JP2010074506A - クロック再生回路、復調回路、受信機、及び無線通信システム、並びにクロック再生回路の動作方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直交復調器から互いに直交する２つのベースバンド成分であるＩ、Ｑチャンネルを入力とするＡ／Ｄ変換器までの距離が異なる場合でも、受信信号の品質劣化を抑制するクロック再生回路を提供する。
【解決手段】クロック再生回路は、直交復調器、２つのＡ／Ｄ変換器、位相検出器、ローパスフィルタ、及び発振器と、２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号のＣ／Ｎ推定値をそれぞれ求め、求められた２つのＣ／Ｎ推定値のうちＣ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相誤差を位相検出器の位相誤差信号として出力させるＣ／Ｎ推定回路と、Ｃ／Ｎ推定回路により求められたＣ／Ｎ推定値の低いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相を、Ｃ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相に合わせるように調整する位相調整回路とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、クロック再生回路、復調回路、受信機、及び無線通信システム、並びにクロック再生回路の動作方法に係り、特に直交変調方式を用いた復調回路で用いるクロック再生回路に関する。

ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の直交変調方式を用いたディジタル無線通信システムでは、通常、受信側の復調回路（復調器）により受信信号を復調する際、その復調に必要なクロック信号（サンプリングクロック）を受信信号から再生するクロック再生回路が用いられている（例えば、特許文献１参照）。

図３は、これに関連する復調回路で用いるクロック再生回路の例を示す。なお、以下の説明では、変調方式は、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等の直交変調方式、復調器の検波方式は、同期検波方式を想定し、互いに直交するベースバンド成分である同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）及び直交（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）成分の表記として一般的なＩｃｈ（Ｉチャンネル）、Ｑｃｈ（Ｑチャンネル）という表記を用いる。

図３に示すクロック再生回路は、直交復調器１と、発振器２と、Ｉｃｈ用、Ｑｃｈ用アナログ／ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ））４と、位相検出器（位相比較器とも言う。）（以下、ＣＬＫ ＰＤ）５と、ループフィルタを構成するローパスフィルタ（以下、ＣＬＫ ＬＰＦ）６と、発振器７とを有する。このうち、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４、ＣＬＫ ＰＤ５、ＣＬＫ ＬＰＦ６、発振器７は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期ループ）回路を構成している。

直交復調器１は、発振器２からの局部発振信号ｆｃ１０２に基づいて、高周波の受信信号から周波数変換された中間周波数信号ＩＦＩＮ１０１を、ベースバンド信号の互いに直交する２つのアナログ信号Ｉｃｈ１０３、Ｑｃｈ１０４に復調する。

Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３は、発振器７からのサンプリングクロック１１４に基づいて、直交復調器１により復調されたアナログ信号Ｉｃｈ１０３をサンプリングしてディジタル信号Ｉｃｈ１０５に変換する。同様に、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４も、発振器７からのサンプリングクロック１１４に基づいて、直交復調器１により復調されたアナログ信号Ｑｃｈ１０４をサンプリングしてディジタル信号Ｑｃｈ１０６に変換する。

ＣＬＫ ＰＤ５は、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４により変換されたディジタル信号Ｉｃｈ１０５、Ｑｃｈ１０６の位相誤差をそれぞれ検出する。ＣＬＫ ＰＤ５は、例えば図４に示すようなアイパターン（アイダイアグラム）において、Ｚｅｒｏ−Ｃｒｏｓｓ（ゼロクロス）を検出する方式により、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３とＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４でのサンプリング位相の最適点（アイの開口部）からのずれ、つまり、位相誤差を検出し、その位相誤差信号１１２を出力する。

図４は、ＣＬＫ ＰＤ５における位相誤差の検出方法の一例を示す。同図に示すアイの開口部に対応する（１）から（３）までのサンプリングポイントにおいて、（１）と（３）の極性が異なれば、アイの開口部からの位相誤差を検出できる。すなわち、（１）と（３）の極性が逆であることが位相情報検出条件となる。この条件を満たし、さらに、（２）と（３）の極性が一致していれば、位相遅れ、（２）と（３）の極性が不一致ならば、位相進み等のようにして、アイの開口部からの位相誤差を検出できる。

