JP2016102745A - レーダ送信装置およびレーダ受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高精度にターゲットを検出できるレーダ送信装置を提供すること。【解決手段】レーダ送信装置２００は、レーダ信号を送信するレーダ送信装置２００と、レーダ信号のエコー信号を受信して所定の周期を用いた信号処理によりターゲットを検出するレーダ受信装置３００と、を含むレーダ装置１００におけるレーダ送信装置であって、複数の送信系統に対応した複数の信号を生成する符号生成部２１０、送信時間制御部２２０、および直交符号化部２３０（信号生成部）と、生成された信号を変調する変調部２４０と、変調された信号に対して、所定の周期の整数倍であって、かつ、複数の送信系統の間で異なる、所定の周波数シフト量での周波数シフトを与える周波数シフト部２５０と、所定の周波数シフトが与えられた信号を、レーダ信号として送信する無線送信部２６０と、を有する。【選択図】図１

Description

本開示は、レーダ送信装置およびレーダ受信装置に関する。

従来、レーダ装置のＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）化に関する様々な技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１に記載のレーダ装置（以下「従来技術」という）は、複数の送信アンテナから放射される送信信号のうち基準信号以外の信号に対して、ドップラ帯域幅より大きいドップラシフト量を与える。そして、従来技術は、各送信信号の反射波を複数の受信アンテナのそれぞれを用いて受信し、信号成分をドップラ周波数軸上において分離して解析することにより、送信パルスを反射したターゲットの位置または相対速度（ドップラ周波数）を推定する。

これにより、従来技術は、複数の送信アンテナの配置と複数の受信アンテナの配置とを畳み込んだ仮想的なアンテナ配置を構成して、分解能の高いターゲット検出ができる。

特開２０１４−１１９３４４号公報

しかしながら、従来技術では、複数の送信系統間の信号の干渉（隣接チャネル間干渉）により、ターゲット検出の精度が低下するという課題を有する。

本開示の目的は、高精度にターゲットを検出できるレーダ送信装置およびレーダ受信装置を提供することである。

本開示のレーダ送信装置は、レーダ信号を送信するレーダ送信装置と、前記レーダ信号のエコー信号を受信して所定の周期を用いた信号処理によりターゲットを検出するレーダ受信装置と、を含むレーダ装置における前記レーダ送信装置であって、複数の送信系統に対応した複数の信号を生成する信号生成部と、生成された前記信号を変調する変調部と、変調された前記信号に対して、前記所定の周期の整数倍であって、かつ、前記複数の送信系統の間で異なる、所定の周波数シフト量での周波数シフトを与える周波数シフト部と、前記所定の周波数シフトが与えられた前記信号を、前記レーダ信号として送信する無線送信部と、を有する。

本開示のレーダ受信装置は、上記レーダ受信装置であって、少なくとも１つの受信系統によって前記エコー信号を受信する無線受信部と、受信された前記エコー信号からドップラ成分を抽出するエコー信号処理部と、抽出されたドップラ成分に基づいて前記ターゲットを検出する到来方向推定部と、を有し、前記エコー信号処理部は、前記エコー信号を復調し、前記復調結果をドップラ解析し、前記ドップラ解析の結果から前記周波数シフト量毎に対応する部分を抽出することにより、前記送信系統と前記受信系統との組み合わせ毎のドップラ成分を抽出する。

本開示のレーダ受信装置は、上記レーダ受信装置であって、少なくとも１つ以上の受信系統において前記エコー信号を受信する無線受信部と、受信された前記エコー信号からドップラ成分を抽出するエコー信号処理部と、抽出されたドップラ成分に基づいて前記ターゲットを検出する到来方向推定部と、を有し、前記エコー信号処理部は、前記周波数シフト量毎に、前記エコー信号を、前記周波数シフト量とは絶対値が同一であって、逆極性の周波数シフトを与え、前記周波数シフト後のエコー信号を復調し、前記復調信号に対してドップラ解析し、前記送信系統と前記受信系統との組み合わせ毎のドップラ成分を抽出する。

本開示によれば、高精度にターゲットを検出できる。

本開示の一実施の形態に係るレーダ装置の構成の一例を示す図 本実施の形態における周波数シフト部の構成の一例を示す図 本実施の形態における無線送信部の構成の一例を示す図 本実施の形態における相関部の構成の一例を示す図 本実施の形態における相関器群の構成の一例を示す図 本実施の形態におけるコヒレント加算部の構成の一例を示す図 本実施の形態におけるドップラ解析部の構成の一例を示す図 本実施の形態における送信時間制御処理の一例を示す図 本実施の形態における直交符号化処理の一例を示す図 本実施の形態における直交符号化処理の他の例を示す図 本実施の形態における直交符号周期に基づく周波数シフト処理の一例を示す図 本実施の形態における各レーダ信号の周波数スペクトルの一例を示す図 本実施の形態におけるコヒレント加算の基準タイミングの一例を示す図 本実施の形態におけるコヒレント加算結果の出力タイミングの一例を示す図 本実施の形態におけるインタリーブの様子の一例を示す図 本実施の形態における距離−ドップラマップのデータ構成の一例を示す図 本実施の形態におけるドップラ解析結果の一例を示す図 本実施の形態に係るレーダ装置の動作の一例を示す図 本実施の形態におけるコヒレント加算周期に基づく周波数シフトの様子の一例を示す図 本実施の形態におけるドップラ解析周期に基づく周波数シフトの様子の一例を示す図 本実施の形態における相補符号周期に基づく周波数シフトの様子の一例を示す図 本実施の形態における送信繰り返し周期によって離散化された周波数シフト成分の一例を示す図 本実施の形態における相補符号周期によって離散化された周波数シフト成分の一例を示す図 本実施の形態における直交符号周期によって離散化された周波数シフト成分の一例を示す図 本実施の形態におけるコヒレント加算周期によって離散化された周波数シフト成分の一例を示す図 本実施の形態に係るレーダ装置の構成の他の例を示す図 本実施の形態における周波数シフト復調部の構成の一例を示す図 本実施の形態における復調器群の構成の一例を示す図 本実施の形態における距離−ドップラマップの構成の他の例を示す図 本実施の形態におけるドップラスペクトルの一例を示す図 本実施の形態におけるコヒレント加算回数増加によるドップラスペクトルの一例を示す図 本実施の形態における各送信系統への周波数シフト量の割り当て方の他の第１の例を示す図 本実施の形態における各送信系統への周波数シフト量の割り当て方の他の第２の例を示す図 本実施の形態における送信タイミングオフセット量の割り当て方の他の例を示す図

以下、本開示の一実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

＜レーダ装置の構成＞
まず、本実施の形態にかかるレーダ送信装置およびレーダ受信装置を含むレーダ装置の構成について説明する。

図１は、本実施の形態に係るレーダ装置の構成の一例を示す図である。

図１において、レーダ装置１００は、第１〜第Ｎの送信系統を用いてレーダ信号を出力するレーダ送信装置２００と、第１〜第Ｍの受信系統を用いてレーダ信号のエコー信号を受信するレーダ受信装置３００と、を有する。これらの系統は、例えば、Ｎ個の送信アンテナおよびＭ個の受信アンテナに対応する。

まず、レーダ送信装置２００の構成について説明する。レーダ送信装置２００は、符号生成部２１０と、送信時間制御部２２０と、直交符号化部２３０と、変調部２４０と、周波数シフト部２５０と、無線送信部２６０と、を有する。なお、符号生成部２１０、送信時間制御部２２０、および直交符号化部２３０は、本開示の信号生成部に対応する。

符号生成部２１０は、第１〜第Ｎの送信系統に対応するパルス圧縮符号を生成し、生成されたパルス圧縮符号を、一定の時間間隔毎に出力する。パルス圧縮符号としては、例えば、ＰＮ（Pseudo Noise）符号、Ｍ系列、Ｇｏｌａｙ符号、Ｓｐａｎｏ符号を採用できる。同一の送信系統について繰り返し出力される複数のパルス圧縮符号は、同一であってもよいし異なっていてもよい。また、第１〜第Ｎの送信系統に対応して出力されるＮ個のパス圧縮符号は、同一であってもよいし異なっていてもよい。

送信時間制御部２２０は、第１〜第Ｎの送信系統のそれぞれについて、符号生成部２１０から出力された各パルス圧縮符号を、後段へ送り出すタイミングを制御する。すなわち、送信時間制御部２２０は、第１〜第Ｎの送信系統に対応する各レーダ信号が、レーダ送信装置２００から出力させるタイミングを制御する。なお、送信時間制御の詳細については、後述する。

直交符号化部２３０は、第１〜第Ｎの送信系統のそれぞれについて、送信時間制御部２２０から送り出されたパルス圧縮符号に対して直交符号を重畳（superimpose）し、直交符号が重畳されたパルス圧縮符号を出力する。直交符号としては、例えば、Ｗａｌｓｈ符号を採用できる。但し、直交符号化部２３０は、第１〜第Ｎの送信系統において送信系統毎に異なる直交符号系列を用いる。なお、かかる直交符号化の詳細については、後述する。

変調部２４０は、第１〜第Ｎの送信系統のそれぞれについて、直交符号化部２３０から出力された信号（直交符号が重畳されたパルス圧縮符号、系列）を変調し、変調信号として出力する。変調方式は、例えば、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）を採用できる。

周波数シフト部２５０は、第１〜第Ｎの送信系統のそれぞれについて、変調部２４０から出力された変調信号に対し、周波数シフトを与え、周波数シフトが与えられた変調信号を出力する。但し、かかる周波数シフトの大きさ（以下「周波数シフト量」という）は、例えば、元の信号（直交符号が重畳されたパルス圧縮符号）の生成に用いられた直交符号周期に基づいて決定され、かつ、第１〜第Ｎの送信系統において送信系統毎に異なる周波数シフト量である。

