JP2001514392A - Ｆｍｃｗセンサ - Google Patents
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
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-
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
- H03D9/0658—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of semiconductor devices having more than two electrodes
Abstract
(57)【要約】
送信信号を、固定周波数発振器（ＦＦ０）の高い周波数と、第２の発振器（ＶＣＯ）の変調された低周波（ｍｏｄ（ｔ））とから形成するＦＭＣＷセンサ。変調された周波数は、表面波素子（ＳＡＷ）を有する遅延線において、基準信号（ｒｅｆ（ｔ））に加工される。送受信装置では、９０゜の位相差を有するハイブリッド結合器を備える伝送混合器（ＴＭＩＸ）と、ダイオードによる阻止が使用される。測定信号（ｍ（ｔ））は基準信号と共に評価回路（ＡＥ）内で評価される。
Description
【０００１】 ＦＭＣＷレーダを備えるセンサシステム、例えばマイクロ波レーダシステムで
は、距離測定と速度測定を同時に行うことができる。このようなセンサシステム
の多種多様に適用でき、例えば自動車技術分野またはオートメーション技術分野
などに適用される。略語ＦＭは周波数変調を、ＣＷは連続波を表している。ここ
では信号源は、波状に伝播する周波数変調波信号を発生する。この信号源には例
えばマイクロ波発振器および変調器が含まれている。有利には線形に周波数変調
される信号はアンテナから放射され、測定対象物により反射される。受信した信
号は、混合器において目下存在する送信信号と混合される。発生する差分信号は
、測定対象物とアンテナの距離に対する尺度である。送信装置および受信装置に
対してモノスタティックまたはバイスタティックなアンテナ装置を使用すること
ができる。モノスタティックな装置では、送信信号および受信信号は、共通の送
信および受信アンテナにより放射ないしは受信される。サーキュレータまたは方
向結合器により、送信信号および受信信号が相互に分離される。すなわち送信信
号は受信混合器により分離され、受信信号は送信路により分離される。バイスタ
ティックなアンテナ装置では専用の送信アンテナおよび受信アンテナが設けられ
ている。
は、距離測定と速度測定を同時に行うことができる。このようなセンサシステム
の多種多様に適用でき、例えば自動車技術分野またはオートメーション技術分野
などに適用される。略語ＦＭは周波数変調を、ＣＷは連続波を表している。ここ
では信号源は、波状に伝播する周波数変調波信号を発生する。この信号源には例
えばマイクロ波発振器および変調器が含まれている。有利には線形に周波数変調
される信号はアンテナから放射され、測定対象物により反射される。受信した信
号は、混合器において目下存在する送信信号と混合される。発生する差分信号は
、測定対象物とアンテナの距離に対する尺度である。送信装置および受信装置に
対してモノスタティックまたはバイスタティックなアンテナ装置を使用すること
ができる。モノスタティックな装置では、送信信号および受信信号は、共通の送
信および受信アンテナにより放射ないしは受信される。サーキュレータまたは方
向結合器により、送信信号および受信信号が相互に分離される。すなわち送信信
号は受信混合器により分離され、受信信号は送信路により分離される。バイスタ
ティックなアンテナ装置では専用の送信アンテナおよび受信アンテナが設けられ
ている。
【０００２】 ＷＯ９７／０９６３７にはＦＭＣＷレーダセンサが記載されており、ここでは
遅延線が基準装置として設けられている。この基準装置によって時間的に遅延さ
れた信号が送信信号から形成され、この送信信号により測定信号の調整および補
正を行うことができ、これにより変調の特性曲線の非線形な経過を計算によって
補償することができる。基準信号の評価に基づく変調特性曲線の補正も同様に可
能である。同じような目的に使用される装置はＷＯ９７／０９７７に記載されて
いる。
遅延線が基準装置として設けられている。この基準装置によって時間的に遅延さ
れた信号が送信信号から形成され、この送信信号により測定信号の調整および補
正を行うことができ、これにより変調の特性曲線の非線形な経過を計算によって
補償することができる。基準信号の評価に基づく変調特性曲線の補正も同様に可
能である。同じような目的に使用される装置はＷＯ９７／０９７７に記載されて
いる。
【０００３】 ＦＭＣＷセンサにおける変調の線形化のための別の例は、B.Zimmermannその他
による刊行物″24GHz Microwave Close-Range Sensors For Industrial Measure
ment Applications″，Microwave Journal，１９９６年５月、第２２８〜２３８
頁）およびP.Lowbridgeその他による刊行物″A Low Cost mm-Wave Cruise Contr
ol System for Automotive Applications″，Microwave Journal，１９９３年１
０月、第２４〜２６頁に記載されている。閉じられた制御ループ、例えばデジタ
ル周波数弁別器を備える制御ループが使用され、この制御ループに中間周波数信
号が供給される。このためには周波数の安定した付加的な局部発振器が必要であ
る。これとは択一的なものとしてＵＳ５５４６０８８にはレーダセンサが記載さ
れており、ここでは周波数変調された２４ＧＨｚレーダ信号が、４．８ＧＨｚの
ＶＣＯ信号の５倍の周波数逓倍化により形成される。しかしながらこのために極
めて高い回路コストが必要である。
による刊行物″24GHz Microwave Close-Range Sensors For Industrial Measure
ment Applications″，Microwave Journal，１９９６年５月、第２２８〜２３８
頁）およびP.Lowbridgeその他による刊行物″A Low Cost mm-Wave Cruise Contr
ol System for Automotive Applications″，Microwave Journal，１９９３年１
０月、第２４〜２６頁に記載されている。閉じられた制御ループ、例えばデジタ
ル周波数弁別器を備える制御ループが使用され、この制御ループに中間周波数信
号が供給される。このためには周波数の安定した付加的な局部発振器が必要であ
る。これとは択一的なものとしてＵＳ５５４６０８８にはレーダセンサが記載さ
れており、ここでは周波数変調された２４ＧＨｚレーダ信号が、４．８ＧＨｚの
ＶＣＯ信号の５倍の周波数逓倍化により形成される。しかしながらこのために極
めて高い回路コストが必要である。
【０００４】 さらに公知のＦＭＣＷセンサでは、バイスタティックな構造の場合には送信装
置と受信装置とを別個に設けなければならず、またモノスタティックな構造の場
