JP2010056626A - 漏れ波の遅れ位相と振幅を算出する方法 - Google Patents

Abstract

【課題】アンテナを送受信で共用し、送信波が直接受信側に漏れた漏れ波の影響を除く。
【解決手段】移相器２１−ｎの位相指令値を−（ｎ−１）θとし、移相器２２−ｎの位相指令値も−（ｎ−１）θとする。受信波ＲＸが無い状態を作れば、ミキサの入力は移相器２２−ｎの出力ｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ｝と漏れ波ｋ’_nｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ−β_n｝であるから、ミキサの出力の直流成分は、ｋ_nｃｏｓβ_nとなる。次に、移相器２２−ｎの位相指令値を−（ｎ−１）θ＋９０とすれば、ミキサの出力の直流成分は、−ｋ_nｓｉｎβ_nとなる。これらからβ_nとｋ_nを算出する。ビームを形成するための隣り合うアンテナ間の位相差θと合わせて、直流成分補償値−ｋ_nｃｏｓ｛２（ｎ−１）θ＋β_n｝をデジタル信号処理装置１０００で生成し、必要な時間区間において、加算器６６−ｎに出力する。これにより、漏れ波の影響がある場合でも、その直流成分を補償できる。
【選択図】図２

Description

本発明は、アナログ回路を制御するためのデジタル信号処理装置（ＤＳＰ）に関する。本発明は、フェーズドアレイレーダのビーム形成のための、各アンテナの送受信機の移相器の制御に特に有効である。

まずフェーズドアレイレーダの構成の概略を示す。図１は送受信共用アンテナをｎ個有するフェーズドアレイレーダ１００の構成を示すブロック図である。尚、本明細書では、移相器として常に無限移相器を想定するため、無限移相器を単に移相器と記載することとする。
今、ｎ個の送受信機の単位構成を、ブランチ−１、ブランチ−２、…、ブランチ−ｎと称する。ブランチ−ｎで代表させると、所定の高周波ｃｏｓωｔを生成する局部発振器１０から、移相器２１−ｎで位相が−（ｎ−１）θ遅れた送信波ＴＸとしてｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ｝が生成され、増幅系３１−ｎに出力される。増幅系３１−ｎは１個又は複数の増幅器と、所望のフィルタを接続したものであるとする。増幅系３１−ｎの出力はサーキュレータ４０−ｎに入力される。サーキュレータ４０−ｎからはアンテナ５０−ｎに送信波ＴＸが出力される。
このように、ｎ個のブランチ−１、ブランチ−２、…、ブランチ−ｎの、各々のアンテナ５０−１、アンテナ５０−２、…、アンテナ５０−ｎから、送信波ＴＸとして、ｃｏｓωｔ、ｃｏｓ（ωｔ−θ）、…、ｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ｝が出力されると、方位角ψ方向にビームが形成される。アンテナ５０−１、アンテナ５０−２、…、アンテナ５０−ｎが、この順に、間隔ｄで直線上に配置した場合、方位角ψは、当該直線に対して垂直方向を０とし、高周波の波長をλとすればｄｓｉｎψ＝λθ／２πの関係で決定される。
このように、ｎ個のブランチ−１、ブランチ−２、…、ブランチ−ｎの、各々のアンテナ５０−１、アンテナ５０−２、…、アンテナ５０−ｎから、送信波ＴＸとして、隣り合うアンテナとの位相差がθであるように送信波を生成及び送信すると、ビームが形成できる。