図２は、周波数シフト部２５０の構成の一例を示す図である。

図２において、周波数制御部２５０は、周波数制御部２５１と、第１〜第Ｎの送信系統に対応する第１〜第Ｎの乗算器２５２−１〜２５２−Ｎと、を有する。

周波数制御部２５１には、第１〜第Ｎの送信系統の変調信号に与える第１〜第Ｎの周波数シフト量ｆｄ１〜ｆｄＮが、予め設定されている。第１〜第Ｎの周波数シフト量ｆｄ１〜ｆｄＮは、レーダ装置１００において用いられ、相補符号周期、直交符号周期、コヒレント加算周期、およびドップラ解析周期のうち少なくとも１つに基づいて決定された周波数である。

第１〜第Ｎの乗算器２５２−１〜２５２−Ｎには、それぞれ、第１〜第Ｎの送信系統に対応する第１〜第Ｎの変調信号が入力される。周波数制御部２５１は、第１〜第Ｎの周波数シフト量ｆｄ１〜ｆｄＮの周波数の信号を、対応する系統の乗算器２５２に出力する。第ｎの乗算器２５２−ｎは、第ｎの変調信号を、第ｎの周波数シフト量ｆｄｎによって、アップコンバートする。周波数制御部２５０は、第１〜第Ｎの変調信号に対し、第１〜第Ｎの周波数シフト量ｆｄ１〜ｆｄＮを与える。なお、相補符号周期、直交符号周期、コヒレント加算周期、およびドップラ解析周期の詳細については、後述する。

図１の無線送信部２６０は、例えば、周波数シフト部２５０からの出力信号を無線信号に変換し、第１〜第Ｎの送信系統のそれぞれに接続されたＮ個の送信アンテナ（図示を省略）を用いて、レーダ信号として送信する。なお、無線信号への変換において用いられる局部発振信号の周波数ｆｃは、第１〜第Ｎの送信系統のそれぞれに対して同一である。

第１〜第Ｎの送信系統によって占有される送信時間帯が重複しない各送信系統の送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎが設定されている場合、無線送信部２６０の無線送信回路は、１系統によって実装できる。

図３は、無線送信部２６０の構成の一例を示す図である。

図３において、無線送信部２６０は、ブランチ選択部２６１と、無線送信回路２６２と、アンテナ選択部２６３と、を有する。

ブランチ選択部２６１は、周波数シフト部２５０から出力されるＮ系統の信号のうち、各送信系統の符号系列を送信するタイミング毎に、対応する送信系統の信号を選択する。

無線送信回路２６２は、ブランチ選択部２６１から出力された１系統の信号に対して無線送信のための信号処理（アップコンバート、増幅）を行う。

アンテナ選択部２６３、無線送信回路２６２から出力された１系統の無線信号を、第１〜第Ｎの送信アンテナ２６４−１〜２６４−Ｎのうち、送信タイミングに応じて各送信アンテナ２６４から送信する。なお、レーダ信号の周波数スペクトルの詳細については、後述する。

図１のレーダ受信装置３００の構成について説明する。レーダ受信装置３００は、無線受信部３１０と、相関部３２０と、コヒレント加算部３３０と、ドップラ解析部３４０と、到来方向推定部３５０と、を有する。なお、相関部３２０、コヒレント加算部３３０、およびドップラ解析部３４０は、本開示のエコー信号処理部に対応する。

無線受信部３１０は、例えばＭ個の受信アンテナ（図示を省略）を用いて、エコー信号を、第１〜第Ｍ系統のそれぞれにおいて受信する。エコー信号は、レーダ送信装置２００から送信されたレーダ信号がターゲット（目標物）によって反射された信号である。そして、無線受信部３１０は、受信したエコー信号を無線周波数帯からベースバンド帯へと変換した受信信号を出力する。なお、無線周波数帯からベースバンド帯への変換において用いられる局部発振信号の周波数ｆｃは、第１〜第Ｍの受信系統のそれぞれに対して同一である。また、第１〜第Ｍの受信系統に対応する受信信号は、それぞれ、第１〜第Ｍの受信信号である。

相関部３２０は、無線受信部３１０から出力された第１〜第Ｍの受信信号に対し、直交化符号化部２３０が第１〜第Ｎの送信系統の信号の符号化に用いた符号化系列を相関係数として用いて、相互相関を演算する。

図４は、相関部３２０の構成の一例を示す図である。

図４において、相関部３２０は、相関係数生成部３２１と、第１〜第Ｍの相関器群３２２−１〜３２２−Ｍと、を有する。

相関係数生成部３２１は、符号生成部２１０から出力される符号と、直交符号化部２３０が直交符号化に用いた符号系列とが入力され、第１〜第Ｍの受信信号について相関係数を決定する。例えば、任意の送信繰り返し周期内において、符号生成部２１０から出力される符号は、ｃ（ｎ，ｔ）、直交符号化部２３０が重畳する直交符号ビットをｏｃ（ｎ，ｔ）である。相関係数生成部３２１は、相関係数を、ｃ（ｎ，ｔ）×ｏｃ（ｎ，ｔ）によって算出される値を出力する。すなわち、相関係数生成部３２１は、任意の送信繰り返し周期毎に、第１〜第Ｎの送信系統に対応する第１〜第Ｎの相関係数を出力する。

第１〜第Ｍの相関器群３２２−１〜３２２−Ｍは、第１〜第Ｍの受信信号が入力される。第ｍの相関器群３２２−ｍ（ｍは、１〜Ｍの任意の整数）は、受信部３１０から出力される第ｍの受信信号が入力される。そして、第ｍの相関器群３２２−ｍは、相関係数生成部３２１から出力されるＮ個の相関係数を入力し、第ｍの受信信号とＮ個の相関係数のそれぞれとの相関を演算する。

図５は、第ｍの相関器群３２２−ｍの構成の一例を示す図である。

図５において、第ｍの相関器群３２２−ｍは、第１〜第Ｎの送信系統に対応した第ｍ−１〜第ｍ−Ｎの相関器３２３−ｍ−１〜３２３−ｍ−Ｎを有する。各相関器３２３−ｍは、第ｍの受信信号と、第１〜第Ｎの相関係数のうち対応する相関係数とが入力され、相互相関を演算し、相関信号を出力する。すなわち、第ｍの相関器群３２２−ｍは、第１〜第Ｎの送信系統のそれぞれと第ｍの受信系統との間の信号の伝搬路を推定している。

すなわち、図１の相関部３２０は、第１〜第Ｍの受信信号のそれぞれに対し、第１〜第Ｎの送信系統との相互相関を演算するため、Ｍ×Ｎ系統の相関信号を出力する。

コヒレント加算部３３０は、受信ＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）を向上するため、相関部３２０から入力されるＭ×Ｎ系統の相関信号のそれぞれに対し、コヒレント加算を演算する。コヒレント加算演算は、相関信号からパルス圧縮符号の送信間隔（送信繰り返し周期）に相当する成分を抽出し、タイミングを合わせて繰り返し加算する処理である。パルス圧縮符号は、上述の通り一定の時間間隔毎に繰り返し送信されるため、一定の間隔に相当する相関出力を抽出して加算する。

図６は、コヒレント加算部３３０の構成の一例を示す図である。なお、コヒレント加算部３３０には、Ｍ×Ｎ系統の相関信号に対応して、図６に示すブロックがＭ×Ｎ個配置される。第ｍ−ｎ（ｎは１〜Ｎの任意の整数）の相関信号に関するブロックを図示および説明する。

図６において、コヒレント加算部３３０は、コヒレント加算タイミング補正部３３１と、加算器３３２と、メモリ３３３と、を有する。

コヒレント加算タイミング補正部３３１は、レーダ送信装置２００の送信時間制御部２２０によって制御している送信タイミングに従って、コヒレント加算の基準タイミングを決定する。コヒレント加算タイミング補正部３３１は、決定したタイミングにおいて、第ｍ−ｎの相関信号（第ｍの受信系統と第ｎの送信系統との組み合わせについての相関信号）を後段へと出力する。

加算器３３２およびメモリ３３３を含む累積加算回路は、コヒレント加算タイミング補正部３３１からの出力を累積加算し、第ｍ−ｎのコヒレント加算結果を出力する。

コヒレント加算部３３０は、基準タイミングから送信繰り返し周期Ｔｓ毎に相関信号を抽出し、抽出したＮｃａ個分の信号部分を加算する。抽出した相関信号をコヒレント加算する回数がＮｃａ回である場合、送信繰り返し周期ＴｓがＮｃａ回繰り返される周期を、コヒレント加算周期Ｔｃａと定義する。

コヒレント加算部３３０は、Ｍ×Ｎ系統のコヒレント加算結果を出力する。なお、コヒレント加算の詳細については、後述する。

ドップラ解析部３４０は、Ｍ×Ｎ系統のそれぞれについて、コヒレント加算部３３０から入力されるコヒレント加算結果に対してドップラ周波数を解析する。移動するターゲットによるエコー信号（反射波）の周波数帯は、ドップラ周波数シフトを伴う。このため、ドップラ解析部３４０は、フーリエ変換を用いてドップラ周波数を解析する。

ドップラ解析部３４０は、レーダ装置１００からターゲットまでの距離刻み毎にフーリエ変換を実施し、距離−ドップラマップを出力する。距離−ドップラマップは、例えば、横軸をドップラ周波数とし縦軸を距離とする２次元のデータである。距離刻みΔＲは、受信デジタルサンプリングレートｆｓによって、以下の式（１）によって定まる。ｃは光速である。
ΔＲ＝ｃ／（２×ｆｓ） ・・・（１）

図７は、ドップラ解析部３４０の構成の一部を示す図である。なお、ドップラ解析部３４０は、Ｍ×Ｎ系統のコヒレント加算結果に対応して、図７に示すブロックがＭ×Ｎ個配置されている。ここでは、第ｍ−ｎのコヒレント加算結果に関するブロックを図示および説明する。

図７において、ドップラ解析部３４０は、インタリーブ部３４１と、フーリエ変換部３４２と、ドップラスペクトル抽出部３４３と、を有する。

インタリーブ部３４１は、第ｍ−ｎのコヒレント加算結果を、インタリーブする。フーリエ変換部３４２は、インタリーブされた第ｍ−ｎのコヒレント加算結果をフーリエ変換し、距離−ドップラマップを出力する。ドップラスペクトル抽出部３４３は、距離−ドップラマップから、所望のドップラ周波数に相当する部分（ドップラスペクトル）を抽出する。なお、インタリーブ、フーリエ変換、およびドップラスペクトル抽出の詳細については、後述する。