合には、サーキュレータまたはハイブリッド結合器ないしは方向結合器が送信信
号および受信信号の分配のために種々の信号路に必要であるという欠点がある。
ＤＥ１９６１０８５０Ｃ１にはモノスタティックホモダインレーダシステムが記
載されており、ここでは平衡混合器（プッシュプル混合器）が、別個の混合器を
備える従来の方向結合器の代わりに使用される。この混合器は、方向結合器とし
て機能する、結合アーム間に９０゜の位相差を備えたハイブリッド結合器を含ん
でおり、さらに０．３以上の反射係数を有している。これにより発振器から供給
された出力のアンテナへの密な結合が、送信信号の放射に対して十分に行われる
。
置と受信装置とを別個に設けなければならず、またモノスタティックな構造の場
合には、サーキュレータまたはハイブリッド結合器ないしは方向結合器が送信信
号および受信信号の分配のために種々の信号路に必要であるという欠点がある。
ＤＥ１９６１０８５０Ｃ１にはモノスタティックホモダインレーダシステムが記
載されており、ここでは平衡混合器（プッシュプル混合器）が、別個の混合器を
備える従来の方向結合器の代わりに使用される。この混合器は、方向結合器とし
て機能する、結合アーム間に９０゜の位相差を備えたハイブリッド結合器を含ん
でおり、さらに０．３以上の反射係数を有している。これにより発振器から供給
された出力のアンテナへの密な結合が、送信信号の放射に対して十分に行われる
。
【０００５】 ＷＯ９５／２６０７３にはプレナー構造による高周波発振器が記載されており
、ここでは誘電体共振器が高いモードで駆動され、かつ有利な配向によりマイク
ロストリップ線路に結合される。２４ＧＨｚ前後の領域でのこのような発振器は
、ＦＭＣＷセンサのための信号源として有利である。
、ここでは誘電体共振器が高いモードで駆動され、かつ有利な配向によりマイク
ロストリップ線路に結合される。２４ＧＨｚ前後の領域でのこのような発振器は
、ＦＭＣＷセンサのための信号源として有利である。
【０００６】 本発明の課題は、例えば距離測定のためのＦＭＣＷセンサを改善し、比較的に
少ない製造コストで正確な測定結果が得られるようにすることである。
少ない製造コストで正確な測定結果が得られるようにすることである。
【０００７】 この課題は請求項１の特徴部分に記載された構成を有するＦＭＣＷセンサによ
って解決される。その実施形態は従属請求項に記載されている。
って解決される。その実施形態は従属請求項に記載されている。
【０００８】 本発明のセンサは、正確な測定を保証するコンポーネントを有するが、センサ
製造時のコストが低く維持されるように形成される。このために使用される手段
のすべてが必要ではない。しかし有利な実施例は、以下に示す改良をすべて組み
合わせることによって得られる。本発明のセンサは（例えばマイクロストリップ
線路またはコプレナー技術の）ハイブリッドプレナー回路として実現するために
殊に有利である。
製造時のコストが低く維持されるように形成される。このために使用される手段
のすべてが必要ではない。しかし有利な実施例は、以下に示す改良をすべて組み
合わせることによって得られる。本発明のセンサは（例えばマイクロストリップ
線路またはコプレナー技術の）ハイブリッドプレナー回路として実現するために
殊に有利である。
【０００９】 このセンサでは遅延線を含む基準装置が使用される。これにより変調特性曲線
の非線形性が計算により、または変調器により相応に予め歪ませることによって
補正することができる。基準信号は、変調された比較的低周波の信号を時間的に
遅延しかつ遅延されていない信号と混合することによって得られる。この変調さ
れた低周波信号は、本発明ではそのために有利な周波数発生器（発振器）より供
給される。送信信号としては高周波の変調信号が要求されるため、この低周波の
変調信号は、固定の高周波信号と混合されることにより、高周波の変調信号に変
換される。したがって本発明では周波数が高くかつ固定である信号を供給する周
波数発生器しか必要とせず、高周波に変調する発振器は不要である。高周波のた
め固定周波数発生器としては例えば引用したＷＯ９５／２６０７３に相応して、
誘電体共振器により形成された発振器が有利である。誘電的に安定化された固定
周波数発振器により温度安定性、出力電力、中間周波数再生性および位相ノイズ
についての技術的な要求を満たすことができる。
の非線形性が計算により、または変調器により相応に予め歪ませることによって
補正することができる。基準信号は、変調された比較的低周波の信号を時間的に
遅延しかつ遅延されていない信号と混合することによって得られる。この変調さ
れた低周波信号は、本発明ではそのために有利な周波数発生器（発振器）より供
給される。送信信号としては高周波の変調信号が要求されるため、この低周波の
変調信号は、固定の高周波信号と混合されることにより、高周波の変調信号に変
換される。したがって本発明では周波数が高くかつ固定である信号を供給する周
波数発生器しか必要とせず、高周波に変調する発振器は不要である。高周波のた
め固定周波数発生器としては例えば引用したＷＯ９５／２６０７３に相応して、
誘電体共振器により形成された発振器が有利である。誘電的に安定化された固定
周波数発振器により温度安定性、出力電力、中間周波数再生性および位相ノイズ
についての技術的な要求を満たすことができる。
【００１０】 技術的な繁雑さをさらに簡単にするために、本発明のセンサではモノスタティ
ックな送信および受信システムを使用する。このシステムは送信信号および受信
信号の分離を従来のサーキュレータまたは方向結合器によって行うのではなく伝
送時に作動される専用の混合器を使用する。これにより送信信号および受信信号
の別個の分離を省略することができる。
ックな送信および受信システムを使用する。このシステムは送信信号および受信
信号の分離を従来のサーキュレータまたは方向結合器によって行うのではなく伝
送時に作動される専用の混合器を使用する。これにより送信信号および受信信号
の別個の分離を省略することができる。
【００１１】 センサ内に使用される混合器の、非線形の特性曲線を有する部材は、入手可能
な有利な電界効果トランジスタを、ダイオードに代わりに使用することにより比
較的安く製造することができる。
な有利な電界効果トランジスタを、ダイオードに代わりに使用することにより比
較的安く製造することができる。
【００１２】 以下では図面を用いて有利な実施形態を詳しく説明する。
【００１３】 図１は有利な実施形態に対するブロック回路図を示している。
【００１４】 図２〜６は、使用された混合器の種々の実施形態に対するブロック回路図を示
している。
している。
【００１５】 図７は図１の装置の択一的な実施形態に対するブロック回路図を示している。
【００１６】 図８は位相法にしたがって動作する混合器のブロック回路図を示している。
【００１７】 図９は送信／受信混合器の有利な実施形態に対するブロック回路図を示してい
る。
る。
【００１８】 図１０は、ソースおよびドレイン端子が短絡された電界効果トランジスタと、
ダイオードであるこのトランジスタの等価回路図を示している。
ダイオードであるこのトランジスタの等価回路図を示している。