一方受信波（反射波）は、方位角ψ方向からの到来がほとんどである。この時、ブランチ−ｎで受信された反射波の位相と比べて、ブランチ−（ｎ−１）で受信された反射波は位相がθ遅れる。そこで、ブランチ−１で受信された反射波をｃｏｓ（ωｔ＋φ）とおくと、ブランチ−２で受信された反射波はｃｏｓ（ωｔ＋θ＋φ）、…、ブランチ−ｎで受信された反射波はｃｏｓ（ωｔ＋（ｎ−１）θ＋φ）となる。
そこで、各ブランチにおいて、次のように受信波を処理する。ブランチ−ｎで代表させると、アンテナ５０−ｎの受信波ＲＸは、サーキュレータ４０−ｎを介して、増幅系３２−ｎに出力される。増幅系３２−ｎは１個又は複数の増幅器と、所望のフィルタを接続したものであるとする。増幅系３２−ｎの出力は、ミキサ６０−ｎに入力される。ミキサ６０−ｎのもう一方の入力は、局部発振器１０からの、移相器２２−ｎを介した出力である。移相器２２−ｎにおいては、位相が（ｎ−１）θ進んだｃｏｓ｛ωｔ＋（ｎ−１）θ｝が生成される。こうして、ミキサ６０−ｎの出力は、ｃｏｓφとなる。
ｎ個のブランチ−１、ブランチ−２、…、ブランチ−ｎの、各々のミキサ６０−１、ミキサ６０−２、…、ミキサ６０−ｎの出力は全てｃｏｓφとなっている。こうして、これらミキサ６０−１、ミキサ６０−２、…、ミキサ６０−ｎの出力を合計することにより受信ビームが形成されることが示される。これらの出力は、合成増幅器７０の出力となって、方位角ψごとの距離測定のためのレーダ処理にかけられる。

図１のフェーズドアレイレーダ１００において、局部発振器１０から移相器２１−１及び２２−１、２１−２及び２２−２、…、２１−ｎ及び２２−ｎ迄の伝送距離を全て等しくすることはできない。また、伝送距離の差を、例えば高周波の伝送波長の整数倍に設計しても必ずしも設計通りにはできない。すると、伝送距離を正確に設定できないことが原因となり、移相器２１−１及び２２−１、２１−２及び２２−２、…、２１−ｎ及び２２−ｎへ入力される高周波の位相が異なるものとなる。この場合、フェーズドアレイレーダ１００は、送信の際も受信の際も所望の角度に強いビームが形成できないこととなる。
これは出荷時にキャリブレーションを行って調整可能ではあるが、高周波回路の経時変化や温度変化に基づき生ずる位相誤差は調整できない。

ここにおいて、フェーズドアレイレーダ１００において正確に合わせる必要があるのは、送信側の移相器２１−１、２１−２、…、２１−ｎが、隣り合うブランチの移相器の出力との位相差θが常に正確に形成されていることと、受信側の移相器２２−１、２２−２、…、２２−ｎが、隣り合うブランチの移相器の出力との位相差θが常に正確に形成されていることである。尚、送信側においては、更に伝送経路をたどった、増幅系３１−１、３１−２、…、３２−ｎの出力（サーキュレータ４０−１、４０−２、…、４０−ｎの入力）で位相差θが常に正確に形成されていることとしても良い。
簡単な方法としては、位相差θを０とした場合に、送信側の移相器２１−１の出力位相と２１−２の出力位相、移相器２１−２の出力位相と２１−３の出力位相、…、位相器２１−（ｎ−１）の出力位相と２１−ｎの出力位相が完全に一致するように、オフセット位相を補償しておく。同様に、位相差θを０とした場合に、受信側の移相器２２−１の出力位相と２２−２の出力位相、移相器２２−２の出力位相と２２−３の出力位相、…、位相器２２−（ｎ−１）の出力位相と２２−ｎの出力位相が完全に一致するように、オフセット位相を補償しておく。
２つの移相器のオフセット位相を補償するためには、これら２つの出力の一方を、例えば設計された９０度ハイブリッドに通した上、他方とミキシングして直流成分が０となるように一方のオフセット位相を補償する。無限移相器が例えば９０度ハイブリッドと２つのミキサから成るものであれば、上記調整を行った２つの移相器は任意の位相変化量θに対し、オフセット位相が補償される。これを順次行えば、良い。
フェーズドアレイレーダについては例えば特許文献１が参考になる。
４０１１２３０