ドップラ解析部３４０全体としては、Ｍ×Ｎ系統の距離−ドップラマップを出力する。

図１の到来方向推定部３５０は、ドップラ解析部３４０から入力されるＭ×Ｎ系統の距離−ドップラマップを用いて、レーダ装置１００からターゲットまでの到来方向を推定する。到来方向推定部３５０は、距離−角度（到来方向）−ドップラマップを出力する。到来方向推定の手法としては、Ｃａｐｏｎ法またはＭＵＳＩＣアルゴリズムを採用できる。

Ｍ×Ｎ系統の距離−ドップラマップはそれぞれ、Ｎ個の送信アンテナとＭ個の受信アンテナとの組み合わせから得られるデータである。したがって、系統の異なる距離−ドップラマップの間には、互いに異なる位相成分が含まれる。到来方向推定部３５０は、異なる位相成分から位相差を求め、到来方向推定を実施する。

送信時間制御、直交符号化、周波数シフト量、レーダ信号の周波数スペクトル、コヒレント加算の基準タイミング、インタリーブ、およびドップラスペクトル抽出について、詳細に説明する。

＜送信時間制御について＞
図８は、送信時間制御部２２０による送信時間制御処理の一例を示す図である。図８において、横軸は時間を示す。

符号生成部２１０は、第１〜第Ｎの送信系統の符号系列４１１−１〜４１１−Ｎそれぞれを、一定の時間間隔毎に繰り返し出力する。繰り返し周期を、送信繰り返し周期Ｔｓ（上述の一定の間隔に相当）と定義する。また、各送信系統から出力する符号４１１の送信に要する時間は、送信時間Ｔｃｏｄｅである。第ｎの送信系統におけるスキャン開始時刻Ｔ０からの時間は、送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎである。

送信時間制御部２２０は、第１〜第Ｎの送信系統において、送信系統毎に、送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎが異なる、つまり、送信開始タイミングがずれた各符号の送信タイミングを設定する。なお、送信時間制御部２２０は、送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎと送信時間Ｔｃｏｄｅとを加算した時間が、送信繰り返し周期Ｔｓ以下である値を、送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎとして設定する。

レーダ装置１００は、送信する信号を時間的に分散させ、送信ピークパワー対平均電力比（Peak-to-Average Power Ratio、以下「ＰＡＰＲ」と表す）を低減できる。

歪みなく出力可能なピーク電力には、上限がある。従って、従来のレーダ装置は、ＰＡＰＲが大きい場合、平均電力を下げる必要がある。このように、大きいＰＡＰＲは、平均受信ＳＮＲ劣化の原因である。本開示のレーダ装置１００は、ＰＡＰＲ低減により、平均電力を相対的に上げ、平均受信ＳＮＲを増大できる。レーダ装置１００は、ＰＡＰＲ低減により、受信側において必要なダイナミックレンジを狭くでき、装置を簡易化できる。

なお、送信時間制御部２２０は、更に、第１〜第Ｎの送信系統が占有する送信時間帯の重複を回避するために、図８に示す各符号の送信タイミングに設定することが望ましい。図８におけるレーダ装置１００は、ＰＡＰＲを最も低減できる。

＜直交符号化について＞
図９は、直交符号化部２３０における直交符号化処理の一例を示す図である。図９において、横軸は時間を示す。

直交符号化部２３０は、例えば、Ｎｏｃビットの（ビット数がＮｏｃの）直交符号を用いる。ここで、直交符号のＮｏｃビット分に相当する時間を、直交符号周期Ｔｏｃと定義する。直交符号化部２３０は、各符号系列４２１（図８の符号系列４１１に対応）に対し、送信繰り返し周期Ｔｓ毎に、直交符号の第１〜第Ｎｏｃのビット４２２を、１ビットずつ順に切り替えて重畳させる。

ここで、Ｎｏｃ＝２（２ビットの直交符号を使用）、ｍ＝１として、具体例を挙げて説明する。「＋１、＋１」、「＋１、−１」は、それぞれ互いに直交する直交符号である。第ｎの送信系統の１番目の符号系列（ｃｎ，１）および２番目の符号系列（ｃｎ，２）に対して、直交符号ｎ＝［＋１，−１］を重畳する。また、第ｋの送信系統（ｋは１〜Ｎの任意の整数）の１場目の符号系列（ｃｋ，１）および２番目の符号系列（ｃｋ，２）に対して、直交符号ｋ＝［＋１，＋１］を重畳する。

直交符号化部２３０は、第ｎの送信系統について、最初の送信繰り返し周期Ｔｓにおいて（ｃｎ，１）×（＋１）を生成し、次の送信繰り返し周期Ｔｓでは、（ｃｎ，２）×（−１）を生成する。

一方、直交符号化部２３０は、第ｋの送信系統について、最初の送信繰り返し周期Ｔｓにおいて（ｃｋ，１）×（＋１）を生成し、次の送信繰り返し周期Ｔｓにおいて（ｃｋ，２）×（＋１）を生成する。

符号生成部２１０により各送信系統の送信繰り返し周期Ｔｓ毎に生成される符号系列は、複数のビット列によって構成される。例えば、符号系列（ｃｎ，１）＝［＋１，＋１，−１，＋１］、符号系列（ｃｎ，２）＝［＋１，＋１，＋１，−１］である。直交符号化部２３０が第ｎの送信系統について生成する（ｃｋ，１）×（＋１）、（ｃｋ，２）×（＋１）を、以下の式（２）、（３）に示す。
（ｃｎ，１）×（＋１） ＝ ［＋１，＋１，−１，＋１］ ・・・（２）
（ｃｎ，２）×（−１） ＝ ［−１，−１，−１，＋１］ ・・・（３）

直交符号化部２３０は、送信繰り返し周期Ｔｓ毎に、第１〜第Ｎの送信系統の符号系列の全体に対して、直交符号の構成ビットを１ビット重畳する。

また、直交符号化部２３０は、送信繰り返し周期Ｔｓ毎に直交符号のビットを切り替えて重畳する。直交符号化部２３０は、１つの送信繰り返し周期Ｔｓにおいて、同一の値を符号系列に重畳する。符号系列全体の極性（＋／−）は変化するが、送信繰り返し周期Ｔｓ内における構成ビットの極性の相互関係は不変である。レーダ装置１００は、各送信系統において用いられる符号系列間の相互相関性能を保持できる。

Ｍ系列またはＧｏｌｄ符号は、相互相関性能に優れた符号であり、各送信系統間の相互干渉が生じ難い系列である。レーダ装置１００は、符号系列間の相互相関性能を保持することにより、第１〜第Ｎの送信系統から送信された信号間の相互干渉を抑圧できる。

更に、レーダ装置１００は、直交符号を重畳することにより、コヒレント加算の結果、第１〜第Ｎの送信系統間の相互干渉成分を相殺できる。符号生成部２１０は、直交符号周期Ｔｏｃ内において、同一の符号系列を出力してもよいし、異なる符号系列を出力してもよい。

例えば、上記２ビットの直交符号の例において、（ｃｎ，１）×（＋１）、（ｃｎ，２）×（−１）の系列の相互相関により得られる結果が、ぞれぞれ（Ｃｎ，１）×（＋１）、（Ｃｎ，２）×（−１）である。（Ｃｎ，１）＝（Ｃｎ，２）では、コヒレント加算結果は（Ｃｎ，１）×（＋１）＋（Ｃｎ，２）×（−１）＝０である。すなわち、レーダ装置１００は、各送信系統間の相互干渉成分を相殺できる。なお、符号生成部２１０は、パルス圧縮符号として、相補符号を生成してもよい。

図１０は、パルス圧縮符号が相補符号である直交符号化処理の一例を示す図である。図１０において、横軸は時間を示す。

直交符号が重畳される前の符号系列４３１は、相補符号である。相補符号は、Ｎｃｃ個の符号によって構成される。送信時間制御部２２０は、Ｎｃｃ個の相補符号、送信繰り返し周期Ｔｃ毎に直交符号化部２３０に出力する。Ｎｃｃ個の相補符号が出力される周期を、相補符号周期Ｔｃｃと定義する。つまり、相補符号周期Ｔｃｃ＝送信繰り返し周期Ｔｓ×相補符号の符号数Ｎｃｃである。

パルス圧縮符号が相補符号である場合、直交符号化部２３０は、図１０に示す直交符号のビット４３２の切り替えを、相補符号周期Ｔｃｃ毎に行う。

相補符号は、相補符号を構成する各符号の自己相関によってはレンジサイドローブ成分がゼロとならないが、相補符号の全自己相関結果をコヒレント加算することによって、レンジサイドローブ成分がゼロとなる。したがって、相補符号周期Ｔｃｃ毎に直交符号のビット切り替えることにより、相補符号のレンジサイドローブ抑圧効果を保持して、直交符号を重畳できる。

図９において説明した内容と同様に、符号生成部２１０は、直交符号周期Ｔｏｃ内において、同一の相補符号の組み合わせを出力することが望ましい。これにより、レーダ装置１００は、コヒレント加算の結果、各送信系統間の相互干渉成分を相殺できる。

＜周波数シフト量について＞
図１１は、周波数シフト部２５０による周波数シフト処理の一例を示す図である。周波数シフト部２５０は、第１〜第Ｎの送信系統のそれぞれに対して、予め、変調信号に対して与える周波数シフト量を有する。

直交符号周期Ｔｏｃに対応する周波数ｆｏｃを、以下の式（４）によって定義する。
ｆｏｃ ＝ １／Ｔｏｃ ・・・（４）

第ｎの送信系統に対して与える周波数シフト量ｆｄｎは、例えば、以下の式（５）で表される。
ｆｄｎ ＝ ｘ（ｎ）×ｆｏｃ ・・・（５）

但し、ｘ（ｎ）は、送信系統毎に異なる整数である。周波数シフト部２５０は、変調信号に含まれる直交符号周期Ｔｏｃに対応する周波数の整数倍であり、かつ、第１〜第Ｎの送信系統において送信系統毎に異なる周波数シフトを、各送信系統の変調信号に対して与える。

