JP2010050836A - アンテナ整合回路及びアンテナ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＬＣ共振子を用いることのデメリットを回避しながら、使用する複数の周波数帯域について広帯域化を図ったアンテナ整合回路及びそれを備えたアンテナ装置を構成する。
【解決手段】基板３１にはグランド領域ＧＡ及び非グランド領域ＮＧＡを設けていて、この基板３１上にアンテナ整合回路３０を構成している。基板３１の非グランド領域ＮＧＡに対してアンテナ素子２０を実装することによってアンテナ装置１０１を構成する。アンテナ整合回路３０は、ローバンド用の整合回路、ハイバンド用の整合回路、これらの整合回路を選択してアンテナ接続部と給電回路間に接続するスイッチとから成り、各整合回路は、給電部からアンテナ接続部方向に整合回路を見たリターンロス特性が利用周波数の帯域でそれぞれ複共振するインピーダンス回路で構成する。
【選択図】図１１

Description

この発明は、二周波帯または多周波帯のアンテナ整合回路及びそれを備えたアンテナ装置に関するものである。

複数の周波数帯で動作する携帯電話端末等の携帯無線機に内蔵する多周波のアンテナ装置が特許文献１に開示されている。

図１は特許文献１に示されているアンテナ装置の構成図である。このアンテナ装置は、スリット５を形成した板状素子２及び板状素子１からなる逆Ｆアンテナ素子の一部が短絡部３によって地板６に電気的に接地されている。給電部４には、インダクタ７及びキャパシタ８を直列接続した直列共振回路９と、インダクタ１０及びキャパシタ１１を直列接続した直列共振回路１２とが並列に接続されている。直列共振回路９と直列共振回路１２との並列接続回路の他端は給電端子１３に接続されている。この給電端子１３に無線回路が接続される。
特開２００３−１７９４２６号公報

特許文献１に示されているアンテナ装置においては、図１に示したように、低周波帯において回路によって複共振化させるために、給電ラインにＬＣ共振子を付加している。

ところが、このようなＬＣ共振子は帯域通過型のフィルタとして作用するため、共振周波数以外の周波数信号が基本的に通過し難く、他の周波数帯に与える影響が大きい。また、インダクタ及びキャパシタ等をディスクリート部品で構成すると、共振子としての損失が大きく（Ｑ値が低く）なり、また周波数ばらつきも大きくなるという懸念がある。

なお、特許文献１の構成では、高低の周波数に対応する２つのＬＣ共振子を設けているが、両周波数帯を同時に複共振化して広帯域化できている訳ではない。

そこで、この発明の目的は、ＬＣ共振子を用いることのデメリットを回避しながら、使用する複数の周波数帯域について広帯域化を図ったアンテナ整合回路及びそれを備えたアンテナ装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）アンテナ素子が接続されるアンテナ接続部と給電部との間に接続されるアンテナ整合回路であって、
前記アンテナ整合回路は利用周波数が互いに異なる複数の整合回路と、これらの整合回路を選択して前記アンテナ接続部と前記給電部との間に接続するスイッチとから成り、
前記複数の整合回路は、インピーダンスを変換しつつ位相を回転させ、前記給電部から前記アンテナ接続部の方向に当該整合回路を見たリターンロス特性が前記利用周波数の帯域でそれぞれ複共振するインピーダンス回路であることを特徴とする。

この構成により、複数の利用周波数でそれぞれ複共振化した特性となり、それぞれの利用周波数帯で広帯域なアンテナ特性が得られる。

（２）前記インピーダンス回路は、前記インピーダンスの変換と前記位相の回転を同時に行うインピーダンス変換同時位相回転部から成る。

これにより、少ない回路要素でインピーダンス変換と位相回転を行うことができ、小型化・低コスト化が図れる。

（３）前記複数の整合回路は、
前記給電部とグランド間にシャントに接続される２つの並列リアクタと、当該２つの並列リアクタとの間に直列に接続される直列リアクタとから成るπ型回路、及び前記給電部と前記アンテナ接続部との間で直列に接続されて前記利用周波数で共振させる直列リアクタ、を備えて成る。
これにより、複数の利用周波数帯にそれぞれ最適な広帯域化ができ、小型化が図れる。