ＣＬＫ ＬＰＦ６は、ＣＬＫ ＰＤ５が出力した位相誤差信号１１２から高周波成分を取り除き、位相誤差積算信号１１３を出力する。

発振器７は、位相誤差積算信号１１３の値に応じた周波数のクロックを、サンプリングクロック１１４として、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３とＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４へそれぞれ供給する。
特開平７−２２６７８１号公報

上述した関連技術のクロック再生回路において、ＣＬＫ ＰＤ５では、位相誤差を検出するためには、図４に示す位相情報検出条件を満たす必要があるため、常時、位相誤差が検出できているとは限らない。そのために、ＣＬＫ ＰＤ５では、Ｉｃｈ１０３とＱｃｈ１０４のうち位相検出条件を満たす方のチャンネルを常時選んで、位相誤差信号１１２として出力していた。したがって、クロック再生回路では、２つのＰＬＬ、すなわちＩｃｈ側ではＡ／Ｄ（Ｉｃｈ）３−ＣＬＫ ＰＤ５−ＣＬＫ ＬＰＦ６−発振器７で構成されるＰＬＬが、Ｑｃｈ側ではＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４−ＣＬＫ ＰＤ５−ＣＬＫ ＬＰＦ６−発振器７で構成されるＰＬＬがそれぞれ存在していた。

この場合、直交復調器１からＡ／Ｄ（Ｉｃｈ）３までの距離と直交復調器１からＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４までの距離とがほぼ同じであれば、Ｉｃｈ１０３、Ｑｃｈ１０４のアイの開口部の位相がほぼ同じであるため、問題なく、ＰＬＬ回路として動作する。しかし、直交復調器１からＡ／Ｄ（Ｉｃｈ）３までの距離と直交復調器１からＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４までの距離とが異なるような場合には、Ｉｃｈ１０３とＱｃｈ１０４との間に電気長差が発生してしまう。

図５は、Ｉｃｈ１０３とＱｃｈ１０４の間に電気長差がある場合のＡ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４の入力波形のアイパターンを示し、（ａ）は、Ｑｃｈの位相が進んでいる場合、（ｂ）は、Ｑｃｈの位相が遅れている場合にそれぞれ対応する。同図（ａ）及ぶ（ｂ）に示すように、Ｉｃｈ１０３とＱｃｈ１０４の間に電気長差がある場合は、信号の収束する（以降、アイが開く）ポイントが、Ｉｃｈ１０３とＱｃｈ１０４で異なってしまう。その結果、Ｉｃｈ１０３、Ｑｃｈ１０４のアイの開口部がずれてしまうために、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４において、Ｉｃｈ１０３、Ｑｃｈ１０４をそれぞれでの最適点でサンプリングすることができず、受信信号の品質が劣化するといった問題があった。

本発明は、このような課題を解決し、直交復調器から互いに直交する２つのベースバンド成分であるＩ、Ｑチャンネルを入力とするＡ／Ｄ変換器までの距離が異なる場合でも、受信信号の品質劣化を抑制することができるクロック再生回路、復調回路、及び無線通信システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係るクロック再生回路は、受信信号から互いに直交するベースバンド成分であるＩ及びＱチャンネルを復調する直交復調器と、前記Ｉ及びＱチャンネルをサンプリングクロックに基づいてそれぞれディジタル信号に変換する２つのＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器と、前記２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相誤差を検出する位相検出器と、前記位相検出器により検出された位相誤差信号から高周波成分を取り除いて位相誤差積算信号を出力するローパスフィルタと、前記サンプリングクロックとして、前記位相誤差積算信号の値に応じた周波数のクロックを前記２つのＡ／Ｄ変換器にそれぞれ出力する発振器と、前記２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号のＣ／Ｎ（Carrier to Noise）推定値をそれぞれ求め、求められた２つのＣ／Ｎ推定値のうちＣ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相誤差を前記位相検出器の位相誤差信号として出力させるＣ／Ｎ推定回路と、前記Ｃ／Ｎ推定回路により求められたＣ／Ｎ推定値の低いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相を、Ｃ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相に合わせるように調整する位相調整回路とを備えることを特徴とする。