周波数シフト量の決め方について説明する。レーダ受信装置３００のコヒレント加算部３３０は、上述の通り、直交符号周期Ｔｏｃ毎にコヒレント加算し、直交符号を復号する。

コヒレント加算部３３０に入力される第ｍ−ｎ１の相関信号ａｍ,ｎ１（ｔ）は、例えば、以下の式（６）のようにモデル化できる。なお、ｎ１とは、所望の送信系統の信号（成分）である。

なお、ｃｍ,ｎ（ｔ）は、第ｎの送信系統により送信され、第ｍの受信系統により受信された信号に対して、相関演算した結果（相関信号）を表す。式（６）の右辺２項目のシグマ記号以降の相関信号は、他の送信系統の信号による干渉成分である。すなわち、式（６）は、ドップラ周波数シフト（ｆｄ,ｎ−ｆｄ,ｎ１）の残留成分を含む。また、ｔは時間を表し、θは位相差を表している。

コヒレント加算周期Ｔｃａに対応する周波数ｆｃａを、以下の式（７）によって定義する。
ｆｃａ ＝ １／Ｔｃａ ・・・（７）

ドップラ周波数シフト（ｆｄ,ｎ−ｆｄ,ｎ１）とコヒレント加算周期Ｔｃａに対応する周波数ｆｃａとの間には、以下の式（８）に示す関係が成り立つ。
（ｆｄ,ｎ−ｆｄ,ｎ１） ＝ ｙ×ｆｃａ （但し、ｙは整数） ・・・（８）

コヒレント加算部３３０は、コヒレント加算周期Ｔｃａを積分周期として、積分演算する。したがって、コヒレント加算部３３０の出力ｂｍ,ｎ１（ｔ）は、例えば、以下の式（９）によって表される。

上述の式（７）より、式（１０）の右辺の第二項の干渉成分は、以下の式（１０）に示す通り、ゼロに近似される。

レーダ装置１００は、ｃｍ,ｎ（ｔ）の時間変動成分が小さい場合、干渉成分の抑圧効果が大きい。レーダ装置１００は、コヒレント加算周期Ｔｃａに対応する周波数ｆｃａの整数倍の周波数を周波数シフト量ｆｄｎとすることで、干渉成分を抑圧できる。

コヒレント加算周期Ｔｃａは、直交符号周期Ｔｏｃの整数倍である。直交符号周期Ｔｏｃに対応する周波数ｆｏｃは、コヒレント加算周期Ｔｃａに対応する周波数ｆｃａの整数倍である。

レーダ装置１００は、周波数シフト量ｆｄｎを、直交符号周期Ｔｏｃに対応する周波数ｆｏｃの整数倍とすることにより、コヒレント加算周期Ｔｃａに対応する周波数ｆｃａの整数倍にすることができ、上述の効果が得られる。

例えば、第１〜第Ｎの周波数シフト量ｆｄ１〜ｆｄＮは、図１１に示すように、直交符号周期Ｔｏｃに対応する周波数ｆｏｃに対して、０、１、２、・・・Ｎ−１を乗じることによって得られる。

従来のレーダ装置は、直交符号を重畳した符号に対して周波数シフトを与えることによって、直交符号の直交性が低下する。しかし、レーダ装置１００は、周波数シフト量を直交符号周期Ｔｏｃに対応する周波数ｆｏｃの整数倍とすることにより、干渉成分の抑圧効果が得られる。

なお、第１〜第Ｎの周波数シフト量ｆｄ１〜ｆｄＮは、レーダ受信装置３００において観測可能な最大ドップラ周波数よりも小さい周波数である。

レーダ受信装置３００において観測可能な最大ドップラ周波数Ｆｄｍａｘは、送信繰り返し回数Ｔｓおよびコヒレント加算回数Ｎｃａを用いて、以下の式（１１）によって表される。
Ｆｄｍａｘ ＝ １／｛２×（Ｔｓ×Ｎｃａ）｝ ・・・（１１）

式（１１）は、コヒレント加算周期Ｎｃａがフーリエ変換のサンプル周期である場合、ナイキスト周波数に相当する。

また、各アンテナが互いに近くに配置され、かつ、各アンテナの指向性に大きな差異がない場合、各アンテナとターゲットの間において発生するドップラシフトに大きな偏りはない。レーダ装置１００は、各送信系統において、使用可能なドップラ周波数帯域（つまり、最大ドップラ周波数Ｆｄｍａｘまでの帯域）を等分して、等間隔の周波数シフト量を設定することが望ましい。

例えば、第ｎの送信系統に対して与える第ｎの周波数シフトｆｄｎは、以下の式（１２）に示す、最大ドップラ周波数ＦｄｍａｘをＮ分割した周波数の（ｎ−１）倍が望ましい。
ｆｄｎ ＝ Ｆｄｍａｘ×（ｎ−１）／Ｎ ・・・（１２）

なお、送信側によって与えた第１〜第Ｎの周波数シフトｆｄ１〜ｆｄＮは、それぞれ、受信側ではドップラシフトとして観測される。但し、第１〜第Ｎの周波数シフトｆｄ１〜ｆｄＮは既知であるため、各周波数シフトによるドップラシフトは、ターゲットの速度成分によるドップラシフトから分離して観測できる。

＜レーダ信号の周波数スペクトルについて＞
図１２は、無線送信部２６０から出力される各レーダ信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。図１２において、横軸は周波数を示し、縦軸は各周波数成分の強度を示す。

上述の通り、周波数シフト部２５０において与えられる第１〜第Ｎの周波数シフト量ｆｄ１〜ｆｄＮは、占有帯域幅よりも小さい周波数シフトである。このため、図１２に示すように、第１〜第Ｎの送信系統から出力される各レーダ信号の周波数スペクトル４４１−１〜４４１−Ｎは、局部発振信号の周波数ｆｃの付近において、重複する。

＜コヒレント加算について＞
図１３は、コヒレント加算部３３０におけるコヒレント加算の基準タイミングの一例を示す図である。

図１３において、コヒレント加算部３３０のコヒレント加算タイミング補正部３３１は、第ｎの送信系統から送信された信号が遅延なくレーダ受信装置３００に入力される時点（ターゲットまでの距離がゼロに相当）を、基準タイミング４５１とする。そして、コヒレント加算タイミング補正部３３１は、基準タイミング４５１を起点として、送信繰り返し周期Ｔｓ毎に、第ｍ−ｎの相関信号を抽出する。

コヒレント加算部３３０が切り出した第ｍ−ｎの相関信号をコヒレント加算する回数は、上述の通りＮｃａ回である。コヒレント加算周期Ｔｃａは、送信繰り返し周期Ｔｓ×コヒレント加算回数Ｎｃａである。

図１４は、コヒレント加算部３３０がコヒレント加算結果を出力するタイミングを示す図である。

図１４では、コヒレント加算部３３０は、第ｍ−ｎの相関信号のコヒレント加算結果を、コヒレント加算周期Ｔｃａ毎に出力する。コヒレント加算部３３０は、後段の信号処理の処理レートを遅くできる。

受信デジタルサンプリングレートが、ｆｓである場合、送信繰り返し周期Ｔｓ内の信号をサンプリングする回数Ｔｐは、送信繰り返し周期Ｔｓ×受信デジタルサンプリングレートｆｓである。送信繰り返し周期Ｔｓ内における、コヒレント加算結果のサンプルタイミングＴｍ,０〜Ｔｍ,ｐ−１は、図１４に示す通りとなる。

なお、サンプルタイミングＴｍ,０〜Ｔｍ,ｐ−１は、レンジビンとも呼ばれ、それぞれレーダ装置１００からターゲットまでの距離に対応する。各サンプルタイミングのデータは、ターゲットまでの距離に関する情報に換算できる。

＜インタリーブについて＞
図１５は、ドップラ解析部３４０におけるインタリーブ処理の一例を示す図である。図１５において、横軸はサンプルタイミングを示し、縦軸は時間を示す。

図１５では、ドップラ解析部３４０のインタリーブ部３４１は、コヒレント加算結果（図１４参照）を、上述のサンプルタイミングＴｍ,０〜Ｔｍ,ｐ−１と時間とをそれぞれ軸とする、２次元データに並べ替える。そして、インタリーブ部３４１は、並び替えられたデータを、矢印４６１に示す順序によって読み出す。

インタリーブ部３４１は、連続するＮｆ個の送信繰り返し周期Ｔｓのデータを、各送信繰り返し周期Ｔｓの起点を基準とするサンプルタイミング毎に纏めたデータに並び替える。

＜フーリエ変換について＞
ドップラ解析部３４０のフーリエ変換部３４２は、並び替えられたデータの時間軸の変動をドップラ周波数軸に変換する。フーリエ変換部３４２は、時間波形を、ドップラ周波数のスペクトル（ドップラスペクトル）に変換する。

なお、コヒレント加算周期Ｔｃａをフーリエ変換のサンプル周期とし、フーリエ変換のサンプルポイント数をＮｄｐとした場合、送信繰り返し周期Ｔｓ×コヒレント加算回数Ｎｃａ×フーリエ変換のサンプルポイント数Ｎｄｐを、ドップラ解析周期Ｔｄｐと定義する。

フーリエ変換のサンプルタイミングは、上述の通り、レーダ装置１００からターゲットまでの距離に換算できる。すなわち、サンプルタイミング毎に纏めたデータは、レンジ（ターゲットまでの距離）毎に纏めたデータである。

したがって、上記並べ替えにより、距離に応じたコヒレント加算結果の時間変動を観測できる。すなわち、フーリエ変換部３４２の出力は、距離とドップラ周波数の２次元データである。距離とドップラ周波数の２次元データを、距離−ドップラマップと定義する。

