JP2010045478A - 高周波可変フィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】周波数可変時に通過帯域幅をほぼ一定に維持することが可能な高周波可変フィルタを得る。
【解決手段】一端が接地されたバラクタ２ａ〜２ｃと、固定値を有するメアンダーラインインダクタ４ａ〜４ｃと、固定長を有する伝送線路５ａ〜５ｃと、伝送線路５ａ〜５ｃとほぼ同一の長さを有する伝送線路６ａ、６ｂと、入出力端子８とを備えている。伝送線路５ａ〜５ｃの固定長は、通過周波数の可変周波数範囲の中心周波数にて、ほぼ４分の１波長となるように設定される。バラクタ２ａ〜２ｃ、インダクタ４ａ〜４ｃおよび伝送線路５ａ〜５ｃは、直列接続されて１単位の可変共振回路を構成する。伝送線路６ａ、６ｂは、複数単位の可変共振回路を並列に結線して、入出力端子８から各可変共振回路に対して高周波信号を入出力する。
【選択図】図１

Description

この発明は、マイクロ波などの高周波帯にて動作する可変帯域通過型の高周波可変フィルタであって、通過周波数を制御したときに通過帯域幅をほぼ一定とするための高周波可変フィルタに関し、特に、同一の周波数帯域幅を有する複数のチャネルを使用する各種の通信システムなどに活用される高周波可変フィルタに関するものである。

従来の可変帯域通過型の高周波可変フィルタは、通過周波数を変化させたときに通過帯域幅を一定に保つために、信号の入出力端子を結ぶ信号経路に対して、直列およびシャントにバラクタが挿入され、チューナブルフィルタを構成している（たとえば、特許文献１参照）。

特許文献１に記載の高周波可変フィルタにおいては、複数のバラクタ（ｖａｒａｃｔｏｒ）ダイオード（以下、単に「バラクタ」という）が、それぞれ可変並列共振回路、可変容量回路を構成しており、各バラクタ端子を介して各々異なるバイアス電圧を印加することにより制御される。
すなわち、可変並列共振回路に含まれるバラクタの容量値を低減（または、増加）させて、共振周波数をさらに高く（または、低く）設定することにより、共振周波数を通過周波数とするチューナブルフィルタを実現している。

このとき、可変並列共振回路の容量値の低減にともない通過帯域幅が増加するので、他方の可変容量回路の直列キャパシタンスを、バラクタを制御して低減させることにより、周波数可変時の通過帯域幅の変動を抑圧して、通過帯域幅が一定の特性を示すようにしている。

特開２００２−９５７３号公報

従来の高周波可変フィルタは、特許文献１に記載のチューナブルフィルタの場合には、入出力信号の伝送経路に対して直列およびシャントの両方にバラクタを装荷する必要があり、また、各バラクタに異なるバイアス電圧を印加する必要があるので、回路自体の制御およびバイアス電圧の制御が複雑化するという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、入出力信号の伝送経路に対してシャントに装荷されたバラクタのみで構成し、かつ各バラクタに共通のバイアス電圧を印加するのみで、周波数可変時に通過帯域幅をほぼ一定に維持することが可能な可変帯域通過フィルタを得ることを目的とする。

この発明による高周波可変フィルタは、一定範囲内で通過周波数が可変制御される高周波可変フィルタであって、一端が接地されたバラクタと、バラクタに接続され固定値を有するインダクタと、インダクタに接続され固定長を有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路に接続され第１の伝送線路とほぼ同一の長さを有する第２の伝送線路と、第２の伝送線路に接続された入出力端子とを備え、第１の伝送線路の固定長は、通過周波数の可変周波数範囲の中心周波数にて、ほぼ４分の１波長となるように設定され、バラクタ、インダクタおよび第１の伝送線路は、直列接続されて１単位の可変共振回路を構成し、第２の伝送線路は、複数単位の可変共振回路を並列に結線して、入出力端子から複数単位の可変共振回路に対して高周波信号を入出力するものである。

この発明によれば、入出力信号の伝送経路に対してシャントに装荷されたバラクタのみで構成し、かつ各バラクタに共通のバイアス電圧を印加するのみで、周波数可変時に通過帯域幅をほぼ一定に維持することができる。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係る高周波可変フィルタを示す平面図である。
図１において、高周波可変フィルタは、裏面が電気的に接地された誘電体基板１と、バラクタ２ａ〜２ｃとを備えている。

バラクタ２ａ〜２ｃの裏面は、誘電体基板１と同様に電気的に接地されている。また、バラクタ２ａ〜２ｃは、ボンディングワイヤ３ａ〜３ｃを介して、誘電体基板１上の回路と接続されている。