さて、受信波ＲＸは反射波であり、送信波ＴＸに比較して微弱であるため、例えば送信波ＴＸの、サーキュレータ４０−ｎから受信側への漏れが問題となる場合がある。
例えば、ブランチ−ｎにおいて、送信波ＴＸ：ｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ｝がサーキュレータ４０−ｎから受信側へ漏れ、増幅された上ミキサ６０−ｎに達した際、振幅と時間遅れによりｋ’_nｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ−β_n｝となって入力したとする。これと移相器２２−２の出力ｃｏｓ｛ωｔ＋（ｎ−１）θ｝を乗じると、出力の直流成分はｋ_nｃｏｓ｛２（ｎ−１）θ＋β_n｝とおくことができる。ここでｋ_nとβ_nが各ブランチ−ｎにおいて一定であるとすると、レーダ方式によっては、この漏れ波による直流成分の出力が問題となる場合が生ずる。また、この漏れ波は、各ブランチの位相量θの設定に依存するため、位相量θが変化するたびに設定しなければ抑制又は補償することができない。

本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的は、送受信共用アンテナと、それに接続されたサーキュレータを挟んで、送信側と受信側で同じ高周波の位相を調整しながら送受信を行う送受信機において、送信側からサーキュレータを介して受信側に直接漏れた漏れ波の、遅れ位相と振幅を算出する方法を提供することである。

請求項１に係る発明は、送受信共用アンテナと、それに接続された、サーキュレータ又は切り換えスイッチその他の送受信共用器を挟んで、送信側と受信側で同じ高周波の位相を調整しながら送受信を行う送受信機において、送信側から前記送受信共用器を介して受信側に直接漏れた漏れ波の、遅れ位相と振幅を算出する方法であって、
送信側の移相器の位相を固定して、混合器に前記漏れ波と、受信側の移相器を第１の位相とした場合の高周波とを入力したときの出力と、前記混合器に前記漏れ波と、受信側の移相器を第１の位相と９０度異なる第２の位相とした場合の高周波とを入力したときの出力とから、前記漏れ波の、遅れ位相と振幅を算出する方法である。
ここで送受信共用器とは、例えばサーキュレータ、或いは切替えスイッチにより、送受信共用アンテナを、送受信機の送信側と受信側に必要に応じて接続又は分離するものを言うものとする。
請求項２に係る発明は、送信側の移相器の位相を固定した場合の混合器に漏れる漏れ波をｋ’ｃｏｓ（ωｔ−θ₀−β）、受信側の移相器を第１の位相とした場合の高周波をｃｏｓ（ωｔ−θ₀）として、混合器の出力としてｋｃｏｓβを得て、
受信側の移相器を第２の位相とした場合の高周波としてｃｏｓ（ωｔ−θ₀＋π／２）に切り替えた場合に、混合器の出力として−ｋｓｉｎβを得て、
これら２つの出力から、振幅ｋと遅れ位相βを特定することを特徴とする。
請求項２に係る発明においては、高周波の角周波数をω、時刻をｔ、送信側の移相器の位相をθ₀、混合器の出力における漏れ波に基づく振幅をｋ、遅れ位相をβとおく。また、ラジアン表示であるものとする。

以下に示す通り、本発明によれば、送受信共用アンテナと、それに接続されたサーキュレータを挟んで、送信側と受信側で同じ高周波の位相を調整しながら送受信を行う送受信機において、送信側からサーキュレータを介して受信側に直接漏れた漏れ波の、遅れ位相と振幅を算出する方法を提供することが可能となる。
これにより、漏れ波を受信側で検波した際の直流成分が問題となるようなレーダ方式を採用したとしても、漏れ波の影響を確実に補償することができる。
また、本発明は、特にフェーズドアレイレーダにおいて有効である。