図１６は、距離−ドップラマップのデータ構成の一例を示す図である。

第１〜第Ｎの送信系統から送信される第１〜第Ｎのレーダ信号には、上述の通り、それぞれ異なる周波数シフト量ｆｄ１〜ｆｄＮを用いて周波数シフトされている。

図１６に示すように、距離−ドップラマップは、第１〜第Ｎの送信系統のそれぞれと、Ｔｍ,０〜Ｔｍ,ｐ−１の距離（レンジ）のそれぞれとの組み合わせ（図中、四角４７１で示す）毎に分離可能な状態であり、ドップラ周波数成分を示すデータである。すなわち、距離−ドップラマップは、第１〜第Ｎのレーダ信号がドップラ周波数軸上において分割多重された状態となり、第１〜第Ｎのレーダ信号を分離できる。距離−ドップラマップは、ターゲットが存在する距離Ｔｍ,ｐについてのデータを含む。

＜ドップラスペクトル抽出について＞
ドップラ解析部３４０のドップラスペクトル抽出部３４３は、フーリエ変換部３４２から入力された距離−ドップラマップから、距離毎に、所望のドップラ周波数に相当する箇所を抽出する。

図１７は、ある相関信号のターゲットが存在する距離Ｔｍ,ｐについてのドップラ解析結果（ドップラスペクトル）の一例を示す図である。図１７において、横軸はドップラ周波数を示し、縦軸は各ドップラ周波数成分の強度を示す。

図１７に示すように、フーリエ変換部３４２から出力される距離−ドップラマップ（図１６参照）は、送信系統毎に分離可能な状態であり、各ドップラ周波数成分の強度を表す。したがって、第ｎの送信系統に対応するドップラスペクトル抽出部３４３は、距離−ドップラマップのうち、第ｎの送信系統に対応する部分４８２を抽出することにより、第ｎの送信系統のドップラ成分を抽出できる。

ドップラスペクトル抽出部３４３は、抽出した距離−ドップラマップの各ドップラ周波数成分を、周波数シフトが省略されたドップラ周波数に対応付ける。すなわち、ドップラスペクトル抽出部３４３は、抽出した距離−ドップラマップのドップラ周波数軸を、−ｆｄｎシフトする。

レーダ装置１００は、直交符号周期Ｔｏｃに対応する周波数ｆｏｃの整数倍、つまり、コヒレント加算周期Ｔｃａに対応する周波数の整数倍であって、送信系統毎に異なる周波数シフト量を用いて、各送信系統の信号を周波数シフトする。レーダ装置１００は、各受信信号に対し、コヒレント加算により送信系統間の干渉成分を低減させた状態において、各周波数シフト量に対応するドップラ周波数解析結果を抽出し、ターゲットを検出できる。

＜レーダ装置の動作＞
次に、レーダ装置１００の動作について説明する。図１８は、レーダ装置１００の動作の一例を示す図である。なお、ここでは、１つのパルス圧縮符号に対してレーダ装置１００が順次行う動作の一例を示す。

ステップＳ１１００において、符号生成部２１０は、第ｎの送信系統についてのパルス圧縮符号を生成する。

ステップＳ１２００において、送信時間制御部２２０は、生成されたパルス圧縮符号がレーダ送信装置２００から送信される時間を制御する。

ステップＳ１３００において、直交符号化部２３０は、パルス圧縮符号に対して、第ｎの直交符号の構成ビットの１つを重畳する。

ステップＳ１４００において、変調部２４０は、直交符号が重畳されたパルス圧縮符号を変調する。

ステップＳ１５００において、周波数シフト部２５０は、直交符号周期Ｔｏｃに基づいて決定された周波数シフト量ｆｄｎを用いて、変調信号に対して周波数シフトを付与する。なお、かかる周波数シフト量ｆｄｎは、上述の通り、直交符号周期Ｔｏｃに対応する周波数ｆｏｃに、送信系統毎に異なる整数を乗じた周波数であって、最大ドップラ周波数Ｆｄｍａｘよりも小さい周波数である。

ステップＳ１６００において、無線送信部２６０は、周波数シフトが付与された変調信号を無線信号に変換して、レーダ信号として送信する。

送信されたレーダ信号は、ターゲットによって反射され、エコー信号として受信される。

ステップＳ２１００において、無線受信部３１０は、第１〜第Ｍの受信系統のそれぞれにおいて、エコー信号を受信する。

ステップＳ２２００において、相関部３２０は、直交符号化部２３０において用いた符号化系列を相関係数として、相互相関を演算する。

ステップＳ２３００において、コヒレント加算部３３０は、相関信号をコヒレント加算する。なお、他の送信系統との間の周波数シフト量の差は、直交符号周期の整数倍であるため、コヒレント加算により、上述の通り、他の送信系統による干渉成分が低減される。

ステップＳ２４００において、ドップラ解析部３４０は、コヒレント加算結果に対してドップラ解析する。

ステップＳ２５００において、ドップラ解析部３４０は、ドップラ解析結果から、周波数シフト量ｆｄｎに基づいて、所望の（第ｎの送信系統に対応する）部分を抽出する。

到来方向推定部３５０は、第ｎの送信系統を含む、第１〜第Ｎの送信系統について抽出された各ドップラ解析結果に基づいて、到来方向、つまり、ターゲットの方向を推定する。

＜本実施の形態の効果＞
以上説明したように、本実施の形態に係るレーダ装置１００は、直交符号周期Ｔｏｃに対応する周波数ｆｏｃの整数倍の周波数であって、送信系統毎に異なる周波数シフトｆｄｎを、各送信系統の信号に与える。

これにより、レーダ装置１００は、送信系統間の干渉成分を低減させた状態において、ドップラ周波数解析結果を送信系統毎に抽出して、ターゲットを検出する。すなわち、レーダ装置１００は、従来技術に比べて、より高精度なターゲット検出ができる。

＜周波数シフト量の他の例＞
なお、周波数シフト量ｆｄｎは、上記説明では直交符号周期Ｔｏｃに対応する周波数ｆｏｃの整数倍の周波数としたが、これに限定されない。レーダ装置１００は、第１〜第Ｎの送信系統から送信される信号の直交性をできるだけ崩さない周波数（例えば、直交周波数）であって、送信系統毎に異なる周波数シフト量を用いればよい。

直交周波数は、例えば、周波数シフト量ｆｄｎ、コヒレント加算周期Ｔｃａ、ドップラ解析周期Ｔｄｐ、あるいは相補符号周期Ｔｃｏｄｅを整数倍した周波数が挙げられる。

図１９は、コヒレント加算周期Ｔｃａに基づく周波数シフト処理の一例を示す図である。

第ｎの送信系統に対して与える周波数シフト量ｆｄｎは、例えば、コヒレント加算周期Ｔｃａに対応する周波数ｆｃａを用いて、以下の式（１３）によって表される。
ｆｄｎ ＝ ｘ（ｎ）×ｆｏｃ ・・・（１３）

なお、第１〜第Ｎの周波数シフト量ｆｄ１〜ｆｄＮは、図１９に示すように、コヒレント加算周期Ｔｃａに対応する周波数ｆｃａに対して、０、１、２、・・・Ｎ−１を乗算することによって得られる周波数である。

図１９に示す周波数シフト処理は、式（１０）によって説明した原理により、干渉成分を抑圧できる。

図２０は、ドップラ解析周期Ｔｄｐに基づく周波数シフト処理の一例を示す図である。

第ｎの送信系統に対して与える周波数シフト量ｆｄｎは、例えば、ドップラ解析周期Ｔｄｐと、送信系統毎に異なる整数ｘ（ｎ）とを用いて、以下の式（１４）によって表される。
ｆｄｎ ＝ ｘ（ｎ）／Ｔｄｐ ・・・（１４）

周波数シフト量ｆｄｎは、ドップラ解析周期Ｔｄｐに対応する周期の整数倍の周波数である。周波数シフト量ｆｄｎは、フーリエ変換部３４２における直交周波数である。

整数ｘ（ｎ）は、周波数シフト量ｆｄｎをレーダ受信装置３００において観測可能な最大ドップラ周波数Ｆｄｍａｘよりも小さい値とするため、フーリエ変換のサンプルポイント数Ｎｄｐに基づき、以下の式（１５）を満たす必要がある。
ｘ（ｎ） ＜ Ｎｄｐ／２ ・・・（１５）

周波数シフト量ｆｄｎをフーリエ変換部３４２における直交周波数とすることで、ドップラ周波数軸上において多重される第１〜第Ｎの送信系統の信号の相互干渉を最小化できる。

図２１は、相補符号周期Ｔｃｃに基づく周波数シフト処理の一例を示す図である。

相補符号周期Ｔｃｃに対応する周波数ｆｃｃを、以下の式（１６）によって定義する。
ｆｃｃ ＝ １／Ｔｃｃ ・・・（１６）

第ｎの送信系統に対して与える周波数シフト量ｆｄｎは、例えば、相補符号周期Ｔｃｃに対応する周期ｆｃｃと、送信系統毎に異なる整数ｘ（ｎ）とを用いて、以下の式（１７）によって表される。
ｆｄｎ ＝ ｘ（ｎ）／Ｔｃｃ ・・・（１７）

相補符号周期Ｔｃｃは、図１１からも明らかなように、直交符号周期Ｔｏｃの整数倍である。図２０に示す周波数シフト処理は、上述の式（１０）によって説明した原理により、干渉成分を抑圧できる。

＜周波数シフトの他の例＞
なお、周波数シフト処理は、上記説明では周波数シフト量ｆｄｎを有する連続波形の信号を変調信号に乗算する方法を用いたが、これに限定されない。

周波数シフト部２５０は、離散化した周波数シフト成分を変調信号に乗算することにより、周波数シフトしてもよい。

図２２は、送信繰り返し周期Ｔｓ毎に離散化された周波数シフト成分の一例を示す図である。

図２２に示すように、周波数シフト部２５０は、例えば、周波数シフト量ｆｄｎの周波数の信号５１１を、送信繰り返し周期Ｔｓによってサンプリングし、サンプリングにより得られた値５１２を、離散化した周波数シフト量ｆｄｎとして、変調信号に乗算する。

