等の媒体内に、前記ソフトウェアを記憶し、メインのＣＰＵで処理する方法も考えられる。
（実施の形態１３）
上記の実施の形態では、図１３の（１）の様に、チューナー部がＬＳＩ２個、ＢＢ部を２個内蔵したＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１個で受信装置１００を構成する場合を説明した。しかし、この構成に限定されるのではなく、図１３の（２）の様に、チューナー部とＢＢ部がそれぞれＬＳＩ２個という構成も考えられる。この場合には、片方のＯＦＤＭ復調ＬＳＩにてダイバシティ合成を行う。更に、図１３の（３）の様にチューナー部２個とＯＦＤＭ復調部がＣＭＯＳ等の１チップで構成される場合も考えられる。基本的に各ブランチのチューナー部とＯＦＤＭ復調部が制御できれば、受信装置１００は、図１３の（１）〜（３）いずれの構成でも良く、更にこれに限定されるものではない。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

最後に、受信装置１００のＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０３の各ブロック、特にＢＢ（ベースバンド処理）部１１０，２１０は、ハードウェアロジックによって構成してもよいし、次のようにＣＰＵを用いてソフトウェアによって実現してもよい。

すなわち、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０３は、各機能を実現する制御プログラムの命令を実行するＣＰＵ（central processing unit）、上記プログラムを格納したＲＯＭ（read only memory）、上記プログラムを展開するＲＡＭ（random access memory）、上記プログラムおよび各種データを格納するメモリ等の記憶装置（記録媒体）などを備えている。そして、本発明の目的は、上述した機能を実現するソフトウェアであるＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０３の制御プログラムのプログラムコード（実行形式プログラム、中間コードプログラム、ソースプログラム）をコンピュータで読み取り可能に記録した記録媒体を、上記ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０３に供給し、そのコンピュータ（またはＣＰＵやＭＰＵ）が記録媒体に記録されているプログラムコードを読み出し実行することによっても、達成可能である。

上記記録媒体としては、例えば、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フロッピー（登録商標）ディスク／ハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ−ＲＯＭ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ／ＣＤ−Ｒ等の光ディスクを含むディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）／光カード等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ／ＥＰＲＯＭ／ＥＥＰＲＯＭ／フラッシュＲＯＭ等の半導体メモリ系などを用いることができる。

また、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０３を通信ネットワークと接続可能に構成し、上記プログラムコードを通信ネットワークを介して供給してもよい。この通信ネットワークとしては、特に限定されず、例えば、インターネット、イントラネット、エキストラネット、ＬＡＮ、ＩＳＤＮ、ＶＡＮ、ＣＡＴＶ通信網、仮想専用網（virtual private network）、電話回線網、移動体通信網、衛星通信網等が利用可能である。また、通信ネットワークを構成する伝送媒体としては、特に限定されず、例えば、ＩＥＥＥ１３９４、ＵＳＢ、電力線搬送、ケーブルＴＶ回線、電話線、ＡＤＳＬ回線等の有線でも、ＩｒＤＡやリモコンのような赤外線、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、８０２．１１無線、ＨＤＲ、携帯電話網、衛星回線、地上波デジタル網等の無線でも利用可能である。なお、本発明は、上記プログラムコードが電子的な伝送で具現化された、搬送波に埋め込まれたコンピュータデータ信号の形態でも実現され得る。

以上のように、各実施の形態では、ＯＦＤＭ復調方式を採用した受信装置について説明したが、上述した変調誤差比、すなわちＭＥＲ値を計測できる方式であればこれに限定するものではない。

本発明のデジタル放送受信装置は、良好な受信感度をもつダイバシティ受信を行いつつ、受信環境の良い場合においてはシングル受信や不要のブランチにあるチューナー部やＢＢ部を停止させることにより、受信品質を保ちつつ無駄な電力消費を極力抑えることができる。従って、モバイル機器、特にバッテリー駆動の機器に関しては利用効果が大きい。

本発明の実施の形態を示すものであり、デジタル放送受信装置の要部構成を示すブロック図である。 本発明で使用するＭＥＲの説明のための図である。 ＭＥＲ値の変化と閾値によるダイバシティ受信とシングル受信の切り替えの説明図である。 本実施の形態に係るダイバシティ受信とシングル受信との切替制御の流れを示すフローチャートである。 未来ＭＥＲ値によるダイバシティ受信、シングル受信の切り替えの説明図である。 本発明の実施の形態の他の例を示すものであり、デジタル放送受信装置の要部構成を示すブロック図である。 本発明のＭＥＲ値の閾値条件を示す説明図である。 本発明の実施の形態のさらに他の例を示すものであり、デジタル放送受信装置の要部構成を示すブロック図である。 波形等化部による波形等化について説明するための説明図である。 本発明の実施の形態のさらに他の例を示すものであり、デジタル放送受信装置の要部構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態のさらに他の例を示すものであり、デジタル放送受信装置の要部構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態のさらに他の例を示すものであり、デジタル放送受信装置の要部構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態のさらに他の例を示すものであり、デジタル放送受信装置の要部構成を示すブロック図である。 ＯＦＤＭ信号における伝送シンボルの構成を示す図である。 ＯＦＤＭ信号における伝送シンボルの構成を示す図である。 従来のＯＦＤＭ復調装置による典型的な受信装置の例を示すブロック図である。 従来技術を示すものであり、ダイバシティ受信装置の典型例を示すブロック図である。 従来技術を示すものであり、ダイバシティ受信装置の他の例を示すブロック図である。

