JP2000138722A

JP2000138722A - Ｐｓｋ復調器

Info

Publication number: JP2000138722A
Application number: JP11106601A
Authority: JP
Inventors: Ippei Jinno; 一平神野; Yoshikazu Hayashi; 芳和林; Mikihiro Ouchi; 幹博大内
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-08-27
Filing date: 1999-04-14
Publication date: 2000-05-16
Anticipated expiration: 2019-04-14
Also published as: JP3205313B2

Abstract

(57)【要約】【課題】低Ｃ／Ｎ、高位相雑音の条件下において、搬
送波再生回路を安定に動作させると同時に、Ｃ／Ｎに応
じてトラッキングに使用するシンボルを切替えても、変
調信号を安定に受信できるようにすること。【解決手段】複素乗算器１〜位相誤差検出器５を有す
る第１の搬送波再生回路と、複素乗算器１０〜位相誤差
検出器１４、及びループフィルタである誤差検出器２０
〜制御回路２２とを有する第２の搬送波再生回路とを縦
続に接続する。両搬送波再生回路の位相誤差は平均化し
て使用し、第１の搬送波再生回路は常にＢＰＳＫ部のみ
でトラッキングし、第２の搬送波再生回路は受信Ｃ／Ｎ
に応じて８ＰＳＫ／ＱＰＳＫ／ＢＰＳＫでトラッキング
する。そしてループフィルタの利得は復調信号の位相方
向と振幅方向の平均誤差の比に応じて変化させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル衛星放送
などで使用される多相ＰＳＫ(Phase Shift Keying)伝送
方式の信号を復調するＰＳＫ復調器に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来例のＰＳＫ復調器の構成例として、
図７に示すようなものがある。またこのようなＰＳＫ復
調器に入力されるＢＳデジタル変調信号のフレーム構成
を図８（ａ）に示す（信学技報 SANE97-132,SAT97-130
(1998-02)）。変調信号の構成は、ＢＰＳＫで伝送され
る伝送多重制御信号（ＴＭＣＣ信号；Transmission Mul
tiplexing Configuration Control ）の１９２シンボル
と、８ＰＳＫ／ＱＰＳＫ／ＢＰＳＫのいずれかを選択し
て伝送される主信号２０７×４×４８シンボルとを有し
ており、これらのシンボルの合計を１フレームとする。
変調信号はこのようなフレームの繰り返した信号とな
る。なお、２０７×４シンボルの領域を１スロットと呼
び、スロット単位で８ＰＳＫ／ＱＰＳＫ／ＢＰＳＫの変
調モードを選択できる。そして各スロットの変調モード
は、フレームの先頭に位置するＴＭＣＣ信号を復号する
ことで判別できる。また、２０７シンボルは、２０３＋
４シンボルに分解でき、この４シンボルが位相基準ＢＰ
ＳＫバーストシンボル（以下、ＢＰＳＫバーストとい
う）と呼ばれる。このＢＰＳＫバーストは、低Ｃ／Ｎま
で搬送波再生を可能にするために設けられたものであ
り、決められたランダム系列によりＢＰＳＫ変調され
る。

【０００３】ＴＭＣＣ情報のビット配分を図９に示す。
ＴＭＣＣ情報は８フレームで構成されるスーパーフレー
ムに関する情報を表わしており、１スーパーフレームで
図９の３８４ビットが伝送される。ＴＭＣＣ信号は受信
機の動作を制御する信号であるため、送信側では２スー
パーフレーム先行してＴＭＣＣ情報を変更する仕様とな
っている。これにより受信機はダイナミックな変調方式
の変更等に対して破綻なく追従することができる。

【０００４】図９で「変更指示」はＴＭＣＣ変更毎にイ
ンクリメントするカウンタであり、バージョン番号が記
載される。「伝送モード／スロット情報」にはフレーム
に割り当てられる変調方式とそのスロット数が記載され
る。「相対ＴＳ／スロット情報」には各スロットに割り
当てられる０〜７のＴＳ識別子が記載される。「相対Ｔ
Ｓ／ＴＳ番号対応表」には、「相対ＴＳ／スロット情
報」で割り当てられたＴＳ識別子と実際のＴＳ＿ＩＤと
の対応表が記載される。「送受信制御情報」には緊急放
送用起動制御信号およびアップリンク制御信号が記載さ
れる。「拡張情報」は将来の拡張用に設けられた情報の
領域である。

【０００５】１フレーム内では最大４種類の変調方式を
時分割多重することが可能である。受信機では復号した
ＴＭＣＣ情報の「伝送モード／スロット情報」を参照す
ることにより、フレーム内での変調方式の切り替わり時
刻を知ることができるので、破綻なく復調処理を行うこ
とができる。また、現在複数の変調方式が同時に使用さ
れているかどうか、つまり階層伝送がされているかどう
かを知ることができる。また複数のトランスポート・ス
トリーム（ＴＳ）を、衛星の１中継器で伝送することが
可能である。受信機では「伝送モード／スロット情報」
および「相対ＴＳ／スロット情報」を参照することによ
り、各ＴＳが階層伝送されているかどうかを知ることが
できる。

【０００６】このような変調信号が入力されるとして、
図７に示すＰＳＫ復調器の動作を説明する。なお、本図
において太実線は複素信号であることを示す。入力端子
５１から入力された変調信号は、直交検波器５２で９０
度位相の異なる局部発振信号により直交検波され、同相
軸（Ｉ軸）および直交軸（Ｑ軸）のベースバンド信号に
変換される。そして、図示しないＡ／Ｄ変換器にてデジ
タル化されて複素乗算器５３に入力される。複素乗算器
５３は、受信した変調信号の搬送波周波数と、パラボラ
アンテナに実装されているコンバータ及び受信機の局部
発振器の発振周波数の差を補正するＡＦＣループの一部
として動作する。

【０００７】複素乗算器５３の出力は、帯域制限フィル
タ５４に入力され、Ｉ軸とＱ軸の信号に対して独立に同
じルートロールオフ特性のフィルタ処理が施され、符号
間干渉が除去される。帯域制限フィルタ５４の出力が周
波数誤差検出器５７に入力されると、周波数誤差検出器
５７は例えば遅延検波方式により周波数誤差を算出す
る。これは１シンボル前の受信ベクトルの複素共役と、
現在の受信ベクトルとの複素乗算を行うことにより、１
シンボルの時間におけるベクトルの回転角度、すなわち
搬送波の周波数誤差を求める方法である。

【０００８】周波数誤差検出器５７では、周波数誤差を
求める演算を全てのシンボルに対して行っているが、低
Ｃ／ＮにおいてもＡＦＣ動作を可能とするためには、Ｂ
ＰＳＫ期間のみから求めた周波数誤差信号を利用するこ
とが必要である。常にＢＰＳＫであることが保証されて
いる領域は、前述したようにＴＭＣＣとＢＰＳＫバース
トである。従って保持回路５６は、タイミング生成回路
５９からの制御により周波数誤差検出器５７の出力方法
を制御する。即ち、ＴＭＣＣとＢＰＳＫバーストの期間
のみ周波数誤差検出器５７の出力を通過させて、それ以
外の期間は零を出力するか、又はＴＭＣＣとＢＰＳＫバ
ーストの期間のみ周波数誤差検出器５７の出力を通過さ
せて、それ以外の期間は最も近い過去の周波数誤差を保
持するように制御する。

【０００９】数値制御発振器５５（ＮＣＯ；Numericall
y Controlled Oscillator ）では、保持回路５６からの
周波数誤差信号を低域通過フィルタに通し、雑音成分を
除去する。そして、ＮＣＯ５５内部の累積加算器で周波
数誤差信号を積分し、瞬時周波数から瞬時位相に変換す
る。そして更に内蔵するＲＯＭテーブルなどを用いて、
互いに直交する正弦波成分と余弦波成分とに変換する。
次にＮＣＯ５５の出力を複素乗算器５３に入力すること
で、入力変調信号の搬送波の周波数誤差を補正する。こ
うしてＡＦＣループの機能が達成される。

【００１０】一方、帯域制限フィルタ５４の出力は複素
乗算器６０にも入力される。複素乗算器６０は、前段の
ＡＦＣループの出力信号に対して、位相同期を確立する
搬送波再生ループの機能の一部を達成するものである。
複素乗算器６０の出力は、位相同期確立後のＩ，Ｑのベ
ースバンド信号として出力端子６４に出力され、またこ
れと同時に位相誤差検出器６３にも与えられる。

【００１１】位相誤差検出器６３は、シンボル毎に最も
近い符号点（理想受信点）からの位相誤差を算出し、そ
の結果を保持回路６２に出力する。保持回路６２では、
タイミング生成回路５９からの制御により、位相誤差の
算出が許可されるシンボルについてのみ、位相誤差検出
器６３の出力をＮＣＯ６１に与える。また保持回路６２
は、位相誤差の算出が許可されないシンボルについて
は、直前の許可されていたシンボルの位相誤差を保持し
てＮＣＯ６１に与える。ＮＣＯ６１の構成はＮＣＯ５５
の構成と同じである。ＮＣＯ６１の出力する直交正弦波
は、複素乗算器６０に入力されて、前段のＡＦＣループ
の出力信号の搬送波に対して、微少な周波数誤差と位相
誤差の補正をするのに用いられる。

【００１２】一方、フレーム同期回路５８は、帯域制限
フィルタ５４の出力信号が入力されると、復調部の位相
同期が確立する前にフレーム同期を確立する必要がある
ので、遅延検波を行う。この遅延検波では、先ずＴＭＣ
Ｃ部分に含まれるフレーム同期信号の差動符号化パター
ンを探す。そして差動符号化フレーム同期信号を検出す
ると、前方保護及び後方保護によって信頼性の高いフレ
ーム同期信号を再生する。