レーダ装置１００は、図１４に示す、送信繰り返し周期Ｔｓ内の各サンプルタイミングにおけるサンプル信号の時間変動、つまり、複数の連続するコヒレント加算周期Ｔｃａの間でのサンプル信号の変化を観測する。したがって、コヒレント加算周期Ｔｃａ毎の周波数シフト成分の時間変動を観測することによって、ドップラ周波数軸上において複数のチャネルを多重できる。

送信繰り返し周期Ｔｓは、コヒレント加算周期Ｔｃａよりも小さいため、図２２に示すように、離散化した周波数シフト量ｆｄｎを採用した場合でも、周波数シフト成分の時間変動を観測できる。

従来のレーダ装置は、連続波形の信号である周波数シフトを変調信号に重畳した場合、符号の相互相関性能が低下する。

しかし、図２２に示す、離散化した周波数シフト成分を変調信号に重畳することにより、符号の相互相関性能の低下を抑制し、ドップラ周波数軸上において複数のチャネルを多重できる。なお、本形態は、高い相互相関性能を有する符号、例えば、Ｍ系列またはＧｏｌｄ符号の使用に好適である。また、図２２に示す離散化は、図１１、１９、２０、２１に示す周波数シフト量の付加方法の全てに適用できる。

図２３は、相補符号周期Ｔｃｃによって離散化された周波数シフト成分の一例を示す図である。

図２３において、周波数シフト部２５０は、例えば、周波数シフト量ｆｄｎの周波数の信号５２１を、相補符号周期Ｔｃｃによってサンプリングし、サンプリングにより得られた値５２２を、離散化した周波数シフト量ｆｄｎとして、変調信号に乗算する。

従来のレーダ装置は、レーダ信号に相補符号を使用する場合、相補符号周期Ｔｃｃ内において連続波形の周波数シフトを重畳すると、相補符号の自己相関結果を加算することによるレンジサイドローブ抑圧性能が低下する。

図２３において、レーダ装置１００は、離散化した周波数シフト成分を変調信号に重畳することにより、相補符号が持つ高い自己相関性能の低下を抑制し、ドップラ周波数軸上において複数のチャネルを多重ができる。また、図２３に示す離散化は、図１１、１９、２０に示す周波数シフト量の付与方法に適用できる。

図２４は、直交符号周期Ｔｏｃによって離散化された周波数シフト成分の一例を示す図である。

図２４において、周波数シフト部２５０は、例えば、周波数シフト量ｆｄｎの周波数の信号５３１を、直交符号周期Ｔｏｃによってサンプリングし、サンプリングにより得られた値５３２を、離散化した周波数シフト量ｆｄｎとして、変調信号に乗算する。

従来のレーダ装置は、レーダ信号に直交符号を使用する場合、直交符号周期Ｔｏｃ内において連続波形の周波数シフトを重畳することにより、直交符号の直交性能が低下する。

図２４において、レーダ装置１００は、離散化した周波数シフト成分を変調信号に重畳することにより、直交符号が持つ直交性能の低下を抑圧し、ドップラ周波数軸上において複数のチャネルを多重できる。また、図２４に示す離散化は、図１９、２０に示す周波数シフト量の付与方法に適用できる。

図２５は、コヒレント加算周期Ｔｃａによって離散化された周波数シフト成分の一例を示す図である。

図２５において、周波数シフト部２５０は、例えば、周波数シフト量ｆｄｎの周波数の信号５４１を、コヒレント加算周期Ｔｃａによってサンプリングし、サンプリングにより得られた値５４２を、離散化した周波数シフト量ｆｄｎとして、変調信号に乗算する。

コヒレント加算周期Ｔｃａは、相補符号周期Ｔｃｃおよび直交符号周期Ｔｏｃの全ての整数倍の周期である。レーダ装置１００は、使用される符号の特性（例えば、自己相関性能、相互相関性能、あるいは直交性）の低下を抑制し、ドップラ周波数上において複数チャネルの多重ができる。ドップラ周波数軸上において複数チャネルを多重化するには、コヒレント加算周期Ｔｃａによって周波数シフト成分を離散化することが有用である。また、図２５に示す離散化は、図２０に示す周波数シフト量の付与方法に適用できる。

＜信号分離の他の例＞
また、送信系統毎のドップラ成分の分離は、上記説明ではドップラ解析部３４０において処理するとしたが、これに限定されない。レーダ装置１００は、例えば、相関演算前に、送信系統毎にドップラ成分を分離してもよい。

図２６は、相関演算前に、送信系統毎にドップラ成分を分離するレーダ装置の構成の一例を示す図であり、図１に対応する。図１と同一部分には同一符号を付し、説明を省略する。

図２６において、レーダ装置１００ａのレーダ受信装置３００ａは、相関部３２０の前段に配置された周波数シフト復調部３６０ａを有する。また、レーダ受信装置３００ａは、図１のドップラ解析部３４０に代えて、ドップラ解析部３４０ａを有する。

レーダ装置１００ａは、周波数シフト復調部３６０ａにおいてレーダ送信装置２００によって与えられた周波数シフトを復調し、コヒレント加算部３３０においてコヒレント加算する。周波数シフト部２５０においてアップコンバートされた信号を、周波数シフト復調部３６０ａにおいてダウンコンバートし、コヒレント加算部３３０においてローパスフィルタを通過させる処理に相当する。

周波数シフト復調部３６０ａは、レーダ送信装置２００の周波数シフト部２５０において与えられた周波数シフトを復調する。

図２７は、周波数シフト復調部３６０ａの構成の一例を示す図である。

図２７において、周波数シフト復調部３６０ａは、周波数制御部３６１ａと、第１〜第Ｍの受信系統に対応する第１〜第Ｍの復調器群３６２ａ−１〜３６２ａ−Ｍと、を有する。

周波数シフト復調部３６０ａには、周波数シフト部２５０の周波数制御部２５１（図２参照）に設定された第１〜第Ｎの周波数シフト量とは絶対値が同一であって極性が逆の値−ｆｄ１〜−ｆｄＮが、第１〜第Ｎの周波数シフト復調量として予め設定されている。

周波数シフト復調部３６０ａは、第１〜第Ｍの復調器群３６２ａ−１〜３６２ａ−Ｍのそれぞれに対し、第１〜第Ｎの周波数シフト復調量−ｆｄ１〜−ｆｄＮに相当するＮ個の復調信号を出力する。

第１〜第Ｍの復調器群３６２ａ−１〜３６２ａ−Ｍは、第１〜第Ｍの受信信号が入力される。第ｍの復調器群３６２ａ−ｍは、受信部３１０から出力される第ｍの受信信号を入力する。第ｍの相関器群３２２−ｍは、周波数制御部３６１ａから入力されるＮ個の復調信号に基づいて、第ｍの受信信号から、Ｎ個の復調信号を生成する。すなわち、周波数シフト復調部３６０ａは、Ｍ×Ｎ系統の復調信号を出力する。

図２８は、第ｍの復調器群３６２ａ−ｍの構成の一例を示す図である。

図２８において、第ｍの復調器群３６２ａ−ｍは、第１〜第Ｎの送信系統に対応する第ｍ−１〜第ｍ−Ｎの乗算器３６３ａ−ｍ−１〜３６３ａ−ｍ−Ｎを有する。第ｍ−ｎの乗算器３６３ａ−ｍ−ｎには、第ｍの受信信号と、第ｎの周波数シフト復調量−ｆｄｎの復調信号が入力される。すなわち、第ｍ−ｎの復調器群３６２ａ−ｍ−ｎは、第ｍの受信信号に対して、第ｎの周波数シフト復調量−ｆｄｎを与え、第ｎ―ｍの復調信号として出力する。

出力された第ｎ―ｍの復調信号は、相関部３２０のうち、第ｍ−ｎの相関器３２３−ｍ−ｎ（図４参照）に入力される。

図２６のドップラ解析部３４０ａは、ドップラスペクトル抽出部３４３（図７参照）において距離−ドップラマップから抽出する帯域が異なることを除き、図１のドップラ解析部３４０と同一の構成を有する。

受信信号の周波数シフトが予め復調されている場合、抽出するドップラスペクトルは、ＤＣ付近に集中する。

図２９は、周波数シフトを復調した場合の距離−ドップラマップの構成の一例を示す図であり、図１７に対応する。

周波数シフト復調部３６０ａにより周波数シフトを復調した場合、抽出する所望のスペクトルは、いずれの送信系統についても、図２９に示すＤＣ近辺のドップラ周波数帯域５５１に移動する。したがって、ドップラ解析部３４０ａは、図１７において説明したドップラ周波数の分割割り当てでは、レーダ装置１００において第１の送信系統に割り当てていたドップラ周波数成分の抽出に相当する。ドップラ解析部３４０ａの動作を、以下に示す。

図３０は、ドップラスペクトルの一例を示す図である。図３１は、コヒレント加算回数増加後のドップラスペクトルの一例を示す図である。図３０および図３１において、横軸はドップラ周波数を示し、縦軸はターゲットまでの距離を示す。

図３０において、ドップラスペクトルには、コヒレント加算周期Ｔｃａによって決まるサンプル周波数位置（２Ｆｄｍａｘ）に、エイリアシング成分（折返し成分）５６１が観測される。

コヒレント加算回数の増加によって、ドップラ解析のサンプリングレートが下がる。この結果、図３１に示すように、エイリアシング成分５６１は、所望スペクトル５６２に近づく。

このため、所望スペクトル５６２と帯域外スペクトルとが干渉しないドップラ解析のサンプリングレートまで、コヒレント加算回数を増加できる。すなわち、周波数シフトを用いた復調により、所望のスペクトルをＤＣ付近に集中させ、周波数シフトを用いた復調でない場合に比べて、コヒレント加算回数を増加できる。

コヒレント加算回数の増加により、後段の信号処理の負荷を軽減できる。すなわち、周波数シフト復調部３６０ａを備えることにより、ドップラ解析以降の処理の処理負荷を軽減できる。

なお、相補符号の復号は、相補符号周期Ｔｃｃ内において、コヒレント加算する。したがって、上記周波数シフトの付与方法により、図２０において説明した原理と同様に、干渉成分を低減できる。