符号の説明

１００ 受信装置
１０１ アンテナ
１０２ チューナー部
１１０ ＢＢ部
１１５ 波形等化部
１２０ ＭＥＲ計測部
１３０ ダイバシティ部
１３１ ＭＥＲ判定部
１３２ ダイバシティ制御部
１３２ 制御部
１３３ 合成部
１３４ ＭＥＲ計測部
１４０ ＦＥＣ部
１４２ 時間デインターリーブ
１４４ ビットデインターリーブ
１４６ ビタビ復号
１４７ バイトデインターリーブ
１５０ リードソロモン復号回路
２０１ アンテナ
２０２ チューナー部
２１０ ＢＢ部
２１５ 波形等化部
２１６ シンボル同期部
２１８ 広帯域キャリア周波数補正部
２１９ ＴＭＣＣ部
２２０ ＭＥＲ計測部
３０１ アンテナ
３０２ チューナー部
３１０ ＢＢ部
３２０ ＭＥＲ計測部
４００ ＣＰＵ
４０１ バス
５０１ 閾値

Claims (23)

1. デジタル放送波を受信する少なくとも２本のアンテナと、
   これらアンテナにそれぞれ接続され、受信したデジタル放送波を中間周波数信号に変換する複数のチューナー部と、
   これらチューナー部の出力にそれぞれ接続され、上記中間周波数信号をデジタル信号に変換するとともに、このデジタル信号を復調して復調信号をそれぞれ出力する複数のベースバンド処理部と、これらベースバンド処理部の出力に接続されるとともに、それぞれのベースバンド処理部から出力された復調信号を選択または合成した信号を出力するダイバシティ合成部と、上記ダイバシティ合成部の出力に接続され、誤り訂正処理を行う誤り訂正処理部とからなるデジタル信号復調回路とを有する受信装置であって、
   上記一つのアンテナ、該アンテナの出力に接続された上記チューナー部、該チューナー部の出力に接続されたベースバンド処理部で構成される要素をブランチとしたとき、
   上記デジタル信号復調回路は、
   上記のそれぞれのブランチにおけるベースバンド処理部の出力信号を入力とし、その信号の品質を示す変調誤差比をモニタする信号品質計測部と、
   上記信号品質計測部から出力される変調誤差比の値をあらかじめ設定された複数の閾値と比較して信号品質を判定する信号品質判定部と、
   上記信号品質判定部の判定結果に応じて、上記各ブランチへ制御信号を出す制御部とを備えたことを特徴とする受信装置。
2. 上記制御部は、
   全てのブランチを駆動してデジタル放送波を受信するダイバシティ受信時に、
   上記信号品質判定部が、各ブランチの変調誤差比の値をそれぞれの閾値と比較した結果、少なくとも一つのブランチの変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも大きいと判定したときに、当該ブランチ以外の残りのブランチのチューナー部に対して低消費電力状態にするための制御信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 上記制御部は、
   一つのブランチを駆動し、残りのブランチのチューナー部を低消費電力状態に設定してデジタル放送波を受信するシングル受信時に、
   上記信号品質判定部が、駆動中のブランチの変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも小さいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチに対して、低消費電力状態から駆動状態にするための制御信号を出力することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
4. 上記変調誤差比は、上記信号品質計測部が現時点で計測した値であることを特徴とする請求項２または３の何れかに記載の受信装置。
5. 上記変調誤差比は、上記信号品質計測部が現時点で計測した値と微分値とで求めた予測値であることを特徴とする請求項２または３の何れかに記載の受信装置。
6. 上記制御部は、
   各ブランチのチューナー部に加えて、該各ブランチのベースバンド処理部に対して、上記信号品質判定部の判定結果に応じた制御信号を出力することを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の受信装置。
7. 上記制御部は、
   全てのブランチを駆動してデジタル放送波を受信するダイバシティ受信時に、
   上記信号品質判定部が、各ブランチの変調誤差比の値をそれぞれの閾値と比較した結果、少なくとも一つのブランチの変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも大きいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチのチューナー部に対して低消費電力状態にするための制御信号を出力する一方、
   一つのブランチを駆動し、残りのブランチのチューナー部を低消費電力状態に設定してデジタル放送波を受信するシングル受信時に、
   上記信号品質判定部が、駆動中のブランチの変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも小さいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチに対して、低消費電力状態から駆動状態にするための制御信号を出力するとき、
   ダイバシティ受信時において、シングル受信に切り替えるための閾値と、
   シングル受信時において、ダイバシティ受信に切り替えるための閾値とが異なる値に設定されていることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
8. 上記制御部は、
   全てのブランチを駆動してデジタル放送波を受信するダイバシティ受信時に、
   上記信号品質判定部が、各ブランチの変調誤差比の値をそれぞれの閾値と比較した結果、少なくとも一つのブランチの変調誤差比の値が、全てのもしくはある一定期間において、あらかじめ設定された閾値よりも大きいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチのチューナー部に対して低消費電力状態にするための制御信号を出力する一方、