本発明に係る復調回路は、上記に記載のクロック再生回路を有することを特徴とする。

本発明に係る受信機は、上記に記載の復調回路を有することを特徴とする。

本発明に係る無線通信システムは、上記に記載の受信機を有することを特徴とする無線通信システム。

本発明に係るクロック再生回路の動作方法は、直交復調器が、受信信号から互いに直交するベースバンド成分であるＩ及びＱチャンネルを復調し、２つのＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器が、前記Ｉ及びＱチャンネルをサンプリングクロックに基づいてそれぞれディジタル信号に変換し、位相検出器が、前記２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相誤差を検出し、ローパスフィルタが、前記位相検出器により検出された位相誤差信号から高周波成分を取り除いて位相誤差積算信号を出力し、発振器が、前記サンプリングクロックとして、前記位相誤差積算信号の値に応じた周波数のクロックを前記２つのＡ／Ｄ変換器にそれぞれ出力し、Ｃ／Ｎ推定回路が、前記２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号のＣ／Ｎ（Carrier to Noise）推定値をそれぞれ求め、求められた２つのＣ／Ｎ推定値のうちＣ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相誤差を前記位相検出器の位相誤差信号として出力させ、位相調整回路が、前記Ｃ／Ｎ推定回路により求められたＣ／Ｎ推定値の低いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相を、Ｃ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相に合わせるように調整することを特徴とする。

本発明によれば、直交復調器から互いに直交する２つのベースバンド成分であるＩ、Ｑチャンネルを入力とするＡ／Ｄ変換器までの距離が異なる場合でも、受信信号の品質劣化を抑制することができるクロック再生回路、復調回路、及び無線通信システムを提供することができる。

以下、本発明に係るクロック再生回路、復調回路、受信機、及び無線通信システム、並びにクロック再生回路の動作方法の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本実施形態に係るクロック再生回路の構成を示す。このクロック再生回路は、ディジタル無線通信システムの受信機において、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等の直交変調方式を用いた復調回路に適用したものである。以下の説明では、前述した図３の関連技術と同様に、変調方式は、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等の直交変調方式、復調器の検波方式は、同期検波方式を想定し、それぞれ直交するベースバンド成分の表記として一般的なＩｃｈ、Ｑｃｈという表記を用いる。なお、前述した図３と同様の構成要素については、同一符号を付して説明する。

図１に示す復調回路で用いるクロック再生回路は、前述した図３の関連技術と同様に、直交復調器１と、発振器２と、２つのＡ／Ｄ、すなわちＡ／Ｄ（Ｉｃｈ）３及びＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４と、ＣＬＫ ＰＤ（位相検出器）５と、ループフィルタを構成するＣＬＫ ＬＰＦ（ローパスフィルタ）６と、発振器７とを有する。本実施形態では、これらの構成要素に加え、位相調整回路８と、Ｃ／Ｎ（Carrier to Noise ratio：搬送波対雑音比）推定回路９とを有している。

直交復調器１は、発振器２からの局部発振信号ｆｃ１０２に基づいて、高周波の受信信号から周波数変換された中間周波数信号ＩＦＩＮ１０１を、互いに直交するベースバンド成分であるアナログ信号Ｉｃｈ１０３、Ｑｃｈ１０４に復調して出力する。

Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３は、発振器７からのサンプリングクロック１１４に基づいて、直交復調器１により復調されたアナログ信号Ｉｃｈ１０３をサンプリングしてディジタル信号Ｉｃｈ１０５に変換し、ＣＬＫ ＰＤ５に出力する。同様に、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４も、発振器７からのサンプリングクロック１１４に基づいて、直交復調器１により復調されたアナログ信号Ｑｃｈ１０４をサンプリングしてディジタル信号Ｑｃｈ１０６に変換し、ＣＬＫ ＰＤ５に出力する。