【００１３】再生されたフレーム同期信号を基準とし
て、タイミング生成回路５９はゲート信号を生成して保
持回路５６、６２に与える。引き込み時や低Ｃ／Ｎ時に
は、タイミング生成回路５９は図８（ｂ）に示すような
ゲート信号を出力する。即ち低Ｃ／Ｎ時ではＢＰＳＫで
の伝送が保証されているＴＭＣＣと、ＢＰＳＫバースト
の期間のみでゲートを開く。また、８ＰＳＫの伝送が可
能なＣ／Ｎ領域では、図８（ｃ）に示すようなゲート信
号を出力する。即ち、高Ｃ／Ｎ時では全シンボルに対し
てゲートを開く。Ｃ／Ｎが劣化し、８ＰＳＫの伝送が行
えない状態になるとき、ＴＭＣＣの復号結果に基づい
て、ＱＰＳＫやＢＰＳＫのスロットが伝送されている場
合にはそのスロットでのみゲートを開く。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】ＰＳＫ復調器において
は、８ＰＳＫ／ＱＰＳＫ／ＢＰＳＫの時分割多重変調信
号を受信するので、伝送路のＣ／Ｎが０ｄＢ付近まで安
定に変調信号を受信できるようにする必要がある。ま
た、アナログＢＳ放送に使用されている既設のパラボラ
アンテナを利用して、デジタル放送を受信をすることを
想定すると、位相雑音特性の悪い旧型のコンバータでも
変調信号を安定に受信できるよう、ＰＳＫ復調器の機能
を向上する必要がある。

【００１５】しかしながら従来例の構成では、位相雑音
特性が悪く、かつ伝送路のＣ／Ｎが低い場合には、ＴＭ
ＣＣとＢＰＳＫバースト以外の位相誤差信号が得られな
い期間で、搬送波再生ループが不安定になり、安定した
受信ができなくなるという問題点があった。

【００１６】また、受信時のＣ／Ｎに応じて、搬送波再
生ループの位相誤差検出に用いるシンボルに段階的に制
限を加えるとする。例えば検出に用いるシンボル数を、
高Ｃ／Ｎから低Ｃ／Ｎにかけて、８ＰＳＫ＋ＱＰＳＫ＋
ＢＰＳＫからＱＰＳＫ＋ＢＰＳＫに、更にＢＰＳＫに制
限を加えるとする。このような条件でＣ／Ｎ値が変化す
るときに、位相数の大きいＰＳＫ信号から生成した信頼
性の低い位相誤差と、位相数の小さいＰＳＫ信号から生
成した信頼性の高い位相誤差との間で極性が異なってし
まう場合が発生する。この場合は搬送波再生ループが破
綻するという問題点が生じる。

【００１７】破綻する理由を図１０を用いて説明する。
図１０は搬送波再生ループの位相誤差検出器において検
出される受信シンボル（○で示す）と、各符号点（●で
示す）との位相誤差との関係を示す説明図である。図１
０（ａ）は搬送波再生ループで８ＰＳＫ＋ＱＰＳＫ＋Ｂ
ＰＳＫの全シンボルをトラッキングに使用できる状態、
即受信Ｃ／Ｎの高い場合の説明図である。このとき、位
相誤差φerr は８ＰＳＫの位相誤差検出が可能な範囲±
π／８よりも小さいので、受信シンボルが時分割多重さ
れている８ＰＳＫ及びＱＰＳＫのいずれであっても、位
相誤差検出器は正しい位相誤差φerr を検出することが
できる。従って搬送波再生ループは正常に動作する。

【００１８】一方、図１０（ｂ）は搬送波再生ループの
トラッキングに使用するシンボルを８ＰＳＫ＋ＱＰＳＫ
＋ＢＰＳＫからＱＰＳＫ＋ＢＰＳＫに制限する境界付近
の受信Ｃ／Ｎの低い場合の説明図である。このようなＣ
／Ｎ領域では、位相誤差φerr が８ＰＳＫの位相誤差検
出が可能な範囲±π／８を超える場合もあり、図１０
（ｂ）はその場合の受信シンボル位置を図示している。
このとき、受信シンボルがＱＰＳＫの場合には正しい位
相誤差φerr を検出できるが、受信シンボルが８ＰＳＫ
の場合には本来の位相誤差φerr ではなく、誤った位相
誤差である−（π／４−φerr ）が位相誤差として検出
されてしまう。従って時分割多重されている８ＰＳＫと
ＱＰＳＫが、それぞれ反対符号の位相誤差を搬送波再生
部へ出力することになり、搬送波再生ループが破綻して
しまう。

【００１９】また、位相雑音特性の悪いコンバータに対
応するために、搬送波再生ループの利得を高い値に設定
すると、ループ雑音が増大し、位相雑音特性が良い場合
でも低Ｃ／Ｎでの受信ができなくなるという問題点があ
った。

【００２０】また、トラッキングに用いるシンボルを受
信Ｃ／Ｎに応じて変更しても搬送波再生ループを破綻さ
せないために、２段の縦続接続した搬送波再生ループの
１段目を、階層伝送の有無にかかわらずＴＭＣＣとＢＰ
ＳＫバースト部分のみでトラッキングさせることにする
と、階層伝送されておらず、搬送波再生ループが破綻し
ない場合においても、１段目の搬送波再生ループのトラ
ッキング精度が低下して、高Ｃ／Ｎ領域でのビット誤り
率が劣化するという問題点があった。

【００２１】また、この２段の縦続接続した搬送波再生
ループの２段目において、階層伝送の有無にかかわら
ず、設定された受信Ｃ／Ｎでトラッキングに用いるシン
ボルを変更すると、切替え点においてビット誤り率が不
連続に劣化するため、階層伝送されていない場合でも切
替え点で受信不能になるという問題点があった。

【００２２】本発明は、このような従来の問題点に鑑み
てなされたものであって、請求項１の発明は、低Ｃ／
Ｎ、かつ、高位相雑音の条件下でも安定に受信可能とす
ることを目的とする。

【００２３】また、請求項２の発明は、請求項１の目的
に加えて、受信Ｃ／Ｎに応じて搬送波再生ループのトラ
ッキングに使用するシンボルを段階的に制限しても、安
定に受信できるようにすることを目的とする。

【００２４】また、請求項３の発明は、請求項１、２の
目的に加えて、受信信号に含まれる位相雑音量に応じて
搬送波再生ループの利得を、自動的に最適値になるよう
に制御することを目的とする。

【００２５】また、請求項４及び５の発明は、請求項
１、２、３の目的に加えて、階層伝送されていない場合
に、高Ｃ／Ｎ領域でのビット誤り率を改善することを目
的とする。

【００２６】また、請求項６及び７の発明は、請求項
１、２、３の目的に加えて、階層伝送されていない場合
に、トラッキングの切替えＣ／Ｎ付近でのビット誤り率
を改善することを目的とする。

【００２７】また、請求項８の発明は、請求項４〜７の
目的に加えて、受信状態を判定する閾値を、受信Ｃ／Ｎ
に対応させることを目的とする。

【００２８】また、請求項９の発明は、請求項４〜７の
目的に加えて、受信状態を判定する閾値を、信号の再生
誤り率に対応させることを目的とする。

【００２９】

【課題を解決するための手段】本願の請求項１の発明
は、時分割多重されたｎ相ＰＳＫ変調信号を直交検波し
てデジタル化したＩ軸及びＱ軸の信号を第１の入力信号
とし、前記第１の入力信号の位相誤差を補正する信号を
第２の入力信号とするとき、前記第１の入力信号と前記
第２の入力信号とを複素乗算する複素乗算器と、前記複
素乗算器の出力から再生搬送波の位相誤差を検出する位
相誤差検出器と、搬送波再生に使用するＰＳＫ変調信号
の入力期間は、前記位相誤差検出器の出力の平均値を演
算し、搬送波再生に使用しないＰＳＫ変調信号の入力期
間は前記演算結果を保持する平均回路と、前記平均回路
の出力の雑音成分を除去する低域通過フィルタと、前記
低域通過フィルタの出力に応じて再生搬送波を生成し、
前記再生搬送波を前記第２の入力信号として前記複素乗
算器に与える数値制御発振器と、を具備することを特徴
とするものである。

【００３０】本願の請求項２の発明は、時分割多重され
たｎ相ＰＳＫ変調信号を直交検波してデジタル化したＩ
軸及びＱ軸の信号を第１の入力信号とし、前記第１の入
力信号の位相誤差を補正する信号を第２の入力信号とす
るとき、前記第１の入力信号と前記第２の入力信号とを
複素乗算する第１の複素乗算器と、前記第１の複素乗算
器の出力から再生搬送波の位相誤差を検出する第１の位
相誤差検出器と、最低位相数のＰＳＫ変調信号の入力期
間は、前記第１の位相誤差検出器の出力の平均値を演算
し、それ以外の期間は前記演算結果を保持する第１の平
均回路と、前記第１の平均回路の出力の雑音成分を除去
する第１の低域通過フィルタと、前記第１の低域通過フ
ィルタの出力に応じて再生搬送波を生成し、前記再生搬
送波を前記第２の入力信号として前記第１の複素乗算器
に与える第１の数値制御発振器と、前記第１の複素乗算
器の出力を第３の入力信号とし、前記第３の入力信号の
位相誤差を補正する信号を第４の入力信号とするとき、
前記第３の入力信号と前記第４の入力信号とを複素乗算
する第２の複素乗算器と、前記第２の複素乗算器の出力
から再生搬送波の位相誤差を検出する第２の位相誤差検
出器と、搬送波再生に使用するＰＳＫ変調信号の入力期
間は、前記第２の位相誤差検出器の出力の平均値を演算
し、搬送波再生に使用しないＰＳＫ変調信号の入力期間
は、前記演算結果を保持する第２の平均回路と、前記第
２の平均回路の出力の雑音成分を除去する第２の低域通
過フィルタと、前記第２の低域通過フィルタの出力に応
じて再生搬送波を生成し、前記再生搬送波を前記第４の
入力信号として前記第２の複素乗算器に与える第２の数
値制御発振器と、を具備することを特徴とするものであ
る。