（４）前記整合回路は、それを構成する回路要素の一部または全部が積層基板にパッケージ化されたものとする。
これにより、実装先の回路基板上に実装可能な部品として扱うことができ、回路基板上の占有面積が削減できる。

（５）前記アンテナ整合回路とそのアンテナ接続部に接続されるアンテナ素子とを備えてアンテナ装置を構成する。
これにより、複数の利用周波数帯で広帯域なアンテナ特性が得られる。

（６）前記アンテナ整合回路を回路基板に構成し、当該回路基板に前記アンテナ素子を搭載してアンテナ装置を構成する。
これにより、要求されるアンテナ特性に応じて、回路要素の選定により前記アンテナ整合回路の特性変更も可能となる。

（７）前記アンテナ素子は誘電体または磁性体の基体に電極パターンを形成して成り、当該基体に前記アンテナ整合回路の一部または全部を構成する。
この構成により、実装先の回路基板上へのアンテナ整合回路用部品の実装が不要または少なくなり、その分全体の小型化が図れる。

（８）前記アンテナ素子は、前記アンテナ整合回路のアンテナ接続部に接続可能な複数種のアンテナ素子のうち、前記アンテナ素子単体での放射Ｑの良好なアンテナ素子とする。
この構成により、放射Ｑの良好なアンテナを前記アンテナ整合回路に接続することによって、効率の高いアンテナ装置が構成できる。

（９）前記複数種のアンテナ素子の選択条件は、アンテナ素子に対する給電点の位置、アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、アンテナ素子のサイズのいずれか又はこれらの複数の組み合わせとする。
これにより、放射Ｑの良好なアンテナ素子を容易且つ確実に選定でき、高効率なアンテナ装置が構成できる。

この発明によれば、複数の利用周波数でそれぞれ複共振化した特性となり、それぞれの利用周波数帯で広帯域なアンテナ特性が得られる。また、整合回路を構成する各回路要素を必須のものとすることにより、それぞれの利用周波数帯の広帯域化に最適な整合回路を構成でき、小型化が図れる。

《第１の実施形態》
図２は、第１の実施形態に係るアンテナ整合回路の構成を説明するにあたって、予備的な構成を示す斜視図である。
回路基板（以下、単に「基板」という。）３１にはグランド領域ＧＡ及び非グランド領域ＮＧＡを設けていて、この基板３１上にアンテナ整合回路３０を構成している。そして、基板３１の非グランド領域ＮＧＡに対してアンテナ素子２０を実装することによってアンテナ装置１００を構成する。

アンテナ整合回路４１は、アンテナ素子２０が接続されるアンテナ接続部３２と給電部３９との間に構成している。このアンテナ整合回路４１は、２つの利用周波数帯の一方であるハイバンド用のアンテナ整合回路と、他方であるローバンド用のアンテナ整合回路と、その２つの整合回路の経路を選択するアンテナ素子側スイッチ３３及び給電部側スイッチ３８とで構成している。

ハイバンド側アンテナ整合回路とローバンド側アンテナ整合回路は、後述するようにそれぞれ経路上に各種回路要素を付加したものである。

図２において基板３１の非グランド領域ＮＧＡの図中の符号Ｗで示す寸法は４０ｍｍ、符号Ｌで示す寸法は４ｍｍである。また、アンテナ素子２０の符号Ｔで示す寸法は３ｍｍであり、その長さはＷに等しい。

図２において上記経路上の各区間Ｐ１〜Ｐ６の構成は次のとおりである。
Ｐ１−アンテナ素子側スイッチ部
Ｐ２−リアクタンス装荷部
Ｐ３−第１整合部
Ｐ４−移相部
Ｐ５−第２整合部
Ｐ６−給電部側スイッチ部
上記アンテナ整合回路４１の構成を、ローバンド側とハイバンド側とについて、アンテナ接続部から給電部側へ回路要素を順次付加していったときの特性変化について説明する。

図３〜図７はローバンド側のアンテナ整合回路について示す図であり、各図において（Ａ）はアンテナ整合回路の斜視図、（Ｂ）はリターンロス、（Ｃ）は給電部３９からアンテナ整合回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表したものである。