Ｃ／Ｎ推定回路９は、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３とＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４のサンプリングポイントでの出力信号Ｉｃｈ１０５、Ｑｃｈ１０６のＣ／Ｎ推定値を求め、両Ｃ／Ｎ推定値を比較して、Ｃ／Ｎ推定値の高い、すなわち収束度の高い方のチャンネルをＩｃｈ／Ｑｃｈ選択情報１１６として、ＣＬＫ ＰＤ５と位相調整回路８へそれぞれ出力する。

ＣＬＫ ＰＤ５は、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４により変換されたディジタル信号Ｉｃｈ１０５、Ｑｃｈ１０６の位相誤差をそれぞれ検出する。ＣＬＫ ＰＤ５は、例えば図４に示すようなアイパターン（アイダイアグラム）において、Ｚｅｒｏ−Ｃｒｏｓｓ（ゼロクロス）を検出する方式により、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３とＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４でのサンプリング位相の最適点（アイの開口部）からのずれ、つまり、位相誤差を検出する。

図４は、ＣＬＫ ＰＤ５における位相誤差の検出方法の一例を示す。同図に示すアイの開口部に対応する（１）から（３）までのサンプリングポイントにおいて、（１）と（３）の極性が異なれば、アイの開口部からの位相誤差を検出できる。すなわち、（１）と（３）の極性が逆であることが位相情報検出条件となる。この条件を満たし、さらに、（２）と（３）の極性が一致していれば、位相遅れ、（２）と（３）の極性が不一致ならば、位相進み等のようにアイの開口部からの位相遅れ及び位相進みを検出できる。

本実施形態では、ＣＬＫ ＰＤ５は、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４により変換されたディジタル信号Ｉｃｈ１０５、Ｑｃｈ１０６の位相誤差をそれぞれ検出し、そのうち、Ｉｃｈ／Ｑｃｈ選択信号１１６により選択されたＣ／Ｎ推定値の高い方のチャンネル（以降、「選択チャンネル」と呼ぶ。）の位相誤差を、ＣＬＫ ＰＤ５の位相誤差信号１１２として出力する。また、ＣＬＫ ＰＤ５は、Ｉｃｈ１０５、Ｑｃｈ１０６のそれぞれの位相誤差を、Ｉｃｈ位相情報１１０、Ｑｃｈ位相情報１１１として、位相調整回路８へ出力する。

位相調整回路８は、ＣＬＫ ＰＤ５より出力されたＩｃｈ位相情報１１０、Ｑｃｈ位相情報１１１を基にして、非選択チャンネルの位相を選択チャンネルの位相に合うように位相の調整を行う。

なお、位相調整回路８及びＣ／Ｎ推定回路９は、クロック再生回路が非同期時は動作しない。クロック再生回路の同期・非同期の判断は、復調回路の制御系回路により行う。すなわち、位相調整回路８及びＣ／Ｎ推定回路９は、復調回路のクロック再生回路が、同期している場合にのみに動作する。クロック再生回路の同期／非同期情報は、ＤＥＭ ＣＬＫ ＳＹＮＣ信号１１５より判断する。ＤＥＭ ＣＬＫ ＳＹＮＣ信号１１５は、復調回路の制御系回路（図示しない）より供給される。

ＣＬＫ ＬＰＦ６は、ＣＬＫ ＰＤ５が出力した位相誤差信号１１２から高周波成分を取り除き、位相誤差積算信号１１３を出力する。

発振器７は、位相誤差積算信号１１３の値に応じた周波数のクロックを、サンプリングクロック１１４として、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３とＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４へそれぞれ供給する。

次に、本実施形態の全体動作について説明する。

まず、クロックの同期の確立は、通常、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４、ＣＬＫ ＰＤ５、ＣＬＫ ＬＰＦ６、発振器７で構成させるクロック再生回路で行われるが、本実施形態では、新たに位相調整回路８とＣ／Ｎ推定回路９を追加しており、以下にその説明を行う。