【００１９】 基本的に図１のブロック回路図にしたがって形成されたセンサは、高周波発振
器を１つしか必要とせず、この高周波は変調される必要がない。このため、混合
器ＡＭＩＸに接続される固定周波数発振器ＦＦＯ（局部発振器）を設けることが
できる。
器を１つしか必要とせず、この高周波は変調される必要がない。このため、混合
器ＡＭＩＸに接続される固定周波数発振器ＦＦＯ（局部発振器）を設けることが
できる。
【００２０】 この混合器では固定周波数発振器の高周波出力信号は、比較的低くかつ変調さ
れた周波数と混合される。この周波数は第２の発振器（この実施例では電圧制御
発振器ＶＣＯ）により供給される。周波数変調信号ｍｏｄ（ｔ）は、ＡＭＩＸに
供給される高周波搬送波信号ｃ（ｔ）を変調し、これによりＡＭＩＸは信号ｓ″
（ｔ）を供給する。この信号ｓ″（ｔ）はスペクトル的には、周波数変調信号ｍ
ｏｄ（ｔ）、搬送波信号ｃ（ｔ）、および発生する２つの側波帯とから成る。固
定周波数発振器ＦＦＯの周波数は例えば２１．７ＧＨｚである。第２発振器ＶＣ
Ｏは、例えば２．４ＧＨｚの中間周波数を有する周波数変調信号を形成する。表
面波素子技術は周波数が上がると技術的な限界にぶつかるではあるが、周波数変
調信号の中間周波数として２．４ＧＨｚを選択する場合には、基準装置の表面波
遅延管をまだ使用することができる。側波帯の間隔はそれでもなお十分に大きく
、送信スペクトラム内の搬送波周波数を効果的に抑圧することができる。混合器
ＡＭＩＸの出力側の混合信号は、搬送波周波数の他に２．４ＧＨｚの間隔で下側
波帯と上側波帯とを有する。
れた周波数と混合される。この周波数は第２の発振器（この実施例では電圧制御
発振器ＶＣＯ）により供給される。周波数変調信号ｍｏｄ（ｔ）は、ＡＭＩＸに
供給される高周波搬送波信号ｃ（ｔ）を変調し、これによりＡＭＩＸは信号ｓ″
（ｔ）を供給する。この信号ｓ″（ｔ）はスペクトル的には、周波数変調信号ｍ
ｏｄ（ｔ）、搬送波信号ｃ（ｔ）、および発生する２つの側波帯とから成る。固
定周波数発振器ＦＦＯの周波数は例えば２１．７ＧＨｚである。第２発振器ＶＣ
Ｏは、例えば２．４ＧＨｚの中間周波数を有する周波数変調信号を形成する。表
面波素子技術は周波数が上がると技術的な限界にぶつかるではあるが、周波数変
調信号の中間周波数として２．４ＧＨｚを選択する場合には、基準装置の表面波
遅延管をまだ使用することができる。側波帯の間隔はそれでもなお十分に大きく
、送信スペクトラム内の搬送波周波数を効果的に抑圧することができる。混合器
ＡＭＩＸの出力側の混合信号は、搬送波周波数の他に２．４ＧＨｚの間隔で下側
波帯と上側波帯とを有する。
【００２１】 混合器ＡＭＩＸは電界効果トランジスタにより形成することができる。混合器
の所属の実施例は図２にブロック回路図で示されている。図２には図１のブロッ
ク回路図の左上部分が、混合器として電界効果トランジスタを使用した場合につ
いて示されている。固定周波数発振器ＦＦＯは、調整回路網ＡＮ１を介して電界
効果トランジスタＴのゲート端子に導かれている。有利にはこのためにＨＥＭＴ
（high electron mobility transistor）を使用する。第２発振器からの変調信 号ｍｏｄ（ｔ）は有利には別の調整回路網ＡＮ２と、ローパスフィルタＬＰを介
してトランジスタのドレイン端子に導かれている。ソース端子は接地されている
。ドレイン端子において有利には再び調整回路網３を介して、乗算された信号を
取り出すことができ、別のコンポーネント（周波数フィルタＢＰ）に供給するこ
とができる。
の所属の実施例は図２にブロック回路図で示されている。図２には図１のブロッ
ク回路図の左上部分が、混合器として電界効果トランジスタを使用した場合につ
いて示されている。固定周波数発振器ＦＦＯは、調整回路網ＡＮ１を介して電界
効果トランジスタＴのゲート端子に導かれている。有利にはこのためにＨＥＭＴ
（high electron mobility transistor）を使用する。第２発振器からの変調信 号ｍｏｄ（ｔ）は有利には別の調整回路網ＡＮ２と、ローパスフィルタＬＰを介
してトランジスタのドレイン端子に導かれている。ソース端子は接地されている
。ドレイン端子において有利には再び調整回路網３を介して、乗算された信号を
取り出すことができ、別のコンポーネント（周波数フィルタＢＰ）に供給するこ
とができる。
【００２２】 図３は図２の回路と択一的な回路を示している。ここで周波数変調信号ｍｏｄ
（ｔ）は、調整回路網ＡＮ２を介してトランジスタのゲートに導かれている。そ
の一方、固定周波数発振器ＦＦＯから到来する搬送波信号ｃ（ｔ）は、第１調整
回路網ＡＮ１、ドレイン、ソースおよび調整回路網ＡＮ３を介し、出力側で信号
ｓ″（ｔ）に混合される。出力側のローパスフィルタＬＰは低周波成分を短絡す
る。
（ｔ）は、調整回路網ＡＮ２を介してトランジスタのゲートに導かれている。そ
の一方、固定周波数発振器ＦＦＯから到来する搬送波信号ｃ（ｔ）は、第１調整
回路網ＡＮ１、ドレイン、ソースおよび調整回路網ＡＮ３を介し、出力側で信号
ｓ″（ｔ）に混合される。出力側のローパスフィルタＬＰは低周波成分を短絡す
る。
【００２３】 図４も同様に図２の回路と択一的な回路を示している。固定周波数発振器ＦＦ
Ｏから到来する搬送波信号ｃ（ｔ）は第１調整回路網ＡＮ１を介して、周波数変
調信号ｍｏｄ（ｔ）は第２調整回路網ＡＮ２およびローパスフィルタＬＰを介し
てそれぞれトランジスタＴのゲートに到達する。ソースは接地されており、この
トランジスタのドレインから第３調整回路網を介して信号ｓ″（ｔ）が取り出さ
れる。
Ｏから到来する搬送波信号ｃ（ｔ）は第１調整回路網ＡＮ１を介して、周波数変
調信号ｍｏｄ（ｔ）は第２調整回路網ＡＮ２およびローパスフィルタＬＰを介し
てそれぞれトランジスタＴのゲートに到達する。ソースは接地されており、この
トランジスタのドレインから第３調整回路網を介して信号ｓ″（ｔ）が取り出さ
れる。
【００２４】 図５は混合器ＡＭＩＸの別の実施形態を示しており、ここでは２つの結合アー
ム間に９０゜の位相差を有するハイブリッド結合器が使用されている。このハイ
ブリッド結合器の入力側１には、固定周波数発振器ＦＦＯから到来する搬送波信
号ｃ（ｔ）が供給されている。またダイオードを介してアースから遮断されてい
る、ハイブリッド結合器の出力側３，４において、ローパスフィルタＬＰを介し
て変調信号ｍｏｄ（ｔ）は第２発振器ＶＣＯから導かれている。上記のダイオー
ドは変調信号ｍｏｄ（ｔ）により、導通状態と阻止状態との間をスイッチのよう
に切り換えられる。これにより位相変調信号が発生し、この位相変調信号はハイ
ブリッド結合器の第２入力側２（この変形実施例ではＡＭＩＸの出力側）に信号
ｓ″（ｔ）として取り出すことができる。
ム間に９０゜の位相差を有するハイブリッド結合器が使用されている。このハイ
ブリッド結合器の入力側１には、固定周波数発振器ＦＦＯから到来する搬送波信
号ｃ（ｔ）が供給されている。またダイオードを介してアースから遮断されてい
る、ハイブリッド結合器の出力側３，４において、ローパスフィルタＬＰを介し
て変調信号ｍｏｄ（ｔ）は第２発振器ＶＣＯから導かれている。上記のダイオー
ドは変調信号ｍｏｄ（ｔ）により、導通状態と阻止状態との間をスイッチのよう
