JP5109492B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、アレイアンテナの各アンテナ系統の伝送路の遅延時間の不均一さや、遅延時間の経時劣化や温度変化に起因する変動を更正して、放射電波の放射角や反射電波の検出角を正確に検出できるようにすることで測定精度を向上させたレーダ装置に関する。
また、送信アンテナと受信アンテナを共通化して、任意方向に対する電磁波の放射及び任意方向からの電磁波の受信を可能にしたレーダ装置に関するものである。

レーダ装置において、対象物までの方向を測る方法の１つに、複数のアンテナで受信した信号間の位相差を用いるものがある。送信アンテナにより放射された送信信号が目標物により反射され、その反射された送信信号を複数の受信アンテナにより受信する。そして、各受信アンテナで受信した受信信号の位相差から目標物の方向を求めることができる。

そのようなレーダ装置では、レーダ装置のチャンネルを構成する部品の特性のばらつきがあり、また、経時変化や温度変化を起こすため、チャンネル内で伝送位相が変化する。そのため、各受信アンテナ間の伝送遅れ位相差も経時に変化して、チャネル間の位相差に誤差及び時間的変動を生じ、目標物までの方向の測定結果にも誤差が生じる。

このような位相変化を補正する方法として、特許文献１、特許文献２が知られている。図５は、特許文献１に記載のレーダ装置である。このレーダ装置では、変調した較正用信号は、線路Ｌ１０を通してチャンネルＣＨ１０、ＣＨ２０に入力し、低雑音増幅器ＬＮＡ１０、ＬＮＡ２０により増幅され、ミキサＭＩＸ３、ＭＩＸ４で発振器ＯＳＣ６からの信号と混合され中間周波数に変換される。その後、チャンネルＣＨ１０のフェイズシフタＰＳ１を調整することで、チャネル間の伝送遅れ位相差を補正している。したがって、遅れ位相差の較正の対象となっているのは、低雑音増幅器ＬＮＡ１０、ＬＮＡ２０とミキサＭＩＸ３、ＭＩＸ４である。この方法では、発振器ＯＳＣ１、５、６、７間での位相の同期を取っていないが、ミキサＭＩＸ３、ＭＩＸ４は同じ発振器ＯＳＣ６から、ミキサＭＩＸ５、ＭＩＸ６は同じ発振器ＯＳＣ７からの信号と混合しているので、チャンネルＣＨ１０、ＣＨ２０の相対的な伝送位相差は正しく求めることができ、この相対的な位相差をゼロになるよう調整することで経時変化や温度変化による位相変化を較正できる。また、特許文献１では、この相対的な位相差をゼロに補正する方法として、フェイズシフタを用いずに、直接、信号処理手段Ｐ１において補正データを求め、メモリに格納し、その補正データを用いて位相差を補正する方法も記載されている。

このように、特許文献１に記載の位相補正方法は、各チャンネルの相対位相から位相差の変化を求め、その値を用いて位相を補正している。

また、電子的にビームの方向を変化させるフェーズドアレイアンテナは、特許文献２、３において、知られている。この文献では、共通のアンテナで送信と受信を行うようにしているが、送信信号と受信信号とを切換器で切換て、アンテナに送信し、また、アンテナから受信するようにしている。すなわち、送信と受信を同時には実行されていない。
また、特許文献４は、サーキュレータを用いて送受信共通のフェーズドアレイアンテナナに対して、送信と受信とを切り換えて、測定を行うものである。
特開２００３−２４８０５４ 特開２００５−２６９５６９ 特開２００４−２４７９２２ 特開２００３−１４９３２３

しかし、特許文献１に記載の方法では、各チャンネル間で搬送波の伝送位相差を零とするために発振器ＯＳＣ６から各受信チャンネルのミキサまでの長さを揃える必要があり、アンテナ数が増大すると、配線の自由度や小型化を阻害する原因となる。また、各アンテナに同相で較正用の信号を供給する必要があり、較正信号を供給する信号線を各アンテナに対して同一長さにする費用がある。アンテナ数が増加すると、この配線は困難となり、装置の小型化を阻害する。さらに、この配線を有したまま、送信、受信すると、送信信号、受信信号に影響を与え、正確な方位測定が困難となる。また、特許文献１の方法は、送信アンテナと受信アンテナとを別にするものであり、しかも、ビームの指向性を走査することはできない。

一方、特許文献２〜４は、送信アンテナと受信アンテナとが共用されており、ビームの指向性を走査することができる。しかし、これらは、送信と受信とを切り換えて、測定しているので、近距離を測定できないという問題がある。また、これらの文献には、アンテナを配置した受信面に垂直な方向を指向性の零点とする較正方法は開示がない。すなわち、各アンテナ回路系統を構成する回路素子は、全て同一の特性であることを前提としている。また、素子特性が経年変化することにより、レーダ装置の方位測定の精度が低下する問題を解決していない。

そこで本発明は、本発明は、較正用の信号を供給するための新たな配線を必要しないレーダ装置を実現することである。
さらに、フェーズドアレイアンテナを用いたレーダ装置の出荷時において、方位の零点の較正操作操作が必要のないレーダ装置を実現することを目的とする。
さらに、本発明は、零点較正を正確に行えるようにすることを目的とする。

第１の発明は、目標物までの方位又は距離を測定するレーダ装置において、複数のアンテナ素子を配置させ、目標物に対して送信信号を送信電波として放射し、同一のアンテナ素子により、目標物からの反射電波を受信信号として受信するアレイアンテナと、各アンテナ素子毎に設けられ、送信信号を生成し、その送信信号の位相を決定する送信移相器を有した送信装置と、各アンテナ素子毎に設けられ、受信信号を受信し、その受信信号の位相を決定する第１受信移相器を有した受信装置と、各アンテナ素子毎に設けられ、送信装置からの送信信号をアンテナ素子に通過させ、アンテナ素子からの受信信号を受信装置に通過させる方向性結合器と、送信電波の放射角を制御するために、各送信移相器の各移相量を制御して各アンテナ素子に供給する各送信信号の各送信位相を制御する送信位相制御装置と、反射電波の入射角を制御するために、各第１受信移相器の各移相量を制御して各アンテナ素子により受信される各受信信号の各受信位相を制御する受信位相制御装置とを有を有し、送信位相制御装置は、レーダ装置の較正時に、各アンテナ素子に供給する各送信信号の各送信位相を同一に同期させて、送信移相器の移相量を基準送信移相量とし、受信位相制御装置は、レーダ装置の較正時に、各送信信号の各方向性結合器を介して各受信装置へ迂回した各送信信号を各受信信号として、各アンテナ素子毎に、各受信信号の各受信位相を同一に同期させて、第１受信移相器の移相量を基準受信移相量とし、送信位相制御装置は、測定時には、各基準送信移相量を零点として、送信電波の放射角に応じた位相差だけ、隣接するアンテナ素子に対応する各送信移相器に設定する移相量を異ならせて、位相差を変化させ、受信位相制御装置は、測定時には、各基準受信移相量を零点として、反射波の入射角に応じた位相差だけ、隣接するアンテナ素子に対応する各受信移相器に設定する位相量を異ならせて、位相差を変化させることにより送信電波の放射角及び反射波の入射角を走査するすることを特徴とするレーダ装置である。

移相量は、遅延時間と等価である。使用している全周波数に対して、一定の遅延時間が設定される。したがって、移相量は、周波数により異なる値をとり、注目している周波数（主搬送波、副搬送波、ベースバンド信号）に関する位相量である。
本装置では、アレイアンテナを送信と受信とで共通で使用している。また、回路は送信系統と受信系統とを、各アンテナ素子毎に有して、送信と受信とを同時に行うことができるものである。また、放射電波や反射電波の指向性を制御及び変化させることができる。

方向性結合器により、迂回した送信信号を、送信系統及び受信系統の位相の較正に用いた点が特徴である。迂回は、送信信号の一部を受信系統に送出する場合の他、方向性接合器から受信系統に漏れた場合を含む概念である。較正のための特別な配線などを必要としていない。