【００３１】本願の請求項３の発明は、時分割多重され
たｎ相ＰＳＫ変調信号を直交検波してデジタル化したＩ
軸及びＱ軸の信号を第１の入力信号とし、前記第１の入
力信号の位相誤差を補正する信号を第２の入力信号とす
るとき、前記第１の入力信号と前記第２の入力信号とを
複素乗算する第１の複素乗算器と、前記第１の複素乗算
器の出力から再生搬送波の位相誤差を検出する第１の位
相誤差検出器と、最低位相数のＰＳＫ変調信号の入力期
間は、前記第１の位相誤差検出器の出力の平均値を演算
し、それ以外の期間は前記演算結果を保持する第１の平
均回路と、前記第１の平均回路の出力の雑音成分を除去
する第１の低域通過フィルタと、前記第１の低域通過フ
ィルタの出力に応じて再生搬送波を生成し、前記再生搬
送波を前記第２の入力信号として前記第１の複素乗算器
に与える第１の数値制御発振器と、前記第１の複素乗算
器の出力を第３の入力信号とし、前記第３の入力信号の
位相誤差を補正する信号を第４の入力信号とするとき、
前記第３の入力信号と前記第４の入力信号とを複素乗算
する第２の複素乗算器と、前記第２の複素乗算器の出力
から再生搬送波の位相誤差を検出する第２の位相誤差検
出器と、搬送波再生に使用するＰＳＫ変調信号の入力期
間は、前記第２の位相誤差検出器の出力の平均値を演算
し、搬送波再生に使用しないＰＳＫ変調信号の入力期間
は、前記演算結果を保持する第２の平均回路と、前記第
２の平均回路の出力の雑音成分を除去する第２の低域通
過フィルタと、前記第２の低域通過フィルタの出力に応
じて再生搬送波を生成し、前記再生搬送波を前記第４の
入力信号として前記第２の複素乗算器に与える第２の数
値制御発振器と、前記第２の複素乗算器の出力から、符
号点に対する振幅方向及び位相方向の誤差を検出し、検
出した振幅方向誤差と位相方向誤差の比に応じて、前記
第２の低域通過フィルタの利得を制御する誤差検出器
と、を具備することを特徴とするものである。

【００３２】本願の請求項４の発明は、時分割多重され
たｎ相ＰＳＫ変調信号を直交検波してデジタル化したＩ
軸及びＱ軸の信号を第１の入力信号とし、前記第１の入
力信号の位相誤差を補正する信号を第２の入力信号とす
るとき、前記第１の入力信号と前記第２の入力信号とを
複素乗算する第１の複素乗算器と、前記第１の複素乗算
器の出力から再生搬送波の位相誤差を検出する第１の位
相誤差検出器と、受信信号が階層伝送される場合、また
は受信状態が受信機が設定した閾値よりも悪い場合に
は、最低位相数のＰＳＫ変調信号の入力期間に対して前
記第１の位相誤差検出器の出力の平均値を演算し、それ
以外の期間は前記演算結果を保持し、受信信号が階層伝
送されておらず、かつ受信状態が前記閾値よりも良好な
場合には、全期間のＰＳＫ変調信号に対して前記第１の
位相誤差検出器の出力の平均値を演算する第１の平均回
路と、前記第１の平均回路の出力の雑音成分を除去する
第１の低域通過フィルタと、前記第１の低域通過フィル
タの出力に応じて再生搬送波を生成し、前記再生搬送波
を前記第２の入力信号として前記第１の複素乗算器に与
える第１の数値制御発振器と、前記第１の複素乗算器の
出力を第３の入力信号とし、前記第３の入力信号の位相
誤差を補正する信号を第４の入力信号とするとき、前記
第３の入力信号と前記第４の入力信号とを複素乗算する
第２の複素乗算器と、前記第２の複素乗算器の出力から
再生搬送波の位相誤差を検出する第２の位相誤差検出器
と、搬送波再生に使用するＰＳＫ変調信号の入力期間
は、前記第２の位相誤差検出器の出力の平均値を演算
し、搬送波再生に使用しないＰＳＫ変調信号の入力期間
は、前記演算結果を保持する第２の平均回路と、前記第
２の平均回路の出力の雑音成分を除去する第２の低域通
過フィルタと、前記第２の低域通過フィルタの出力に応
じて再生搬送波を生成し、前記再生搬送波を前記第４の
入力信号として前記第２の複素乗算器に与える第２の数
値制御発振器と、を具備することを特徴とするものであ
る。

【００３３】本願の請求項５の発明は、時分割多重され
たｎ相ＰＳＫ変調信号を直交検波してデジタル化したＩ
軸及びＱ軸の信号を第１の入力信号とし、前記第１の入
力信号の位相誤差を補正する信号を第２の入力信号とす
るとき、前記第１の入力信号と前記第２の入力信号とを
複素乗算する第１の複素乗算器と、前記第１の複素乗算
器の出力から再生搬送波の位相誤差を検出する第１の位
相誤差検出器と、受信信号が階層伝送される場合、また
は受信状態が受信機が設定した閾値よりも悪い場合に
は、最低位相数のＰＳＫ変調信号の入力期間に対して前
記第１の位相誤差検出器の出力の平均値を演算し、それ
以外の期間は前記演算結果を保持し、受信信号が階層伝
送されておらず、かつ受信状態が前記閾値よりも良好な
場合には、全期間のＰＳＫ変調信号に対して前記第１の
位相誤差検出器の出力の平均値を演算する第１の平均回
路と、前記第１の平均回路の出力の雑音成分を除去する
第１の低域通過フィルタと、前記第１の低域通過フィル
タの出力に応じて再生搬送波を生成し、前記再生搬送波
を前記第２の入力信号として前記第１の複素乗算器に与
える第１の数値制御発振器と、前記第１の複素乗算器の
出力を第３の入力信号とし、前記第３の入力信号の位相
誤差を補正する信号を第４の入力信号とするとき、前記
第３の入力信号と前記第４の入力信号とを複素乗算する
第２の複素乗算器と、前記第２の複素乗算器の出力から
再生搬送波の位相誤差を検出する第２の位相誤差検出器
と、搬送波再生に使用するＰＳＫ変調信号の入力期間
は、前記第２の位相誤差検出器の出力の平均値を演算
し、搬送波再生に使用しないＰＳＫ変調信号の入力期間
は、前記演算結果を保持する第２の平均回路と、前記第
２の平均回路の出力の雑音成分を除去する第２の低域通
過フィルタと、前記第２の低域通過フィルタの出力に応
じて再生搬送波を生成し、前記再生搬送波を前記第４の
入力信号として前記第２の複素乗算器に与える第２の数
値制御発振器と、前記第２の複素乗算器の出力から、符
号点に対する振幅方向及び位相方向の誤差を検出し、検
出した振幅方向誤差と位相方向誤差の比に応じて、前記
第２の低域通過フィルタの利得を制御する誤差検出器
と、を具備することを特徴とするものである。

【００３４】本願の請求項６の発明は、請求項２又は３
のＰＳＫ復調器において、前記第２の平均回路は、受信
信号の階層伝送の有無により、受信状態を判定するため
の閾値を変更し、前記閾値に応じて平均化演算に使用す
るＰＳＫ変調信号の位相数を選択することを特徴とする
ものである。

【００３５】本願の請求項７の発明は、請求項４又は５
のＰＳＫ復調器において、前記第２の平均回路は、受信
信号の階層伝送の有無により、受信状態を判定するため
の閾値を変更し、前記閾値に応じて平均化演算に使用す
るＰＳＫ変調信号の位相数を選択することを特徴とする
ものである。

【００３６】本願の請求項８の発明は、請求項４〜７の
いずれか１項のＰＳＫ復調器において、前記閾値は、受
信Ｃ／Ｎに対応した値であることを特徴とするものであ
る。

【００３７】本願の請求項９の発明は、請求項４〜７の
いずれか１項のＰＳＫ復調器において、前記閾値は、受
信シンボルの誤り率に対応した値であることを特徴とす
るものである。

【００３８】尚、時分割多重されたｎ相ＰＳＫ変調信号
は、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫで構成され、
各ＰＳＫの伝送多重制御信号をＴＭＣＣとするとき、１
フレームの先頭にＢＰＳＫでＴＭＣＣが伝送され、デー
タのスロット間にＢＰＳＫバーストが伝送されるＢＳデ
ジタル放送に適用されるものとする。

【００３９】請求項１の構成によれば、低Ｃ／Ｎ時にお
いて位相誤差信号が得られないＴＭＣＣとＢＰＳＫバー
スト部分以外での受信時刻には、最も近い過去のＴＭＣ
Ｃ又はＢＰＳＫバースト部分での位相誤差信号の平均値
で搬送波再生ループを動作させる。

【００４０】また請求項２の構成によれば、請求項１の
構成の搬送波再生ループを２段縦続に接続し、１段目の
搬送波再生ループは受信Ｃ／ＮによらずＴＭＣＣとＢＰ
ＳＫバースト部分での位相誤差信号のみでループを動作
させ、２段目の搬送波再生ループは受信Ｃ／Ｎに応じて
８ＰＳＫ／ＱＰＳＫ／ＢＰＳＫのシンボルを段階的に制
限して用いて位相誤差信号を得てループを動作させる。