に切り換えられる。これにより位相変調信号が発生し、この位相変調信号はハイ
ブリッド結合器の第２入力側２（この変形実施例ではＡＭＩＸの出力側）に信号
ｓ″（ｔ）として取り出すことができる。
【００２５】 図６は、上記のダイオードを電界効果トランジスタによって置き換えた図５の
装置を示している。トランジスタのドレイン端子はハイブリッド結合器の出力側
３，４に接続されている。ソース端子は接地されている。ゲート端子にはローパ
スフィルタＬＰを介して、第２発振器ＶＣＯから到来する変調信号ｍｏｄ（ｔ）
が供給される。
装置を示している。トランジスタのドレイン端子はハイブリッド結合器の出力側
３，４に接続されている。ソース端子は接地されている。ゲート端子にはローパ
スフィルタＬＰを介して、第２発振器ＶＣＯから到来する変調信号ｍｏｄ（ｔ）
が供給される。
【００２６】 混合器ＡＭＩＸに後置接続された周波数フィルタＢＰは、２４．１ＧＨｚの場
合に上側波帯を濾波して取り出される、すなわちこの側波帯を通過させる。２１
．７ＧＨｚの搬送波信号と、１９．３ＧＨｚの下側波帯は抑圧される。択一的に
はこの下側波帯を濾波して取り出すこともできる。２６．５ＧＨｚの搬送波信号
を選択した場合、この周波数でも同様に下側波帯は２４．１ＧＨｚである。バン
ドパスフィルタの特別な実施形態によれば、搬送波周波数および存在する所望し
ない付随の周波数の所要の抑圧を達成することができる。フィルタの有利な実施
形態では、例えば約１２７μｍの厚さの高周波吸収材料の殊に薄い基板が含まれ
ており、この基板と、ストリップ線路として形成されたフィルタ構造との間隔は
小さい。高周波を吸収する材料は片側または両側で、フィルタ構造と並んで平行
にまた場合によってこのフィルタ構造の上に被着される。
合に上側波帯を濾波して取り出される、すなわちこの側波帯を通過させる。２１
．７ＧＨｚの搬送波信号と、１９．３ＧＨｚの下側波帯は抑圧される。択一的に
はこの下側波帯を濾波して取り出すこともできる。２６．５ＧＨｚの搬送波信号
を選択した場合、この周波数でも同様に下側波帯は２４．１ＧＨｚである。バン
ドパスフィルタの特別な実施形態によれば、搬送波周波数および存在する所望し
ない付随の周波数の所要の抑圧を達成することができる。フィルタの有利な実施
形態では、例えば約１２７μｍの厚さの高周波吸収材料の殊に薄い基板が含まれ
ており、この基板と、ストリップ線路として形成されたフィルタ構造との間隔は
小さい。高周波を吸収する材料は片側または両側で、フィルタ構造と並んで平行
にまた場合によってこのフィルタ構造の上に被着される。
【００２７】 これまで説明したフィルタＡＭＩＸの実施形態の代わりに、混合された周波数
の上側波帯を、それ自体公知のいわゆる位相法にしたがって形成することができ
る（例えばMeinke/Grundlach, Taschenbuch der Hochfrequenztechnik, 5. Aufl
., Springer-Verlag, Berlin/Heidelberg，１９９２年、第Ｏ４〜Ｏ６頁を参照 されたい）。位相法の場合、混合の際に複数の部分信号が形成され、これらの部
分信号を、相互に有利な位相差で重畳することにより、下側波帯および搬送波信
号の消去ならびに上側波帯の構成的な重畳が行われる。このために有利な混合器
ＳＳＢＭＩＸによって、図７に示されているように混合器ＡＭＩＸとバンドパス
フィルタＢＰとが置き換えられる。ここで混合器ＳＳＢＭＩＸは図８にブロック
回路図として示した、単側波帯混合器の通常の構成を有する。
の上側波帯を、それ自体公知のいわゆる位相法にしたがって形成することができ
る（例えばMeinke/Grundlach, Taschenbuch der Hochfrequenztechnik, 5. Aufl
., Springer-Verlag, Berlin/Heidelberg，１９９２年、第Ｏ４〜Ｏ６頁を参照 されたい）。位相法の場合、混合の際に複数の部分信号が形成され、これらの部
分信号を、相互に有利な位相差で重畳することにより、下側波帯および搬送波信
号の消去ならびに上側波帯の構成的な重畳が行われる。このために有利な混合器
ＳＳＢＭＩＸによって、図７に示されているように混合器ＡＭＩＸとバンドパス
フィルタＢＰとが置き換えられる。ここで混合器ＳＳＢＭＩＸは図８にブロック
回路図として示した、単側波帯混合器の通常の構成を有する。
【００２８】 ２４．１ＧＨｚ信号を増幅する増幅器ＡＭＰ（図１ないしは図７参照）を任意
に設けることができる。この混合器ＡＭＩＸないしはＳＳＢＭＩＸの特別の実施
例では変換損失が低減されており、これにより引き続いて行われる増幅を完全に
省略することができるか、または送信混合器および受信混合器の最適な動作点を
得るために増幅器を１段だけ使用すればよい。これによりシステム全体の実用の
上での実現が格段に単純化される。最後に信号が送受信装置に供給される。バン
ドパスフィルタＢＰは別の実施形態ではアンテナのすぐ前段に、または増幅器と
送受信装置との間に配置することができる。
に設けることができる。この混合器ＡＭＩＸないしはＳＳＢＭＩＸの特別の実施
例では変換損失が低減されており、これにより引き続いて行われる増幅を完全に
省略することができるか、または送信混合器および受信混合器の最適な動作点を
得るために増幅器を１段だけ使用すればよい。これによりシステム全体の実用の
上での実現が格段に単純化される。最後に信号が送受信装置に供給される。バン
ドパスフィルタＢＰは別の実施形態ではアンテナのすぐ前段に、または増幅器と
送受信装置との間に配置することができる。
【００２９】 第２発振器ＶＣＯから供給される、２．４ＧＨｚの変調された低周波信号は、
この実施例では基準装置の入力側にも供給される。この基準装置は遅延線を有し
ており、この遅延線により供給された信号を時間的に遅延させる。このためには
例えば表面波素子ＳＡＷが有利である。時間が遅延された信号は、別の混合器Ｒ
ＭＩＸ内で第２発振器の元々の信号と共に基準信号ｒｅｆ（ｔ）に混合される。
この実施例では基準装置の入力側にも供給される。この基準装置は遅延線を有し
ており、この遅延線により供給された信号を時間的に遅延させる。このためには
例えば表面波素子ＳＡＷが有利である。時間が遅延された信号は、別の混合器Ｒ
ＭＩＸ内で第２発振器の元々の信号と共に基準信号ｒｅｆ（ｔ）に混合される。
【００３０】 送受信装置はモノスタティックシステムとして構成されている。ここでは送受
信混合器ＴＭＩＸが設けられており、この送受信混合器ＴＭＩＸに（場合によっ
て増幅器ＡＭＰにより増幅された）送信信号ｓ′（ｔ）が供給される。この送受
信混合器は送信信号ｓ（ｔ）をアンテナＡにさらに供給する。受信した信号ｅ（
ｔ）は再び送受信混合器に達し、ここで送信信号により復調され、測定信号ｍ（
ｔ）として評価装置ＡＥに供給される。
信混合器ＴＭＩＸが設けられており、この送受信混合器ＴＭＩＸに（場合によっ
て増幅器ＡＭＰにより増幅された）送信信号ｓ′（ｔ）が供給される。この送受
信混合器は送信信号ｓ（ｔ）をアンテナＡにさらに供給する。受信した信号ｅ（
ｔ）は再び送受信混合器に達し、ここで送信信号により復調され、測定信号ｍ（
ｔ）として評価装置ＡＥに供給される。