まず図３に示すように、給電部３９とアンテナ接続部３２との間を単に線路で接続した場合には、ローバンドの周波数帯（９００ＭＨｚ）で共振せず、整合もとれていない。

なお、図３に示した例では２７６０ＭＨｚ付近でリターンロスが若干下がっているが、これは単なる不要共振である。

このような状態から、図４に示すように、経路上に線路に対して直列に直列リアクタとして直列インダクタ３４ａを接続する。

これにより、図４（Ｂ）（Ｃ）中で、マーカー（１）で示すように９００ＭＨｚ帯のローバンドの周波数帯で共振が生じる。このようにアンテナ素子２０の持つ初期値にリアクタンス成分を付加して所望の周波数帯で共振周波数を定める。

次に、図５に示すように並列リアクタとして並列インダクタ３５ａを線路とグランドとの間にシャントに接続する。これにより、ローバンド（９００ＭＨｚ）で基準の５０Ωに整合がとれてリターンロスが小さくなり、スミスチャート上では図中破線で示すように小円軌跡ＳＣＴが生じる。図５（Ｂ）（Ｃ）中のマーカー（１）は周波数が対応している。このように、ローバンドの周波数帯でのインピーダンスがスミスチャートの中心に近接する。

続いて図６に示すように、位相器３６ａを設ける。これにより図５（Ｃ）に示したスミスチャート上の軌跡は位相器３６ａの線路長分だけ時計回りに回転する。この位相器３６ａによる移相量は、後の並列インダクタを付加することを考慮して前記小円軌跡ＳＣＴがスミスチャート上の第３象限に移動するまでの量とする。

なお、図６（Ａ）に示した位相器３６ａは５０Ωのストリップラインであるので、本来なら図５（Ｃ）に示した軌跡がそのままの形で時計回りに回転する筈であるが、実際にはその他の成分によって、この図６（Ｃ）に示すように小円の大きさが変化する傾向がある。図６（Ｂ）（Ｃ）中のマーカー（１）は周波数が対応している。

最後に図７に示すように、インピーダンス素子として並列インダクタ３７ａを接続する。これにより図７（Ｃ）に示すように、並列インダクタ３７ａの接続による図中の矢印方向への旋回により、前記小円軌跡ＳＣＴがスミスチャート上の中心を囲むような位置にまで移動する。図７（Ｂ）（Ｃ）中のマーカー（１）（２）はそれぞれの周波数が対応している。

このようにして、ローバンド用の整合回路は、給電部からアンテナ接続部の方向に見たリターンロス特性がローバンドの周波数帯域で複共振するインピーダンス回路で構成したことにより、図７（Ｂ）のリターンロス特性に現れているように、ローバンドの周波数帯で複共振が生じて広帯域化が図れる。

ハイバンド用の整合回路についてもローバンド用の整合回路と同様に構成することにより、ハイバンドの周波数帯で複共振が生じて広帯域化が図れる。

ここで、第１整合部Ｐ３，移相部Ｐ４，第２整合部Ｐ５の作用を総括すると、「５０Ωからずれている（リアクタンス装荷部Ｐ２を含んだ）アンテナのインピーダンスをスミスチャート上で回転させながら、給電点インピーダンスである５０Ωに直接的にインピーダンス変換してスミスチャートの中央を狙うこと」と言える。

この動きは第１整合部Ｐ３−移相部Ｐ４−第２整合部Ｐ５をＦ行列（４端子行列）で表したもっと簡易な回路で実現でき、これによる設計も可能である。

図８は上述の設計方法により設計したアンテナ整合回路及びそのインピーダンスをスミスチャート上に表したものである。図８（Ａ）において、上記経路上の各区間Ｐ１〜Ｐ６の構成は次のとおりである。

Ｐ１−アンテナ素子側スイッチ部
Ｐ２−リアクタンス装荷部
Ｐ３４５−インピーダンス変換＋位相回転部
Ｐ６−給電部側スイッチ部
図８（Ｂ）は、図４（Ｃ）に示した状態（リアクタンス装荷部Ｐ２に直列インダクタ３４ａを設けた状態）から、このリアクタンス装荷部Ｐ２を含んだアンテナのインピーダンスをスミスチャート上で回転させながら、給電部３９のインピーダンスである５０Ωに直接的にインピーダンス変換してスミスチャートの中央を狙うことを表している。