【００４１】請求項３の構成によれば、入力信号の位相
雑音量を、復調信号の符号点からの振幅方向及び位相方
向の誤差の比によって検出して、２段目の搬送波再生ル
ープのループ利得を最適な値に自動的に調整する。

【００４２】請求項４又は５の構成によれば、階層伝送
されておらず高Ｃ／Ｎの場合に、２段の搬送波再生ルー
プの１段目において全シンボルで搬送波再生ループのト
ラッキングを行う。

【００４３】請求項６又は７の構成によれば、階層伝送
されていない場合に、２段の搬送波再生ループの２段目
において、搬送波再生ループのトラッキング切替えＣ／
Ｎを、低Ｃ／Ｎ側にシフトする。

【００４４】請求項８の構成によれば、受信状態を判定
する閾値を、受信Ｃ／Ｎに対応させる。

【００４５】請求項９の構成によれば、受信状態を判定
する閾値を、信号の再生誤り率に対応させる。

【００４６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の各実施の形態にお
けるＰＳＫ復調器について、図面を参照しつつ説明す
る。（実施の形態１）本発明の実施の形態１におけるＰＳＫ
復調器のブロック図を図１に示す。このＰＳＫ復調器
は、複素乗算器１、ＮＣＯ２、低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）３、平均回路４、位相誤差検出器５、ゲート発生器
６、Ｃ／Ｎ検出器７、Ｉ軸信号の入力端子１０１、Ｑ軸
信号の入力端子１０２、Ｉ軸復調信号の出力端子１０
３、Ｑ軸復調信号の出力端子１０４を含んで構成され
る。

【００４７】尚、本実施の形態のＰＳＫ復調器の構成
は、直交検波、ＡＦＣループまでは図７に示す従来例と
同じであるので、これらの部分は図示を省略している。
即ち、図７に示す直交検波器５２、複素乗算器５３、帯
域制限フィルタ５４、周波数誤差検出器５７、保持回路
５６、ＮＣＯ５５で構成される部分は共通であり、図１
の入力端子１０１、１０２には、図７の帯域制限フィル
タ５４の出力信号が入力されるものとする。

【００４８】搬送波の周波数誤差が補正された複素ベー
スバンド信号は、図１の入力端子１０１及び１０２を介
して複素乗算器１に入力される。複素乗算器１は、搬送
波再生ループにより制御されたＮＣＯ２の出力と、複素
ベースバンド信号との複素乗算により、微少な周波数誤
差と位相誤差を補正し、位相同期を確立した復調信号を
出力するものである。

【００４９】複素乗算器１で位相同期が確立したＩ，Ｑ
ベースバンド信号は、夫々出力端子１０３、１０４から
出力されると同時に、位相誤差検出器５に入力される。
位相誤差検出器５は、入力された複素信号と最も近い符
号点との位相誤差を検出して出力する。なお、位相誤差
検出器５は、ゲート発生器６からの制御信号により、時
分割多重伝送される８ＰＳＫ／ＱＰＳＫ／ＢＰＳＫに対
応して、符号点の位相数を８／４／２と切り替える。

【００５０】平均回路４は、位相誤差検出器５の出力を
Ｎシンボル毎に平均して出力する。例えば図８のフレー
ム構造の変調信号を受信する場合は、４シンボル毎の平
均を出力する。こうすると、引き込み時や低Ｃ／Ｎ時で
ＴＭＣＣとＢＰＳＫバーストのみのシンボルしか搬送波
再生に使用できない場合も、ＢＰＳＫ部分のみで算出し
た位相誤差が得られる。なお、シンボル毎の位相誤差を
使用するか捨てるかは、ゲート発生器６からのゲート信
号により決定される。算出した平均値は、次の４シンボ
ルの位相誤差の平均値が演算できるまでの期間、平均回
路４で保持される。例えば、図８（ｂ）に示すゲート信
号（低Ｃ／Ｎ時）の場合は、ｍ番目のＢＰＳＫバースト
４シンボルに続く２０３シンボルと、（ｍ＋１）番目の
ＢＰＳＫバースト４シンボルの合計２０７シンボルの期
間は、ｍ番目のＢＰＳＫバースト部分での位相誤差の平
均値を保持する。

【００５１】なお、平均値の算出方法として、例えば位
相誤差検出器５の出力が８ビットのデジタル信号で与え
られ、４シンボルの平均を求めるときは、１０ビットの
累積加算器を用意する。これに４シンボル分の各８ビッ
トデータを加算すると、最大１０ビットの結果が得られ
るので、その上位８ビットを取り出すことで容易に平均
値が得られる。

【００５２】平均回路４の出力はＬＰＦ３に入力されて
雑音成分が除去される。ＬＰＦ３の構成を図４に示す。
この構成は所謂完全積分型のＬＰＦである。ＬＰＦ３は
乗算器３０１、３０２、加算器３０３、３０５、ラッチ
回路（Ｄ）３０４を含んで構成される。ラッチ回路３０
４はシンボルクロックに同期して加算器３０３の出力を
保持するラッチ回路であり、その出力は加算器３０５と
３０３に与えられる。図１の平均回路４の出力が乗算器
３０１、３０２に入力されると、乗算器３０１では定数
αが乗算されて加算器３０５に入力され、乗算器３０２
では定数βが乗算され、加算器３０３に入力される。加
算器３０３とラッチ回路３０４とは累積加算器を構成し
ている。加算器３０５での加算結果はＬＰＦ３の出力と
なって図１のＮＣＯ２に入力される。なお、乗算器３０
１、３０２の機能は、定数α、βの値が２のべき乗の場
合、乗算器への入力信号をビット単位でシフトして出力
することで容易に実現できる。

【００５３】ＮＣＯ２の構成を図５に示す。本図に示す
ようにＮＣＯ２は、累積加算器２０３、ＲＯＭ２０１、
ＲＯＭ２０２を含んで構成される。ＲＯＭ２０１は位相
入力をＣＯＳ値に変換するＲＯＭテーブルである。ＲＯ
Ｍ２０２は位相入力をＳＩＮ値に変換するＲＯＭテーブ
ルである。図５のＮＣＯ２に入力された瞬時周波数誤差
信号は、累積加算器２０３で積分されて瞬時位相信号と
なる。この瞬時位相信号は、ＲＯＭ２０１、２０２によ
り複素ベトルに変換されて、図１の複素乗算器１へ入力
される。以上で搬送波再生の負帰還ループが構成され、
搬送波の位相同期が確立される。

【００５４】さて図１のＣ／Ｎ検出器７は位相誤差検出
器５の出力より、受信Ｃ／Ｎ情報を抽出するものであ
る。即ち、Ｃ／Ｎ検出器７は、位相誤差検出器５の出力
の符号点からのずれの絶対値の平均を用いて（符号点か
らのずれの自乗平均でも良い）Ｃ／Ｎを検出して、その
結果をゲート発生器６へ出力する。なお、Ｃ／Ｎ検出器
７は、低Ｃ／Ｎから高Ｃ／Ｎまでの検出を可能とするた
めに、ＢＰＳＫ期間のみをモニタするものとする。

【００５５】次にゲート発生器６は、図７のフレーム同
期回路５８とタイミング生成回路５９の機能を合わせた
ものである。即ち、複素乗算器１の入力信号を遅延検波
することにより、搬送波の周波数同期及び位相同期前に
フレーム同期信号の差動符号化パターンを検出し、前方
及び後方保護によって信頼性の高いフレーム同期信号を
再生する。ゲート発生器６は、再生されたフレーム同期
信号を基準として、図８（ｂ），（ｃ）に示すようなゲ
ート信号を生成し、図１の平均回路４へ出力する。この
ゲート信号は、Ｃ／Ｎ検出器７から得られる受信Ｃ／Ｎ
情報に応じて、位相誤差を生成可能なシンボル期間のみ
で位相誤差を求め、それ以外の期間はその値を保持する
ように平均回路４に指示する信号である。引き込み時や
低Ｃ／Ｎ時には、図８（ｂ）のゲート信号に示すよう
に、ＢＰＳＫでの伝送が保証されているＴＭＣＣとＢＰ
ＳＫバーストの期間のみでゲートを開く。また、８ＰＳ
Ｋの伝送が可能なＣ／Ｎ領域では、図８（ｃ）のゲート
信号に示すように、全シンボルに対してゲートを開く。
Ｃ／Ｎが８ＰＳＫの伝送が行えないような値の場合は、
ＴＭＣＣの復号結果に基づいて、ＱＰＳＫやＢＰＳＫの
スロットが伝送されている場合には、そのスロットでは
ゲートを開くようにする。またゲート発生器６は、以上
の動作と同時に、ＴＭＣＣ信号を復号した情報に基づい
て、受信信号が８ＰＳＫ／ＱＰＳＫ／ＢＰＳＫの何れで
あるかを位相誤差検出器５にリアルタイムに指示する。

【００５６】以上のように本実施の形態によれば、低Ｃ
／Ｎ時において位相誤差信号が得られないＴＭＣＣとＢ
ＰＳＫバースト部分以外での受信時刻には、最も近い過
去のＴＭＣＣ又はＢＰＳＫバースト部分での位相誤差信
号の平均値を用いて搬送波再生ループを動作させること
ができる。このため、低Ｃ／Ｎ、高位相雑音の条件下に
おいても、安定に搬送波再生を行うことができる。な
お、低Ｃ／Ｎまで搬送波再生を安定に動作させるため
に、受信Ｃ／Ｎの低下に応じてＬＰＦ３の利得を下げる
（定数α、βを小さくする）ことも有効である。