【００３１】 この評価装置には基準信号ｒｅｆ（ｔ）も同様に到達する。別の実施形態では
、測定信号ｍ（ｔ）を基準信号ｒｅｆ（ｔ）と比較することにより、第２発振器
ＶＣＯの変調のための有利な補正を得ることもできる。
、測定信号ｍ（ｔ）を基準信号ｒｅｆ（ｔ）と比較することにより、第２発振器
ＶＣＯの変調のための有利な補正を得ることもできる。
【００３２】 センサ信号の評価は評価装置ＡＥ内で行われる。さらにこのユニットは、実践
において発生する変調の位相エラーを補正するために使用される。これは後で計
算により測定信号を補正することによって行われる。これとは択一的に、場合に
よっては付加的に、変調特性曲線を第２発振器ＶＣＯにおいて予め歪曲化するこ
とができる。ここでこの第２発振器の変調は歪まされ、これによりこの発振器の
出力側において、線形に変化する周波数を有する変調信号が形成される。それで
もなお存在するその都度の位相エラーは、基準装置を使用することにより捉えら
れ、測定信号および／または変調の相応の補正がそこから導かれる。このために
有利な装置は例えば冒頭に引用したＷＯ９７／０９６３７およびＷＯ９７／０９
７７７に記載されている。
において発生する変調の位相エラーを補正するために使用される。これは後で計
算により測定信号を補正することによって行われる。これとは択一的に、場合に
よっては付加的に、変調特性曲線を第２発振器ＶＣＯにおいて予め歪曲化するこ
とができる。ここでこの第２発振器の変調は歪まされ、これによりこの発振器の
出力側において、線形に変化する周波数を有する変調信号が形成される。それで
もなお存在するその都度の位相エラーは、基準装置を使用することにより捉えら
れ、測定信号および／または変調の相応の補正がそこから導かれる。このために
有利な装置は例えば冒頭に引用したＷＯ９７／０９６３７およびＷＯ９７／０９
７７７に記載されている。
【００３３】 図９は、送受信装置に使用される平衡混合器の構成を示している。この混合器
は伝送混合器であり、この伝送混合器はハイブリッド結合器と、ダイオードまた
は別の非線形素子とを含み、かつ入力側に供給された信号の成分をハイブリッド
結合器の別の入力側に密に結合することができる。ハイブリッド結合器の２つの
結合アームの間の位相差は９０゜である。この混合器は、結合アームが０よりも
明らかに大きい反射係数を有する同じ負荷インピーダンスによって阻止されるよ
うに構成されている。反射係数が０よりも明らかに大きいことにより、発振器に
よって供給された出力の成分は十分にこの混合器の別の入力ポートに密に結合さ
れて、放射を行うことができる。信号ｓ′（ｔ）と受信信号ｅ（ｔ）（図１ない
しは図７）とを混合することにより形成される中間周波数は、混合器の出力ポー
トにおいて測定信号ｍ（ｔ）として取り出すことができる。
は伝送混合器であり、この伝送混合器はハイブリッド結合器と、ダイオードまた
は別の非線形素子とを含み、かつ入力側に供給された信号の成分をハイブリッド
結合器の別の入力側に密に結合することができる。ハイブリッド結合器の２つの
結合アームの間の位相差は９０゜である。この混合器は、結合アームが０よりも
明らかに大きい反射係数を有する同じ負荷インピーダンスによって阻止されるよ
うに構成されている。反射係数が０よりも明らかに大きいことにより、発振器に
よって供給された出力の成分は十分にこの混合器の別の入力ポートに密に結合さ
れて、放射を行うことができる。信号ｓ′（ｔ）と受信信号ｅ（ｔ）（図１ない
しは図７）とを混合することにより形成される中間周波数は、混合器の出力ポー
トにおいて測定信号ｍ（ｔ）として取り出すことができる。
【００３４】 図９には４つの端子ポートを有するハイブリッド結合器Ｈが示されている。入
力ポート１には到来する信号ｓ′（ｔ）が供給される。別の入力ポート２は、ア
ンテナＡに接続されており、そこで送信信号ｓ（ｔ）はハイブリッド結合器を離
れ、受信信号ｅ（ｔ）はハイブリッド結合器に到達する。通常の構成の平衡混合
器に比してこの混合器では、すべてのポートの可能な限りに良好にデカップリン
グしようとはしてしていない。すなわち図１の装置では結果的に、放射がアンテ
ナを介しては行われなかったことになる。なぜならば発振器から混合器の入力ポ
ート１に到達する全出力は混合器において吸収されることになるからである。し
たがってここで使用された伝送混合器は、発振器から供給された高周波信号の出
力のうちの所定の部分が、混合器の別の入力ポート２に密に結合され、この経路
を通ってアンテナに到達するように構成されている。したがって送受信混合器を
実現するために別の部材または部材群は不要である。
力ポート１には到来する信号ｓ′（ｔ）が供給される。別の入力ポート２は、ア
ンテナＡに接続されており、そこで送信信号ｓ（ｔ）はハイブリッド結合器を離
れ、受信信号ｅ（ｔ）はハイブリッド結合器に到達する。通常の構成の平衡混合
器に比してこの混合器では、すべてのポートの可能な限りに良好にデカップリン
グしようとはしてしていない。すなわち図１の装置では結果的に、放射がアンテ
ナを介しては行われなかったことになる。なぜならば発振器から混合器の入力ポ
ート１に到達する全出力は混合器において吸収されることになるからである。し
たがってここで使用された伝送混合器は、発振器から供給された高周波信号の出
力のうちの所定の部分が、混合器の別の入力ポート２に密に結合され、この経路
を通ってアンテナに到達するように構成されている。したがって送受信混合器を
実現するために別の部材または部材群は不要である。
【００３５】 図９に示されたダイオードは例として互いに逆向きに配置されている。この代
わりにこれらのダイオードを相互に同じ向きに配置することができる。または引
用したＤＥ１９６１０８５０Ｃ１に示されているのと同様に例えばハイブリッド
結合器の出力ポート３，４と、評価装置ＡＥに導かれる、伝送混合器の出力側と
の間にそれぞれ直列に接続することもできる。ハイブリッド結合器の出力側３，
４には、このハイブリッド結合器の入力側１，２に供給される信号の１次結合が
到達する。非線形の特性曲線のため、ダイオードは例えば差分周波数の場合に信
号を形成する。この信号は、例として示した別の回路コンポーネント（これはそ
れぞれの実施例に相応して変更することができる）を介して、測定信号として出
力側に到達する。そこからこの測定信号ｍ（ｔ）は評価回路ＡＥに導かれる。所
望の反射係数は、設けられたダイオードのインピーダンスに基づいて直接得られ
るか、または有利な手段例えばハイブリッド結合器内の変換ネットワークまたは
ダイオードに有利に印加される直流電圧が使用される。ハイブリッド結合器の出
力ポート４に付加的に、位相を９０゜シフトするスイッチング素子Ｈ１を設ける
場合、結合アーム間で１８０゜の位相差を有するハイブリッド結合器を使用する
ことも可能である。図９に示されたこのスイッチング素子Ｈ１は、ハイブリッド
結合器がすでに所望の９０゜の位相差を有する場合、省略することができる。基
本的には送受信混合器ＴＭＩＸとして、１つのポートが入力ポートから絶縁され
ておりかつ１つの入力ポートに供給される出力が残りの２つのポートに対称に分
配される任意の４端子網を使用することができる。