図８（Ｃ）は、インピーダンス変換＋位相回転部Ｐ３４５を設けた状態で、給電部３９からアンテナ整合回路を見たインピーダンスをスミスチャート上に表したものである。この図は図７（Ｃ）に等しい。

図９（Ａ）はＦ行列を４端子回路網に表した図、図９（Ｂ）は、それを実現するπ型回路、図９（Ｃ）はそのπ型回路を想定した４つのパラメータを表した図である。このようにしてＦ行列からπ型回路のＺ１，Ｚ２，Ｚ３を決定する。

図２に示した整合回路は、「第１整合部Ｐ３」−「移相部Ｐ４」−「第２整合部Ｐ５」の構成となっている。このことから考えると、上記Ｆ行列の設定は、移相部Ｐ４を一般的なπ型で構成し、そのπ型の第１の脚部と第１整合部、第２の脚と第２整合部のリアクタンス値をそれぞれ合成していることと等価とみなせる（同じ操作を行っていると考えられる）。

図１０はそのことを示す図である。図１０（Ａ）は図２及び図７（Ａ）に示した第１整合部Ｐ３、移相部Ｐ４、第２整合部Ｐ５の構成を示す図、図１０（Ｂ）はその部分の回路図である。移相部Ｐ４は並列リアクタンスと直列リアクタンスによるπ型回路で表されるので、その一方の並列リアクタンスと第１整合部Ｐ３の並列リアクタンスとが一つのリアクタンス素子として合成できる。同様に、他方の並列リアクタンスと第２整合部Ｐ５の並列リアクタンスとが一つのリアクタンス素子として合成できる。図１０（Ｃ）はこのようにして、「インピーダンス変換＋位相回転部」Ｐ３４５をπ型回路で表した図である。この「インピーダンス変換＋位相回転部」Ｐ３４５が本発明に係る「インピーダンス変換同時位相回転部」に相当する。

以上のことから、図２に示した整合回路に比べて、経路の簡略化、部品点数の削減が図れる。また、設計時には、「第１整合部」−「移相部」−「第２整合部」を設定し、あるいは第２整合部は行列Ｚｏｕｔの設定で省略した場合を想定して、第１整合部−移相部を設定しておいて、上記リアクタンス値の合成という手順を採ってもよい。

図１１は、第１の実施形態に係るアンテナ整合回路及びアンテナ装置の構成を示す斜視図である。このアンテナ装置１０１は、図２に示したアンテナ装置１００において、第１整合部Ｐ３、移相部Ｐ４、及び第２整合部Ｐ５を、「インピーダンス変換＋位相回転部」Ｐ３４５に置換したものである。図２に示した例では、並列リアクタ３５ａ，３５ｂで第１整合部Ｐ３を構成し、位相器３６ａ，３６ｂで移相部Ｐ４を構成し、並列リアクタ３７ａ，３７ｂで第２整合部Ｐ５を構成したが、図１１では、並列リアクタ４５ａ，４５ｂ、直列リアクタ４６ａ，４６ｂ、及び並列リアクタ４７ａ，４７ｂによって「インピーダンス変換＋位相回転部」Ｐ３４５を構成している。その他の構成は図２に示したものと同様である。

図１２は、以上のようにして設計したアンテナ装置１０１のリターンロスと効率の特性を表したものである。但し、図１１に示したアンテナ素子側スイッチ３３及び給電部側スイッチ３８を設けていない状態での実験結果である。ここでＲＬ（Ｌ）はローバンドでのリターン特性、η（Ｌ）はローバンドでの効率、ＲＬ（Ｈ）はハイバンドでのリターン特性、η（Ｈ）はハイバンドでの効率である。

このように９００ＭＨｚを中心とするローバンド（ＧＳＭ８５０／９００）及び１９００ＭＨｚを中心とするハイバンド（ＤＣＳ／ＰＣＳ／ＵＭＴＳ）の両方とも複共振状態となって広帯域化できる。またローバンド・ハイバンドともに高い効率が得られる。

