JP2010068673A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 演算負荷を増大させることなくモータの振動を低減させたモータ制御装置を提供する。
【解決手段】 モータに与える正弦波電流または正弦波電圧を出力する通電回路と、正弦波電流または正弦波電圧の正負を判断する正負判断手段と、モータが有するトルク変動成分の逆位相トルク電流を与えることにより、正弦波電流を補正する電流補正手段とを有し、電流補正手段は、０＜Ｋ１＜２で表される所定の第１ゲインＫ１と、第１ゲインＫ１を用いてＫ２＝２−Ｋ１で表される第２ゲインＫ２を備え、正弦波電流または正弦波電圧が正の場合、第１ゲインＫ１を正弦波電流に乗じることで正弦波電流の補正を行い、正弦波電流または正弦波電圧が負の場合、第２ゲインＫ２を正弦波電流に乗じることで正弦波電流の補正を行うこととした。
【選択図】 図２

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

従来、特許文献１に記載される技術にあっては、ブラシレスモータの振動成分を打ち消すため、モータに供給する電流波形または電圧波形の振幅および位相の両者に対して変動量を重畳することでモータのトルク制御を行い、振動を低減している。
特開２００５−４６０００号公報

しかしながら上記従来技術にあっては、モータの振動成分の周波数が高くなると、振幅及び位相の重畳を行うための演算負荷も増大し、演算装置の処理能力を超えると振動低減ができなくなる、という問題があった。

本発明は上記問題に着目してなされたもので、その目的とするところは、演算負荷を増大させることなくモータの振動を確実に低減させたモータ制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明では、モータに与える正弦波電流または正弦波電圧を出力する通電回路と、正弦波電流または正弦波電圧の正負を判断する正負判断手段と、モータが有するトルク変動成分の逆位相トルク電流を与えることにより、正弦波電流を補正する電流補正手段とを有し、電流補正手段は、０＜Ｋ１＜２で表される所定の第１ゲインＫ１と、第１ゲインＫ１を用いてＫ２＝２−Ｋ１で表される第２ゲインＫ２を備え、正弦波電流または正弦波電圧が正の場合、第１ゲインＫ１を正弦波電流に乗じることで正弦波電流の補正を行い、正弦波電流または正弦波電圧が負の場合、第２ゲインＫ２を正弦波電流に乗じることで正弦波電流の補正を行うこととした。

よって、演算負荷を増大させることなくモータの振動を低減させたモータ制御装置を提供できる。

以下、本発明のモータ制御装置を実現する最良の形態を、図面に示す実施例に基づいて説明する。

［制御構成］
図１はモータ制御装置の制御ブロック図である。図１中の囲みＡ〜Ｅのいずれかにおいて後述の相電流歪み制御を行う。実施例１ではＡで行うものとする。Ａでは相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを歪ませるが、Ｂ，Ｃでは相電圧、ＤＢではＰＷＭ出力を歪ませるものとする。なお、モータＭはブラシレスモータとする。

指令電流算出部１１１には他の制御手段により演算されたモータＭの指令トルク（パワーステアリング装置に適用されるモータであれば操舵アシストトルク等）が入力され、モータＭの指令トルクを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に変換する。

モータ電気角検出処理部１１２は、モータＭに設けられた回転角センサ１３３（レゾルバ等）の信号に基づきモータＭの電気角θを検出する。相電流算出部１１３はモータＭのｕ，ｖ，ｗの各相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する。相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの値は電流センサ１３１により検出される。

角速度演算処理部１１４は、電気角θに基づき角速度ωを演算する。位相角演算処理部１１５は、電気角θに基づき位相角ｓｉｎθ，ｓｉｎ（θ＋１/３π），ｃｏｓθ，ｃｏｓ（θ＋１/３π）を演算する。

ＰＷＭ出力許可判定部１１６は、モータＭに対する制御を許可するフラグｆ＿ｐｗｍ＿ｏｕｔに基づき、モータＭに対するＰＷＭ制御の可否を判定する。なお、モータＭに対する制御許可するフラグｆ＿ｐｗｍ＿ｏｕｔは他の制御手段により出力される。

非干渉制御部１１７は指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊および角速度ωに基づき非干渉制御を行い、ｄ、ｑ軸非干渉電圧Ｖｄｉｎｆ，Ｖｑｉｎｆをそれぞれ演算する。