第２の発明は、送信移相制御装置は、順次、一つのアンテナ素子に供給する送信信号と他の一つのアンテナ素子に供給する送信信号を９０度移相させた信号とをミキシングしてベースバンドの信号を抽出し、その信号が零となるように、基準送信移相量を、順次、決定することを特徴とする。
また、第３の発明は、受信移相制御装置は、順次、一つのアンテナ素子の系統における受信装置へ迂回した送信信号である受信信号と、他の一つのアンテナ素子の系統における受信装置へ迂回した送信信号である受信信号を９０度移相させた信号とをミキシングしてベースバンドの信号を抽出し、その信号が零となるように、基準受信移相量を、順次、決定することを特徴とする。

第４の発明は、送信装置は、送信ベースバンド信号で副搬送波を変調して中間周波送信信号を出力する第２変調器と、該中間周波送信信号により、副搬送波よりも周波数の高い主搬送波を振幅変調して送信信号を出力する第１変調器とを有し、受信装置は、受信信号を主搬送波で振幅復調して、中間周波受信信号とする第１復調器と、中間周波受信信号を副搬送波で振幅復調して受信ベースバンド信号とする第２復調器とを有することを特徴とする。
周波数の高い主搬送波と周波数が主搬送波よりも低い副搬送波との２段階変調を用いたことが特徴である。

第５の発明は、受信装置は、第２復調器に入力する副搬送波の位相を決定する第２受信移相器を有し、受信位相制御装置は、レーダ装置の較正時には、第２復調器の出力する第１受信ベースバンド信号の振幅を零又は最大とするように第２受信移相器の移相量を制御することを特徴とする。
第２復調器の出力する第１受信ベースバンド信号の振幅を零とする場合とは、第２復調器に入力する方向性結合器を介して迂回した送信信号の副搬送波の位相と、第２復調器に入力する副搬送波の位相差が、π／２の奇数倍になるように、第２受信移相器に設定される移相量を制御するものである。この条件を満たすように、第２受信移相器によって設定される遅延時間が設定されることと等価である。
第２復調器の出力する第１受信ベースバンド信号の振幅を最大とする場合とは、第２復調器に入力する方向性結合器を介して迂回した送信信号の副搬送波の位相と、第２復調器に入力する副搬送波の位相差が零となるように、第２受信移相器に設定される移相量を制御するものである。この条件を満たすように、第２受信移相器によって設定される遅延時間が設定されることと等価である。この場合には、回路全体における一巡の遅延時間を補償するように、遅延時間が設定されることと等価である。

第６の発明は、受信装置は、第２復調器に入力する副搬送波の位相を決定する第２受信移相器と、第２受信移相器の出力信号を９０度移相させる９０度移相器と、第２受信移相器の出力信号と９０度移相器の出力信号とを入力してベースバンド信号を得る第３復調器とを有し、受信移相制御装置は、第３復調器の出力する第２受信ベースバンド信号の振幅を零とするように第２受信移相器の移相量を制御することを特徴とする。
また、第７の発明は、第２復調器の出力する第１受信ベースバンド信号と、第２受信ベースバンド信号とから、主搬送波及び副搬送波の周波数に基づく変動を除去した信号から、距離を測定することを特徴とする。
また、第８の発明は、送信移相器は、副搬送波の位相を制御することを特徴とする。
各チャネルの伝送位相差を較正するために設定する位相を周波数の低い副搬送波の位相としたことが特徴である。

第９の発明は、第１受信移相器は、中間周波受信信号の位相を制御することを特徴とする。
中間周波数受信信号で、各チャネル間の伝送遅れ位相量を同一したことが特徴である。
また、第１０の発明は、副搬送波をＦＭＣＷ信号して、第２復調器の出力信号から距離を測定することを特徴とする。

本発明の第１の発明においては、フェーズドアレイアンテナを用いたレーダ装置において、そのアンテナを送信と受信とで共用しており、また、同時に送信と受信とが可能となる。したがって、装置が小型化できる共に、測定できないタイミングが存在しないので、近距離測定も可能となる。

また、方向性結合器を介して、送信装置から受信装置に迂回した送信信号において、送信点において各チャネルの送信位相が同一となり、受信点において各チャネルの受信位相が同一となる。したがって、特別に、較正用の信号を供給する装置が必要ではなくなるので、構成が簡単となると共に、装置を小型化できる。また、送信に用いる搬送波を用いているので、測定時における信号に対しても誤差なく零点の較正を行うことができる。これにより、正確に、アンテナ素子が配置された放射面に垂直な方向に、放射電波を放射することができ、また、その方向からの反射波を受信することができる。これにより、方位の零点較正が正確に行える。

また、上記の較正後の方位の零点を基準として、各チャネルの送信信号の位相及び受信信号の位相を変化させているので、アンテナに任意の指向性を持たせたり、指向性を走査することができる。

第４の発明は、２段階の変調を行い、第６の発明では、周波数の低い副搬送波で、零点較正をするための位相を変化させるようにしているので、位相の変化を容易に行うことができる。高い送信周波数の搬送波で位相を制御することは容易ではないが、低い周波数の副搬送波で位相を制御することは容易である。また、指向性の制御のための位相も、副搬送波で行っているので、その制御が容易となるし、方位の決定精度も向上する。

本発明では、測定に使用する搬送波を用いて、零点を較正している。その搬送波で送出される送信信号の受信装置への迂回信号を用いて較正している。したがって、方位や距離の測定時にも、測定用の送信信号が受信装置に迂回し、又は漏れて、測定誤差の原因となる。第５の発明では、この迂回送信信号を、受信装置の第１受信ベースバンド信号において、振幅が零又は最大となるように、復調のための副搬送波の位相を制御している。この条件で副搬送波の位相を制御することで、迂回送信信号の測定への影響を排除することができる。

第９の発明では、反射電波の入射方向の零点の較正に、受信装置における中間周波受信信号の位相を変化させるようにしている。すなわち、主搬送波よりも周波数の低い副搬送波の周波数帯で位相を変化させているので、第８の発明と同様に、位相の制御が容易となり、較正が正確となる。また、測定時においても、検出可能な反射波の入射角を正確に制御できる。

以下、本発明の具体的な実施例を図を参照しながら説明するが、本発明は実施例に限定されるものではない。

図１は、本発明によるレーダ装置の構成を示したブロック図である。図２は、チャネルｋのみを抽出して示している。レーダ装置は、図１に示すように、チャネル１〜ｎのｎチャネルを有している。各チャネルｋは、アンテナ素子１０−ｋ、送信装置２０−ｋ、受信装置３０−ｋ、方向性結合器４０−ｋを有している。ｎ本のアンテナ素子１０−１〜１０−ｎは、等間隔ｄで同一平面である放射面Ｓ上に配置されている。このｎ本のアンテナ素子によりアレイアンテナが構成されている。

チャネル１に関する構成を説明する。送信装置２０−１は、副搬送波を入力して増幅する可変利得増幅器２１−１、その増幅器２１−１の出力の位相を所定量だけシフトさせる送信移相器２２−１を有する。送信移相器２２−１の出力信号は、第２変調器２３−１に入力している。第２変調器２３−１は、送信ベースバンド信号である周期Ｔの矩形波で、所定位相だけシフトされた副搬送波をＡＳＫ変調するＡＳＫ変調器である。第２変調器２３−１の出力する中間周波送信信号は、第１変調器２４−１に入力している。第１変調器２４−１は、主搬送波を入力しており、第２変調器２３−１の出力する中間周波送信信号により、主搬送波を振幅変調する。第１変調器２４−１は、周波数シフトさせるミキサーである。第１変調器２４−１の出力信号は増幅器２５−１に入力して増幅され、その出力信号は、所定帯域信号のみを通過させる帯域通過フィルタ２６−１に入力している。帯域通過フィルタ２６−１により所定帯域の信号が抽出されて、送信信号として出力される。その送信信号は増幅器２７−１に入力している。