【００５７】（実施の形態２）次に本発明の実施の形態
２におけるＰＳＫ復調器について説明する。本実施の形
態におけるＰＳＫ復調器のブロック図を図２に示す。こ
のＰＳＫ復調器には、第１の搬送波再生ループとして第
１の複素乗算器１、第１のＮＣＯ２、第１の低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）３、第１の平均回路４、第１の位相誤
差検出器５が設けられ、第２の搬送波再生ループとして
第２の複素乗算器１０、第２のＮＣＯ１１、第２のＬＰ
Ｆ１２、第２の平均回路１３、第２の位相誤差検出器１
４が設けられている。更にこのＰＳＫ復調器には、ゲー
ト発生器６、Ｃ／Ｎ検出器７、Ｉ軸信号の入力端子１０
１、Ｑ軸信号の入力端子１０２、Ｉ軸復調信号の出力端
子１０３、Ｑ軸復調信号の出力端子１０４が設けられて
いる。

【００５８】直交検波、ＡＦＣループまでの構成は図７
に示す構成と同じであるので、これらの部分は図示を省
略している。即ち、図７の直交検波器５２、複素乗算器
５３、帯域制限フィルタ５４、周波数誤差検出器５７、
保持回路５６、ＮＣＯ５５で構成される部分は共通であ
り、図２の入力端子１０１、１０２には、図７の帯域制
限フィルタ５４の出力信号が入力されるものとする。

【００５９】図２において、複素乗算器１、位相誤差検
出器５、平均回路４、ＬＰＦ３、ＮＣＯ２で構成される
１段目の搬送波再生ループは、実施の形態１と同じであ
るので説明を省略する。またゲート発生器６、Ｃ／Ｎ検
出器７の機能も実施の形態１と同じである。唯一の違い
は、位相誤差検出器５が常にＢＰＳＫモードで動作して
いる点である。このためゲート発生器６から位相誤差検
出器５への制御信号はない。

【００６０】また、複素乗算器１０、位相誤差検出器１
４、平均回路１３、ＬＰＦ１２、ＮＣＯ１１で構成され
る第２の搬送波再生ループも、各々の構成要素の機能を
含めて実施の形態１と同じである。唯一、ＬＰＦ１２の
構成はＬＰＦ３とは異なっており、その構成例を図６に
示す。このＬＰＦ１２では、平均回路１３からの出力に
対して乗算器１２０１において定数γを乗算して、図２
のＮＣＯ１１に出力するようになっている。

【００６１】搬送波の周波数誤差が補正された複素ベー
スバンド信号は、入力端子１０１及び１０２を介して第
１の搬送波再生ループに入力される。第１の搬送波再生
ループは、実施の形態１の場合とは異なり、受信Ｃ／Ｎ
に無関係に常にＴＭＣＣとＢＰＳＫバースト部分のみで
位相誤差信号を生成して搬送波再生を行う。つまり、ゲ
ート発生器６から平均回路４へのゲート信号は、図８
（ｂ）のゲート信号に固定される。

【００６２】第１の搬送波再生ループは狭帯域ループと
して動作するため、第１の搬送波再生ループでは位相同
期は確立するが、受信信号の位相雑音成分が大きい場合
は、復調出力信号の位相方向のジッタが大きくなる。た
だし、第１の搬送波再生ループでは、受信Ｃ／Ｎの低下
に応じて搬送波再生ループのトラッキングに使用するシ
ンボルを、８ＰＳＫ＋ＱＰＳＫ＋ＢＰＳＫからＱＰＳＫ
＋ＢＰＳＫ、更にＢＰＳＫへと段階的に制限する必要が
なくなり、切り替えＣ／Ｎ付近における搬送波再生ルー
プの破綻を防止できる効果がある。

【００６３】第２の搬送波再生ループには、第１の搬送
波再生ループの出力信号が与えられる。第２の搬送波再
生ループはゲート発生器６とＣ／Ｎ検出器７とを用い、
実施の形態１と同様に、Ｃ／Ｎに応じて８ＰＳＫ／ＱＰ
ＳＫ／ＢＰＳＫのシンボルを段階的に制限して位相誤差
信号を得る方法で動作する。第２の搬送波再生ループ
は、図６のＬＰＦ１２の構成からも判るように、広帯域
ループとなる。また、ＬＰＦ１２の内部には積分項がな
いために過去に受信したシンボルの影響を受けず、受信
Ｃ／Ｎの低下に応じて搬送波再生ループのトラッキング
に使用するシンボルを、８ＰＳＫ＋ＱＰＳＫ＋ＢＰＳＫ
からＱＰＳＫ＋ＢＰＳＫ、更にＢＰＳＫへと段階的に制
限しても、切り替えＣ／Ｎ付近における搬送波再生ルー
プの破綻が発生し難いといえる。従って第１の搬送波再
生ループから通過した位相雑音成分による位相方向のジ
ッタ成分を効果的に補正し、位相同期を確立した復調信
号を出力端子１０３、１０４へ出力することができる。

【００６４】以上のように本実施の形態によれば、搬送
波再生ループを２段縦続に接続し、１段目の搬送波再生
ループは、Ｃ／ＮによらずＴＭＣＣとＢＰＳＫバースト
部分での位相誤差信号のみでループを動作させ、２段目
の搬送波再生ループは、Ｃ／Ｎに応じて８ＰＳＫ／ＱＰ
ＳＫ／ＢＰＳＫのシンボルを段階的に制限して位相誤差
信号を得てループを動作させるようにしている。こうし
て低Ｃ／Ｎかつ高位相雑音の条件下でも、変調信号を安
定に受信可能とすると同時に、Ｃ／Ｎに応じて２段目の
搬送波再生ループのトラッキングに使用するシンボルを
切り替えても、安定に変調信号を受信することができ
る。

【００６５】なお、図２の平均回路４、１３を削除する
と、低Ｃ／Ｎかつ高位相雑音の条件での復調器の性能は
若干低下する。しかし許容できるならば、削除した構成
も可能である。また、低Ｃ／Ｎまで搬送波再生を安定に
動作させるために、受信Ｃ／Ｎの低下に応じてＬＰＦ３
の利得（定数α、β）と、ＬＰＦ１２の利得（定数γ）
を下げることも有効である。

【００６６】（実施の形態３）次に本発明の実施の形態
３におけるＰＳＫ復調器について説明する。本実施の形
態におけるＰＳＫ復調器のブロック構成を図３に示す。
このＰＳＫ復調器には、実施の形態２の場合と同様に第
１の搬送波再生ループとして、第１の複素乗算器１、第
１のＮＣＯ２、第１の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３、
第１の平均回路４、第１の位相誤差検出器５が設けられ
ている。またこのＰＳＫ復調器には、第２の搬送波再生
ループとして、第２の複素乗算器１０、第２のＮＣＯ１
１、第２のＬＰＦ１２、第２の平均回路１３、第２の位
相誤差検出器１４に加えて、誤差検出器２０、除算器２
１、制御回路２２が設けられている。またＰＳＫ復調器
には、図２に示すものと同様にゲート発生器６、Ｃ／Ｎ
検出器７、Ｉ軸信号の入力端子１０１、Ｑ軸信号の入力
端子１０２、Ｉ軸復調信号の出力端子１０３、Ｑ軸復調
信号の出力端子１０４が設けられている。

【００６７】誤差検出器２０、除算器２１、制御回路２
２以外の部分の動作は、実施の形態２と同様なので、説
明を省略する。第２の搬送波再生ループの復調出力信号
が誤差検出器２０に入力されると、誤差検出器２０は、
最も近い符号点との振幅方向及び位相方向の誤差の絶対
値の平均を求める（自乗平均でもよい）。尚、位相方向
の誤差は位相誤差検出器１４から得てもよい。この誤差
を検出するシンボルは、低Ｃ／Ｎまでの検出を可能とす
るために、ＢＰＳＫシンボルに限定する。

【００６８】除算器２１では、位相方向の誤差の絶対値
の平均をθerr とし、振幅方向の誤差の絶対値の平均を
Ｒerr とすると、除算により比θerr ／Ｒerr を求め
る。観測されるコンスタレーションとθerr ／Ｒerr の
関係を図１１に示す。制御回路２２では、受信状態を判
定するための閾値ＴＨＬを設定し、図１１（ａ）に示す
ようにθerr ／Ｒerr ＞ＴＨＬの場合は、位相方向に復
調信号が広がっているので、位相雑音によるジッタが大
きいと判断する。そして第２の搬送波再生ループのＬＰ
Ｆ１２の利得を上げる（γを大きくする）。逆に、図１
１（ｂ）に示すようにθerr ／Ｒerr ＜ＴＨＬの場合
は、位相雑音によるジッタは小さいと判断し、ＬＰＦ１
２の利得を下げる（γを小さくする）。

【００６９】以上のように本実施の形態によれば、実施
の形態２の効果に加えて、受信信号の位相雑音量に応じ
て、常に最適なループ利得を自動的に設定することがで
きる。なお、平均回路４、１３を削除すると、低Ｃ／Ｎ
かつ高位相雑音の条件での復調器の性能は若干低下す
る。しかし許容できるならば、削除した構成も可能であ
る。なお、低Ｃ／Ｎまで搬送波再生を安定に動作させる
ために、受信Ｃ／Ｎの低下に応じてＬＰＦ３の利得（定
数α、β）と、ＬＰＦ１２の利得（定数γ）を下げるこ
とも有効である。また、誤差検出器２０、除算器２１、
制御回路２２の機能の全て又は一部を、マイクロコンピ
ュータ等を用いてソフトウェアで実行してもよい。