３相/２軸座標変換部１１８は、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗおよび位相角ｓｉｎθ，ｓｉｎ（θ＋１/３π），ｃｏｓθ，ｃｏｓ（θ＋１/３π）に基づき３相相電流を２軸座標電流Ｉｄｒｅａｌ，Ｉｑｒｅａｌに変換する。

ＰＩ制御部１１９は、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊およびｄ、ｑ軸非干渉電圧Ｖｄｉｎｆ，Ｖｑｉｎｆに基づきＰＩ制御を行い、ｄ、ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算する。ｄ、ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊の値は電圧センサ１３２により検出される。

２軸/３相座標変換部１２０は、出力電流ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊に基づき２軸のｄ、ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を３相電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換する。出力電流方向算出部１２１は、指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊および位相角ｓｉｎθ，ｓｉｎ（θ＋１/３π），ｃｏｓθ，ｃｏｓ（θ＋１/３π）に基づき出力電流ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊およびその方向ｆｕ，ｆｖ，ｆｗを算出する。

電圧利用率向上制御部１２２は、３相電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の電圧利用を向上させて３相電圧'Ｖｕ＊'，Ｖｖ＊'，Ｖｗ＊'を演算する。

ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ算出部１２３は、３相電圧'Ｖｕ＊'，Ｖｖ＊'，Ｖｗ＊'に基づきモータＭへ出力するＰＷＭデューティＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗを算出する。デッドタイム補償部１２４は、デッドタイム補償を行ったＰＷＭデューティ'ＰＷＭｕ'，ＰＷＭｖ'，ＰＷＭｗ'を算出する。

ＰＷＭ出力部１２５は、モータＭに対する制御許可フラグｆ＿ｐｗｍ＿ｏｕｔが許可判定であれば、ＰＷＭデューティ'ＰＷＭｕ'，ＰＷＭｖ'，ＰＷＭｗ'に基づきモータＭに電流を供給する。

［振動成分の打消し］
モータＭのトルクＴは、電流をＩ、磁界をＢとすると
Ｔ＝電流Ｉ×磁界Ｂ
で表される。
ここで、電流（相電流）Ｉ＝Ｄｓｉｎωｔ、磁束変化Ｂ＝Ｂｓｉｎωｔとすると（Ｄ：相電流の振幅、Ｂ：磁界の振幅）
Ｔ＝Ｉ×Ｂ
＝Ｄｓｉｎωｔ×Ｂｓｉｎωｔ

相電流Ｄｓｉｎωｔに２倍調波ｓｉｎ２ωｔを与えると
Ｔ＝Ｄ（ｓｉｎωｔ＋ｓｉｎ２ωｔ）×Ｂｓｉｎωｔ
＝ＤＢ（ｓｉｎ^２ωｔ＋ｓｉｎ２ωｔ×ｓｉｎωｔ）
＝−（ＤＢ/２）×（ｃｏｓ２ωｔ−ｃｏｓ０ωｔ）−（１/２）×（ｃｏｓ
３ωｔ−ｃｏｓ０ωｔ）
＝−（ＤＢ/２）×（ｃｏｓ２ωｔ＋ｃｏｓ３ωｔ−２ｃｏｓ０ωｔ）・・・（ア）
となる。

また、相電流Ｄｓｉｎωｔに４倍調波ｓｉｎ４ωｔを与えると
Ｔ＝Ｄ（ｓｉｎωｔ＋ｓｉｎ４ωｔ）×Ｂｓｉｎωｔ
＝ＤＢ（ｓｉｎ^２ωｔ＋ｓｉｎ４ωｔ×ｓｉｎωｔ）
＝−（ＤＢ/２）×（ｃｏｓ２ωｔ−ｃｏｓ０ωｔ）−（１/２）×（ｃｏｓ
５ωｔ−ｃｏｓ３ωｔ）
＝−（ＤＢ/２）×（ｃｏｓ５ωｔ＋２ｃｏｓ３ωｔ−ｃｏｓ０ωｔ）・・・（イ）
となる。
このように、相電流Ｄｓｉｎωｔに２倍調波ｓｉｎ２ωｔまたは４倍調波ｓｉｎ４ωｔを与えることにより、３次調波ｃｏｓ３ωｔが抽出される。

一方、モータＭの磁界の歪みによってモータＭにはトルク変動が発生する。この磁界によるトルク変動の位相は０°または１８０°のみであり、相電流Ｄｓｉｎωｔによるトルク変動３次成分の位相も０°または１８０°のみである。

したがって、相電流Ｄｓｉｎωｔの３次成分と磁界によるトルク変動３次成分を互いに逆位相で作用させて打ち消し合わせることで、モータＭのトルク変動を低減する。すなわち、相電流Ｄｓｉｎωｔの３次成分の波形を歪ませ、磁界によるトルク変動３次成分を効率よく打ち消すものである。

