JP2010035286A - 双方向コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 スイッチング・ロスが少ない電力伝送を行うことが可能な双方向コンバータを提供する。
【解決手段】 この双方向コンバータによれば、順方向電力伝送時において、昇圧コンバータを構成する第２半導体スイッチＴｒ２をＯＦＦする際に、第２電荷保持用コンデンサＣ５に既に蓄積された電荷を入力側コンデンサＣ２に出力する。第２半導体スイッチＴｒ２をＯＦＦする際には、コイルＬ１から転送される新たな電荷を、第１電荷保持用コンデンサＣ４に蓄積する。このような昇圧コンバータを２つ備えていると、逆方向の電力伝送も行うことができる。
【選択図】図６

Description

本発明は、ハイブリッド車や電気自動車などに搭載された大容量電力貯蔵装置に適用可能な双方向コンバータに関する。

近年、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、種々の大容量電力貯蔵装置が開発されている。これら大容量電力貯蔵装置は、例えば太陽光発電などの自然エネルギーを蓄積し、それを放電して利用する用途などに応用されており、これらの大容量電力貯蔵装置には電力の充放電を制御するコンバータが必ず搭載されている。コンバータの充電及び放電の２つの機能は、従来、各々専用の回路網によって実現され、これらの回路網を用途に応じて切り替えて使われていた。しかしながら、近年、コンバータには小型化、軽量化が求められており、上述の２つの機能をひとつの回路網で実現する双方向コンバータが提案されている。

また、前述の大容量電力貯蔵装置の利用用途としてプラグイン・ハイブリッド車（ＰＨＥＶ）が提案されている。ＰＨＥＶの充電時においては、商用ＡＣ電源から充電器として働くコンバータを介して、車に搭載されたバッテリに電力を供給する。放電時においては、前述のバッテリからＡＣアウトレットとして働くコンバータを介して、各種の負荷にＡＣ電源を供給する。

充電用のコンバータは、昇圧機能、又は昇降圧機能を必要とする。一方、ＡＣアウトレット用の電力変換回路は、降圧インバータ機能を必要とする。ＰＨＥＶに搭載されるスイッチング電源は、小型で軽量であることが要求されるため、これら双方の機能を備えた双方向ＡＣ／ＤＣコンバータが提案されている。

特許文献１及び特許文献２は、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータを開示しており、特許文献４及び特許文献５は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを開示している。これらのコンバータは、コイル（リアクトル、インダクタ）、コンデンサ及び複数の半導体スイッチから構成されており、充電および放電の選択、及び出力される電圧値、または電流値の調整は、前述の半導体スイッチの開閉により行われている。なお、前述の充電器が商用電源から電力を得るためには、高調波電流規制、例えばＪＩＳ−Ｃ−６１０００−３−２を満たすことが要求される。これに対応するため、充電器には力率改善回路が搭載される。

ところで、これらのコンバータが扱う電力は１ｋＷ以上になることが多い。また、コンバータの電力変換の周波数は１００ｋＨｚ程度である。これだけの電力と変換周波数を扱う場合、前述の半導体スイッチの開閉に伴うスイッチング・ロスは無視できなくなる。このスイッチング・ロスはコンバータの効率を低下させると同時に、前述の半導体スイッチの発熱を引き起こす。この熱対策を行うと、コンバータのサイズは大きくなってしまう。また、前述の半導体スイッチの開閉にはノイズの発生が伴う。前述の半導体スイッチは、このノイズに耐えられるものを選択しなければならなくなり、サイズが大きいものを選択することになり、コスト及びサイズが増大してしまう。

そこで、特許文献４及び特許文献５に開示された双方向コンバータは、スイッチング・ロスとノイズを抑制するためのソフト・スイッチング回路を有している。しかしながら、特許文献４で開示されている構成においては、昇圧動作をソフト・スイッチングで行うためには、共振用コイルに流れる電流がゼロの時に、半導体スイッチをＯＦＦにしなければならない。共振用コイルに流れる電流がゼロでないときに半導体スイッチをＯＦＦにすると、共振用コイルに蓄えられた励磁エネルギーにより発生するサージ電圧により半導体スイッチに高電圧が印加されてしまい最悪半導体スイッチの破壊を招くからである。また、特許文献５に開示されているソフト・スイッチング回路は、補助の半導体スイッチ素子を用いており、これを制御するための制御回路が複雑化している。