受信装置３０−１は、アンテナ素子１０−１からの受信信号、方向性結合器４０−１から迂回した（漏れた）迂回送信信号（以下、「漏れ送信信号」という）を受信信号として入力する増幅器３１−１を有している。したがって、受信信号は、物体からの反射電波による受信信号と、漏れ送信信号とが混合された信号である。増幅器３１−１の出力する受信信号は、第１復調器３２−１に入力している。第１復調器３２−１には、増幅器３１−１の出力する受信信号と、主搬送波とが入力している。第１復調器３２−１は、受信信号を主搬送波で振幅復調する。第１復調器３２−１は、信号を周波数をシフトさせるミキサーである。第１復調器３２−１の出力信号は、所定帯域信号のみを通過させる帯域通過フィルタ３３−１に入力し、所定帯域に制限された中間周波受信信号が得られる。その中間周波受信信号は可変利得増幅器３４−１に入力している。可変利得増幅器３４−１の出力信号は、第１受信移相器３５−１に入力されており、中間周波受信信号の位相が所定量だけシフトされる。第１受信移相器３５−１の出力する位相が所定量だけシフトされた中間周波受信信号は、第２復調器３６−１に入力している。一方、副搬送波は、その位相を所定量だけシフトする第２受信移相器３７−１に入力しており、その出力信号は、第２復調器３６−１に入力している。第２復調器３６−１は、所定量だけ位相がシフトした中間周波受信信号を、所定量だけ位相がシフトした副搬送波で振幅復調する。この出力信号は、後述する信号処理装置７０に配設されているベースバンド帯域のみを抽出する帯域通過フィルタ７７−１に入力し、受信ベースバンド信号が得られる。第２復調器３６−１は、入力信号の周波数をシフトさせるミキサーである。

方向性結合器４０−１は、送信装置２０−１の出力する送信信号をアンテナ素子１０−１に出力し、アンテナ素子１０−１で反射電波を受信して得られた受信信号を受信装置３０−１に出力する装置である。具体的には、サーキュレータ、９０度ハイブリッドで構成される。これらの方向性結合器４０−１による送信装置２０−１と受信装置３０−１間のアイソレーションは、通常は、２０〜３０ｄＢである。したがって、送信装置２０−１から受信装置３０−１へ、２０〜３０ｄＢ減衰した漏れ送信信号が受信信号として、伝送される。本件発明は、この漏れ送信信号を、レーダ装置の方向の零点較正に使用している。

任意のチャネルｋに関する構成は、上記したチャネル１の構成と同一である。レーダ装置は、その他、送信電波として各アンテナ素子から放射される各送信信号の各送信位相を制御する送信位相制御装置５０、各アンテナ素子により受信される各受信信号の各受信位相を制御する受信位相制御装置６０とを有している。

送信位相制御装置５０は、レーダ装置の較正時においては、各アンテナ素子からの放射電波が放射面Ｓに垂直な方向に放射されるように、各送信位相を同一に同期させる。また、送信位相制御装置５０は、測定時には、放射電波の放射角を任意の角になるように、または、放射角を走査するように各送信位相を制御するのに利用するものである。

送信位相制御装置５０においては、各チャネルｋの送信装置２０−ｋの増幅器２７−ｋの出力点を、以下、送信点といい、この送信点Ｐにおける送信信号の位相を送信位相という。チャネル１の送信点Ｐは、９０°移相器５１−１に接続されており、その出力信号は、ミキサー５２−２に入力している。ミキサー５２−２は、チャネル２の送信点Ｐにも接続されている。ミキサー５２−２の出力は、図１に示す構成を有した信号処理装置７０の帯域通過フィルタに入力する。なお、図１には、各ミキサー５２−ｋの出力信号を入力する回路は、明確には図示されていないが、図１に図示されているものと同一の構成を有するものが、信号処理装置７０に存在する。または、各ミキサー５２−ｋの出力信号を、図示しないスイッチを介して、図１に図示されている帯域通過フィルタ７７−ｋに入力させるようにしても良い。すなわち、帯域通過フィルタ７７−ｋへの入力を受信装置３０−ｋからの出力と、後述するミキサー６２−ｋの出力と、ミキサー５２−ｋの出力との３者で、切り換えるようにしても良い。

ミキサー５２−２は、チャネル１からの送信信号を９０°位相シフトした信号と、チャネル２の送信信号を入力して、その出力信号を帯域通過フィル７７−２を通過させて、ベースバンド信号に復調する装置である。以下、チャネル２以降の任意チャネルｋについても、同様な構成を有しており、ミキサー５２−ｋは、チャネルｋ−１の送信信号を９０°位相シフトした信号と、チャネルｋの送信信号とを入力して、この出力から、ベースバンド信号を得ている。チャネル１については、上記の構成は有していないが、これは、各チャネルｋの送信位相をチャネル１の送信位相に同一に同期させるためである。

受信位相制御装置６０においては、レーダ装置の較正時においては、上記の送信位相制御装置５０により、各チャネルの送信位相が同一に同期された状態で、漏れ送信信号を方向性結合器を介して、受信信号として入力して、この受信信号の受信位相が同一になるように制御する装置である。すなわち、受信位相制御装置６０は、各アンテナ素子からの放射電波が放射面Ｓに垂直な方向に放射された場合に、放射面Ｓに垂直な方向から入射する反射電波のみが抽出されるようにレーダ装置の入射方位に関する零点を較正する装置である。また、受信位相制御装置６０は、測定時には、検出すべき反射電波の入射角を放射角に等しく、任意の角になるように、または、その入射角を放射角に等くして、走査するように各受信位相を制御するものである。

受信位相制御装置６０において、各チャネルｋの受信装置３０−ｋの第１受信移相器３５−ｋの出力点を、以下、受信点といい、この受信点Ｒにおける受信信号の位相を受信位相という。チャネル１の受信点Ｒは、９０°移相器６１−１に接続されており、その出力信号は、ミキサー６２−１に入力している。ミキサー６２−２の出力は、図１に示す構成を有した信号処理装置７０の帯域通過フィルタに入力する。なお、図１には、各ミキサー６２−ｋの出力信号を入力する回路は、明確には図示されていないが、図１に図示されているものと同一の構成を有するものが、信号処理装置７０に存在する。または、各ミキサー６２−ｋの出力信号を、図示しないスイッチを介して、図１に図示されている帯域通過フィルタ７７−ｋに入力させるようにしても良い。すなわち、帯域通過フィルタ７７−ｋへの入力を受信装置３０−ｋからの出力と、ミキサー５２−ｋからの出力と、ミキサー６２−ｋの出力との３者で、切り換えるようにしても良い。

ミキサー６２−１は、チャネル２の受信点Ｒにも接続されている。ミキサー復調器６２−１は、チャネル１からの受信信号を９０°位相シフトした信号と、チャネル２の受信信号を入力して、その出力信号を帯域通過フィルタ７７−１を通過させて、ベースバンド信号に復調する装置である。以下、チャネル１〜チャネルｎ−１の任意チャネルｋについても、同様な構成を有しており、ミキサー６２−ｋは、チャネルｋの受信信号を９０°位相シフトした信号と、チャネルｋ＋１の受信信号とを入力して、この出力からベースバンド信号を得ている。チャネルｎについては、上記の構成は有していないが、これは、各チャネルｋの受信位相をチャネルｎの受信位相に同一に同期させるためである。

また、上記の送信位相制御装置５０及び受信位相制御装置６０は、信号処理装置７０を共通に有している。信号処理装置は、各チャネルｋの受信装置３０−ｋの第２復調器３６−ｋの出力する信号を入力する帯域通過フィルタ７７−ｋを有している。帯域通過フィルタ７７−ｋにより、受信ベースバンド信号が得られる。この信号は、Ａ／Ｄ変換器７１−ｋによりディジタルデータに変換され、そのデータは、復調器７２−ｋ、７３−ｋに入力している。復調器７２−ｋには、９０°移相器７４−ｋにより送信ベースバンド信号の位相が９０°シフトされた信号が入力し、復調器７３−ｋには、送信ベースバンド信号が入力されている。また、復調器７２−ｋ、７３−ｋの出力は、位相検出器７５−ｋに入力し、その出力は、本レーダ装置の全体を制御する制御装置７６に入力している。復調器７２−ｋ、７３−ｋ、９０°移相器７４−ｋは、直交復調器を構成している。他のチャネルについても、同一構成である。Ａ／Ｄ変換器７１−ｋの後段は、全て、ディジタル処理で実行されており、コンピュータシステムで実現されている。