誘電体基板１上には、メアンダーライン（Ｍｅａｎｄｅｒ−ｌｉｎｅ）インダクタ４ａ〜４ｃと、メアンダーラインインダクタ４ａ〜４ｃに直列接続されたマイクロストリップ線路（以下、「伝送線路」という）５ａ〜５ｃ、６ａ、６ｂと、伝送線路５ａ〜５ｃ、６ａ、６ｂに接続された薄膜抵抗線路（比較的高抵抗の抵抗素子）７と、薄膜抵抗線路７に接続された入出力端子８とが形成されている。

バラクタ２ａ〜２ｃ、インダクタ４ａ〜４ｃおよび伝送線路５ａ〜５ｃは、それぞれ、直列接続されて、３単位の可変共振回路を構成している。
伝送線路６ａ〜６ｃは、３単位の可変共振回路を並列に結線しており、薄膜抵抗線路７は、伝送線路６ａ〜６ｃのほぼ中央位置に接続されている。
なお、ここでは、３単位の可変共振回路を並列構成した場合を示したが、任意単位数の可変共振回路を並列構成可能なことは言うまでもない。

メアンダーラインインダクタ４ａ〜４ｃは、一定長を有する比較的高インピーダンスの伝送線路を蛇行させることにより構成されている。
伝送線路５ａ〜５ｃ、６ａ、６ｂは、フィルタの可変周波数範囲の中心周波数において、ほぼ４分の１波長となる固定長を有している。
入出力端子８は、薄膜抵抗線路７および伝送線路５ａ〜５ｃ、６ａ、６ｂを介して、すべてのバラクタ２ａ〜２ｃにバイアス電圧を印加するためのものである。

次に、図２および図３を参照しながら、図１に示したこの発明の実施の形態１による高周波可変フィルタの動作について説明する。
図２は従来の一般的な可変帯域通過フィルタの等価回路を示す回路図であり、図３はこの発明の実施の形態１による高周波可変フィルタの等価回路を示す回路図である。
ここでは、従来の等化回路（図２）と、この発明による等化回路（図３）とを対比して、中心周波数制御時の通過帯域幅の変動抑制効果を示している。

なお、図２および図３では、一例として３段構成のフィルタを示しているが、以下の説明は、任意の段数のフィルタに対して適用可能なことは言うまでもない。
図２において、高周波可変フィルタは、バラクタＣ_ｉ（ｉ＝１、２、３）と固定インダクタＬ_ｉ（ｉ＝１、２、３）とからなる可変並列共振回路を構成単位として、各可変並列共振回路を、ＪインバータＪ_{ｉ（ｉ＋１）}（Ｊ_１２、Ｊ_１３）を介して接続することにより構成されている。

図２に示す高周波可変フィルタの等価回路パラメータは、通過中心角周波数ωｏと、通過帯域幅Δωと、フィルタ伝達関数（チェビシェフ型、バターワース型など）から規定される定数ｇ_ｉ（ｉ＝１、２、３）とより、以下の式（１）で与えられることが知られている。

Ｊ_{ｉ（ｉ＋１）}＝Δω（Ｃ_ｉＣ_ｉ＋１／ｇ_ｉｇ_ｉ＋１）^１／２・・・（１）

また、各共振回路においては、以下の式（２）が成立する。

ωｏ^２Ｌ_ｉＣ_ｉ＝１ ・・・（２）

よって、式（１）は、以下の式（３）のように表すことができる。

Ｊ_{ｉ（ｉ＋１）}＝Δω／ωｏ^２／（Ｌ_ｉＬ_ｉ＋１／ｇ_ｉｇ_ｉ＋１）^１／２・・・（３）

この結果、図２の可変フィルタにおいては、式（３）から明らかなように、ＪインバータのＪ値が一定であるとすると、中心周波数ωｏを制御したときに通過帯域幅Δωが変化することが分かる。

一方、この発明の実施の形態１（図１）の等価回路（図３）によれば、伝送線路５ａ〜５ｃ、６ａ、６ｂは、フィルタの可変周波数範囲の中心周波数にてほぼ４分の１波長に設定されているので、回路理論に基づき、図３のように、線路の特性インピーダンスをＫ値とするＫインバータＫ１〜Ｋ３、または線路の特性アドミタンスをＪ値とするＪインバータＪ_１２、Ｊ_２３に、近似的に置換して考えることができる。