【００７０】なお、以上の実施の形態では、ＰＳＫ変調
信号に対して位相雑音の影響をθerr ／Ｒerr によって
検出する方法を示した。しかし、他のＱＡＭ等の変調方
式でも位相雑音の影響を同様に検出することができる。
例えばＱＡＭではＩ，Ｑ軸上にシンボルがないので、直
線Ｉ＝−Ｑ、Ｉ＝Ｑ上のシンボルに限定してθerr ，Ｒ
err を求めるようにすると、演算が容易である。これら
の直線Ｉ＝−Ｑ、Ｉ＝Ｑ上のシンボルは、４５度回転さ
せるという比較的簡単な演算により、Ｉ軸、Ｑ軸上に移
動させることができるからである。

【００７１】ここで、実施の形態２，３のゲート発生器
６において、搬送波再生ループのトラッキングに使用す
るシンボルを受信Ｃ／Ｎの低下に応じて制限する方法に
ついて、数種類の変形例を補足説明する。

【００７２】まず、Ｃ／Ｎに応じたシンボルの制限方法
について、これまで述べてきた基本形を更に詳細に説明
する。常に存在し、常にＢＰＳＫ伝送が保証されている
ＴＭＣＣとＢＰＳＫバースト部分のシンボルについて
は、全てのＣ／Ｎ領域に渡ってＢＰＳＫをトラッキング
に使用する。また高Ｃ／Ｎ領域では、８ＰＳＫとＱＰＳ
ＫとＢＰＳＫの全スロットをトラッキングに使用する。
中Ｃ／Ｎ領域では、８ＰＳＫ以外のスロット、すなわち
ＱＰＳＫとＢＰＳＫのスロットをトラッキングに使用す
るが、それらの変調モードが含まれない場合は、ＴＭＣ
ＣとＢＰＳＫバースト部分のみをトラッキングに使用す
る。同様に低Ｃ／Ｎ領域では、ＢＰＳＫスロットのみを
トラッキングに使用するが、ＢＰＳＫスロットが含まれ
ない場合は、ＴＭＣＣとＢＰＳＫバースト部分のみをト
ラッキングに使用する。なお、ＱＰＳＫには５種類の符
号化率が使用可能であるが、トラッキングに際しては符
号化率による区別はせずに、全てのＱＰＳＫスロットと
して同等に扱う。

【００７３】まず、１段目の搬送波再生ループに注目す
る。１段目の搬送波再生ループは、８ＰＳＫ、ＱＰＳ
Ｋ、ＢＰＳＫが時分割多重で混在する場合、すなわち階
層伝送されている場合は、前述したようにトラッキング
に使用するシンボルを受信Ｃ／Ｎに応じて、８ＰＳＫ＋
ＱＰＳＫ＋ＢＰＳＫからＱＰＳＫ＋ＢＰＳＫ、更にＢＰ
ＳＫへと段階的に制限すると、トラッキングの切り替え
Ｃ／Ｎ付近において破綻が生じ易い。ただし、階層伝送
されていない場合は、全てのスロットが８ＰＳＫであ
り、ＴＭＣＣとＢＰＳＫバースト部分のＢＰＳＫを除け
ば、変調方式の混在がない。従って高Ｃ／Ｎ領域で全シ
ンボルをトラッキングに使用しても、トラッキングの切
り替えＣ／Ｎ付近、すなわち高Ｃ／Ｎと中Ｃ／Ｎの境界
においては破綻が生じることは少ない。

【００７４】従来例で説明したように受信機では、復号
したＴＭＣＣ情報の「伝送モード／スロット情報」を参
照することにより、複数の変調方式が同時に使用されて
いるかどうか、つまり階層伝送がされているかどうかを
知ることができる。そこで「伝送モード／スロット情
報」の復号結果により階層伝送されていないと判明した
場合は、１段目の搬送波再生ループも高Ｃ／Ｎ領域では
全シンボルを用いてトラッキングするように変更する。
ただし、階層伝送されていると判明した場合には、上記
実施の形態２，３で述べたように全Ｃ／Ｎ領域に渡って
ＴＭＣＣとＢＰＳＫバーストのみでトラッキングを行
う。このような適応的な処理により、階層伝送されてい
ない場合は、高Ｃ／Ｎ領域では全シンボルによるトラッ
キングを行うことにより、トラッキング精度が向上して
ビット誤り率が改善される。このような制御方法を（方
法１）と呼ぶ。

【００７５】次に、２段目の搬送波再生ループに注目す
る。２段目の搬送波再生ループは、トラッキングに使用
するシンボルを、受信Ｃ／Ｎに応じて８ＰＳＫ＋ＱＰＳ
Ｋ＋ＢＰＳＫからＱＰＳＫ＋ＢＰＳＫ、更にＢＰＳＫへ
と段階的に制限しても、トラッキングの切り替えＣ／Ｎ
付近において破綻し難い。ただし、トラッキングに使用
するシンボル数の減少によりトラッキング精度が劣化す
るので、切替えＣ／Ｎ付近で不連続にビット誤り率が劣
化する。

【００７６】図１２は８ＰＳＫスロット（高階層）の受
信Ｃ／Ｎ対ビット誤り率特性を示したグラフである。図
の実線は高Ｃ／Ｎと中Ｃ／Ｎの切替え点を、Ｃ／Ｎ＝Ｃ
Ｎ０に設定している場合である。そこで階層伝送されて
いない場合は、切替えＣ／ＮをＣＮ０より低Ｃ／Ｎ側の
ＣＮ１にシフトして、ビット誤り率を改善することを考
える。

【００７７】受信機ではＴＭＣＣ情報の「伝送モード／
スロット情報」および「相対ＴＳ／スロット情報」を参
照することにより、衛星の一つの中継器で伝送されてい
る複数のＴＳの各ＴＳ毎に、階層伝送されているかどう
かを知ることもできる。さらに「相対ＴＳ／ＴＳ番号対
応表」を参照することにより、現在選択しているＴＳと
の対応をつけることができる。このプロセスで現在選択
しているＴＳが階層伝送されていないと判明した場合に
は、２段目の搬送波再生ループでトラッキング方法を切
り換える高Ｃ／Ｎと中Ｃ／Ｎの切替え点を、図１２のＣ
／Ｎ＝ＣＮ１に変更する。なお、階層伝送されている場
合はＣ／Ｎ＝ＣＮ０で切替える。階層伝送を行っている
場合は、復号した映像等に劣化が出始める前に、少々高
めのＣ／Ｎで現在の階層より誤り耐性の強い変調方式の
階層のサービスに切り換える。トラッキングについて
も、８ＰＳＫを使用できる限界Ｃ／Ｎよりも少し高めの
Ｃ／Ｎ＝ＣＮ０で切替えを行う。一方、階層伝送をして
いない場合は、８ＰＳＫの受信限界がそのままサービス
限界となるので、８ＰＳＫを使用できる限界Ｃ／Ｎ＝Ｃ
Ｎ１にトラッキング切替えＣ／Ｎをシフトする。これに
より、図１２の点線に示すように、８ＰＳＫの受信限界
Ｃ／Ｎ付近でのビット誤り率が改善されてサービス限界
も改善される。なお、（方法１）と同様にＴＭＣＣ情報
の「伝送モード／スロット情報」のみを参照して全ＴＳ
をまとめて階層伝送されているかどうかで切替えＣ／Ｎ
を変化させてもよい。このように切替えＣ／Ｎは、階層
伝送されている場合はＣＮ０とし、階層伝送されていな
い場合はＣＮ１とする。このような制御方法を（方法
２）と呼ぶ。

【００７８】以上の（方法１）と（方法２）は、それぞ
れ１段目の搬送波再生ループ、２段目の搬送波再生ルー
プに関する処理で独立なので同時に用いてもよい。ただ
し、同時に用いることができるのは、全ＴＳについて階
層伝送されていない場合に限る。このように同時に用い
る制御方法を（方法３）と呼ぶ。

【００７９】実施の形態２，３で述べた基本的な方法に
対して、（方法１）、（方法２）、（方法３）を組み合
わせて使用することが可能である。なお、（方法２）、
（方法３）の組み合わせにより、階層伝送の有無を参照
してトラッキング制御を切り換える場合は、図１２の実
線と点線の差で示されるように、切替えＣ／Ｎ付近でビ
ット誤り率が改善される。低品質ながら低Ｃ／Ｎまでサ
ービスを継続できる低階層と、高品質であるが高Ｃ／Ｎ
でしかサービスができない高階層のどちらを選択して復
号するかの切替えをビット誤り率で行う場合は、図１２
に示すようにトラッキング制御の切替えと同時にビット
誤り率のスレショルドをＴＨＬ０からＴＨＬ１に切替え
る。ＴＨＬ０が階層伝送ありのとき、ＴＨＬ１が階層伝
送なしのときである。階層伝送なしの場合は、低階層が
ないので常に高階層を選択するようにしてもよい。

【００８０】なお、実施の形態１，２，３では、Ｃ／Ｎ
検出器７は位相誤差検出器の出力の符号点からのずれの
絶対値の平均を用いてＣ／Ｎを検出していたが、受信ベ
クトルの絶対値の平均と受信ベクトルの自乗の平均から
Ｃ／Ｎを検出する方法を用いてもよい。この演算方法の
詳細は特開平９−０２３２５０号に述べられている。