特許文献３もソフト・スイッチング回路を開示している。特許文献３では主コイルにトランスを用いており、昇圧比を大きく取っているが、この回路網を降圧に用いると出力電圧の制御が複雑になるという欠点を有している。また力率改善回路に用いられる主コイルのコアには直流重畳特性を考えてフェライトより金属磁性粉を固めた物が使われている。金属磁性粉を固めたものは、自由な形状を整形しづらく所望の特性を持ったトランスを作成することが難しい。特許文献６も同様の問題を有している。
特開２００１−３７２２６号公報 特開２００７−１１０８５６号公報 特開２００１−２８６１３３号公報 特開２００６−８７１９７号公報 特開２００７−２７４７７８号公報 特開２０００−２２４８４１号公報

上述のように、少ない部品点数でスイッチング・ロスを低減することが可能な双方向コンバータは得られておらず、更なる改良が期待されていた。本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、スイッチング・ロスが少ない電力伝送を行うことが可能な双方向コンバータを提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明に係る双方向コンバータは、２つの入力端子と２つの出力端子とを有し、入力端子間に入力された電力を順方向伝送して出力端子間に出力し、出力端子から入力された電力を逆方向伝送して入力端子間に出力させる双方向コンバータであって、入力端子間に接続された少なくとも１つの昇圧コンバータを有し、昇圧コンバータは、入力端子の一方に接続されたコイルと、コイルに第１半導体スイッチを介して一端が接続され、コイルと第１半導体スイッチの接続点に、電力の順方向伝送時には、所定の繰り返し周波数でＯＮ及びＯＦＦされる第２半導体スイッチを介して他端が接続された入力側コンデンサと、上記接続点と、入力側コンデンサの一端との間に介在する残留電荷出力手段とを備え、残留電荷出力手段は、第２半導体スイッチをＯＦＦする際に、内部に既に蓄積された電荷を入力側コンデンサに出力することを特徴とする。

本発明の双方向コンバータでは、順方向の電力伝送時においては、コイルに蓄積されたエネルギーは、昇圧チョッパの一部として機能する第２半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦすることにより、第１半導体スイッチを介して入力側コンデンサに伝送され、これが出力端子から取り出される。また、残留電荷出力手段は、入力側コンデンサに残留電荷を出力して、ＯＦＦの際のスイッチング・ロスを緩和することができる。

また、残留電荷出力手段は、第２半導体スイッチをＯＦＦする際に、上記コイルから転送される新たな電荷を内部に蓄積することを特徴とする。すなわち、スイッチングの際に転送できない電荷を保持しておき、これを後で出力することで、トータルの電力伝送効率を高めることができる。

また、昇圧コンバータの数は２つであり、これらの昇圧コンバータは、入力側コンデンサを共通コンデンサとし、それぞれの昇圧コンバータの前記接続点は、２つの入力端子にそれぞれ接続されていることが好ましい。昇圧コンバータの数が少なくとも２つある場合には、逆方向の電力伝送を行う場合、昇圧コンバータの半導体スイッチを切り換えることで、入力端子間に交流を発生させることができる。

更に、残留電荷出力手段は、上記接続点に接続された第１電荷保持用コンデンサと、第１電荷保持用コンデンサに蓄積された電荷が転送される第２電荷保持用コンデンサと、第２電荷保持用コンデンサから入力側コンデンサの一端に電荷を転送するよう、これらの間に順方向接続された残留電荷転送用ダイオードとを備えることが好ましい。第２半導体スイッチが最初にＯＦＦする場合には、第１電荷保持用コンデンサに電荷を蓄積しておき、これを第２電荷保持用コンデンサに転送すれば、次に第２半導体スイッチをＯＦＦする際には、第２電荷保持用コンデンサに蓄積された電荷を出力すると共に、第１電荷保持用コンデンサに電荷を新たに蓄積することができ、これらの状態切替の周波数を高めることができ、単位時間当りの電力伝送効率を高め、装置を小型化することができる。

また、残留電荷出力手段は、上記接続点にアノードが接続された第１ダイオードと、第１ダイオードのカソードと入力側コンデンサの他端との間に介在する第１電荷保持用コンデンサと、ダイオードのカソードに、アノードが接続された第２ダイオードと、ダイオードのカソードに一端が接続された部分共振用コイルと、部分共振用コイルの他端と、第２半導体スイッチの上記接続点側の一端との間に接続された第２電荷保持用コンデンサと、部分共振用コイルの他端にアノードが接続され、入力側コンデンサの一端にカソードが接続された残留電荷転送用ダイオードと、を備えることが好ましい。