また、信号処理装置７０は、図示していないが、前述したように、送信位相制御装置５０の各ミキサー５２−ｋの出力、受信位相制御装置６０の各ミキサー６２−ｋの出力も、入力している。すなわち、ベースバンドのみを通過させる帯域通過フィルタ７７−ｋと、上記のＡ／Ｄ変換器７１−ｋ、復調器７２−ｋ、７３−ｋ、９０°移相器７４−ｋ、位相検出器７５−ｋと同一構成の装置を、それぞれ、ミキサー５２−ｋ、ミキサー６２−ｋの出力用に準備されている。または、前述したように、それらの出力信号と、受信データベース信号との３者を切換器により、図１に図示されている処理装置７０に入力するようにしても良い。これにより、各チャネルで、送信位相を同期するための位相検出、各チャネルで受信位相を同期させるための位相検出が可能となる。

制御装置７６は、本レーダ装置の全体を制御するである。制御装置７６は、次の制御を行うものである。主搬送波、副搬送波を送信するタイミングを制御する。各チャネルの送信位相を検出して各チャネルの送信位相を同期させるための送信移相器２２−ｋにおける移相量を設定する。送信ベースバンド信号を第２変調器２３−ｋへ入力させるタイミングを制御する。測定時において第２変調器２３−ｋを制御して、副搬送波を単に通過させる制御をする。可変利得増幅器２１−ｋ、３４−ｋの増幅率を制御して送信信号、受信信号の振幅を制御する。各チャネルの受信位相を検出して、各チャネルの受信位相を同期させるための第１受信移相器３５−ｋの移相量を制御する。受信ベースバンド信号の位相を検出して、漏れ送信信号をキャンセルするために、第２受信移相器３７−ｋの移相量を制御する。目標物までの距離や方位を測定する時に、モノパルスやＦＭＣＷ信号を与える制御をし、受信信号から距離や方位を測定する。測定時に、放射電波の放射角を制御するために送信移相器２２−ｋの移相量を制御する。測定時に、反射電波の入射角を制御するために第１受信移相器３５−ｋの移相量を制御する。放射角や入射角を走査する場合には、これらの各チャネルの位相量を時間関数で変化させる制御を行う。制御装置７６は、主として、上記の制御を行う装置である。

次に、本レーダ装置における較正の原理及び作用について説明する。
１．変調方式
本実施例では、送信ベースバンド信号で副搬送波を変調して、中間周波送信信号を得て、この中間周波送信信号で主搬送波を変調する２段階変調を行っている。
主搬送波をcos(ω₀t) 、副搬送波：cos(ω₁t) とする。主搬送波、副搬送波は、単一の発振器から出力される基準周波数の信号からＰＬＬ回路により位相同期して得られるものである。具体的には、主搬送波は、７４．５ＧＨｚ、副搬送波は、２．５ＧＨｚである。 送信移相器２２−ｋによる副搬送波の移相量をφ_k （遅れ移相量を正とする）とする。送信移相器２２−ｋの出力は、送信移相器２２−ｋの入力点での信号や搬送波の位相や、それらの振幅の変動を無視すると、cos(ω₁t−φ_k ）となる。

また、送信ベースバンド信号をf _k (t) とする。具体的には、周波数１０ＭＨｚの方形波である。第２変調器２３−ｋでは、副搬送波が、送信ベースバンド信号でＡＳＫ変調される。したがって、第２変調器２３−ｋの出力は、振幅と位相の変化を無視すると、f _k (t) ・cos(ω₁t−φ_k ) となる。第１変調器２４−ｋは、そのＡＳＫ変調された信号により、主搬送波を振幅変調する。したがって、第１変調器２４−ｋの出力は、振幅と位相の変化を無視すると、f _k (t) ・cos(ω₁t−φ_k ) ・cos(ω₀t) となる。

この変調された信号は、帯域通過フィルタ２６−ｋにより、主搬送波に対する上側帯波だけが抽出される。したがって、送信点Ｐにおける送信信号は次のように表現できる。
ａ_k ・f _k (t-t_p,k ) ・cos[( ω₁ ＋ω₀ ）t ＋θ_k ] …（１）
ただし、ａ_k は、可変利得増幅器２１−ｋによる利得調整や、伝送路による主搬送波及び副搬送波の振幅変動を考慮して、チャネル毎に異なる値をとり得る。また、θ_k は、主搬送波及び副搬送波の共通の発振器の出力点での位相を基準にした位相である。この位相の基準点を、以下、位相基準点という。信号は、送信移相器２２−ｋによる遅れ移相量φ_k や、信号伝送路や搬送波供給線路などの全伝送路による遅れ移相量により、位相変動を受けるので、それらの位相変位を全て考慮して、送信点Ｐにおける位相をθ_k とする。ただし、送信点における位相は、進み位相を正として定義する。また、t _p,k は、位相基準点に対する信号f _k の時間遅れである。
θ_k とφ_k との間には、
θ_k ＝−φ_k −γ_k …（２）
の関係が成立する。
ただし、γ_k は、送信移相器２２−ｋによる遅れ移相量φ_k を除く、位相基準点から各チャネルの送信点Ｐまでの伝送路による遅れ位相量である。

２．送信位相の同期
次に、送信点Ｐにおける各チャネルの送信位相を同期させる方法について説明する。ミキサー５２−ｋは、チャネルｋ−１の送信信号を９０°位相遅延させた信号と、チャネルｋの送信信号を入力している。したがって、ミキサー５２−ｋの出力信号は、次のようになる。
ａ_k ・f _k (t-t_p,k ) ・cos[( ω₁ ＋ω₀ ）t ＋θ_k ]
・ａ_k-1 ・f _k-1 (t-t_p,k-1 ')・sin[( ω₁ ＋ω₀ ）t ＋θ_k-1 ] …（３）
ただし、t _p,k-1 'は、９０度位相遅れを考慮した値である。

この信号を下側帯波、すなわち、ベースバンドのみを抽出する帯域通過フィルタを通過させる。その帯域通過フィルタの出力信号は、次のようになる。
-(1/2) ・ａ_k ・f _k (t-t_p,k ) ・ａ_k-1 ・f _k-1(t-t _p,k-1 ')sin(θ_k −θ_k-1) …（４）
この信号を零とするように、θ_k を決定することができる。また、この信号を送信ベースバンド信号f (t) で直交復調することで、送信点Ｐにおけるf _k (t) とf _k-1 (t) との遅れ時間差t _p,k −t _p,k-1 'に相当する位相差を検出することができる。この位相差 は、（θ_k −θ_k-1 ）と関連した値である。

また、（２）式から次の関係式が成立する。
θ_k −θ_k-1 ＝（−φ_k −γ_k ）−（−φ_k-1 −γ_k-1 ）
＝（φ_k-1 −φ_k ）−（γ_k-1 −γ_k ） …（５）
θ_k −θ_k-1 ＝０とするφ_k は、次式となる。
φ_k ＝φ_k-1 −（γ_k-1 −γ_k ） …（６）

まず、チャネル１の送信移相器２２−１の移相量φ₁ をφ₀ に固定する。次に、チャネル２の送信移相器２２−２の移相量φ₂ を変化させながら、θ₂ −θ₁ ＝０となるφ₂ を決定し、この移相量φ₂ を送信移相器２２−２に設定する。
これにより、φ₂ は、次ように、チャネルの伝送路の遅れ位相差を補償する値となる。 φ₂ ＝φ₁ −（γ₁ −γ₂ ）
＝φ₀ −（γ₁ −γ₂ ） …（７）

次に、チャネル３の送信移相器２２−２の移相量φ₃ を変化させながら、θ₃ −θ₂ ＝０となるφ₃ を決定する。これを順次、繰り返せば、各チャネルの送信位相θ_k を同一に同期させることができる。
チャネルｋの送信移相器２２−ｋの移相量φ_k は、次式を満たす。
φ_k ＝φ_k-1 −（γ_k-1 −γ_k ）
＝φ₀ −（γ₁ −γ_k ） …（８）

すなわち、φ_k は、チャネルｋの伝送路の移相量γ_k のチャネル１の伝送路の移相量γ₁ に対する偏差だけ、φ₀ を補正した値となる。
この状態で、送信電波を各アンテナ素子から放射すれば、それらの位相は同期しているので、放射面Ｓに垂直な方向に送信電波は放射されることになる。
なお、９０°移相器５２−ｋを用いずに、隣接するチャネルの信号をミキシングしても良い。この場合には（４）式の係数はcos(θ_k −θ_k-1 ）となるので、（４）式の振幅が最大となるようにθ_k を決定すれば、θ_k −θ_k-1 ＝０は満たされる。この時、ｆ(t) による直交復調により、f _k とf _k-1 の時間差を検出すれば、直接、時間差（t _p,k −t _p,k-1 ）相当する、位相差（θ_k −θ_k-1 ）を検出することも可能となる。