【００８１】また、実施の形態１，２，３のＣ／Ｎ検出
器７は、誤り率測定回路で置き換えてもよい。誤り率と
受信Ｃ／Ｎの間には１対１の対応があるからである。一
般的に用いられる誤り率測定の方法は、Ｉ軸復調信号の
出力端子１０３とＱ軸復調信号の出力端子１０４にビタ
ビ復号器を接続し、ビタビ復号前の受信シンボルの硬判
定結果と、ビタビ復号後のデータを再畳込みして得られ
るシンボルとを比較することにより、シンボル誤り率又
はビット誤り率を求めるものである。ビタビ復号後の誤
り率が０になるようなＣ／Ｎ領域では、この方法により
正確に誤り訂正前の誤り率を受信機単独で求めることが
できる。ただし、低Ｃ／Ｎ領域まで信頼性の高い誤り率
測定を行うためには、測定に用いるシンボルをＢＰＳＫ
シンボルに限定する必要がある。

【００８２】また、実施の形態１，２，３のゲート発生
器６による受信Ｃ／Ｎに応じたトラッキング方法の切替
えについては、例えばＣ／Ｎ＝ＣＮ０で８ＰＳＫ＋ＱＰ
ＳＫ＋ＢＰＳＫからＱＰＳＫ＋ＢＰＳＫに切り換えるの
ではなく、Ｃ／Ｎ＝ＣＮ０からＣ／Ｎ＝ＣＮ０−Ｘ０
（Ｘ０：正の一定値）の範囲で、８ＰＳＫスロットの位
相誤差に適当な関数を用いて重みづけをして、徐々に８
ＰＳＫの寄与を減らしていくような切替え方法を用いて
も良い。

【００８３】なお、ＰＳＫ復調器の構成としては、直交
検波、ＡＦＣループの後段に、実施の形態１，２，３で
説明した図１，２，３の搬送波再生ループが接続される
形態を基本型として説明した。直交検波、ＡＦＣループ
は、例えば図７に示す直交検波器５２、複素乗算器５
３、帯域制限フィルタ５４、周波数誤差検出器５７、保
持回路５６、ＮＣＯ５５を含んで構成される。ＰＳＫ復
調器の構成の変形として、ＡＦＣループと搬送波再生ル
ープが２重ループになる構成も考えられる。以下に三つ
の異なった例をあげる。

【００８４】一つ目の例として、図１では帯域制限フィ
ルタ５４の出力信号は従来通り複素乗算器１に入力され
ているが、周波数誤差検出器５７の入力端及びゲート発
生器６の入力端と、複素乗算器１の出力端とを接続して
もよい。この場合のブロック図を図１３に示す。尚、図
１３の構成要素は、図１及び図７に示したものと同一で
あるため、詳細な説明は省略する。ここで、ＡＦＣルー
プの周波数補正動作時は、搬送波再生ループの補正動作
を停止させるものとする。

【００８５】二つ目の例として、図２，３では帯域制限
フィルタ５４の出力信号は従来通り複素乗算器１に入力
されているが、周波数誤差検出器５７の入力端及びゲー
ト発生器６の入力端と、複素乗算器１の出力端とを接続
してもよい。この場合のブロック図を図１４及び図１５
並びに国１６及び図１７に示す。尚、図１４〜図１７の
構成要素は、図１、図２及び図３に示したものと同一で
あるため、詳細な説明は省略する。ここでも、ＡＦＣル
ープの周波数補正動作時は、搬送波再生ループの補正動
作を停止させるものとする。

【００８６】三つ目の例として、図２，３で、帯域制限
フィルタ５４の出力信号は従来通り複素乗算器１に入力
されているが、周波数誤差検出器５７の入力端及びゲー
ト発生器６の入力端と、複素乗算器１０の出力端とを接
続してもよい。この場合のブロック図を図１８及び図１
９並びに図２０及び図２１に示す。尚、図１８〜図２１
の構成要素は、図１、図２及び図３に示したものと同一
であるため、詳細な説明は省略する。ここでも、ＡＦＣ
ループの周波数補正動作時は、搬送波再生ループの補正
動作を停止させるものとする。

【００８７】

【発明の効果】本願の請求項１記載の発明によれば、低
次のｎ相ＰＳＫ変調信号を用いて位相誤差信号の平均値
を算出し、その平均値で搬送波再生ループを動作させる
ので、低Ｃ／Ｎ、高位相雑音の条件下においても安定に
搬送波再生を行うことができる。

【００８８】請求項２記載の発明によれば、請求項１記
載の発明の効果に加えて、搬送波再生ループを２段縦続
に接続し、１段目の搬送波再生ループはＣ／Ｎによらず
低次のｎ相ＰＳＫ変調信号を用いてループを動作させ、
２段目の搬送波再生ループはＣ／Ｎに応じて高次のｎ相
ＰＳＫのシンボルを段階的に制限して位相誤差信号を得
てループを動作させることにより、Ｃ／Ｎに応じて２段
目の搬送波再生ループのトラッキングに使用するシンボ
ルを切替えても安定に受信することができる。

【００８９】請求項３記載の発明によれば、請求項２記
載の発明の効果に加えて、受信信号の位相雑音量に応じ
て常に最適なループ利得を自動的に設定することができ
る。

【００９０】請求項４又は５記載の発明によれば、請求
項１、２、３記載の発明の効果に加えて、階層伝送され
ておらず高Ｃ／Ｎの場合に、２段の搬送波再生ループの
１段目において全シンボルで搬送波再生ループのトラッ
キングを行うことにより、高Ｃ／Ｎ領域でのビット誤り
率を改善することができる。

【００９１】請求項６又は７記載の発明によれば、請求
項１、２、３記載の発明の効果に加えて、階層伝送され
ていない場合に、２段の搬送波再生ループの２段目にお
いて搬送波再生ループのトラッキング切替えＣ／Ｎを低
Ｃ／Ｎ側にシフトすることにより、切替え点付近でのビ
ット誤り率を改善することができる。

【００９２】請求項８記載の発明によれば、請求項４〜
７の発明の効果に加えて、受信状態を判定する閾値を、
受信Ｃ／Ｎに対応させることができる。

【００９３】請求項９記載の発明によれば、請求項４〜
７の発明の効果に加えて、受信状態を判定する閾値を、
信号の再生誤り率に対応させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１におけるＰＳＫ復調器の
要部構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施の形態２におけるＰＳＫ復調器の
要部構成を示すブロック図である。

【図３】本発明の実施の形態３におけるＰＳＫ復調器の
要部構成を示すブロック図である。

【図４】本発明の実施の形態１、２、３におけるＬＰＦ
のブロック図である。

【図５】本発明の実施の形態１、２、３におけるＮＣＯ
のブロック図である。

【図６】実施の形態２、３の搬送波再生ループにおける
ＬＰＦのブロック図である。

【図７】従来例のＰＳＫ復調器の構成例を示すブロック
図である。

【図８】変調信号のフレーム構成と、復調器で生成する
ゲート信号との関係を示すタイミング図である。

【図９】ＴＭＣＣ情報のビット配分を示す説明図であ
る。

【図１０】多相ＰＳＫ信号の搬送波再生部で検出される
位相誤差と受信Ｃ／Ｎとの関係を示す模式図である。

【図１１】位相雑音が復調後のコンスタレーションに及
ぼす影響を示す模式図である。

【図１２】高階層信号のビット誤り率と受信Ｃ／Ｎとの
関係を示す特性図である。

【図１３】実施の形態１におけるＰＳＫ復調器の変形例
を示すブロック図である。

【図１４】実施の形態２におけるＰＳＫ復調器の変形例
１を示すブロック図（その１）である。

【図１５】実施の形態２におけるＰＳＫ復調器の変形例
１を示すブロック図（その２）である。

【図１６】実施の形態３におけるＰＳＫ復調器の変形例
１を示すブロック図（その１）である。

【図１７】実施の形態３におけるＰＳＫ復調器の変形例
１を示すブロック図（その２）である。

【図１８】実施の形態２におけるＰＳＫ復調器の変形例
２を示すブロック図（その１）である。

【図１９】実施の形態２におけるＰＳＫ復調器の変形例
２を示すブロック図（その２）である。

【図２０】実施の形態３におけるＰＳＫ復調器の変形例
２を示すブロック図（その１）である。

【図２１】実施の形態３におけるＰＳＫ復調器の変形例
２を示すブロック図（その２）である。

【符号の説明】

１，１０複素乗算器２，１１ＮＣＯ３，１２ＬＰＦ４，１３平均回路５，１４位相誤差検出器６ゲート発生器７Ｃ／Ｎ検出器２０誤差検出器２１除算器２２制御回路１０１，１０２入力端子１０３，１０４出力端子２０１，２０２ＲＯＭ２０３累積加算器３０１，３０２，１２０１乗算器３０３，３０５加算器３０４ラッチ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者大内幹博大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FA03 FA05 FA06 FH06 FJ06 FJ14 5K047 AA11 EE02 MM13 MM33 MM60