第１ダイオードを介して第１電荷保持用コンデンサに入力された電荷は、第２ダイオード、部分共振用コイルを介して、第２電荷保持用コンデンサに流入することができるが、第１ダイオードを逆方向に流れることはできない。ここで、第１電荷保持用コンデンサ、第２ダイオード、部分共振用コイル、第２電荷保持用コンデンサは、部分共振回路を構成し、第２電荷保持用コンデンサに電荷が転送されるが、第２ダイードは逆流防止用ダイオードとしても機能するため、好適に第２電荷保持用コンデンサに電荷が蓄積される。この蓄積された電荷は、第２半導体スイッチをＯＦＦすることで、第１電荷保持用コンデンサの電位が上昇し、したがって、第２半導体スイッチの上記接続点側の電位が上昇することで、容易に残留電荷転送用ダイオードを介して放出される。

また、本発明の双方向コンバータは、入力側コンデンサの後段に設けられた絶縁型の双方向フルブリッジ回路を更に備えることを特徴とする。上述の構造に絶縁型の双方向フルブリッジ回路を備えると、スイッチング・ロスの少ない双方向コンバータとして機能させることができる。

本発明の双方向コンバータによれば、スイッチング・ロスが少ない電力伝送を行うことができる。

以下、実施の形態に係る双方向コンバータについて説明する。なお、説明において、同一要素には同一符号を用いることとし、重複する説明は省略する。

図１は、実施の形態に係る双方向コンバータのブロック図である。

双方向コンバータは、順方向電力伝送を行う場合、商用電源１０から出力される交流電圧が正の期間において、この電圧を第１昇圧コンバータ１Ｃによって昇圧し、交流電圧が負の期間（極性反転期間）において、この電圧を第２昇圧コンバータ２Ｃによって昇圧する。第１昇圧コンバータ１Ｃ及び第２昇圧コンバータ２Ｃの直流出力電圧は、インバータ回路３によって方形波電圧に変換され、この方形波電圧がトランスＴ１の１次側コイルに入力されることにより、トランスＴ１の２次側コイルに誘起した電流は、トランスＴ１の後段に設けられた整流回路４によって整流され、コンデンサやコイルなどの平滑回路５によって平滑化され、負荷としての２次電池６に供給される。なお、第１昇圧コンバータ１Ｃ及び第２昇圧コンバータ２Ｃのスイッチングは、これらに付属するソフト・スイッチング回路１Ｓ，２Ｓによってそれぞれ行われ、スイッチング時の電力損失が低減されている。

一方、逆方向電力伝送を行う場合、２次電池６の出力端間に接続された平滑回路５のコンデンサ両端間の電圧は、インバータ回路４によって方形波電圧に変換され、この方形波電圧が、トランスＴ１の前述の２次側コイル（逆方向電力伝送の場合は１次側コイル）に入力され、トランスＴ１の前述の１次側コイル（逆方向電力伝送の場合は２次側コイル）に誘起した電流は、トランスＴ１の前段に設けられた整流回路３によって整流され、昇圧コンバータに設けられたコンデンサなどによって平滑化され、交流負荷１０に供給される。

なお、上述の回路３，４，５及びトランスＴ１は、絶縁型の双方向フルブリッジ回路２０を構成している。また、第１昇圧コンバータ１Ｃ、第２昇圧コンバータ２Ｃ、絶縁型の双方向フルブリッジ回路２０のスイッチングは、制御回路３０によって行われる。上述のように、本実施形態の双方向コンバータは、順方向電力伝送によるバッテリＢＡＴＴ１の充電動作と、逆方向電力伝送によるバッテリＢＡＴＴ１の放電動作を行うことができる。以下、詳説する。

図２は、双方向コンバータの回路図である。

以下の図面において、図中の太い矢印は電流の流れる向きを示している。また、同図は、充電動作時の様子が示されている。

この双方向コンバータは、図１に示した電源１０を交流電源ＡＣＩＮから構成し、第１昇圧コンバータ１ＣをコイルＬ１、半導体スイッチＴｒ１，Ｔｒ２及びコンデンサＣ２から構成し、第２昇圧コンバータ２ＣをコイルＬ２、半導体スイッチＴｒ３，Ｔｒ４及びコンデンサＣ２から構成し、インバータ回路３を半導体スイッチＴｒ５，Ｔｒ６，Ｔｒ７，Ｔｒ８から構成し、整流回路４を半導体スイッチＴｒ９，Ｔｒ１０，Ｔｒ１１，Ｔｒ１２から構成し、平滑回路５をコンデンサＣ３から構成している。なお、コンデンサＣ２は、各昇圧コンバータにとっての共通コンデンサである。

なお、半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ１２はＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）からなり、それぞれのバイポーラトランジスタに並列に接続されたフリー・ホイール・ダイオードを内蔵しているが、通常の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から構成することも可能である。