３．受信位相の同期
次に、受信位相の同期方法について説明する。
チャネルｋの第１復調器３２−ｋの入力点での受信信号（漏れ送信信号）は、送信信号が（１）式で与えられるので、次式で表すことができる。
ｂ_k ・f _k (t-t_D,k ) ・cos[( ω₁ ＋ω₀ ）t ＋θ_k −α_k ] …（９）
ただし、ｂ_k は、方向性結合器４０−ｋによる減衰、伝送路の損失による減衰を考慮した受信信号の振幅である。また、α_k は、送信点Ｐからこの入力点までの伝送路による遅れ移相量である。t _D,k は、この入力点における信号f _k の位相基準点に対する時間遅れである。

次に、この受信信号は、第１復調器３２−ｋにより、主搬送波で復調される。その出力信号は、主搬送波の位相基準点に対する位相、その振幅の変化を無視して、振幅を１として、表現すると、次式で与得られる。
f _k (t-t_D,k ) ・cos[( ω₁ ＋ω₀ ）t ＋θ_k −α_k ] ・cos(ω₀t) …（１０）
この信号は、帯域通過フィルタ３３−ｋにより、主搬送波に対する下側帯波である中間周波受信信号に変換される。係数を１として、
f _k (t-t_D,k ) ・cos(ω₁t +θ_k −α_k ) …（１１）
となる。

次に、この信号は、第１受信移相器３５−ｋにより、移相量β_k だけ遅延される。この第１受信移相器３５−ｋの出力点である受信点Ｒの受信信号を、振幅変動や、位相変動を全て考慮して、次のように定義できる。
c _k ・f _k (t-t_R,k ) ・cos(ω₁t +Θ_k ） …（１２）
ただし、t _R,k は、この受信点Ｒにおける信号f _k の位相基準点に対する時間遅れである。また、位相に関して次式が成立する。
Θ_k ＝θ_k −β_k −ζ_k …（１３）
ただし、ζ_k は、送信点Ｐの送信位相がθ_k であるので、第１受信移相器３５−ｋでの移相量β_k を除く、受信点Ｒの送信点Ｐに対する全ての伝送路による遅れ移相量である。ζ_k の中には、信号伝送路による遅延の他、復調のために第１受信移相器３５−ｋに入力する主搬送波の位相基準点に対する遅れ移相量も含まれている。

次に、第１受信移相器３５−ｋの出力点である受信点Ｒにおける各チャネルの受信位相を同期させる方法について説明する。ミキサー６２−ｋは、チャネルｋの受信信号を９０°位相を遅延させた信号と、チャネルｋ＋１の受信信号を入力している。したがって、ミキサー６２−ｋの出力信号は、次のようになる。
ｃ_k ・f _k (t-t_R,k ' ) ・sin(ω₁t＋Θ_k ）
・ｃ_k+1 ・f _k+1 (t-t_R,k+1)・cos(ω₁t＋Θ_k+1 ）
…（１４）
ただし、t _R,k ' は、９０°の位相遅れを考慮した遅延時間である。

この信号を下側帯波、すなわち、ベースバンドのみを抽出する帯域通過フィルタを通過させる。その帯域通過フィルタの出力信号は、次のようになる。
(1/2)・ｃ_k ・f _k (t-t_R,k ' ) ・ｃ_k+1 ・f _k+1 (t-t_R,k+1) sin( Θ_k −Θ_k+1 ） …（１５）
この信号が零となるように、Θ_k を決定することができる。また、この信号を送信ベースバンド信号f (t) で直交復調することで、受信点Ｐにおけるf _k (t) とf _k-1 (t) との遅れ時間差t _R,k ' −t _R,k+1 に相当する位相差を検出することができる。この位相差は、（Θ_k −Θ_k+1 ）と関連した値である。

また、（１３）式から次の関係式が成立する。
Θ_k −Θ_k+1 ＝（θ_k −β_k −ζ_k ）−（θ_k+1 −β_k+1 −ζ_k+1 ）
＝（θ_k −θ_k+1 ）−（β_k −β_k+1 ）−（ζ_k −ζ_k+1 ） …（１６） 送信点Ｐでの各送信位相は同一で同期がとれているので、θ_k ＝θ_k+1 である。
したがって、
Θ_k −Θ_k+1 ＝０とするβ_k は、次式となる。
β_k ＝β_k+1 −（ζ_k −ζ_k+1 ） …（１７） である。

まず、チャネルｎの第１受信移相器３５−ｎの移相量β_n をβ₀ に固定する。次に、チャネルｎ−１の第１受信移相器３５−（ｎ−１）の移相量β_n-1 を変化させながら、Θ_n-1 −Θ_n ＝０となるβ_n-1 を決定し、この移相量β_n-1 を第１受信移相器３５−（ｎ−１）に設定する。
これにより、β_n-1 は、次ように、チャネルの伝送路の遅れ位相差などを補償する値となる。
β_n-1 ＝β_n −（ζ_n-1 −ζ_n ） …（１８）

次に、チャネルｎ−２の第１受信移相器３５−（ｎ−２）の移相量β_n-2 を変化させながら、Θ_n-2 −Θ_n-1 ＝０となるβ_n-2 を決定する。これを順次、繰り返せば、各チャネルの受信位相Θ_k を同一に同期させることができる。
チャネルｋの第１受信移相器３５−ｋの移相量β_k は、次式を満たす。
β_k ＝β_k+1 −（ζ_k −ζ_k+1 ）
＝β₀ −（ζ_k −ζ_n ） …（１９）

すなわち、β_k は、β₀ に対して、チャネルｋの送信点Ｐから受信点Ｒまでの伝送路による遅延移相量ζ_k のチャネルｎに対する送信点Ｐから受信点Ｒまでの伝送路による遅延移相量ζ _n に対する偏差だけ、補正を受ける。
この状態で、反射電波を各アンテナ素子から受信すれば、放射面Ｓに垂直な方向から入射した反射電波のみ、位相が同期するので、放射面Ｓに垂直な方向から入射した反射電波のみを復調することができる。

このようにして、上記の各チャネルにおける各送信位相を同一に同期させ、各受信位相を同一に同期させることで、放射面Ｓに対する垂直放射、垂直入射の指向性を実現でき、指向性の零点較正が完了する。
なお、９０°移相器６１−ｋを用いずに、隣接するチャネルの信号をミキシングしても良い。この場合には（１５）式の係数はcos(Θ_k −Θ_k+1 ）となるので、（１５）式の振幅が最大となるようにΘ_k を決定すれば、Θ_k −Θ_k+1 ＝０は満たされる。この時、ｆ(t) による直交復調により、f _k とf _k+1 の時間差を検出すれば、直接、時間差（t _R,k −t _R,k+1 ）相当する、位相差（Θ_k −Θ_k+1 ）を検出することも可能となる。

４．漏れ送信信号の位相同期
第１受信移相器３５−ｋの出力点である受信点Ｒの信号は（１２）式で表現される。また、第２受信移相器３７−ｋでの移相量をη_k とし、第２復調器３６−ｋに入力する副搬送波の位相基準点に対する位相をε_k とする。すると、第２復調器３６−ｋに入力する副搬送波は、振幅を１として、cos(ω₁t+ ε_k ）で表される。したがって、第２復調器３６−ｋの出力信号は、次式で表される。
ｈ_k ・f _k (t-t_C,k ) ・cos(ω₁t +Θ_k ）・cos(ω₁t +ε_k ） …（２０）
ただし、t _C,k は、この出力点での位相基準点に対する信号f _k の時間遅れである。

第２復調器３６−ｋの出力信号を帯域通過フィルタ７７−ｋを通過させて得られる受信ベースバンド信号は、次式で表される。帯域通過フィルタ７７−ｋは、副搬送波に対して下側帯波を通過させるフィルタである。
ｅ_K ・f _k (t-t_C,k ) ・cos(Θ_k −ε_k ） …（２１）
ε_k ＝−η_k −μ_k …（２２）
ただし、μ_k は、位相基準点と第２復調器３６−ｋまでの副搬送波の伝送路における遅れ移相量である。