＜周波数シフト量の割り当て方の他の例＞
また、各送信系統の周波数シフト量ｆｄｎは、上記説明では固定としたが、これに限定されない。周波数シフト部２５０は、例えば、一定周期毎に、各送信系統の周波数シフト量ｆｄｎを切り替えてもよい。

図３２は、ドップラ解析周期Ｔｄｐ毎に各送信系統の周波数シフト量ｆｄｎを切り替えた周波数シフト量ｆｄｎの割り当て方の一例を示す図である。図３２において、横軸は時間を示す。

図３２において、周波数シフト部２５０は、例えば、ｆｄ１（０）、ｆｄ２、・・・、ｆｄＮ−１、ｆｄＮというＮ個の異なる値の周波数シフト量を、第１〜第Ｎの送信系統に対し、ドップラ解析周期Ｔｄｐ毎に１送信系統ずつシフトさせて割り当てる。例えば、第１の送信系統には、ｆｄ１（０）、ｆｄＮ、ｆｄＮ−１、・・・、ｆｄ２が、ドップラ解析周期Ｔｄｐ毎に順次切り替わって割り当てられる。

図１に示すレーダ装置１００の構成では、ドップラ解析部３４０のドップラスペクトル抽出部３４３が、周波数シフト部２５０における周波数シフト量ｆｄｎの切り替えに同期して抽出対象とする周波数を切り替えればよい。

また、図２６に示すレーダ装置１００ａの構成では、周波数シフト復調部３６０ａの周波数制御部３６１ａが、周波数シフト部２５０における周波数シフト量の切り替えに同期して各受信信号に対して重畳する復調信号の周波数を切り替えればよい。なお、ドップラ解析部３４０ａのドップラスペクトル抽出部３４３は、ドップラスペクトル抽出時にＤＣ付近のスペクトルを抽出すればよい。

更に、図２６に示すレーダ装置１００ａでは、送信繰り返し周期Ｔｓ毎、相補符号周期Ｔｃｃ毎、直交符号周期Ｔｏｃ毎、あるいはコヒレント加算周期Ｔｃａ毎に、各送信系統の周波数シフト量ｆｄｎを切り替えてもよい。第１〜第Ｎの送信系統において送信系統毎に周波数シフト量ｆｄｎが異なることによって、送信系統間の相互干渉は抑圧される。

本開示のレーダ装置は、１つの送信系統において使用される周波数シフト量ｆｄｎを経時変化させ、周波数シフト部２５０の量子化雑音の影響を分散できる。周波数シフト量ｆｄｎ＝０において、量子化雑音の影響が最も小さくなる。割り当ての対象には、周波数シフト量ｆｄｎ＝０を含むことが望ましい。

更に、図２６に示すレーダ装置１００ａの場合、送信系統毎に、ドップラ解析周期Ｔｄｐ内において、周波数シフト量の極性（＋／−）を入れ替えてもよい。

図３３は、ドップラ解析周期Ｔｄｐ内において各送信系統の周波数シフト量の極性を切り替えた周波数シフト量の割り当て方の一例を示す図である。図３３において、横軸は時間を示す。

図３３において、周波数シフト部２５０は、例えば、第ｎの送信系統に対して、ｆｄｎと−ｆｄｎとを、所定の周期毎に交互に切り替えて割り当てる。かかる所定の周期としては、例えば、送信繰り返し周期Ｔｓ、相補符号周期Ｔｃｃ、直交符号周期Ｔｏｃ、あるいはコヒレント加算周期Ｔｃａを採用できる。

図３３に示す周期によって周波数シフトの極性を入れ替えることによって、コヒレント加算またはフーリエ変換において、相互干渉成分の正（＋）成分と負（−）成分とが、加算により相殺される。本開示のレーダ装置は、周波数シフト量を切り替えることにより、送信系統間の干渉を相殺できる。

なお、干渉相殺の効果を最大にするには、図３３に示すように、絶対値が等しく極性が逆の値を、同数ずつ、周波数シフト量として使用すればよい。更に、ターゲットは移動するため、極性が互いに逆の周波数シフト量が付与される時間は、時間的により近接して配置されることが好ましく、隣接周期に配置されることが好ましい。すなわち、図３３に示すような、第ｎの送信系統に対し、ｆｄｎと−ｆｄｎとを交互に切り替えて割り当てることが望ましい。

＜送信時間制御の他の例＞
各送信系統の送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎは、上記説明では固定としたが、これに限定されない。送信時間制御部２２０は、例えば、一定周期毎に、各送信系統の送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎを切り替えてもよい。

図３４は、ドップラ解析周期Ｔｄｐ毎に各送信系統の送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎを切り替えた送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎの割り当て方の一例を示す図である。図３４において、横軸は時間を示す。

図３４に示すように、送信時間制御部２２０は、例えば、Ｔｏｆｓｔ,１、Ｔｏｆｓｔ,２、・・・、Ｔｏｆｓｔ,Ｎ−１、Ｔｏｆｓｔ,ＮというＮ個の異なる値の送信タイミングオフセット量を、第１〜第Ｎの送信系統に対し、ドップラ解析周期Ｔｄｐ毎に１送信系統ずつシフトさせて割り当てる。例えば、第１の送信系統には、Ｔｏｆｓｔ,１、Ｔｏｆｓｔ,Ｎ、Ｔｏｆｓｔ,Ｎ−１、・・・、Ｔｏｆｓｔ,２が、ドップラ解析周期Ｔｄｐ毎に順次切り替わって割り当てられる。

コヒレント加算部３３０のコヒレント加算タイミング補正部３３１は、送信時間制御部２２０における送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎの切り替えに同期してコヒレント加算タイミングを切り替える。

従来のレーダ装置において、送信系統間の相互干渉は、コヒレント加算により増大する。本開示のレーダ装置は、送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎを経時変化させることによって、干渉成分を分散できる。すなわち、希望波は、コヒレント加算により、ＳＮＲを増大でき、干渉波成分は、コヒレント加算効果を低減できる。

図３４において、ドップラ解析周期Ｔｄｐ毎に送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎを切り替えた場合、干渉波の影響によって劣化する希望波の到来方向推定精度を、ドップラ周期毎に分散できる。すなわち、例えば、あるドップラ解析周期ｔ＝Ｔｄｐでは希望波が干渉波に埋もれて検出が困難であったが、ｔ＝２×Ｔｄｐのドップラ解析周期においては干渉波の時間位置がずれることによって希望波が検出できる、という効果が得られる。

なお、送信時間制御部２２０は、送信繰り返し周期Ｔｓ毎、相補符号周期Ｔｃｃ毎、直交符号周期Ｔｏｃ毎、あるいはコヒレント加算周期Ｔｃａ毎に、各送信系統の送信タイミングオフセット量Ｔｏｆｓｔ,ｎを切り替えてもよい。送信系統間の相互干渉波の影響を分散でき、到来方向の推定精度を向上できる。

＜その他の変形例＞
また、以上説明したレーダ装置の構成の一部は、レーダ装置の構成の他の部分と物理的に離隔してもよい。なお、互いに通信するための通信部をそれぞれ備える必要がある。

以上、図面を参照して各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

上述した本実施形態では、レーダ装置を、例えばハードウェア資源を用いて構成する場合を例示して説明したが、レーダ装置の一部の構成については、ハードウェア資源と協働するソフトウェアを用いて構成しても良い。

また、上述した本実施形態のレーダ装置の各部（構成要素）は、典型的には集積回路であるＬＳＩ（Large Scale Integration）として実現される。ＬＳＩは個別に１チップ化されても良いし、一部または全ての構成要素を含むように１チップ化されても良い。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ（Integrated Circuit）、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法にはＬＳＩに限らず、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現しても良い。ＬＳＩの製造後に、プログラム可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、またはＬＳＩ内部の回路セルの接続、設定が再構成可能なリコンフィグラブル・プロセッサを用いても良い。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、その技術を用いてレーダ装置の各部を集積化しても良い。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ送信装置は、レーダ信号を送信するレーダ送信装置と、前記レーダ信号のエコー信号を受信して所定の周期を用いた信号処理によりターゲットを検出するレーダ受信装置と、を含むレーダ装置における前記レーダ送信装置であって、複数の送信系統に対応した複数の信号を生成する信号生成部と、生成された前記信号を変調する変調部と、変調された前記信号に対して、前記所定の周期の整数倍であって、かつ、前記複数の送信系統の間で異なる、所定の周波数シフト量での周波数シフトを与える周波数シフト部と、前記所定の周波数シフトが与えられた前記信号を、前記レーダ信号として送信する無線送信部と、を有する。

なお、上記レーダ送信装置において、前記信号生成部は、前記複数の送信系統に対応する複数のパルス圧縮符号を生成する符号生成部と、所定の送信繰り返し周期毎に前記複数のパルス圧縮符号を出力する送信時間制御部と、前記所定の送信繰り返し周期毎に出力された前記パルス圧縮符号に対し、前記複数の送信系統の間で異なる直交符号を重畳した前記複数の信号を生成する直交符号化部と、を有し、前記所定の周期は、前記直交符号の直交符号周期、前記信号処理に含まれるコヒレント加算のコヒレント加算周期、および前記信号処理に含まれるドップラ解析のドップラ解析周期、のうち少なくとも１つであってもよい。

また、上記レーダ送信装置において、前記信号生成部は、相補符号を用いて、前記複数の送信系統に対応する複数のパルス圧縮符号を生成する符号生成部と、所定の送信繰り返し周期毎に、前記複数のパルス圧縮符号を出力する送信時間制御部と、前記所定の送信繰り返し周期毎に出力された前記パルス圧縮符号に対し、前記複数の送信系統の間で異なる直交符号を重畳した前記複数の信号を生成する直交符号化部と、を有し、前記所定の周期は、前記相補符号の相補符号周期、前記直交符号の直交符号周期、前記信号処理に含まれるコヒレント加算のコヒレント加算周期、および前記信号処理に含まれるドップラ解析のドップラ解析周期、のうち少なくとも１つであってもよい。