わりにこれらのダイオードを相互に同じ向きに配置することができる。または引
用したＤＥ１９６１０８５０Ｃ１に示されているのと同様に例えばハイブリッド
結合器の出力ポート３，４と、評価装置ＡＥに導かれる、伝送混合器の出力側と
の間にそれぞれ直列に接続することもできる。ハイブリッド結合器の出力側３，
４には、このハイブリッド結合器の入力側１，２に供給される信号の１次結合が
到達する。非線形の特性曲線のため、ダイオードは例えば差分周波数の場合に信
号を形成する。この信号は、例として示した別の回路コンポーネント（これはそ
れぞれの実施例に相応して変更することができる）を介して、測定信号として出
力側に到達する。そこからこの測定信号ｍ（ｔ）は評価回路ＡＥに導かれる。所
望の反射係数は、設けられたダイオードのインピーダンスに基づいて直接得られ
るか、または有利な手段例えばハイブリッド結合器内の変換ネットワークまたは
ダイオードに有利に印加される直流電圧が使用される。ハイブリッド結合器の出
力ポート４に付加的に、位相を９０゜シフトするスイッチング素子Ｈ１を設ける
場合、結合アーム間で１８０゜の位相差を有するハイブリッド結合器を使用する
ことも可能である。図９に示されたこのスイッチング素子Ｈ１は、ハイブリッド
結合器がすでに所望の９０゜の位相差を有する場合、省略することができる。基
本的には送受信混合器ＴＭＩＸとして、１つのポートが入力ポートから絶縁され
ておりかつ１つの入力ポートに供給される出力が残りの２つのポートに対称に分
配される任意の４端子網を使用することができる。
【００３６】 ダイオードの代わりに、非線形の特性曲線を有する別の半導体素子をこの装置
に使用することができる。例えばソース端子Ｓとドレイン端子Ｄが図１０に示し
たように短絡された電界効果トランジスタ有利にはＨＥＭＴを使用することがで
きる。この場合、ゲート端子からソースおよびドレインの共通の端子へ至る区間
は、図１０の右側に示した等価回路に相応するダイオードを形成する。ダイオー
ドの極性は基本的に選択したトランジスタのタイプに依存する。しかしＰＨＥＭ
Ｔの場合は図１０に示した極性である。
に使用することができる。例えばソース端子Ｓとドレイン端子Ｄが図１０に示し
たように短絡された電界効果トランジスタ有利にはＨＥＭＴを使用することがで
きる。この場合、ゲート端子からソースおよびドレインの共通の端子へ至る区間
は、図１０の右側に示した等価回路に相応するダイオードを形成する。ダイオー
ドの極性は基本的に選択したトランジスタのタイプに依存する。しかしＰＨＥＭ
Ｔの場合は図１０に示した極性である。
【図１】 本発明の有利な実施形態のブロック回路図である。
【図２】 本発明の混合器の１実施形態のブロック回路図である。
【図３】 本発明の混合器の１実施形態のブロック回路図である。
【図４】 本発明の混合器の１実施形態のブロック回路図である。
【図５】 本発明の混合器の１実施形態のブロック回路図である。
【図６】 本発明の混合器の１実施形態のブロック回路図である。
【図７】 図１の装置とは択一的な実施形態のブロック回路図である。
【図８】 位相法にしたがって動作する混合器のブロック回路図である。
【図９】 送信／受信混合器の有利な実施形態のブロック回路図である。
【図１０】 ソースおよびドレイン端子が短絡された電界効果トランジスタと、ダイオード
であるこのトランジスタの等価回路を示す図である。
であるこのトランジスタの等価回路を示す図である。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年２月２８日（２０００．２．２８）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
Claims (10)
- 【請求項１】 搬送波周波数を形成するために設けられている固定周波数発
生器（ＦＦＯ）と、変更可能な変調周波数を形成するために設けられている第２
の周波数発生器（ＶＣＯ）とを備えるＦＭＣＷセンサにおいて、 混合器（ＡＭＩＸ；ＳＳＢＭＩＸ）が設けられており、 該混合器（ＡＭＩＸ；ＳＳＢＭＩＸ）は、前記周波数発生器に接続されており
、かつ混合信号を搬送波信号および変調周波数から形成するために設けられてお
り、 前記混合器は、形成される混合信号を所定の周波数バンドに制限するために設
けられているか、または周波数フィルタ（ＢＰ）が後置接続されておりかつ形成
される混合信号を所定の周波数バンドに制限するために設けられており、 送信および受信装置（ＴＭＩＸ，Ａ）が設けられており、 基準装置（ＳＡＷ，ＲＭＩＸ）が設けられており、 該基準装置（ＳＡＷ，ＲＭＩＸ）は、前記第２の周波数発生器に接続されてお
り、 評価装置（ＡＥ）が設けられており、 該評価装置は、前記送信および受信装置と、前記基準装置とに接続されている
ことを特徴とするＦＭＣＷセンサ。 - 【請求項２】 前記混合器（ＡＭＩＸ）は、ゲート端子とソース端子とドレ
イン端子とを備える電界効果トランジスタであり、 ゲート端子は前記固定周波数発生器に接続されており、 ドレイン端子は前記第２周波数発生器に接続されており、 ソース端子は接地されており、 測定信号がドレイン端子から出力側に導かれる 請求項１に記載のＦＭＣＷセンサ。 - 【請求項３】 前記混合器（ＡＭＩＸ）は、ゲート端子とソース端子とドレ
イン端子とを備える電界効果トランジスタであり、 ドレイン端子は前記固定周波数発生器に接続されており、 ゲート端子は前記第２周波数発生器に接続されており、 ソース端子はローパスフィルタを介して接地されており、 測定信号がソース端子から出力側に導かれる 請求項１に記載のＦＭＣＷセンサ。 - 【請求項４】 前記混合器（ＡＭＩＸ）はゲート端子と、ソース端子と、ド
レイン端子とを備える電界効果トランジスタであり、 ゲート端子は前記固定周波数発生器および前記第２周波数発生器に接続されて
おり、 ソース端子は接地されており、 測定信号がドレイン端子から出力側に導かれる 請求項１に記載のＦＭＣＷセンサ。 - 【請求項５】 前記電界効果トランジスタはＨＥＭＴ（high electron mobi
lity transistor）である 請求項２から４までのいずれか１項に記載のＦＭＣＷセンサ。 - 【請求項６】 前記混合器（ＳＳＢＭＩＸ）は単側帯波混合器である 請求項１に記載のＦＭＣＷセンサ。
- 【請求項７】 送信および受信装置はモノスタティック動作のために設けら
れており、かつ伝送混合器（ＴＭＩＸ）とアンテナ（Ａ）とを含んでおり、 該伝送混合器は、結合アーム間に９０゜の位相差を有するハイブリッド結合器
を含むか、または結合アーム間に１８０゜の位相差を有するハイブリッド結合器
とスイッチング素子とを含んでおり、 該スイッチング素子は９０゜の位相差に生じさせかつ結合アームの１つに配置
されており、 前記ハイブリッド結合器の出力側（３，４）は非線形素子により阻止されてお
り、 前記伝送混合器の入力ポート（１）は、直接または別の回路素子を介して混合
器（ＡＭＩＸ，ＳＳＢＭＩＸ）に接続されており、 伝送混合器の別の入力ポート（２）はアンテナに接続されており、 前記評価回路は伝送混合器の出力ポートに接続されている 請求項１から６までのいずれか１項に記載のＦＭＣＷセンサ。 - 【請求項８】 前記非線形素子は電界効果トランジスタであり、 該電界効果トランジスタのソース端子はそれぞれ、ドレイン端子に導電的に接