（２１）式から、受信ベースバンド信号の振幅が最大となるように、ε_k を決定すれば、Θ_k −ε_k ＝０の条件を満たすことができる。このようにして、位相差（Θ_k −ε_k ）が零となるように、第２受信移相器３７−ｋの移相量η_k を決定すれば、漏れ送信信号の測定への影響を排除することができる。

すなわち、較正時に、設定すべき第２受信移相器３７−ｋの移相量η_k は、次式で表される。
η_k ＝−Θ_k −μ_k …（２３）
なお、（２）、（１３）式によると、Θ_k は、次式で表される。
Θ_k ＝θ_k −β_k −ζ_k
＝−φ_k −γ_k −β_k −ζ_k …（２４）
よって、η_k は、次式で表される。
η_k ＝φ_k ＋γ_k ＋β_k ＋ζ_k −μ_k …（２５）
このようにして決定された較正時における各チャネルｋの移相量をη_k0 とする。

なお、（２１）式で表される漏れ送信信号の受信ベースバンド信号を、最大とするような移相量η_k の設定は、次の方法によっても良い。
（２１）式で表される漏れ送信信号の受信ベースバンド信号が零となるように移相量η_k を決定する。その移相量η_k は、次式で与えられる。
η_k ＝（２ｍ＋１）π／２＋φ_k ＋γ_k ＋β_k ＋ζ_k −μ_k …（２６）
ただし、ｍは整数。したがって、受信ベースバンド信号が零となるように最小正数の移相量η_k を決定して、その値から、（２ｍ＋１）π／２を引いた値が最小正数となるように整数ｍを決定する。そのｍによって与えられる（２ｍ＋１）π／２を（２６）式から減算すれば、最小正数の（φ_k ＋γ_k ＋β_k ＋ζ_k −μ_k ）を得ることができる。この値を、改めて移相量η_k として、第２受信移相器３７−ｋに設定しても良い。すなわち、零点で測定した方が、各チャネルでの受信ベースバンド信号の値が変動しないので、移相量η_k を正確に求めることができる。

（２５）式で決定されるη_k は、副搬送波の周波数に換算した位相である。移相量（η_k ＋μ_k ）は、位相基準点の信号に対する、漏れ送信信号が回路を伝送して、第２復調器３６−ｋの出力点に至るまでの遅延時間ｔ_C に、相当する副搬送波の遅延移相量を意味する。すなわち、移相量η_k から遅延時間ｔ_C は、ｔ_C ＝（η_k ＋μ_k ）／ω₁ により求めることができる。また、遅延時間ｔ_C は、次のようにして求めることも可能である。第２受信移相器には、上記のようにして、（２５）式で決定された移相量η_k が設定されている。この時の受信ベースバンド信号は、送信ベースバンド信号は、回路を伝搬するのに、遅延時間ｔ_C だけ遅れるので、位相基準点の時刻ｔを基準にして、次式で表される。
ｅ_K ・f _k （ｔ−ｔ_C,k ）・cos(Θ_k −ε_k ）
＝ｅ_K ・f _k （ｔ−ｔ_C,k ） …（２７）
この受信ベースバンド信号を送信ベースバンド信号f _k （ｔ）で直交復調すれば、遅延時間ｔ_C,k に相当する回路の全移相量を求めることができる。この移相量から回路の全遅延時間ｔ_C,k を決定することも可能となる。

また、図４に示すように、第２受信移相器３７−ｋの出力を９０°移相器３８−ｋで９０°遅延さた副搬送波sin(ω₁t +ε_k ）を第３復調器３９−ｋに入力させる。また、第３復調器３９−ｋには、受信点Ｒの信号を入力して、この信号を受信ベースバンド信号に復調する。その第２受信ベースバンド信号ＲＳ２は、次式となる。
−ｅ_K ・f _k (t-t_C,k ) ・sin ( Θ_k −ε_k ） …（２８）
この第２復調信号ＲＳ２が零となるように移相量η_k を設定しても良い。

５．距離測定
次に、モノパルスによる距離の測定は次のようになる。第２受信移相器３７−ｋでの移相量η_k は（２５）式で決定された値に設定されている。第２変調器２３−ｋで変調する送信ベースバンド信号をモノパルスとする。このモノパルスで副搬送波を振幅変調し、さらに、主搬送波を振幅変調した信号を送信信号として、放射電波を放射する。そして、反射電波を受信して、復調して受信ベースバンド信号が得られる。この時、アンテナ１０−ｋと目標物との距離の２倍に相当する遅延時間をｔ_L,k とする。反射電波の受信信号に関しても、移相量η_k により、Θ_k −ε_k ＝０となる。周波数ω₀ ＋ω₁ の空間電波に関して、ｔ_L の遅延を受けるので、反射電波の受信ベースバンド信号は、次式で表される。
ｕ_K ・f _k （ｔ−ｔ_C,k −ｔ_L,k ）・cos [ ( ω₀ ＋ω₁ ）・ｔ_L,k ] …（２９）

しかし、受信ベースバンド信号には、漏れ送信信号が混在している。この受信ベースバンド信号から、次のように、距離に応じた遅延時間ｔ_L,k を求めることができる。受信ベースバンド信号を信号f _k （ｔ）で直交復調して、その成分（ｘ，ｙ）が得られる。漏れ送信信号は、較正時の漏れ送信信号と同一であり、較正時の直交復調成分（ｘ_0,ｙ₀ ）は既知である。したがって、直交復調成分（ｘ，ｙ）から直交復調成分（ｘ_0,ｙ₀ ）を減算すれば、受信信号から漏れ送信信号をキャンセルした、反射電波のみの受信信号の直交復調成分（ｘ_1,ｙ₁ ）が求められる。（ｘ_1,ｙ₁ ）の値から、遅延時間（ｔ_C,k ＋ｔ_L,k ）を得ることができる。また、較正時において、遅延時間ｔ_C,k は、（ｘ_0,ｙ₀ ）から得られているので、遅延時間（ｔ_C,k ＋ｔ_L,k ）から、較正時に測定された遅延時間ｔ_C,k を減算すれば、漏れ送信信号が存在していても、真の距離成分だけの遅延時間ｔ_L,k だけを抽出することができる。この遅延時間ｔ_L,k からｔ_L,k ・ｃ／２により、真の距離を測定することができる。ただし、ｃは、光速度である。

上記の遅延時間の測定においては、第１受信ベースバンド信号ＲＳ１は、同式から明らかなように、遅延時間ｔ_L,k により、cos [ ( ω₀ ＋ω₁ ）・ｔ_L,k ] で変動する。そこで、上述した図４に示すように第１復調副搬送波を９０°だけ遅延した第２復調副搬送波で復調する。これにより得られた反射電波の第２受信ベースバンド信号ＲＳ２は、次式で表される。この信号ＲＳ２には、漏れ送信信号は含まれていない。
ｕ_K ・f _k （ｔ−ｔ_C,k −ｔ_L,k ）・sin[( ω₀ ＋ω₁ ）・ｔ_L,k ] …（３０）

一方、第１受信ベースバンド信号ＲＳ１には、漏れ送信信号が含まれており、漏れ送信信号の受信ベースバンド信号を表す（２７）式と、反射電波の受信ベースバンド信号を表す（２９）式を加算した式で表される。較正時の測定におて、漏れ送信信号の受信ベースバンド信号ｅ_K ・f _k （ｔ−ｔ_C,k ）を記憶しておいて、この信号を、第１受信ベースバンド信号ＲＳ１から減算すれば次式の値を得ることができる。
ｕ_K ・f _k （ｔ−ｔ_C,k −ｔ_L,k ）・cos[( ω₀ ＋ω₁ ）・ｔ_L,k ] …（３１）
（３０）、（３１）式に加法定理を用いれば、cos,sin の係数を消去した反射電波のみのf _k （ｔ−ｔ_C,k −ｔ_L,k ）を得ることができる。この関数をf _k （ｔ）で直交復調すれば、遅延時間ｔ_C,k ＋ｔ_L,k を得ることができ、その値から、較正時に得られている遅延時間ｔ_C,k を減算すれば、遅延時間ｔ_L,k を求めることができる。このようにして、係数が、距離により高周波ω₀ ＋ω₁ 変動しないようにして、正確に距離を求めることができる。