なお、以上に示した例では３素子のπ型回路で「インピーダンス変換同時位相回転部」を構成したが、Ｔ型回路で構成することや２素子で構成することも考えられる。

《第２の実施形態》
第２の実施形態では、放射Ｑの良いアンテナの選択について示す。
結論としては、この発明のアンテナ整合回路を適用した場合の効率は、アンテナ（共振周波数を所望の周波数帯にもってくる装荷リアクタンス以外の整合回路を含まないアンテナ素子と輻射に寄与する筐体部分とを含んだアンテナ）そのものの持つ放射Ｑに依存する。このアンテナにはできる限り放射Ｑの良いもの（値の小さなもの）を選択すべきである。

第２の実施形態では、この効果を実験的に検証するものである。
まず、放射Ｑの異なる２種類のアンテナを準備し、各々にアンテナ整合回路を適用し，その特性を測定した。

図１３はその２種類のアンテナの斜視図である。図１３（Ａ）（Ｂ）の何れの例でも、アンテナ接続部３２と給電回路４０との間に直列インダクタ３４ａを挿入し、アンテナ素子２０に対して給電位置を変えるように構成している。

図１３の（Ａ）の例では、アンテナ接続部３２を基板３１の中央部に配置するとともに、中央給電のアンテナ素子２０を接続するように構成している。また図１３の（Ｂ）の例では、アンテナ接続部３２を基板３１Ｂの端部に配置するとともに、端部給電のアンテナ素子２０Ｂを接続するように構成している。

図１４は、図１３に示した２種類のアンテナ装置のリターンロスと効率の測定結果を示すものである。ここで各曲線の意味は次のとおりである。

ＲＬLC−ローバンド側中央給電アンテナのリターンロス
ＲＬLE−ローバンド側端部給電アンテナのリターンロス
ηLC−ローバンド側中央給電アンテナの効率（リターンロス補正後）
ηLE−ローバンド側端部給電アンテナの効率（リターンロス補正後）
ＲＬHC−ハイバンド側中央給電アンテナのリターンロス
ＲＬHE−ハイバンド側端部給電アンテナのリターンロス
ηHC−ハイバンド側中央給電アンテナの効率（リターンロス補正後）
ηHE−ハイバンド側端部給電アンテナの効率（リターンロス補正後）
なお、上記２種類のアンテナの放射Ｑの値は次のとおりである。

〈中央給電アンテナ〉
ローバンド ８．４
ハイバンド ２５．４
〈端部給電アンテナ〉
ローバンド ９．８
ハイバンド ３５．８
このように中央給電にすることによって良好な（値の小さな）アンテナの放射Ｑが得られる。

図１５は図１３に示したアンテナに対して第１の実施形態で示したアンテナ整合回路３０を適用した例である。

また、図１６はそのアンテナ整合回路３０を適用した後のそれぞれのアンテナについてリターンロスと効率について示している。但し、図１１に示したアンテナ素子側スイッチ３３及び給電部側スイッチ３８に相当するスイッチを設けていない状態での実験結果である。ここでローバンドはＧＳＭ８５０／９００、ハイバンドはＤＣＳ／ＰＣＳ／ＵＭＴＳの周波数帯であり、それぞれの帯域内で平均効率は次のとおりである。

〈中央給電アンテナ〉
ローバンド −２．６（ｄＢ）
ハイバンド −２．３（ｄＢ）
〈端部給電アンテナ〉
ローバンド −２．４（ｄＢ）
ハイバンド −３．９（ｄＢ）
このようにアンテナ整合回路を装荷した場合、アンテナの放射Ｑの実力が反映され、放射Ｑが良好な（値が小さな）アンテナである程、高効率特性が得られる。

なお、この例では、ローバンドの周波数帯では筐体に流れる電流の割合が大きい（依存度が高い）ため、筐体を含めたアンテナの放射Ｑに差がなく、この検証には適さない。

図１７は前記２種類のアンテナについて筐体に流れる表面電流の強度分布をシミュレーションした結果を示すものである。図１７（Ａ）（Ｃ）は中央給電アンテナの例、（Ｂ）（Ｄ）は端部（図における左端）給電アンテナについて、それぞれ異なった周波数帯での電流分布である。（Ａ）は中央給電アンテナのハイバンド、（Ｂ）は端部給電アンテナのハイバンド、（Ｃ）は中央給電アンテナのローバンド、（Ｄ）は端部給電アンテナのローバンドについてそれぞれ示している。