続されている 請求項７に記載のＦＭＣＷセンサ。 - 【請求項９】 前記基準装置は遅延線であり、 該遅延線は、送信信号に対して時間的に遅延された基準信号を形成するために
設けられている 請求項１から８までのいずれか１項に記載のＦＭＣＷセンサ。 - 【請求項１０】 前記基準装置は、表面波素子（ＳＡＷ）と別の混合器（Ｒ
ＭＩＸ）とを含む 請求項９に記載のＦＭＣＷセンサ。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19737385 | 1997-08-27 | ||
| DE19737385.2 | 1997-08-27 | ||
| PCT/DE1998/002198 WO1999010756A1 (de) | 1997-08-27 | 1998-07-31 | Fmcw-sensor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001514392A true JP2001514392A (ja) | 2001-09-11 |
Family
ID=7840367
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000508019A Withdrawn JP2001514392A (ja) | 1997-08-27 | 1998-07-31 | Ｆｍｃｗセンサ |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6317075B1 (ja) |
| EP (1) | EP1012620B1 (ja) |
| JP (1) | JP2001514392A (ja) |
| CA (1) | CA2315786A1 (ja) |
| DE (1) | DE59806556D1 (ja) |
| WO (1) | WO1999010756A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005057717A1 (ja) * | 2003-11-05 | 2005-06-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | 可変リアクタンス装置、発振器およびレーダ装置 |
| JP2008537122A (ja) * | 2005-04-21 | 2008-09-11 | アー・ファウ・エル・リスト・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツング | 内燃機関におけるシリンダ圧を測定するための測定システム |
| US8228970B2 (en) | 2007-06-26 | 2012-07-24 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd | Signal processing device and wireless apparatus |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6577269B2 (en) | 2000-08-16 | 2003-06-10 | Raytheon Company | Radar detection method and apparatus |
| EP1870730A3 (en) | 2000-08-16 | 2011-07-20 | Valeo Radar Systems, Inc. | Automotive radar systems and techniques |
| JP5063851B2 (ja) | 2000-08-16 | 2012-10-31 | ヴァレオ・レイダー・システムズ・インコーポレーテッド | 近接物体検出システム |
| AU2001286513A1 (en) | 2000-08-16 | 2002-02-25 | Raytheon Company | Switched beam antenna architecture |
| JP2004508627A (ja) | 2000-09-08 | 2004-03-18 | レイセオン・カンパニー | 経路予測システムおよび方法 |
| US6708100B2 (en) | 2001-03-14 | 2004-03-16 | Raytheon Company | Safe distance algorithm for adaptive cruise control |
| US6806792B2 (en) * | 2001-04-30 | 2004-10-19 | The Johns Hopkins University | Broadband, four-bit, MMIC phase shifter |
| US6611227B1 (en) | 2002-08-08 | 2003-08-26 | Raytheon Company | Automotive side object detection sensor blockage detection system and related techniques |
| DE10355796B4 (de) | 2003-11-28 | 2016-10-13 | Robert Bosch Gmbh | Integrierte Schaltung zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung von Objekten |
| DE102004048994A1 (de) * | 2004-10-04 | 2006-04-13 | Siemens Ag | Einrichtung und Verfahren zur Bestimmung von Laufzeiten zwischen einem Sendesignal und einem Empfangssignal |
| US7616148B2 (en) * | 2005-11-23 | 2009-11-10 | Honeywell International Inc. | Microwave smart motion sensor for security applications |
| WO2007090369A1 (de) * | 2006-02-07 | 2007-08-16 | Adc Automotive Distance Control Systems Gmbh | Sende-/empfangsvorrichtung zum simultanen senden und empfangen und verwendung der sende-/empfangsvorrichtung |
| US7990313B2 (en) * | 2006-07-13 | 2011-08-02 | Siemens Aktiengesellschaft | Radar arrangement |