発振器２と直交復調器１によって、入力された中間周波数信号ＩＦＩＮ１０１は、互いに直交する２つのベースバンド信号であるアナログ信号Ｉｃｈ１０３、Ｑｃｈ１０４に変換される。変換されたアナログ信号Ｉｃｈ１０３、Ｑｃｈ１０４は、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４で、それぞれディジタル信号Ｉｃｈ１０５、Ｑｃｈ１０６に変換される。変換されたディジタル信号Ｉｃｈ１０５、Ｑｃｈ１０６は、ＣＬＫ ＰＤ５において、例えば、図４に示すようなＺｅｒｏ−Ｃｒｏｓｓを検出する方式により、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３とＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４でのサンプリング位相の最適点（アイの開口部）からのずれ、つまり、位相誤差を検出する。

ここで、前述した図３の関連技術のクロック再生回路では、ＣＬＫ ＰＤ５において、位相誤差を検出するためには、位相検出条件を満たす必要があるため、常時、位相誤差が検出できているとは限らない。そのために、ＣＬＫ ＰＤ５では、ＩｃｈとＱｃｈで位相検出条件を満たす方を常時選んで、位相誤差信号として出力していた。したがって、クロック再生回路では、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３−ＣＬＫ ＰＤ５−ＣＬＫ ＬＰＦ６−発振器７とＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４−ＣＬＫ ＰＤ５−ＣＬＫ ＬＰＦ６−発振器７で構成される２つのＰＬＬが存在していた。

この場合、前述したように、直交復調器１からＡ／Ｄ（Ｉｃｈ）３までの距離と直交復調器１からＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４までの距離がほぼ同じならば、Ｉｃｈ、Ｑｃｈのアイの開口部の位相がほぼ同じであるため、問題なくＰＬＬ回路として動作する。しかし、直交復調器１からＡ／Ｄ（Ｉｃｈ）３までの距離と直交復調器１からＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４までの距離が異なるような場合には、前述した図５（ａ）及び（ｂ）に示す通り、Ｉｃｈ、Ｑｃｈのアイの開口部がずれてしまう。このために、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４において、それぞれの最適点でサンプリングすることができず、受信信号の劣化が生じてしまっていた。

これに対し、本実施形態では、Ｃ／Ｎ推定回路９において、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３とＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４のサンプリングポイントでのそれぞれのＣ／Ｎ推定値を求め、ＩｃｈとＱｃｈのＣ／Ｎ推定値の比較を行い、Ｃ／Ｎ推定値の高い方の選択チャンネルをＩｃｈ／Ｑｃｈ選択信号１１６として出力する。ＣＬＫ ＰＤ５では、Ｃ／Ｎ推定回路９から入力されたＩｃｈ／Ｑｃｈ選択信号１１６により、選択チャンネルの位相誤差信号をＣＬＫ ＰＤ５の位相誤差信号１１２として出力する。すなわち、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４の出力信号の収束度をＣ／Ｎ推定回路９で求めることにより、収束度の高い（Ｃ／Ｎ推定値の高い）方のチャンネルの位相誤差をＣＬＫ ＰＤ５の位相誤差信号として、出力とする。

これにより、ＣＬＫ ＰＤ５は、Ｉｃｈ／Ｑｃｈ選択信号１１６により、Ｃ／Ｎ推定値の高い方の選択チャンネルの位相誤差信号をＣＬＫ ＰＤ５の位相誤差信号１１２として出力し、これを基にして、クロック再生回路を動作させる。それにより、選択チャンネルにおいては、常時、アイが開くポイントでサンプリングさせるので、安定した品質の受信信号を得ることができる。

すなわち、図３に示す関連技術のクロック再生回路では、Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）３−ＣＬＫ ＰＤ５−ＣＬＫ ＬＰＦ６−発振器７と、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４−ＣＬＫ ＰＤ５−ＣＬＫ ＬＰＦ６−発振器７で構成される２つのＰＬＬが存在したものが、１つになるため、クロック再生回路の制御が簡素化される。そして、Ｉｃｈ、Ｑｃｈでそれぞれ存在していた２つのＰＬＬを１つに決めることで、選択チャンネルに関しては、アイが開くポイントで確実にサンプリングすることができる。