また、較正時に、漏れ送信信号が受信ベースバンド信号に現れないように、移相量η_k を設定した場合には、Θ_k −ε_k ＝π／２であるので、受信ベースバンド信号は、次式で表される。
−ｕ_K ・f _k （ｔ−ｔ_C,k −ｔ_L,k ）・sin [ ( ω₀ ＋ω₁ ）・ｔ_L,k ] …（３２） この漏れ送信信号を含まない受信ベースバンド信号を、上述のように、直交復調すれば、遅延時間ｔ_C,k ＋ｔ_L,k を得ることができ、上記したように、距離に応じた遅延時間ｔ_L,k を求めることができる。

さらに、図４に示す漏れ送信信号を含まない第２受信ベースバンド信号ＲＳ２を用いても良い。すなわち、（３０）式で表される受信ベースバンド信号をf _k （ｔ）で直交復調することで（ｔ_C,k −ｔ_L,k ）を得ることでき、この値から距離に対応した遅延時間ｔ_L,k を得ることができる。
このようにして、漏れ送信信号の影響を排除して、距離を測定することが可能となる。

ＦＭＣＷ信号で距離を測定する場合には、次のようになる。較正は、上記の手法により行われおり、漏れ送信信号の受信ベースバンド信号の振幅を最大とするように、移相量η_k は設定されている。この状態で、副搬送波を三角波で周波数変調してＦＭＣＷ信号を得る。このＦＭＣＷ信号を図１の副搬送波として用いる。ただし、第２変調器２３−ｋはスルーとする。ＦＭＣＷ信号の周波数増大部だけに注目すると、ＦＭＣＷ信号は、cos[( ω₁ ＋χｔ）ｔ] で表される。位相基準点でのＦＭＣＷ信号の時刻ｔに対する、反射電波の受信信号の第２復調器３６−ｋの出力点での遅延時間は、（ｔ_C,k ＋ｔ_L,k ）である。また、漏れ送信信号の遅延時間はｔ_C,k である。第２受信移相器３７−ｋの移相量η_k は、（２５）式を満たすように設定されている。すなわち、移相量（η_k ＋μ_k ）は、第２復調器３７−ｋに入力させる復調のためのＦＭＣＷ信号の位相基準点からの遅延時間に相当し、その値がｔ_C,k となるように位相量η_k により設定されていることを意味する。したがって、第２復調器３６−ｋにおいて、漏れ送信信号のＦＭＣＷ信号の周波数と、復調搬送波のＦＭＣＷ信号は、周波数が同期しており、漏れ送信信号の受信ベースバンド信号は、直流となり、ビート信号は発生しない。

また、反射波による受信信号の場合には、漏れ送信信号に比べて測定距離に応じた遅延時間ｔ_L だけ遅れる。したがって、第２復調器３６−ｋの出力点での受信ベースバンド信号は、次式で表される。
ｖ_K ・cos[χ・ｔ_L,k ・ｔ−ν〕 …（３３）
ただし、νは、遅れ位相であるが、ＦＭＣＷで距離を測定する場合には、位相項は測定には影響しないので、結果として現れる位相をνで表記した。

これにより、受信ベースバンド信号からビート周波数χ・ｔ_L,k を測定することで、距離に対応した遅延時間ｔ_L,k を求めることがてき、この遅延時間から、目標物までの距離を正確に求めることができる。

尚、指向性を一定周期で走査する場合には、後述の放射角の走査の章で説明するように、この移相量η_k も、その周期で変動させる必要がある。

６．放射角の走査
上述のレーダ装置の較正において、送信移相器２２−ｋに設定された移相量φ_k と、第１受信移相器３２−ｋに設定された移相量β_k とを、それぞれ、零点位相量φ_k0、β_k0とする。次に、図３に示すように、アンテナ素子間の距離をｄと、放射電波の放射角、反射波の入射角をψとする。ただし、放射角ψ、入射角ψは、アンテナ素子が配置される放射面Ｓの法線方向に対する角度である。放射角ψで放射電波を放射するには、放射方向に垂直な面が各アンテナ素子からの放射電波の等位相面にする必要がある。このため、図３から分かるように、アンテナ素子１０−２の送信信号の送信位相θ₂ は、アンテナ素子１０−１の送信信号の送信位相θ₁ に対して、次式を満たすΔθだけ、位相を遅らせなければならい。
Δθ＝２π・ｄ・sin ψ／λ …（３４）
ただし、λは、送信電波７７ＧＨｚ（＝２π（ω₀ ＋ω））の波長である。また、ψを−π／２〜π／２の全範囲をとり得るものとすると、グレーティングローブを生じさせないためには、ｄ＜１／λの関係を必要とする。

同様に、任意の隣接するアンテナ素子１０−ｋの送信位相θ_k は、アンテナ素子１０−（ｋ−１）の送信位相θ_k-1 に対して、Δθだけ位相を遅らせなければならない。
したがって、アンテナ素子ｋの送信位相θ_k は、零点位相θ_k0を用いて、次式で表される。
θ_k ＝θ_k0−（ｋ−１）・Δθ …（３５）
この送信位相θ_k で、各アンテナ素子から電波を放射する時、等位相面は、放射角ψの方向に進行する。

送信位相θ_k0を実現するための送信移相器２２−ｋに設定された位相量はφ_k0であるので、結局、送信移相器２２−ｋの移相量φ_k を次式とすれば、（３５）式の送信位相を実現することができる。
φ_k ＝φ_k0−（ｋ−１）・Δθ ＝φ_k0−（ｋ−１）・（２π・ｄ・sin ψ／λ） …（３６）

一方、入射角ψの反射電波を検出する時には、図２から明らかなように、任意の隣接するアンテナ素子１０−ｋの受信位相Θ_k は、アンテナ素子１０−（ｋ−１）の受信位相Θ_k-1 に対して、Δθだけ位相を遅らせなければ、各アンテナの受信信号の受信位相は、同相にはならない。
したがって、アンテナ素子ｋの受信位相Θ_k は、アンテナ素子ｋの零点受信位相Θ_k0を用いて、次式で表される。
Θ_k ＝Θ_k0−（ｋ−１）・Δθ …（３７）

受信位相Θ_k0を実現するための第１受信移相器３５−ｋに設定された位相量はβ_k0であるので、結局、第１受信移相器３５−ｋの移相量β_k を次式とすれば、（３７）式の受信位相を実現することができる。
β_k ＝β_k0−（ｋ−１）・Δθ
＝β_k0−（ｋ−１）・（２π・ｄ・sin ψ／λ） …（３８）

このように、全ての第１受信移相器３５−ｋの移相量β_k が設定された状態で、全ての第１受信移相器３５−ｋの出力する中間周波受信信号の位相は、入射角ψの反射電波の等位相面の受信信号となる。上記では、アンテナ素子１０−１を基準に他のアンテナ素子の送信位相と受信位相とを制御したので、位相整合された受信信号は、アンテナ素子１０−１と目標物との往復経路による信号に整合されることになる。この結果、目標物までの測定距離は、アンテナ素子１０−１から目標物までの距離となる。

（３６）、（３８）式において、走査角速度をω_s とすれば、移相量の時間関数φ_k (t) 、β_k (t) は、次式となる。
φ_k (t) ＝φ_k0−（ｋ−１）・（２π・ｄ・sin ω_s t ／λ） …（３９）
β_k (t) ＝β_k0−（ｋ−１）・（２π・ｄ・sin ω_s t ／λ） …（４０）
このように、送信移相量と受信移相量とを、それぞれ、φ_k (t) 、β_k (t) で変化させれば、放射角ψが、−π／２〜π／２の範囲で角速度ω_s で放射方向を走査することができる。

７．距離測定
距離測定には、ＦＭＣＷ信号や、モノパルスを用いることが考えられる。ＦＭＣＷ信号を用いる場合には、主搬送波を三角波で周波数変調したＦＭＣＷ信号を図１において主搬送波に代えて入力する。または、ＦＭＣＷ信号は副搬送波を三角波で変調して得ても良く、図１において副搬送波に代えて、ＦＭＣＷ信号を送信移相器２２−ｋと、第２復調器３６−ｋに入力する。