この図１７から明らかなように、（Ａ）中央給電アンテナ・ハイバンドでは左右の全体に亘って電流の強度分布に偏りなく良く流れるのに対し、（Ｂ）端部給電アンテナ・ハイバンドでは電流の強度分布に左右の偏りがあって、特に左側では電流強度が低く、アンテナ（共振周波数を所望の周波数帯にもってくる装荷リアクタンス以外の整合回路を含まないアンテナ素子と輻射に寄与する筐体部分とから成るアンテナ）の放射Ｑが悪いことが分かる。

この第２の実施形態では中央給電アンテナと端部給電アンテナとを比較して放射Ｑの良好なアンテナを選択すべきであることを示したが、単に給電形式以外に、アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、アンテナ素子のサイズによっても放射Ｑは異なるので、これらのいずれか又はこれらの複数の組み合わせを選定条件として、放射Ｑの良好な（値の小さな）アンテナ素子を選定すればよい。

《第３の実施形態》
第３の実施形態ではアンテナ素子及びアンテナ素子電極の幾つかの異なった例を示す。
図１８は第３の実施形態に係るアンテナ装置の分解斜視図である。直方体（角柱）形状の誘電体基体の表面に、図に示すような漏斗状に広がったアンテナ素子電極２１Ｃを形成したアンテナ素子２０Ｃを用いている。このようにアンテナ素子２０Ｃの給電部からアンテナ素子電極２１Ｃが徐々に広がったパターンのアンテナ素子電極２１Ｃを形成することによって、広い周波数帯域に亘って１／４波長で共振することになり、広帯域化が促進される。

また図１８に示した例では、アンテナ素子２０Ｃの底面に、アンテナ接続部に対する電極のみを形成しているので、またアンテナ素子２０Ｃにある程度の体積を備えているので、基板３１Ｃのグランド領域に直接実装可能である。

図１９は別の３つのアンテナ装置の分解斜視図である。図１９（Ａ）の例では、金属板を折り曲げ加工したアンテナ素子２０Ｄを用い、これを、基板３１Ｄに形成したアンテナ接続部３２に半田付けし、その上部を筐体５０で覆うようにしている。アンテナ素子２０Ｄ及び基板３１Ｄの端部は、筐体５０の形状に合わせて無駄な空間が生じないような形状にしている。

図１９（Ｂ）の例では、基板３１Ｄに対して（バネ）ピン状のアンテナ接続部３２Ｂを取り付け、筐体５０の内面にアンテナ素子電極２１Ｅを設け、基板３１Ｄに対して筐体５０を被せた状態でアンテナ接続部３２Ｂがアンテナ素子電極２１Ｅに接続されるようにしている。このようにしてアンテナ素子を筐体の一部に設けたものにも適用できる。

図１９（Ｃ）の例では、基板３１Ｅの非グランド領域にアンテナ素子電極２１Ｆを直接形成している。このように基板パターンでアンテナ素子を兼用するようにしてもよい。

《第４の実施形態》
図２０は第４の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す分解斜視図である。
図２０は、ちょうど第１の実施形態で図１１に示したアンテナ整合回路３０を、パッケージ化したアンテナ整合回路モジュール３０Ａとして構成し、それを基板３１に実装した例である。

このアンテナ整合回路モジュール３０Ａは、例えばＬＴＣＣの多層基板を用いて、図１１に示したアンテナ整合回路３０を構成したものである。これにより部品点数が削減できるとともに基板３１のスペースを効率よく利用できる。

《第５の実施形態》
図２１は第５の実施形態に係る２つのアンテナ装置の構成を示す分解斜視図である。
図２１（Ａ）の例では、ローバンド側とハイバンド側に兼用する直列リアクタ３４を設けた例である。この直列リアクタ３４は、ローバンドの周波数帯で必要なインダクタとして作用し、ハイバンドの周波数帯で、必要なキャパシタとして作用するように、例えば、ＬＣ共振子などで構成するよう素子を選定する。これにより部品点数が削減できるとともにアンテナ整合回路の専有面積が縮小化できる。

図２１（Ｂ）の例では、直列リアクタ３４だけでなく、ローバンドとハイバンドの両方に兼ねる並列リアクタ３５を設けている。例えばローバンドの最適リアクタンス値とハイバンドの最適リアクタンス値との中間的な値を選定する。