以下、本発明の具体的な一実施例を図を参照しながら説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。

図２は、本発明の具体的な一実施例に係る、デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）１０００の構成を、その周囲の構成と共に示したブロック図である。
図２に示したブランチ−ｎは、図１のフェーズドアレイレーダ１００のブランチ−ｎのミキサ６０−ｎと合成増幅器７０の間に、低域フィルタ６５−ｎと加算器６６−ｎとデジタル信号処理装置１０００とを加えたものである。
尚、図１のフェーズドアレイレーダ１００においても、各ブランチの２つの移相器の位相指令値をデジタル信号処理装置で制御する場合もある。図２に示したデジタル信号処理装置は、漏れ波を解析するための処理を追加実行することが、単なる移相器制御を行う従来のデジタル信号処理装置と異なる点である。

図２においては、図１と同様に、移相器２１−ｎに遅れ位相である−（ｎ−１）θを、移相器２２−ｎに進み位相である＋（ｎ−１）θを実現させる場合の制御状態を示している。しかし、以下に示す通り、デジタル信号処理装置１０００は、低域フィルタ６５−ｎの出力に漏れ波による直流成分ｋ_nｃｏｓ｛２（ｎ−１）θ＋β_n｝が生成しうる場合に、２つの移相器２１−ｎ及び２２−ｎの位相変化量を制御して、低域フィルタ６５−ｎの出力から当該直流成分のｋ_nとβ_nを算出するものである。また、デジタル信号処理装置１０００は、更に必要に応じて、低域フィルタ６５−ｎの出力に漏れ波による直流成分ｋ_nｃｏｓ｛２（ｎ−１）θ＋β_n｝を算出したｋ_nとβ_nにより抑制するものである。
尚、背景技術で説明した、オフセット位相を補償した位相指令値を用いる場合であっても、以下では単に位相指令値（ｎ−１）θ等と記載することとする。
また、θの単位は度（ｄｅｇｒｅｅ）として記載する。
また、ブランチ−１乃至ブランチ−（ｎ−１）においては、下記でｎを当該ブランチ番号で置き換えれば全く同様であることは明らかである。また、デジタル信号処理装置１０００は全てのブランチで共用して良い。

〔第１の直流成分の検出〕
まず、移相器２１−ｎの位相指令値を−（ｎ−１）θとし、移相器２２−ｎの位相指令値も−（ｎ−１）θとする。この場合、デジタル信号処理装置１０００からの出力は、移相器２１−ｎ及び２２−ｎのいずれにも、ｃｏｓ｛−（ｎ−１）θ｝とｓｉｎ｛−（ｎ−１）θ｝である。
この時、受信波ＲＸが無い状態を作れば、ミキサの入力は移相器２２−ｎの出力ｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ｝と漏れ波ｋ’_nｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ−β_n｝であるから、ミキサの出力の直流成分は、ｋ_nｃｏｓβ_nとなる。この時の低域フィルタ６５−ｎの出力を第１の直流成分としてデジタル信号処理装置１０００で記憶する。尚、アナログ／デジタル変換器はデジタル信号処理装置１０００の内部構成であるものとする。

〔第２の直流成分の検出〕
次に、移相器２１−ｎの位相指令値を−（ｎ−１）θとし、移相器２２−ｎの位相指令値は−（ｎ−１）θ＋９０とする。即ち、移相器２２−ｎの位相指令値は、第１の直流成分の検出の際と９０度（π／２）異なる。この場合、デジタル信号処理装置１０００からの出力は、移相器２１−ｎには、ｃｏｓ｛−（ｎ−１）θ｝とｓｉｎ｛−（ｎ−１）θ｝であり、移相器２２−ｎには、ｃｏｓ｛−（ｎ−１）θ＋９０｝＝−ｓｉｎ｛−（ｎ−１）θ｝とｓｉｎ｛−（ｎ−１）θ＋９０｝＝ｃｏｓ｛−（ｎ−１）θ｝である。
この時、受信波ＲＸが無い状態を作れば、ミキサの入力は移相器２２−ｎの出力−ｓｉｎ｛ωｔ−（ｎ−１）θ｝と漏れ波ｋ’_nｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ−β_n｝であるから、ミキサの出力の直流成分は、−ｋ_nｓｉｎβ_nとなる。この時の低域フィルタ６５−ｎの出力を第２の直流成分としてデジタル信号処理装置１０００で記憶する。