また、本実施形態では、位相調整回路８では、Ｃ／Ｎ推定回路９により求められたＣ／Ｎ推定値の低い方の非選択チャンネルの位相を、選択チャンネルの位相に合わせるように制御を行う。この場合、位相調整回路８では、ＣＬＫ ＰＤ５により出力されたＩｃｈ位相情報１１０とＱｃｈ位相情報１１１を基にして、選択チャンネルのアイの開口部に合うように、非選択チャンネルの位相を調整する。これにより、非選択チャンネルでも、アイの開口部で確実にサンプリングすることができる。なお、位相調整回路８では、ＣＬＫ ＰＤ５より入力されたＩｃｈ、Ｑｃｈの位相誤差信号であるＩｃｈ位相情報１１０、Ｑｃｈ位相情報１１１、及びＣ／Ｎ推定回路９より入力されたＩｃｈ／Ｑｃｈ選択信号１１６を基にして、位相調整を行う。以下に位相調整の一例を示す。

位相調整回路８は、入力されたＩｃｈ／Ｑｃｈ選択信号１１６により、ＩｃｈとＱｃｈのどちらが選択チャンネル、又は非選択チャンネルであるかを判断する。選択チャンネル及び非選択チャンネルの位相誤差は、それぞれある一定時間に平均化し、互いに位相比較することで、選択チャンネルに対して、非選択チャンネルの位相が進んでいるか、遅れているかを判断することができる。選択チャンネルに対して、非選択チャンネルの位相が進んでいる場合は遅らせ、遅れている場合は進ませることで、非選択チャンネルの位相を選択チャンネルに近づけることができる。

図２は、ＩｃｈとＱｃｈで電気長差がある場合のＡ／Ｄ（Ｉｃｈ）３、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）４の入力波形を示し、（ａ）は図３の関連技術と同様に位相調整回路８とＣ／Ｎ推定回路９を有しない構成の場合、（ｂ）は本実施形態の位相調整回路８とＣ／Ｎ推定回路９を有する構成の場合にそれぞれ対応する。本実施形態では、クロック再生回路に、位相調整回路８とＣ／Ｎ推定回路９を新たに追加することにより、図２（ａ）に示す関連技術の場合と比べ、図２（ｂ）に示すように、Ｉｃｈ、Ｑｃｈともに、アイが開いたポイントでのサンプリングが可能となり、受信信号の品質を向上させることができる。

従って、本実施形態によれば、直交復調器１からＡ／Ｄ（Ｉｃｈ）３までの距離と直交復調器１からＡ／Ｄ（Ｑｃｈ）４までの距離が異なり、アイの開くポイントがＩｃｈとＱｃｈで異なる場合においても、クロック再生回路に位相調整回路８とＣ／Ｎ推定回路９を新たに追加することにより、Ｉｃｈ、Ｑｃｈをそれぞれ最適なポイント（アイが開いたポイント）でサンプリングすることが可能となる。その結果、直交復調器１からＡ／Ｄ３（Ｉｃｈ）までの距離と直交復調器１からＡ／Ｄ４（Ｑｃｈ）までの距離が異なる場合に生じていた受信信号の劣化を防ぐことができ、受信信号の品質を向上させることができる。

なお、本発明における復調器の検波方式は、同期検波方式を想定しているが、準同期検波方式においても適用可能である。

本発明は、直交変調方式を用いたディジタル無線通信システム、受信機、復調回路、及びクロック再生回路で利用可能である。

本発明の実施形態に係るクロック再生回路の構成を示すブロック図である。 ＩｃｈとＱｃｈで電気長差がある場合のＡ／Ｄ（Ｉｃｈ）、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）の入力波形を示す図で、（ａ）は位相調整回路とＣ／Ｎ推定回路を有しない構成の場合の入力波形を示す図、（ｂ）は位相調整回路とＣ／Ｎ推定回路を有する構成の場合の入力波形を示す図である。 関連技術のクロック再生回路の構成を示すブロック図である。 Ｚｅｒｏ−Ｃｒｏｓｓを検出する方法の一例を説明する図である。 ＩｃｈとＱｃｈの間に電気長差がある場合のＡ／Ｄ（Ｉｃｈ）、Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）の入力波形を示す図で、（ａ）はＱｃｈの位相がＩｃｈの位相よりも進んでいる場合の入力波形を示す図、（ｂ）はＱｃｈの位相がＩｃｈの位相よりも遅れている場合の入力波形を示す図である。