また、図２１に示した上記直列リアクタ３４及び並列リアクタ３５以外の部分はアンテナ整合回路モジュール２９または２８として設けてもよい。さらに直列リアクタ３４及び／または並列リアクタ３５は、可変容量を含む切替え可能な又はチューナブルな回路、すなわち使用する周波数帯に応じて直列リアクタ及び／または並列リアクタのリアクタンス値を調整して、より多種の周波数帯で適用できるようにしてもよい。

《第６の実施形態》
図２２は第６の実施形態に係る２つのアンテナ装置の分解斜視図である。
図２２（Ａ）の例ではアンテナ素子２０Ｅにアンテナ素子電極２１Ｇを形成するとともに、誘電体内部にアンテナ整合回路３０Ｂを構成している。したがって、このアンテナ素子２０Ｅを実装する基板３１Ｆには単に給電回路を設ければよい。

図２２（Ｂ）の例では、アンテナ素子２０Ｆにアンテナ素子電極２１Ｇを形成するとともに、ローバンド用の直列インダクタ３４ａ及びハイバンド用の直列キャパシタ３４ｂをそれぞれ形成している。このアンテナ素子２０Ｆを実装する基板３１Ｇ側には、上記直列インダクタ３４ａ及び直列キャパシタ３４ｂを除くアンテナ整合回路のモジュール２９を実装すればよい。

なお、以上に示した各実施形態ではローバンドとハイバンドの２つの周波数帯についてアンテナ整合回路を設けたが、３つ以上の周波数帯に適合させる場合には、それぞれの周波数帯に応じたアンテナ整合回路を同様にして設ければよい。

また、アンテナ素子は誘電体の基体に電極パターンを形成したものに限らず、磁性体基体に電極パターンを形成して構成してもよい。

また、以上の各実施形態では、位相器をストリップラインで概念的に表したが、例えばディスクリート部品によるπ型やＴ型などの回路で構成してもよいし、その回路を構成する部品を構造体で置換してもよい。

特許文献１に示されているアンテナ装置の構成図である。 第１の実施形態に係るアンテナ整合回路の構成を予備的に示す斜視図である。 ローバンド側のアンテナ整合回路について、アンテナ接続部から給電部側へ回路要素を順次付加していったときの特性変化について説明する図であり、単に線路を構成した状態を示す図である。 ローバンド側のアンテナ整合回路について、アンテナ接続部から給電部側へ回路要素を順次付加していったときの特性変化について説明する図であり、直列インダクタ３４ａを付加した状態を示す図である。 ローバンド側のアンテナ整合回路について、アンテナ接続部から給電部側へ回路要素を順次付加していったときの特性変化について説明する図であり、並列インダクタ３５ａを付加した状態を示す図である。 ローバンド側のアンテナ整合回路について、アンテナ接続部から給電部側へ回路要素を順次付加していったときの特性変化について説明する図であり、位相器３６ａを付加した状態を示す図である。 ローバンド側のアンテナ整合回路について、アンテナ接続部から給電部側へ回路要素を順次付加していったときの特性変化について説明する図であり、並列インダクタ３７ａを付加した状態を示す図である。 上述の設計方法により設計したアンテナ整合回路及びそのインピーダンスをスミスチャート上に表したものである。 （Ａ）はＦ行列を４端子回路網に表した図、（Ｂ）は、それを実現するπ型回路、（Ｃ）はそのπ型回路を想定した４つのパラメータを表した図である。 （Ａ）は図２及び図７（Ａ）に示した第１整合部Ｐ３、移相部Ｐ４、第２整合部Ｐ５の構成を示す図、（Ｂ）はその部分の回路図である。（Ｃ）は、インピーダンス変換＋位相回転部Ｐ３４５をπ型回路で表した図である。 第１の実施形態に係るアンテナ整合回路及びアンテナ装置の構成を示す斜視図である。 以上のようにして設計したアンテナ装置１０１のリターンロスと効率の特性を表したものである。 アンテナの放射Ｑの選定について示す、２種類のアンテナの斜視図である。 図１３の２種類のアンテナ装置のリターンロスと効率の測定結果を示す図である。 図１３の２種類のアンテナに対して第１の実施形態で示したアンテナ整合回路３０を適用した図である。 図１５のアンテナ整合回路３０を適用した後のそれぞれのアンテナについてリターンロスと効率について示す図である。 図１５の２種類のアンテナについて筐体に流れる表面電流の強度分布をシミュレーションした結果を示すものである。 第３の実施形態に係るアンテナ装置の分解斜視図である。 第３の実施形態に係る別の３つのアンテナ装置の分解斜視図である。 第４の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す分解斜視図である。 第５の実施形態に係る２つのアンテナ装置の構成を示す分解斜視図である。 第６の実施形態に係る２つのアンテナ装置の分解斜視図である。