| EP2260322A1 (en) | 2008-03-31 | 2010-12-15 | Valeo Radar Systems, Inc. | Automotive radar sensor blockage detection apparatus and method |
| CA2778987A1 (en) * | 2009-11-02 | 2011-05-05 | Invention Planet, LLC | Detector system |
| DE102010041755A1 (de) | 2010-09-30 | 2012-04-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Radarsystem |
| US20130321206A1 (en) * | 2012-05-29 | 2013-12-05 | Chang Donald C D | Interference rejections of satellite ground terminal with orthogonal beams |
| US9658319B2 (en) | 2013-03-15 | 2017-05-23 | Valentine Research, Inc. | High probability of intercept radar detector |
| US10514441B2 (en) * | 2013-03-15 | 2019-12-24 | Valentine Research, Inc. | High probability of intercept radar detector |
| WO2017118621A1 (de) | 2016-01-04 | 2017-07-13 | Symeo Gmbh | Verfahren und system zur verringerung von störungen durch phasenrauschen in einem radarsystem |
| DE102017104380A1 (de) | 2017-03-02 | 2018-09-06 | Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg | Radar-System sowie Verfahren zum Betreiben eines Radar-Systems |
| DE102017110063A1 (de) | 2017-03-02 | 2018-09-06 | Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg | Verfahren und Vorrichtung zur Umfelderfassung |
| CN110531336A (zh) * | 2019-09-20 | 2019-12-03 | 山东大学 | 一种物体检测识别方法及系统 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2552270B1 (fr) | 1983-09-20 | 1986-02-14 | Thomson Csf | Melangeur d'ondes electromagnetiques hyperfrequences a grand gain de conversion |
| GB9122313D0 (en) * | 1991-10-21 | 1991-12-04 | Philips Electronic Associated | Self-oscillating mixer circuits,and fmcw rader |
| DE4334079C2 (de) | 1993-10-06 | 1997-02-13 | Daimler Benz Aerospace Ag | Hochgenauer Radar-Entfernungsmesser |
| DE4410025C2 (de) | 1994-03-23 | 1998-03-12 | Siemens Ag | Hochfrequenzoszillator in Planarbauweise |
| CA2231147C (en) | 1995-09-07 | 2001-08-07 | Siemens Aktiengesellschaft | Apparatus for distance measurement |
| DE19533123C2 (de) | 1995-09-07 | 1998-05-28 | Siemens Ag | Signalgenerator zur Erzeugung eines linear frequenzmodulierten Signals |
| GB2306820B (en) | 1995-10-18 | 1999-11-10 | Murata Manufacturing Co | Mixer |
-
1998
- 1998-07-31 EP EP98948701A patent/EP1012620B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-07-31 WO PCT/DE1998/002198 patent/WO1999010756A1/de active IP Right Grant
- 1998-07-31 DE DE59806556T patent/DE59806556D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-07-31 JP JP2000508019A patent/JP2001514392A/ja not_active Withdrawn
- 1998-07-31 CA CA002315786A patent/CA2315786A1/en not_active Abandoned
- 1998-07-31 US US09/486,351 patent/US6317075B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005057717A1 (ja) * | 2003-11-05 | 2005-06-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | 可変リアクタンス装置、発振器およびレーダ装置 |
| JP2008537122A (ja) * | 2005-04-21 | 2008-09-11 | アー・ファウ・エル・リスト・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツング | 内燃機関におけるシリンダ圧を測定するための測定システム |
| US8228970B2 (en) | 2007-06-26 | 2012-07-24 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd | Signal processing device and wireless apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| US6317075B1 (en) | 2001-11-13 |
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