また、図３内のインダクタＬ_１’〜Ｌ_３’は、図１内のボンディングワイヤ３ａ〜３ｃおよびメアンダーラインインダクタ４ａ〜４ｃに対応し、図３内のキャパシタＣ１’〜Ｃ３’は、図１内のバラクタ２ａ〜２ｃに対応している。
ここで図２と図３の間には、Ｋインバータの特性により、以下の式（４）〜（６）の関係が成立する。

Ｌ_ｉ＝Ｋ_ｉ ^２Ｃ_ｉ’ ・・・（４）
Ｃ_ｉ＝Ｌ_ｉ’／Ｋ_ｉ ^２ ・・・（５）
ωｏ^２Ｌ_ｉ’Ｃ_ｉ’＝１ ・・・（６）

よって、式（４）〜（６）と式（１）から、図３においては、以下の式（７）が成立する。

Ｊ_{ｉ（ｉ＋１）}＝Δω（Ｌ_ｉＬ_ｉ＋１／ｇ_ｉｇ_ｉ＋１）^１／２／（Ｋ_ｉＫ_ｉ＋１） ・・・（７）

式（７）から、Ｊ_{ｉ（ｉ＋１）}およびＬ_ｉが一定であれば、キャパシタＣ_１’〜Ｃ_３’を制御してωｏを変化させたときにΔωを一定に維持できることが分かる。
したがって、図３を等価回路とするこの発明の実施の形態１による高周波可変フィルタ（図１）は、通過周波数を変化させたときに通過帯域幅を一定に維持することが可能になる。

さらに、この発明の実施の形態１によれば、図１から明らかなように、バラクタ２ａ〜２ｃが直流的に結線された状態にあることから、キャパシタＣ_１’〜Ｃ_３’を、以下の式（８）のように同一値に設定し、図３内の残りの等価回路パラメータを、式（７）を満たすように定めることにより、すべてのバラクタ２ａ〜２ｃへのバイアス電圧を共通化することが可能となる。

Ｃ_１’＝Ｃ_２’＝Ｃ_３’ ・・・（８）

図１内の薄膜抵抗線路７および入出力端子８は、共通バイアス電圧を印加するための回路を構成しており、薄膜抵抗線路７は、入出力端子８への高周波信号成分の漏洩を防ぐ役割を果たしている。

なお、薄膜抵抗線路７は、高周波可変フィルタの周波数可変範囲の全域にわたって、チョークとして機能するようなインダクタに置換してもよい。

図４は図３の等価回路の通過特性および反射特性の計算例を示す説明図であり、一例として、以下の式（９）〜（１２）のように設定したときの等価回路特性を示している。

Ｊ_１２＝Ｊ_２３＝１／７４［Ｓ］ ・・・（９）
Ｋ_１＝Ｋ_３＝１９［Ω］ ・・・（１０）
Ｋ_２＝２５［Ω］ ・・・（１１）
Ｌ_１’＝Ｌ_２’＝Ｌ_３’＝２．０［ｎＨ］ ・・・（１２）

図４において、実線は通過量の特性曲線、破線は反射量の特性曲線であり、高周波可変フィルタの通過周波数を、３［ＧＨｚ］→５［ＧＨｚ］→７［ＧＨｚ］と変化させた場合に、通過帯域幅がほぼ一定（反射量＜−２０［ｄＢ］を満たす帯域幅が、いずれも０．５［ＧＨｚ］）に維持されていることが分かる（破線の特性曲線参照）。

以上のように、この発明の実施の形態１によれば、一定範囲内で通過周波数が可変制御される高周波可変フィルタであって、一端が接地されたバラクタ２ａ〜２ｃと、バラクタ２ａ〜２ｃに接続され固定値を有するメアンダーラインインダクタ４ａ〜４ｃと、メアンダーラインインダクタ４ａ〜４ｃに接続され固定長を有する伝送線路５ａ〜５ｃ（第１の伝送線路）と、伝送線路５ａ〜５ｃに接続され伝送線路５ａ〜５ｃとほぼ同一の長さを有する伝送線路６ａ、６ｂ（第２の伝送線路）と、伝送線路６ａ、６ｂの最外位置に接続された入出力端子８と、を備えている。

伝送線路５ａ〜５ｃの固定長は、通過周波数の可変周波数範囲の中心周波数にて、ほぼ４分の１波長となるように設定されている。
また、バラクタ２ａ〜２ｃ、メアンダーラインインダクタ４ａ〜４ｃおよび伝送線路５ａ〜５ｃは、直列接続されて１単位の可変共振回路を構成する。
伝送線路６ａ、６ｂは、複数単位の可変共振回路を互いに並列に結線して、入出力端子８から複数単位の可変共振回路に対して高周波信号を入出力するように構成されている。