符号の説明

２０…アンテナ素子
２１…アンテナ素子電極
２８，２９，３０Ａ…アンテナ整合回路モジュール
３０…アンテナ整合回路
３０Ａ…アンテナ整合回路モジュール
３０Ｂ…アンテナ整合回路
３１…基板
３２…アンテナ接続部
３３…アンテナ素子側スイッチ
３４ａ…直列インダクタ
３４ｂ…直列キャパシタ
３４…直列リアクタ
３５ａ…並列インダクタ
３５ｂ…並列インダクタ
３５…並列リアクタ
３６…位相器
３７…並列リアクタ
３８…給電部側スイッチ
３９…給電部
４０…給電回路
４５ａ，４５ｂ…並列リアクタ
４６ａ，４６ｂ…直列リアクタ
４７ａ，４７ｂ…並列リアクタ
５０…筐体
１００，１０１…アンテナ装置
ＧＡ…グランド領域
ＮＧＡ…非グランド領域
Ｐ１…アンテナ素子側スイッチ部
Ｐ２…リアクタンス装荷部
Ｐ３…第１整合部
Ｐ４…移相部
Ｐ５…第２整合部
Ｐ６…給電部側スイッチ部
Ｐ３４５…インピーダンス変換＋位相回転部
ＳＣＴ…小円軌跡

Claims (9)

1. アンテナ素子が接続されるアンテナ接続部と給電部との間に接続されるアンテナ整合回路であって、
   前記アンテナ整合回路は利用周波数が互いに異なる複数の整合回路と、これらの整合回路を選択して前記アンテナ接続部と前記給電部との間に接続するスイッチとから成り、
   前記複数の整合回路は、インピーダンスを変換しつつ位相を回転させ、前記給電部から前記アンテナ接続部の方向に当該整合回路を見たリターンロス特性が前記利用周波数の帯域でそれぞれ複共振するインピーダンス回路であることを特徴とするアンテナ整合回路。
2. 前記インピーダンス回路は、前記インピーダンスの変換と前記位相の回転を同時に行うインピーダンス変換同時位相回転部から成る、請求項１に記載のアンテナ整合回路。
3. 前記複数の整合回路は、
   前記給電部とグランド間にシャントに接続される２つの並列リアクタと、当該２つの並列リアクタとの間に直列に接続される直列リアクタとから成るπ型回路、及び前記給電部と前記アンテナ接続部との間で直列に接続されて前記利用周波数で共振させる直列リアクタ、を備えて成る、請求項２に記載のアンテナ整合回路。
4. 前記整合回路を構成する回路要素の一部または全部を積層基板にパッケージ化した、請求項１，２または３に記載のアンテナ整合回路。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載のアンテナ整合回路と前記アンテナ接続部に接続されるアンテナ素子とを備えて成るアンテナ装置。
6. 請求項１〜４のいずれかに記載のアンテナ整合回路を回路基板に構成し、当該回路基板に前記アンテナ素子を搭載して成るアンテナ装置。
7. 前記アンテナ素子は誘電体または磁性体の基体に電極パターンを形成して成り、当該基体に請求項１〜４のいずれかに記載のアンテナ整合回路の一部または全部を構成したアンテナ装置。
8. 前記アンテナ素子は、前記アンテナ整合回路のアンテナ接続部に接続可能な複数種のアンテナ素子のうち、前記アンテナ素子単体での放射Ｑの良好なアンテナ素子である、請求項５〜７のいずれかに記載のアンテナ装置。
9. 前記複数種のアンテナ素子の選択条件は、アンテナ素子に対する給電点の位置、アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、アンテナ素子のサイズのいずれか又はこれらの複数の組み合わせである、請求項８に記載のアンテナ装置。

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