なお、相電流Ｄｓｉｎωｔの３次成分を歪ませる際は、相電流Ｄｓｉｎωｔの波形のうち正の部分と負の部分とで異なるゲインを乗じ、正の部分のみ振幅を増大させ、負の部分の振幅を減少させる。または、正の部分の振幅を減少させ、負の部分の振幅を増大させる。

実施例１では、正の部分に乗じるゲインを第１ゲインＫ１（１＜Ｋ１＜２）とし、負の部分に乗じるゲインを第２ゲインＫ２（Ｋ２＝２−Ｋ１）とする。なお、第１ゲインを負の部分に乗じ、第２ゲインＫ２を正の部分に乗じてもよい。第１ゲインＫ１の値を適宜変更することにより、より効果的に相電流Ｄｓｉｎωｔの３次成分の波形を歪ませ、磁界によるトルク変動３次成分を打ち消すこととする。

実施例１では、第１ゲインＫ１の値をモータＭの回転状態によって可変とすることとする。なお、モータＭの回転方向、回転数に応じて変更してもよいし、モータＭに対する指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊の増減によって変更することとしてもよい。

［相電流歪み制御］
図２は、振動を打ち消すためにＵ，Ｖ，Ｗの各相電流Ｄ（ｕ）ｓｉｎωｔ、Ｄ（ｖ）ｓｉｎωｔ，Ｄ（ｗ）ｓｉｎωｔを歪ませる制御のフローチャートである。以下、各ステップにつき説明する。

ステップＳ１０１では、モータＭのＵ相電流Ｄ（ｕ）ｓｉｎωｔが正であるかどうかが判断され、ＹＥＳであればステップＳ１０２へ移行し、ＮＯであればステップＳ１０３へ移行する。

ステップＳ１０２では、Ｕ相電流Ｄ（ｕ）ｓｉｎωｔに第１ゲインＫ１を乗じ、ステップＳ１０４へ移行する。

ステップＳ１０３では、Ｕ相電流Ｄ（ｕ）ｓｉｎωｔに第２ゲインＫ２を乗じ、ステップＳ１０４へ移行する。

ステップＳ１０４では、Ｖ相電流Ｄ（ｖ）ｓｉｎωｔが正であるかどうかが判断され、ＹＥＳであればステップＳ１０５へ移行し、ＮＯであればステップＳ１０６へ移行する。

ステップＳ１０５では、Ｖ相電流Ｄ（ｖ）ｓｉｎωｔに第１ゲインＫ１を乗じ、ステップＳ１０７へ移行する。

ステップＳ１０６では、Ｖ相電流Ｄ（ｖ）ｓｉｎωｔに第２ゲインＫ２を乗じ、ステップＳ１０７へ移行する。

ステップＳ１０７では、Ｗ相電流Ｄ（ｗ）ｓｉｎωｔが正であるかどうかが判断され、ＹＥＳであればステップＳ１０８へ移行し、ＮＯであればステップＳ１０９へ移行する。

ステップＳ１０８では、Ｗ相電流Ｄ（ｗ）ｓｉｎωｔに第１ゲインＫ１を乗じ、ステップＳ１１０へ移行する。

ステップＳ１０９では、Ｗ相電流Ｄ（ｗ）ｓｉｎωｔに第２ゲインＫ２を乗じ、ステップＳ１１０へ移行する。

ステップＳ１１０では３相２軸変換処理を行い、制御を終了する。

［歪み処理後の相電流］
図３は、歪み処理を行った各相電流Ｄ（ｕ）ｓｉｎωｔ、Ｄ（ｖ）ｓｉｎωｔ，Ｄ（ｗ）ｓｉｎωｔを示す図である。図３では第１ゲインＫ１＞１、第２ゲインＫ２＝２−Ｋ１とし、各相電流Ｄ（ｕ）ｓｉｎωｔ、Ｄ（ｖ）ｓｉｎωｔ，Ｄ（ｗ）ｓｉｎωｔの正の部分を増大させ、負の部分を減少させた場合を示す。

歪み処理によって、各相電流Ｄ（ｕ）ｓｉｎωｔ、Ｄ（ｖ）ｓｉｎωｔ，Ｄ（ｗ）ｓｉｎωｔは正側の振幅の絶対値がａよりも大きく、負側の振幅の絶対値が−ａよりも小さくなる。