メアンダーラインインダクタ４ａ〜４ｃは、一定長を有する比較的高インピーダンスの伝送線路を蛇行させた構成からなる。
また、インダクタとして、メアンダーラインインダクタ４ａ〜４ｃに代えて、チップインダクタを用いてもよい。

また、伝送線路６ａ、６ｂのほぼ中央位置の所定箇所には、高抵抗の抵抗素子として機能する薄膜抵抗線路７（抵抗素子）が接続されている。
入出力端子８は、薄膜抵抗線路７を介して伝送線路６ａ、６ｂに接続され、複数単位の可変共振回路のバラクタ２ａ〜２ｃのそれぞれに、同一のバイアス直流電圧を印加するように構成されている。

なお、高抵抗の抵抗素子として、薄膜抵抗線路７に代えて、一定範囲内の通過周波数の全帯域でチョークとして機能するインダクタを用いてもよい。
すなわち、バラクタ２ａ〜２ｃを制御するためのバイアス電圧は、入出力端子８からの高周波信号に重畳させるか、または、伝送線路６ａ、６ｂの所定箇所に接続された薄膜抵抗線路７（または、インダクタ）を介して印加される。

これにより、入出力信号の伝送経路５ａ〜５ｃ、６ａ、６ｂに対してシャントに装荷されたバラクタ２ａ〜２ｃのみで構成し、かつ各バラクタ２ａ〜２ｃに共通のバイアス電圧を印加するのみで、周波数可変時に通過帯域幅をほぼ一定に維持することができ、通過周波数を変化させたときの通過帯域幅の変動を抑圧することが可能となる。
また、複数単位の可変共振回路に含まれる各バラクタ２ａ〜２ｃのバイアス電圧を共通化できるので、バイアス回路およびバイアス電圧の制御を極めて単純化することが可能となる。

この発明の実施の形態１に係る高周波可変フィルタを示す平面図である。 従来の高周波可変フィルタ（可変帯域通過フィルタ）の等価回路を示す回路図である。 この発明の実施の形態１による高周波可変フィルタの等価回路を示す回路図である。 図３の等価回路による周波数ごとの通過特性および反射特性の計算例を示す説明図である。

符号の説明

１ 誘電体基板、２ａ、２ｂ、２ｃ バラクタ、４ａ、４ｂ、４ｃ メアンダーラインインダクタ（インダクタ）、５ａ、５ｂ、５ｃ マイクロストリップ線路（第１の伝送線路）、６ａ、６ｂ マイクロストリップ線路（第２の伝送線路）、７ 薄膜抵抗線路（抵抗素子）、８ バイアス端子。

Claims (5)

1. 一定範囲内で通過周波数が可変制御される高周波可変フィルタであって、
   一端が接地されたバラクタと、
   前記バラクタに接続され固定値を有するインダクタと、
   前記インダクタに接続され固定長を有する第１の伝送線路と、
   前記第１の伝送線路に接続され前記第１の伝送線路とほぼ同一の長さを有する第２の伝送線路と、
   前記第２の伝送線路に接続された入出力端子とを備え、
   前記第１の伝送線路の固定長は、前記通過周波数の可変周波数範囲の中心周波数にて、ほぼ４分の１波長となるように設定され、
   前記バラクタ、前記インダクタおよび前記第１の伝送線路は、直列接続されて１単位の可変共振回路を構成し、
   前記第２の伝送線路は、複数単位の前記可変共振回路を並列に結線して、前記入出力端子から前記複数単位の可変共振回路に対して高周波信号を入出力することを特徴とする高周波可変フィルタ。
2. 前記インダクタは、一定長を有する比較的高インピーダンスの伝送線路を蛇行させて構成されたメアンダーラインインダクタからなることを特徴とする請求項１に記載の高周波可変フィルタ。
3. 前記インダクタは、チップインダクタにより構成されたことを特徴とする請求項１に記載の高周波可変フィルタ。
4. 前記第２の伝送線路のほぼ中央位置の所定箇所に接続された抵抗素子を備え、
   前記入出力端子は、前記抵抗素子を介して前記第２の伝送線路に接続され、前記抵抗素子を介して、前記複数単位の可変共振回路のバラクタのそれぞれに同一のバイアス直流電圧を印加することを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の高周波可変フィルタ。
5. 前記抵抗素子は、前記一定範囲内の通過周波数の全帯域でチョークとして機能するインダクタにより構成されたことを特徴とする請求項４に記載の高周波可変フィルタ。

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