いずれの場合にも、帯域通過フィルタ７７−ｋの出力する受信ベースバンド信号では、反射電波の等位相面での受信信号となり、アンテナ１０−１と目標物との往復距離に比例したビート周波数が得られることになる。

ところが、上記したように、φ_k (t) 、β_k (t) は、（３９）、（４０）で変化しているので、漏れ送信信号が、帯域通過フィルタ７７−ｋの出力である受信ベースバンド信号において、現れないためには、第２受信移相器３７−ｋにより設定される位相量η_k が（２５）式を満たす必要がある。したがって、移相量η_k も角周波数ω_s で変化させる必要がある。
η_k ＝η_k0−（ｋ−１）・（２π・ｄ・sin ω_s t ／λ）
−（ｋ−１）・（２π・ｄ・sin ω_s t ／λ）
＝η_k0−２（ｋ−１）・（２π・ｄ・sin ω_s t ／λ） …（４１）
ただし、η_k0は、較正時に（２５）式で設定された値である。

このように、第２受信移相器３６−ｋに設定する移相量η_k を時間変動させることで、受信ベースバンド信号において、ω_s の周波数成分を除去することができる。

〔変形例〕
上記実施例において、第１変調器２４−ｋ、第１復調器３２−ｋは、３次の非線形を利用したサブハーモニックミキサーを用いても良い。この場合には、主搬送波の周波数は、ω₀ の１／２、すなわち、３７．２５ＧＨｚを用いる。また、図１の増幅器２７−ｋの出力に、入力信号の周波数を２倍にする注入同期プッシュ−プッシュ（push-push)発振器を用いても良い。この場合には、２・（ω₀ ＋ω₁ ）＝７７．０ＧＨｚを実現するには、副搬送波を２．５ＧＨｚを用いる場合には、主搬送波は、３６ＧＨｚを用いる必要がある。

本発明は、目標物が存在する方位や距離を測定するレーダ装置の測定精度の向上に寄与し、アンテナを送信と受信とで共用したフェーズドアレイレーダを実現することができる。

本発明の具体的な実施例に係るレーダ装置の構成を示したブロッグ図。 同レーダ装置のチャネルｋの構成を示すブロック図。 方位の走査を行うための送信位相と受信位相とを決定する方法を示した説明図。 本発明の具体的な他の実施例に係るレーダ装置の構成を示したブロッグ図。 従来のレーダ装置を示すブロック図。

１０−ｋ…アンテナ素子
２０−ｋ…送信装置
３０−ｋ…受信装置
４０−ｋ…方向性結合器
５０…送信位相制御装置
６０…受信位相制御装置
７０…信号処理装置
２２−ｋ…送信移相器
２３−ｋ…第２変調器
２４−ｋ…第１変調器
２６−ｋ，３３−ｋ，７７−ｋ…帯域通過フィルタ
５２−ｋ，６２−ｋ…ミキサー
３２−ｋ…第１復調器
３５−ｋ…第１受信移相器
３６−ｋ…第２復調器
３７−ｋ…第２受信移相器

Claims (10)

1. 目標物までの方位又は距離を測定するレーダ装置において、
   複数のアンテナ素子を配置させ、前記目標物に対して送信信号を送信電波として放射し、同一のアンテナ素子により、前記目標物からの反射電波を受信信号として受信するアレイアンテナと、
   各アンテナ素子毎に設けられ、前記送信信号を生成し、その送信信号の位相を決定する送信移相器を有した送信装置と、
   各アンテナ素子毎に設けられ、前記受信信号を受信し、その受信信号の位相を決定する第１受信移相器を有した受信装置と、
   各アンテナ素子毎に設けられ、前記送信装置からの前記送信信号を前記アンテナ素子に通過させ、前記アンテナ素子からの前記受信信号を前記受信装置に通過させる方向性結合器と、
   前記送信電波の放射角を制御するために、前記各送信移相器の各移相量を制御して前記各アンテナ素子に供給する前記各送信信号の各送信位相を制御する送信位相制御装置と、
   前記反射電波の入射角を制御するために、前記各第１受信移相器の各移相量を制御して前記各アンテナ素子により受信される前記各受信信号の各受信位相を制御する受信位相制御装置と
   を有し、
   前記送信位相制御装置は、前記レーダ装置の較正時に、前記各アンテナ素子に供給する前記各送信信号の各送信位相を同一に同期させて、前記送信移相器の移相量を基準送信移相量とし、
   前記受信位相制御装置は、前記レーダ装置の較正時に、前記各送信信号の前記各方向性結合器を介して前記各受信装置へ迂回した各送信信号を前記各受信信号として、前記各アンテナ素子毎に、前記各受信信号の各受信位相を同一に同期させて、前記第１受信移相器の移相量を基準受信移相量とし、
   前記送信位相制御装置は、測定時には、前記各基準送信移相量を零点として、前記送信電波の放射角に応じた位相差だけ、隣接するアンテナ素子に対応する前記各送信移相器に設定する移相量を異ならせて、前記位相差を変化させ、
   前記受信位相制御装置は、測定時には、前記各基準受信移相量を零点として、前記反射波の入射角に応じた位相差だけ、隣接するアンテナ素子に対応する前記各受信移相器に設定する位相量を異ならせて、前記位相差を変化させる
   ことにより送信電波の放射角及び反射波の入射角を走査する
   ことを特徴とするレーダ装置。
2. 前記送信移相制御装置は、順次、一つのアンテナ素子に供給する送信信号と他の一つのアンテナ素子に供給する送信信号を９０度移相させた信号とをミキシングしてベースバンドの信号を抽出し、その信号が零となるように、前記基準送信移相量を、順次、決定することを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記受信移相制御装置は、順次、一つのアンテナ素子の系統における前記受信装置へ迂回した送信信号である前記受信信号と、他の一つのアンテナ素子の系統における前記受信装置へ迂回した送信信号である前記受信信号を９０度移相させた信号とをミキシングしてベースバンドの信号を抽出し、その信号が零となるように、前記基準受信移相量を、順次、決定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記送信装置は、送信ベースバンド信号で副搬送波を変調して中間周波送信信号を出力する第２変調器と、該中間周波送信信号により、前記副搬送波よりも周波数の高い主搬送波を振幅変調して前記送信信号を出力する第１変調器とを有し、
   前記受信装置は、前記受信信号を主搬送波で振幅復調して、中間周波受信信号とする第１復調器と、前記中間周波受信信号を前記副搬送波で振幅復調して受信ベースバンド信号とする第２復調器とを有することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のレーダ装置。
5. 前記受信装置は、前記第２復調器に入力する前記副搬送波の位相を決定する第２受信移相器を有し、
   前記受信位相制御装置は、前記レーダ装置の較正時には、前記第２復調器の出力する第１受信ベースバンド信号の振幅を零又は最大とするように前記第２受信移相器の移相量を制御することを特徴とする請求項４に記載のレーダ装置。
6. 前記受信装置は、前記第２復調器に入力する前記副搬送波の位相を決定する第２受信移相器と、
   前記第２受信移相器の出力信号を９０度移相させる９０度移相器と、
   前記第２受信移相器の出力信号と前記９０度移相器の出力信号とを入力してベースバンド信号を得る第３復調器とを有し、
   前記受信移相制御装置は、前記第３復調器の出力する第２受信ベースバンド信号の振幅を零とするように前記第２受信移相器の移相量を制御することを特徴とする請求項４に記載のレーダ装置。
7. 前記第２復調器の出力する第１受信ベースバンド信号と、前記第２受信ベースバンド信号とから、前記主搬送波及び前記副搬送波の周波数に基づく変動を除去した信号から、前記距離を測定することを特徴とする請求項６に記載のレーダ装置。
8. 前記送信移相器は、前記副搬送波の位相を制御することを特徴とする請求項４乃至請求項７の何れか１項に記載のレーダ装置。
9. 前記第１受信移相器は、前記中間周波受信信号の位相を制御することを特徴とする請求項４乃至請求項８の何れか１項に記載のレーダ装置。
10. 前記副搬送波をＦＭＣＷ信号して、前記第２復調器の出力信号から前記距離を測定することを特徴とする請求項４乃至請求項９の何れか１項に記載のレーダ装置。

Images