［相電流３次調波成分およびモータトルク変動３次成分の抽出］
図４は相電流Ｄｓｉｎωｔの３次調波成分によるトルク変動を示す図である。上記（ア）式または（イ）式を用いて、各相電流Ｄ（ｕ）ｓｉｎωｔ、Ｄ（ｖ）ｓｉｎωｔ，Ｄ（ｗ）ｓｉｎωｔの３次調波成分を抽出し、３次調波成分Ｄｓｉｎωｔを求める。また、図５はモータＭのトルク変動３次成分を示す図である。相電流Ｄｓｉｎωｔと同様に３次成分を抽出する。

［３次成分同士の重ね合わせ］
図６は相電流Ｄｓｉｎωｔの３次調波成分とモータＭのトルク変動３次成分を重ね合わせた図、図７は重ねあわせ後の相電流Ｄｓｉｎωｔにおいて発生する高次調波成分を示す図である。図７では２次および４次以降の高次調波成分が表れているが、３次成分は打ち消されている。
モータＭのトルク変動３次成分と相電流Ｄｓｉｎωｔ３次成分の位相は０°または１８０°のみであり、相電流Ｄｓｉｎωｔの３次成分とモータＭの電気角トルク変動３次成分を互いに逆位相で作用させて打ち消し合わせることで、モータＭのトルク変動が低減される。

［実施例１の効果］
（１）モータＭに与える相電流Ｄｓｉｎωｔ（正弦波電流）を出力する通電回路（相電流算出部１１３）と、
相電流Ｄｓｉｎωｔの正負を判断する正負判断手段（電流センサ１３１）と、
モータＭが有するトルク変動成分（３次成分）に対して逆位相となるように相電流Ｄｓｉｎωｔ（の３次調波）を補正する電流補正手段（ステップＳ１０２、Ｓ１０３，Ｓ１０５，Ｓ１０６、Ｓ１０８，Ｓ１０９）を有し、
電流補正手段は、
０＜Ｋ１＜２で表される所定の第１ゲインＫ１と、第１ゲインＫ１を用いてＫ２＝２−Ｋ１で表される第２ゲインＫ２を備え、
相電流Ｄｓｉｎωｔまたは相電圧Ｖｓｉｎωｔが正の場合、第１ゲインＫ１を相電流Ｄｓｉｎωｔに乗じることで相電流Ｄｓｉｎωｔの補正を行い、
相電流Ｄｓｉｎωｔまたは相電圧Ｖｓｉｎωｔが負の場合、第２ゲインＫ２を相電流Ｄｓｉｎωｔに乗じることで相電流Ｄｓｉｎωｔの補正を行うこととした。

これにより、相電流Ｄｓｉｎωｔの３次成分とモータＭの電気角トルク変動３次成分を互いに逆位相で作用させて打ち消し合わせることで、演算負荷を増大させることなくモータＭのトルク変動を低減することができる。

（２）正負判断手段は、相電流Ｄｓｉｎωｔの電流値を検出する電流センサ１３１であることとした。これにより、簡便に相電流Ｄｓｉｎωｔの正負を判断することができる。

（３）正負判断手段は、モータＭに対する指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊の値を検出する電圧センサ１３２であってもよい。指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊の正負を簡便に正負を判断することができる。

（４）第１ゲインＫ１および第２ゲインＫ２は、モータＭの運転状態に応じて可変とした。これにより、より効果的に相電流Ｄｓｉｎωｔの３次成分の波形を歪ませ、磁界によるトルク変動３次成分を打ち消すことができる。

（５）第１ゲインＫ１および第２ゲインＫ２は、モータＭの回転方向に応じて可変とすることとした。これにより、（４）と同様の効果を得ることができる。

（６）第１ゲインＫ１および第２ゲインＫ２は、モータＭの回転数に応じて可変とすることとした。これにより、（４）と同様の効果を得ることができる。

（７）第１ゲインＫ１および第２ゲインＫ２は、モータＭに対する指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊の増減に応じて可変とすることとした。これにより、（４）と同様の効果を得ることができる。

実施例２につき説明する。基本構成は実施例１と同様である。実施例１では１＜第１ゲインＫ１＜２としたが、実施例２では０＜Ｋ１＜１とする点で異なる。

図８は第１ゲインＫ１の値を０＜Ｋ１＜１とした場合の相電流Ｄｓｉｎωｔの図、図９は図８において３次調波成分を抽出した図である。また、図１０はモータＭのトルク変動３次成分を示す図である（実施例１の図５とは位相が１８０°ずれている）。