また、上記レーダ送信装置において、前記直交符号化部は、前記送信繰り返し周期毎、または前記相補符号周期毎に、前記直交符号の構成ビットを切り替えてもよい。

また、上記レーダ送信装置において、前記周波数シフト量は、前記コヒレント加算周期をフーリエ変換のサンプル周期とした場合、最大ドップラ周波数帯域よりも小さくてもよい。

また、上記レーダ送信装置おいて、前記周波数シフト量は、ドップラ周波数帯域を等間隔で分割して得られる各周波数帯域の中心周波数であってもよい。

また、上記レーダ送信装置において、前記周波数シフト部は、前記周波数シフト量を周波数とする信号を、前記送信繰り返し周期、前記相補符号周期、前記直交符号周期、および前記コヒレント加算周期、のうちのいずれかの周期毎にサンプリングして得られる値を、前記複数の信号に乗じてもよい。

また、上記レーダ送信装置において、前記周波数シフト部は、０を含む複数の前記周波数シフト量を前記複数の送信系統に対して割り当て、０の前記周波数シフト量を割り当てる前記送信系統を、前記送信繰り返し周期、前記相補符号周期、前記直交符号周期、前記コヒレント加算周期、および前記ドップラ解析周期、のうちのいずれかの周期毎に変更してもよい。

また、上記レーダ送信装置において、前記周波数シフト部は、前記周波数シフト量の極性を、前記送信繰り返し周期、前記相補符号周期、前記直交符号周期、前記コヒレント加算周期、および前記ドップラ解析周期、のうちのいずれかの周期毎に切り替えてもよい。

また、上記レーダ送信装置において、前記送信時間制御部は、前記複数の送信系統の間で異なる送信タイミングによって、前記送信繰り返し周期における前記複数の信号を出力してもよい。

また、上記レーダ送信装置において、前記送信時間制御部は、前記送信繰り返し周期、前記相補符号周期、前記直交符号周期、前記コヒレント加算周期、および前記ドップラ解析周期、のうちのいずれかの周期毎に、前記信号の送信タイミングを変化させてもよい。

本開示のレーダ受信装置は、上記レーダ受信装置であって、少なくとも１つの受信系統によって前記エコー信号を受信する無線受信部と、受信された前記エコー信号からドップラ成分を抽出するエコー信号処理部と、抽出されたドップラ成分に基づいて前記ターゲットを検出する到来方向推定部と、を有し、前記エコー信号処理部は、前記エコー信号を復調し、前記復調結果をドップラ解析し、前記ドップラ解析の結果から前記周波数シフト量毎に対応する部分を抽出することにより、前記送信系統と前記受信系統との組み合わせ毎のドップラ成分を抽出する。

本開示のレーダ受信装置は、上記レーダ受信装置であって、少なくとも１つ以上の受信系統において前記エコー信号を受信する無線受信部と、受信された前記エコー信号からドップラ成分を抽出するエコー信号処理部と、抽出されたドップラ成分に基づいて前記ターゲットを検出する到来方向推定部と、を有し、前記エコー信号処理部は、前記周波数シフト量毎に、前記エコー信号を、前記周波数シフト量とは絶対値が同一であって、逆極性の周波数シフトを与え、前記周波数シフト後のエコー信号を復調し、前記復調信号に対してドップラ解析し、前記送信系統と前記受信系統との組み合わせ毎のドップラ成分を抽出する。

本開示は、高精度にターゲットを検出できるレーダ送信装置およびレーダ受信装置として有用である。

１００、１００ａ レーダ装置
２００ レーダ送信装置
２１０ 符号生成部
２２０ 送信時間制御部
２２０ 直交符号化部
２４０ 変調部
２５０ 周波数シフト部
２５１ 周波数制御部
２５２、３６３ａ 乗算器
２６０ 無線送信部
２６１ ブランチ選択部
２６２ 無線送信回路
２６３ アンテナ選択部
３００、３００ａ レーダ受信装置
３１０ 無線受信部
３２０ 相関部
３２１ 相関係数生成部
３２２ 相関器群
３２３ 相関器
３２１ 相関係数生成部
３３０ コヒレント加算部
３３１ コヒレント加算タイミング補正部
３３２ 加算器
３３３ メモリ
３４０、３４０ａ ドップラ解析部
３４１ インタリーブ部
３４２ フーリエ変換部
３４３ ドップラスペクトル抽出部
３５０ 到来方向推定部
３６０ａ 周波数シフト復調部
３６１ａ 周波数制御部
３６２ａ 復調器群

Claims (13)

1. レーダ信号を送信するレーダ送信装置と、前記レーダ信号のエコー信号を受信して所定の周期を用いた信号処理によりターゲットを検出するレーダ受信装置と、を含むレーダ装置における前記レーダ送信装置であって、
   複数の送信系統に対応した複数の信号を生成する信号生成部と、
   生成された前記信号を変調する変調部と、
   変調された前記信号に対して、前記所定の周期の整数倍であって、かつ、前記複数の送信系統の間で異なる、所定の周波数シフト量での周波数シフトを与える周波数シフト部と、
   前記所定の周波数シフトが与えられた前記信号を、前記レーダ信号として送信する無線送信部と、を有する、
   レーダ送信装置。
2. 前記信号生成部は、
   前記複数の送信系統に対応する複数のパルス圧縮符号を生成する符号生成部と、
   所定の送信繰り返し周期毎に前記複数のパルス圧縮符号を出力する送信時間制御部と、
   前記所定の送信繰り返し周期毎に出力された前記パルス圧縮符号に対し、前記複数の送信系統の間で異なる直交符号を重畳した前記複数の信号を生成する直交符号化部と、を有し、
   前記所定の周期は、前記直交符号の直交符号周期、前記信号処理に含まれるコヒレント加算のコヒレント加算周期、および前記信号処理に含まれるドップラ解析のドップラ解析周期、のうち少なくとも１つである、
   請求項１に記載のレーダ送信装置。
3. 前記信号生成部は、
   相補符号を用いて、前記複数の送信系統に対応する複数のパルス圧縮符号を生成する符号生成部と、
   所定の送信繰り返し周期毎に、前記複数のパルス圧縮符号を出力する送信時間制御部と、
   前記所定の送信繰り返し周期毎に出力された前記パルス圧縮符号に対し、前記複数の送信系統の間で異なる直交符号を重畳した前記複数の信号を生成する直交符号化部と、を有し、
   前記所定の周期は、前記相補符号の相補符号周期、前記直交符号の直交符号周期、前記信号処理に含まれるコヒレント加算のコヒレント加算周期、および前記信号処理に含まれるドップラ解析のドップラ解析周期、のうち少なくとも１つである、
   請求項１に記載のレーダ送信装置。
4. 前記直交符号化部は、
   前記送信繰り返し周期毎、または前記相補符号周期毎に、前記直交符号の構成ビットを切り替える、
   請求項３に記載のレーダ送信装置。
5. 前記周波数シフト量は、前記コヒレント加算周期をフーリエ変換のサンプル周期とした場合、最大ドップラ周波数帯域よりも小さい、
   請求項３に記載のレーダ送信装置。
6. 前記周波数シフト量は、ドップラ周波数帯域を等間隔で分割して得られる各周波数帯域の中心周波数である、
   請求項５に記載のレーダ送信装置。
7. 前記周波数シフト部は、
   前記周波数シフト量を周波数とする信号を、前記送信繰り返し周期、前記相補符号周期、前記直交符号周期、および前記コヒレント加算周期、のうちのいずれかの周期毎にサンプリングして得られる値を、前記複数の信号に乗ずる、
   請求項３に記載のレーダ送信装置。
8. 前記周波数シフト部は、
   ０を含む複数の前記周波数シフト量を前記複数の送信系統に対して割り当て、０の前記周波数シフト量を割り当てる前記送信系統を、前記送信繰り返し周期、前記相補符号周期、前記直交符号周期、前記コヒレント加算周期、および前記ドップラ解析周期、のうちのいずれかの周期毎に変更する、
   請求項３に記載のレーダ送信装置。
9. 前記周波数シフト部は、
   前記周波数シフト量の極性を、前記送信繰り返し周期、前記相補符号周期、前記直交符号周期、前記コヒレント加算周期、および前記ドップラ解析周期、のうちのいずれかの周期毎に切り替える、
   請求項３に記載のレーダ送信装置。
10. 前記送信時間制御部は、
    前記複数の送信系統の間で異なる送信タイミングによって、前記送信繰り返し周期における前記複数の信号を出力する、
    請求項４に記載のレーダ送信装置。
11. 前記送信時間制御部は、
    前記送信繰り返し周期、前記相補符号周期、前記直交符号周期、前記コヒレント加算周期、および前記ドップラ解析周期、のうちのいずれかの周期毎に、前記信号の送信タイミングを変化させる、
    請求項１０に記載のレーダ送信装置。
12. 請求項１に記載の前記レーダ受信装置であって、
    少なくとも１つの受信系統によって前記エコー信号を受信する無線受信部と、
    受信された前記エコー信号からドップラ成分を抽出するエコー信号処理部と、
    抽出されたドップラ成分に基づいて前記ターゲットを検出する到来方向推定部と、を有し、
    前記エコー信号処理部は、
    前記エコー信号を復調し、前記復調結果をドップラ解析し、前記ドップラ解析の結果から前記周波数シフト量毎に対応する部分を抽出することにより、前記送信系統と前記受信系統との組み合わせ毎のドップラ成分を抽出する、
    レーダ受信装置。
13. 請求項１に記載の前記レーダ受信装置であって、
    少なくとも１つ以上の受信系統において前記エコー信号を受信する無線受信部と、
    受信された前記エコー信号からドップラ成分を抽出するエコー信号処理部と、
    抽出されたドップラ成分に基づいて前記ターゲットを検出する到来方向推定部と、を有し、
    前記エコー信号処理部は、
    前記周波数シフト量毎に、前記エコー信号を、前記周波数シフト量とは絶対値が同一であって、逆極性の周波数シフトを与え、前記周波数シフト後のエコー信号を復調し、前記復調信号に対してドップラ解析し、前記送信系統と前記受信系統との組み合わせ毎のドップラ成分を抽出する、
    レーダ受信装置。

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