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】時分割多重されたｎ相ＰＳＫ変調信号を
直交検波してデジタル化したＩ軸及びＱ軸の信号を第１
の入力信号とし、前記第１の入力信号の位相誤差を補正
する信号を第２の入力信号とするとき、前記第１の入力
信号と前記第２の入力信号とを複素乗算する複素乗算器
と、前記複素乗算器の出力から再生搬送波の位相誤差を検出
する位相誤差検出器と、搬送波再生に使用するＰＳＫ変調信号の入力期間は、前
記位相誤差検出器の出力の平均値を演算し、搬送波再生
に使用しないＰＳＫ変調信号の入力期間は前記演算結果
を保持する平均回路と、前記平均回路の出力の雑音成分を除去する低域通過フィ
ルタと、前記低域通過フィルタの出力に応じて再生搬送波を生成
し、前記再生搬送波を前記第２の入力信号として前記複
素乗算器に与える数値制御発振器と、を具備することを
特徴とするＰＳＫ復調器。
【請求項２】時分割多重されたｎ相ＰＳＫ変調信号を
直交検波してデジタル化したＩ軸及びＱ軸の信号を第１
の入力信号とし、前記第１の入力信号の位相誤差を補正
する信号を第２の入力信号とするとき、前記第１の入力
信号と前記第２の入力信号とを複素乗算する第１の複素
乗算器と、前記第１の複素乗算器の出力から再生搬送波の位相誤差
を検出する第１の位相誤差検出器と、最低位相数のＰＳＫ変調信号の入力期間は、前記第１の
位相誤差検出器の出力の平均値を演算し、それ以外の期
間は前記演算結果を保持する第１の平均回路と、前記第１の平均回路の出力の雑音成分を除去する第１の
低域通過フィルタと、前記第１の低域通過フィルタの出力に応じて再生搬送波
を生成し、前記再生搬送波を前記第２の入力信号として
前記第１の複素乗算器に与える第１の数値制御発振器
と、前記第１の複素乗算器の出力を第３の入力信号とし、前
記第３の入力信号の位相誤差を補正する信号を第４の入
力信号とするとき、前記第３の入力信号と前記第４の入
力信号とを複素乗算する第２の複素乗算器と、前記第２の複素乗算器の出力から再生搬送波の位相誤差
を検出する第２の位相誤差検出器と、搬送波再生に使用するＰＳＫ変調信号の入力期間は、前
記第２の位相誤差検出器の出力の平均値を演算し、搬送
波再生に使用しないＰＳＫ変調信号の入力期間は、前記
演算結果を保持する第２の平均回路と、前記第２の平均回路の出力の雑音成分を除去する第２の
低域通過フィルタと、前記第２の低域通過フィルタの出力に応じて再生搬送波
を生成し、前記再生搬送波を前記第４の入力信号として
前記第２の複素乗算器に与える第２の数値制御発振器
と、を具備することを特徴とするＰＳＫ復調器。
【請求項３】時分割多重されたｎ相ＰＳＫ変調信号を
直交検波してデジタル化したＩ軸及びＱ軸の信号を第１
の入力信号とし、前記第１の入力信号の位相誤差を補正
する信号を第２の入力信号とするとき、前記第１の入力
信号と前記第２の入力信号とを複素乗算する第１の複素
乗算器と、前記第１の複素乗算器の出力から再生搬送波の位相誤差
を検出する第１の位相誤差検出器と、最低位相数のＰＳＫ変調信号の入力期間は、前記第１の
位相誤差検出器の出力の平均値を演算し、それ以外の期
間は前記演算結果を保持する第１の平均回路と、前記第１の平均回路の出力の雑音成分を除去する第１の
低域通過フィルタと、前記第１の低域通過フィルタの出力に応じて再生搬送波
を生成し、前記再生搬送波を前記第２の入力信号として
前記第１の複素乗算器に与える第１の数値制御発振器
と、前記第１の複素乗算器の出力を第３の入力信号とし、前
記第３の入力信号の位相誤差を補正する信号を第４の入
力信号とするとき、前記第３の入力信号と前記第４の入
力信号とを複素乗算する第２の複素乗算器と、前記第２の複素乗算器の出力から再生搬送波の位相誤差
を検出する第２の位相誤差検出器と、搬送波再生に使用するＰＳＫ変調信号の入力期間は、前
記第２の位相誤差検出器の出力の平均値を演算し、搬送
波再生に使用しないＰＳＫ変調信号の入力期間は、前記
演算結果を保持する第２の平均回路と、前記第２の平均回路の出力の雑音成分を除去する第２の
低域通過フィルタと、前記第２の低域通過フィルタの出力に応じて再生搬送波
を生成し、前記再生搬送波を前記第４の入力信号として
前記第２の複素乗算器に与える第２の数値制御発振器
と、前記第２の複素乗算器の出力から、符号点に対する振幅
方向及び位相方向の誤差を検出し、検出した振幅方向誤
差と位相方向誤差の比に応じて、前記第２の低域通過フ
ィルタの利得を制御する誤差検出器と、を具備すること
を特徴とするＰＳＫ復調器。
【請求項４】時分割多重されたｎ相ＰＳＫ変調信号を
直交検波してデジタル化したＩ軸及びＱ軸の信号を第１
の入力信号とし、前記第１の入力信号の位相誤差を補正
する信号を第２の入力信号とするとき、前記第１の入力
信号と前記第２の入力信号とを複素乗算する第１の複素
乗算器と、前記第１の複素乗算器の出力から再生搬送波の位相誤差
を検出する第１の位相誤差検出器と、受信信号が階層伝送される場合、または受信状態が受信
機が設定した閾値よりも悪い場合には、最低位相数のＰ
ＳＫ変調信号の入力期間に対して前記第１の位相誤差検
出器の出力の平均値を演算し、それ以外の期間は前記演
算結果を保持し、受信信号が階層伝送されておらず、か
つ受信状態が前記閾値よりも良好な場合には、全期間の
ＰＳＫ変調信号に対して前記第１の位相誤差検出器の出
力の平均値を演算する第１の平均回路と、前記第１の平均回路の出力の雑音成分を除去する第１の
低域通過フィルタと、前記第１の低域通過フィルタの出力に応じて再生搬送波
を生成し、前記再生搬送波を前記第２の入力信号として
前記第１の複素乗算器に与える第１の数値制御発振器
と、前記第１の複素乗算器の出力を第３の入力信号とし、前
記第３の入力信号の位相誤差を補正する信号を第４の入
力信号とするとき、前記第３の入力信号と前記第４の入
力信号とを複素乗算する第２の複素乗算器と、前記第２の複素乗算器の出力から再生搬送波の位相誤差
を検出する第２の位相誤差検出器と、搬送波再生に使用するＰＳＫ変調信号の入力期間は、前
記第２の位相誤差検出器の出力の平均値を演算し、搬送
波再生に使用しないＰＳＫ変調信号の入力期間は、前記
演算結果を保持する第２の平均回路と、前記第２の平均回路の出力の雑音成分を除去する第２の
低域通過フィルタと、前記第２の低域通過フィルタの出力に応じて再生搬送波
を生成し、前記再生搬送波を前記第４の入力信号として
前記第２の複素乗算器に与える第２の数値制御発振器
と、を具備することを特徴とするＰＳＫ復調器。
【請求項５】時分割多重されたｎ相ＰＳＫ変調信号を
直交検波してデジタル化したＩ軸及びＱ軸の信号を第１
の入力信号とし、前記第１の入力信号の位相誤差を補正
する信号を第２の入力信号とするとき、前記第１の入力
信号と前記第２の入力信号とを複素乗算する第１の複素
乗算器と、前記第１の複素乗算器の出力から再生搬送波の位相誤差
を検出する第１の位相誤差検出器と、受信信号が階層伝送される場合、または受信状態が受信
機が設定した閾値よりも悪い場合には、最低位相数のＰ
ＳＫ変調信号の入力期間に対して前記第１の位相誤差検
出器の出力の平均値を演算し、それ以外の期間は前記演
算結果を保持し、受信信号が階層伝送されておらず、か
つ受信状態が前記閾値よりも良好な場合には、全期間の
ＰＳＫ変調信号に対して前記第１の位相誤差検出器の出
力の平均値を演算する第１の平均回路と、前記第１の平均回路の出力の雑音成分を除去する第１の
低域通過フィルタと、前記第１の低域通過フィルタの出力に応じて再生搬送波
を生成し、前記再生搬送波を前記第２の入力信号として
前記第１の複素乗算器に与える第１の数値制御発振器
と、前記第１の複素乗算器の出力を第３の入力信号とし、前
記第３の入力信号の位相誤差を補正する信号を第４の入
力信号とするとき、前記第３の入力信号と前記第４の入
力信号とを複素乗算する第２の複素乗算器と、前記第２の複素乗算器の出力から再生搬送波の位相誤差
を検出する第２の位相誤差検出器と、搬送波再生に使用するＰＳＫ変調信号の入力期間は、前
記第２の位相誤差検出器の出力の平均値を演算し、搬送
波再生に使用しないＰＳＫ変調信号の入力期間は、前記
演算結果を保持する第２の平均回路と、前記第２の平均回路の出力の雑音成分を除去する第２の
低域通過フィルタと、前記第２の低域通過フィルタの出力に応じて再生搬送波
を生成し、前記再生搬送波を前記第４の入力信号として
前記第２の複素乗算器に与える第２の数値制御発振器
と、前記第２の複素乗算器の出力から、符号点に対する振幅
方向及び位相方向の誤差を検出し、検出した振幅方向誤
差と位相方向誤差の比に応じて、前記第２の低域通過フ
ィルタの利得を制御する誤差検出器と、を具備すること
を特徴とするＰＳＫ復調器。
【請求項６】前記第２の平均回路は、受信信号の階層伝送の有無により、受信状態を判定する
ための閾値を変更し、前記閾値に応じて平均化演算に使
用するＰＳＫ変調信号の位相数を選択することを特徴と
する請求項２又は３記載のＰＳＫ復調器。
【請求項７】前記第２の平均回路は、受信信号の階層伝送の有無により、受信状態を判定する
ための閾値を変更し、前記閾値に応じて平均化演算に使
用するＰＳＫ変調信号の位相数を選択することを特徴と
する請求項４又は５記載のＰＳＫ復調器。
【請求項８】前記閾値は、受信Ｃ／Ｎに対応した値で
あることを特徴とする請求項４〜７のいずれか１項記載
のＰＳＫ復調器。
【請求項９】前記閾値は、受信シンボルの誤り率に対
応した値であることを特徴とする請求項４〜７のいずれ
か１項記載のＰＳＫ復調器。