第１の直流成分と第２の直流成分の比からβ_nを算出し、これと第１の直流成分からｋ_nを算出する。
漏れ波による直流成分のオフセットを除去する際には、ビームを形成するための隣り合うアンテナ間の位相差θと合わせて、直流成分補償値−ｋ_nｃｏｓ｛２（ｎ−１）θ＋β_n｝をデジタル信号処理装置１０００で生成し、必要な時間区間において、加算器６６−ｎに出力する。これにより、ミキサ６０−ｎの出力に、送信側からサーキュレータ４０−ｎを介して直接漏れた漏れ波の影響がある場合でも、その直流成分を補償できる。

各ブランチにおいて送受信アンテナを共用するフェーズドアレイレーダにおける、各ブランチの、送信側からサーキュレータを介して直接漏れた漏れ波の影響がある場合の、直流成分補償として有用である。

フェーズドアレイレーダ１００の構成の概略を示すブロック図。 本発明の具体的な一実施例に係るデジタル信号処理装置１０００の配置を、周囲の構成と共に示したブロック図。

符号の説明

１０００：デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）
１００：フェーズドアレイレーダ
１０：局部発振器
２１−１〜２１−ｎ：移相器（送信側）
２２−１〜２２−ｎ：移相器（受信側）
３１−１〜３１−ｎ：増幅系（送信側）
３２−１〜３２−ｎ：増幅系（受信側）
４０−１〜４０−ｎ：サーキュレータ（送受信共用器）
５０−１〜５０−ｎ：アンテナ
６０−１〜６０−ｎ：ミキサ（受信側）
６５−ｎ：低域フィルタ
６６−ｎ：加算器
７０：合成用増幅器
θ：位相指令値
ψ：ビームの方位角
φ：ブランチ−１での受信波（反射波）の、ブランチ−１の送信波に対する位相差

Claims (2)

1. 送受信共用アンテナと、それに接続された、サーキュレータ又は切り換えスイッチその他の送受信共用器を挟んで、送信側と受信側で同じ高周波の位相を調整しながら送受信を行う送受信機において、送信側から前記送受信共用器を介して受信側に直接漏れた漏れ波の、遅れ位相と振幅を算出する方法であって、
   送信側の移相器の位相を固定して、混合器に前記漏れ波と、受信側の移相器を第１の位相とした場合の高周波とを入力したときの出力と、前記混合器に前記漏れ波と、受信側の移相器を第１の位相と９０度異なる第２の位相とした場合の高周波とを入力したときの出力とから、前記漏れ波の、遅れ位相と振幅を算出する方法。
2. 前記送信側の移相器の位相を固定した場合の前記混合器に漏れる前記漏れ波をｋ’ｃｏｓ（ωｔ−θ₀−β）、前記受信側の移相器を前記第１の位相とした場合の高周波をｃｏｓ（ωｔ−θ₀）として、前記混合器の出力としてｋｃｏｓβを得て、
   前記受信側の移相器を前記第２の位相とした場合の高周波としてｃｏｓ（ωｔ−θ₀＋π／２）に切り替えた場合に、前記混合器の出力として−ｋｓｉｎβを得て、
   これら２つの出力から、振幅ｋと遅れ位相βを特定することを特徴とする請求項１に記載の前記漏れ波の、遅れ位相と振幅を算出する方法。

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