   一つのブランチを駆動し、残りのブランチのチューナー部を低消費電力状態に設定してデジタル放送波を受信するシングル受信時に、
   上記信号品質判定部が、駆動中のブランチの変調誤差比の値が、全てのもしくはある一定期間において、あらかじめ設定された閾値よりも小さいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチに対して、低消費電力状態から駆動状態にするための制御信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
9. 上記制御部は、
   全てのブランチを駆動してデジタル放送波を受信するダイバシティ受信時に、
   上記信号品質判定部が、各ブランチの変調誤差比の値をそれぞれの閾値と比較した結果、少なくとも一つのブランチの変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも大きいと判定し、且つ、各ブランチからの信号を合成した信号に対する変調誤差比の値が、あらかじめ設定された閾値よりも大きいと判定したときに、当該ブランチ以外のブランチのチューナー部に対して低消費電力状態にするための制御信号を出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
10. 上記チューナー部もしくはベースバンド処理部の状態が複数種類設定され、これらの状態の切替のための条件が複数設定されているとき、
    上記制御部は、
    上記各条件に基づいて上記チューナー部もしくはベースバンド処理部の状態を切り替えることを特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載の受信装置。
11. 上記残りのブランチを低消費電力モードにする際に、
    上記ブランチ内のチューナー部もしくはベースバンド処理部に供給する電源を停止する
    ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
12. 上記残りのブランチを低消費電力モードにする際に、
    上記ブランチ内のチューナー部もしくはベースバンド処理部に供給するクロックを停止することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
13. 上記制御部は、
    ダイバシティ受信をシングル受信に変更する際に停止する予定のブランチの同期情報を予め記憶し、シングル受信からダイバシティ受信に変更する際には上記記憶した同期情報を利用することを特徴とする請求項１〜１２の何れか１項に記載の受信装置。
14. 上記制御部は、
    シングル受信からダイバシティ受信に変更する際に、既にシングル受信している方の同期情報を利用することを特徴とする請求項１〜１２の何れか１項に記載の受信装置。
15. 上記制御部は、初期電源投入時の状態をダイバシティ受信に設定することを特徴とする請求項１〜１４の何れか１項に記載の受信装置。
16. 上記ベースバンド処理部は、
    通信路推定と等化処理を行う波形等化部を備え、
    上記信号品質判定部は、上記通信路の状態に応じて、受信方式を切り替えるため条件を複数種類設定し、上記波形等化部が推定した通信路情報にしたがい最適な切替条件を選択して、判定結果として上記制御部に出力することを特徴とする請求項１〜１３の何れか１項に記載受信装置。
17. 上記信号品質判定部、上記ダイバシティ合成部、上記制御部は、自装置以外の機器との間で信号の送受を行うための入出力端子をもち、
    上記信号品質判定部、上記ダイバシティ合成部、上記制御部からの信号が上記入出力端子を介して外部のＣＰＵに出力されたとき、
    上記ＣＰＵは、入力された信号に応じてチューナー部、ベースバンド処理部を制御することを特徴とする請求項１〜１６の何れか１項に記載の受信装置。
18. 上記デジタル信号復調回路は、１チップのＬＳＩで形成されていることを特徴とする請求項１〜１７の何れか１項に記載の受信装置。
19. 上記デジタル信号復調回路は、上記の各チューナー毎に設けられていることを特徴とする請求項１８に記載の受信装置。
20. 上記複数のチューナー部と、上記デジタル復調回路とが１チップのＬＳＩで形成されていることを特徴とする請求項１〜１７の何れか１項に記載の受信装置。
21. 複数のアンテナとそれらにそれぞれ接続されＯＦＤＭ信号を中間周波数信号に変換する複数のチューナーと、それらチューナーからそれぞれ生成された信号を復調する複数のベースバンド処理工程と、
    それらの出力を選択、合成した信号を生成するダイバシティ工程と、
    ダイバシティ工程生成信号の誤り訂正処理を行う誤り訂正処理工程と、
    を含む復調方法であって、
    それぞれのベースバンド処理工程において生成された生成信号を入力としその信号の品質をモニタして、変調誤差比を信号品質を示す信号として出力する信号品質管理工程と、
    上記信号品質管理工程から出力される信号の値をあらかじめ設定された複数の閾値と比較して判定する信号品質判定工程と、
    上記ベースバンド処理部からの信号を入力としてダイバシティ最大比合成を行うとともに、前記複数のチューナー部、複数のベースバンド処理工程へ制御信号を出すダイバシティ合成・制御工程と、を含んでいることを特徴とする復調方法。
22. 請求項１から１７までの何れか１項に記載の受信装置を動作させるための受信制御プログラムであって、
    コンピュータを、上記制御部として機能させるための受信制御プログラム。
23. 請求項２２に記載の受信制御プログラムが記録されているコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

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