符号の説明

１ 直交復調器
２ 発振器
３ Ａ／Ｄ（Ｉｃｈ）（Ｉｃｈ用アナログ／ディジタル変換器）
４ Ａ／Ｄ（Ｑｃｈ）（Ｑｃｈ用アナログ／ディジタル変換器）
５ ＣＬＫ ＰＤ（位相検出器）
６ ＣＬＫ ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
７ 発振器
８ 位相調整回路
９ Ｃ／Ｎ推定回路

Claims (7)

1. 受信信号から互いに直交するベースバンド成分であるＩ及びＱチャンネルを復調する直交復調器と、
   前記Ｉ及びＱチャンネルをサンプリングクロックに基づいてそれぞれディジタル信号に変換する２つのＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器と、
   前記２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相誤差を検出する位相検出器と、
   前記位相検出器により検出された位相誤差信号から高周波成分を取り除いて位相誤差積算信号を出力するローパスフィルタと、
   前記サンプリングクロックとして、前記位相誤差積算信号の値に応じた周波数のクロックを前記２つのＡ／Ｄ変換器にそれぞれ出力する発振器と、
   前記２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号のＣ／Ｎ（Carrier to Noise）推定値をそれぞれ求め、求められた２つのＣ／Ｎ推定値のうちＣ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相誤差を前記位相検出器の位相誤差信号として出力させるＣ／Ｎ推定回路と、
   前記Ｃ／Ｎ推定回路により求められたＣ／Ｎ推定値の低いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相を、Ｃ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相に合わせるように調整する位相調整回路とを備えることを特徴とするクロック再生回路。
2. 前記位相調整回路は、前記２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相誤差を互いに位相比較して、前記Ｃ／Ｎ推定値の低いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相が前記Ｃ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相よりも進んでいるか又は遅れているかを判断し、その判断結果に応じて前記Ｃ／Ｎ推定値の低いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相を前記Ｃ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相よりも遅らせ又は進ませることを特徴とする請求項１記載のクロック再生回路。
3. 前記Ｃ／Ｎ推定回路及び前記位相調整回路は、前記クロック再生回路の同期時に動作することを特徴とする請求項１又は２に記載のクロック再生回路。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載のクロック再生回路を有することを特徴とする復調回路。
5. 請求項４に記載の復調回路を有することを特徴とする受信機。
6. 請求項５に記載の受信機を有することを特徴とする無線通信システム。
7. 直交復調器が、受信信号から互いに直交するベースバンド成分であるＩ及びＱチャンネルを復調し、
   ２つのＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器が、前記Ｉ及びＱチャンネルをサンプリングクロックに基づいてそれぞれディジタル信号に変換し、
   位相検出器が、前記２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相誤差を検出し、
   ローパスフィルタが、前記位相検出器により検出された位相誤差信号から高周波成分を取り除いて位相誤差積算信号を出力し、
   発振器が、前記サンプリングクロックとして、前記位相誤差積算信号の値に応じた周波数のクロックを前記２つのＡ／Ｄ変換器にそれぞれ出力し、
   Ｃ／Ｎ推定回路が、前記２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号のＣ／Ｎ（Carrier to Noise）推定値をそれぞれ求め、求められた２つのＣ／Ｎ推定値のうちＣ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相誤差を前記位相検出器の位相誤差信号として出力させ、
   位相調整回路が、前記Ｃ／Ｎ推定回路により求められたＣ／Ｎ推定値の低いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相を、Ｃ／Ｎ推定値の高いチャンネルに対応するＡ／Ｄ変換器の出力信号の位相に合わせるように調整することを特徴とするクロック再生回路の動作方法。

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