交流電源ＡＣＩＮのある時刻における正極はコイルＬ１に接続され、同時刻における負極がコイルＬ２に接続され、コイルＬ１とコイルＬ２の出力端間にコンデンサＣ１が接続されている。コンデンサＣ１の一端は、第１の半導体スイッチＴｒ１を介してコンデンサＣ２の一端に接続され、コンデンサＣ１の他端は、コイルＬ５及び半導体スイッチＴｒ４を介してコンデンサＣ２の他端に接続されている。

図１に示した第１のソフト・スイッチング回路１Ｓは、半導体スイッチＴｒ１と半導体スイッチＴｒ２との間に介在したコイルＬ３、コイルＬ３と半導体スイッチＴｒ２のコレクタ側の接続点と、半導体スイッチＴｒ２のエミッタとの間に介在するダイオードＤ１及びコンデンサＣ４と、コンデンサＣ４と半導体スイッチＴｒ２のコレクタとの間に介在するダイオードＤ２、コイルＬ４、コンデンサＣ５と、コンデンサＣ５と半導体スイッチＴｒ１のコレクタとの間に介在するダイオードＤ３を有している。

同様に、コンデンサＣ１のコイルＬ２側の一端は、第３の半導体スイッチＴｒ３を介してコンデンサＣ２の一端に接続され、コンデンサＣ１の他端は、第４の半導体スイッチＴｒ４を介してコンデンサＣ２の他端に接続されている。

図１に示した第２のソフト・スイッチング回路２Ｓは、半導体スイッチＴｒ３と半導体スイッチＴｒ４との間に介在したコイルＬ５、コイルＬ５と半導体スイッチＴｒ４のコレクタ側の接続点と、半導体スイッチＴｒ４のエミッタとの間に介在するダイオードＤ４及びコンデンサＣ６と、コンデンサＣ６と半導体スイッチＴｒ４のコレクタとの間に介在するダイオードＤ５、コイルＬ６、コンデンサＣ７と、コンデンサＣ７と半導体スイッチＴｒ３のコレクタとの間に介在するダイオードＤ６を有している。

次に、コンデンサＣ２の後段に設けられたインバータ回路３について説明する。

コンデンサＣ２の両端間には、半導体スイッチＴｒ５，Ｔｒ６が順次介在しており、これらの半導体スイッチＴｒ５，Ｔｒ６の接続点はトランスＴ１の１次側コイルの一端に接続されている。コンデンサＣ２の両端間には、半導体スイッチＴｒ７，Ｔｒ８が順次介在しており、これらの半導体スイッチＴｒ７，Ｔｒ８の接続点はトランスＴ１の１次側コイルの他端に接続されている。

次に、トランスＴ１の後段に設けられた整流回路４及び平滑回路５について説明する。

トランスＴ１の２次側コイルの一端は、半導体スイッチＴｒ９，Ｔｒ１０の接続点に接続されており、これらの半導体スイッチＴｒ９，Ｔｒ１０は、平滑回路５を構成するコンデンサＣ３の両端間に順次接続されている。トランスＴ１の２次側コイルの他方は、半導体スイッチＴｒ１１，Ｔｒ１２の接続点に接続されており、これらの半導体スイッチＴｒ１１，Ｔｒ１２は、平滑回路５を構成する出力側コンデンサＣ３の両端間に順次接続されている。出力側コンデンサＣ３の両端は、２次電池を構成するバッテリＢＡＴＴ１の両端にそれぞれ接続されている。

なお、各ダイオードの極性は図示の通りであり、バッテリＢＡＴＴ１の正極側に各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ１２のカソードが位置し、負極側にアノードが位置し、また、半導体スイッチ間の接続点にダイオードＤ１，Ｄ４のアノードが接続され、この接続点にダイオードＤ３、Ｄ６のアノードがコンデンサＣ５，Ｃ７を介して接続され、半導体スイッチＴｒ２，Ｔｒ４のエミッタに、コンデンサＣ４，Ｃ６を介してダイオードＤ２，Ｄ５のアノードが接続されている。

充電時においては、昇圧コンバータを構成する半導体スイッチＴｒ１、Ｔｒ３はＯＦＦであり、半導体スイッチＴｒ４はＯＮであり、半導体スイッチＴｒ２は所定の繰り返し周波数でＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。交流電源ＡＣＩＮの正極から流れ出した電流は、半導体スイッチＴｒ２がＯＮの場合にコイルＬ１に蓄積され、ＯＦＦの場合にコイルＬ１から放出される。コイルＬ１から放出された電流は、半導体スイッチＴｒ１に付属のダイオードを順方向に流れて、コンデンサＣ２に至る。この電流は、コンデンサＣ２を介して、半導体スイッチＴｒ４を通り、コイルＬ２を通って、交流電源ＡＣＩＮの負極に帰還する。コンデンサＣ２の両端には、直流電圧が発生する。