第１ゲインＫ１の値を０＜Ｋ１＜１とした場合であっても、図８、図９を重ね合わせることにより、相電流Ｄｓｉｎωｔの３次成分とモータＭの電気角トルク変動３次成分が互いに逆位相で打ち消し合い、実施例１の図６のようにモータＭのトルク変動を低減する効果を得ることができる。

実施例３につき説明する。基本構成は実施例１と同様である。実施例１では相電流Ｄｓｉｎωｔの３次調波成分を抽出したが、実施例３では、２軸/３相座標変換部１２０から出力される相電圧Ｖｓｉｎωｔの３次調波成分を抽出し、第１、第２ゲインＫ１，Ｋ２を乗じ、電圧指令値を歪ませる点で異なる。

電圧指令値に対し歪みを与えるため、図１の囲みＢ，Ｃにおいて実行される。Ｂで制御を実行する場合は３相電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を歪ませ、Ｃで実行する場合は３相電圧'Ｖｕ＊'，Ｖｖ＊'，Ｖｗ＊'を歪ませる。なお、ＰＷＭ出力を歪ませる場合はＤＢで制御を行う。

［相電圧歪み制御］
図１１は、振動を打ち消すためにＵ，Ｖ，Ｗの各相電圧Ｖ（ｕ）ｓｉｎωｔ、Ｖ（ｖ）ｓｉｎωｔ，Ｖ（ｗ）ｓｉｎωｔを歪ませる制御のフローチャートである。図２の相電流が相電圧に変更されるのみで他は同様であるため、説明は省略する。なお、第１、第２ゲインＫ１，Ｋ２の値は適宜変更する。実施例３にあっても、実施例１と同様の効果を得ることができる。
（他の実施例）

以上、本発明を実施するための最良の形態を実施例に基づいて説明してきたが、本発明の具体的な構成は各実施例に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても、本発明に含まれる。

モータ制御装置の制御ブロック図である。 相電流を歪ませる制御のフローチャートである。 歪み処理を行った相電流を示す図である。 相電流３次調波成分によるトルク変動を示す図である。 モータトルク変動３次成分を示す図である。 相電流３次調波成分とモータトルク変動３次成分を重ね合わせた図である。 重ねあわせ後の相電流において発生する高次調波成分を示す図である。 第１ゲインＫ１の値を０＜Ｋ１＜１とした場合の相電流図である。 図８において３次調波成分を抽出した図である。 モータトルク変動３次成分を示す図である。 相電圧を歪ませる制御のフローチャートである。

符号の説明

１１３ 相電流算出部（通電回路）
１３１ 電流センサ（正負判断手段）
１３２ 電圧センサ（正負判断手段）
Ｋ１ 第１ゲイン
Ｋ２ 第２ゲイン
Ｍ モータ

Claims (7)

1. モータに与える正弦波電流または正弦波電圧を出力する通電回路と、
   前記正弦波電流または正弦波電圧の正負を判断する正負判断手段と、
   前記モータが有するトルク変動成分に対し逆位相となるように前記正弦波電流を補正する電流補正手段と
   を有し、
   前記電流補正手段は、
   ０＜Ｋ１＜２で表される所定の第１ゲインＫ１と、前記第１ゲインＫ１を用いてＫ２＝２−Ｋ１で表される第２ゲインＫ２を備え、
   前記正弦波電流または正弦波電圧が正の場合、前記第１ゲインＫ１を前記正弦波電流に乗じることで前記正弦波電流の補正を行い、
   前記正弦波電流または正弦波電圧が負の場合、前記第２ゲインＫ２を前記正弦波電流に乗じることで前記正弦波電流の補正を行うこと
   を特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記正負判断手段は、前記正弦波電流の電流値を検出する電流センサであること
   を特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記正負判断手段は、前記モータに対する指令電圧の値を検出する電圧センサであること
   を特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のモータ制御装置において、
   前記第１ゲインおよび前記第２ゲインは、前記モータの運転状態に応じて可変とすること
   を特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のモータ制御装置において、
   前記第１ゲインおよび前記第２ゲインは、前記モータの回転方向に応じて可変とすること
   を特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のモータ制御装置において、
   前記第１ゲインおよび前記第２ゲインは、前記モータの回転数に応じて可変とすること
   を特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のモータ制御装置において、
   前記第１ゲインおよび前記第２ゲインは、前記モータに対する指令電流の増減に応じて可変とすること
   を特徴とするモータ制御装置。

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