コンデンサＣ２の両端間に発生した電圧は、インバータ回路３、トランスＴ１、整流回路４及び平滑回路５からなるＤＣ／ＤＣコンバータによって変換され、平滑回路５の出力電圧はバッテリＢＡＴＴ１に印加される。

インバータ回路３においては、期間Ｔ１において、半導体スイッチＴｒ５及びＴｒ８が原則的には同時にＯＮし、残りの半導体スイッチＴｒ７及びＴｒ６が同時にＯＦＦする。期間Ｔ２において、半導体スイッチＴｒ５及びＴｒ８が原則的には同時にＯＦＦし、残りの半導体スイッチＴｒ７及びＴｒ６が同時にＯＮする。これらの期間Ｔ１及び期間Ｔ２は、完全に独立させることもできるが、一部分を重複させてもよく、また、半導体スイッチＴｒ５及びＴｒ８のＯＮのタイミングが一部分のみで重複し、半導体スイッチＴｒ７及びＴｒ６のＯＮのタイミングが一部分のみで重複してもよい。このような位相シフト駆動を用いたソフト・スイッチングにより、より精密で伝達損失の少ない電力伝送が可能となる。

トランスＴ１の１次側コイルには周期的に電流の向きが変わる交流が流れ、これに応じてトランスＴ１の２次側コイルに電流が誘起する。２次側コイルの接続された整流回路４は、半導体スイッチＴｒ９〜Ｔｒ１２から構成されている。半導体スイッチＴｒ９〜Ｔｒ１２は、充電時においては全てＯＦＦとしておき、これらに付属のダイオードにより整流を行わせる。ある期間においては、半導体スイッチＴｒ９及びＴｒ１２に付属のダイオードに順方向電流が流れ、別の期間においては、半導体スイッチＴｒ１０及びＴｒ１１に付属のダイオードに順方向電流が流れ、コンデンサＣ３によって平滑化され、コンデンサＣ３の両端間電圧がバッテリＢＡＴＴ１に与えられる。

図３は、交流電源ＡＣＩＮの極性が反転した場合の動作を説明するための双方向コンバータの回路図である。

交流電源ＡＣＩＮの正極にコイルＬ２が接続され、負極にコイルＬ１が接続されている。半導体スイッチＴｒ１及びＴｒ３はＯＦＦであり、半導体スイッチＴｒ２はＯｎであり、半導体スイッチＴｒ４は所定の繰り返し周波数でＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。交流電源ＡＣＩＮからコイルＬ２に向けて電流が流れ出すが、半導体スイッチＴｒ４がＯＮの場合、コイルＬ２にエネルギーが蓄積され、半導体スイッチＴｒ４がＯＦＦの場合、コイルＬ２からエネルギーが放出される。コイルＬ２から放出された電流は、半導体スイッチＴｒ３の付属のダイオードを介してコンデンサＣ２の一端に流れ込む。コンデンサＣ２の他端から流れる電流は、半導体スイッチＴｒ２及びコイルＬ３及びＬ１を通って、交流電源ＡＣＩＮの負極に帰還する。

コンデンサＣ２の両端間には、直流電圧が発生するが、コンデンサＣ２よりも後段のインバータ回路３，整流回路４及び平滑回路５の動作は、図２において説明した場合と同一である。

図４及び図５は、逆方向電力伝送の場合の動作を説明するための双方向コンバータの回路図である。交流電源に代えて負荷ＲＬがコンデンサＣ１の両端間にコイルＬ１，Ｌ２を介して接続されている。図４の状態と、図５の状態とは、半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ４のＯＮ／ＯＦＦ状態が反対であり、これらの状態は、前述の交流電源の繰り返し周波数で切り替わる。

バッテリＢＡＴＴ１の正極から流れ出した電流は、前述の整流回路４の機能が変更してなるインバータ回路４に流れ込む。インバータ回路４の動作は、インバータ回路３の動作と同一であり、インバータ回路４における半導体スイッチＴｒ９〜Ｔｒ１２の動作は、インバータ回路３における半導体スイッチＴｒ５〜Ｔｒ８の動作と同一である。トランスＴ１の１次側コイルと２次側コイルの機能は入れ替わり、トランスＴ１によって電力伝送される。

トランスＴ１の負荷ＲＬ側のコイルに誘起した電流は、インバータ回路３の機能が変更してなる整流回路３によって整流される。整流回路３の動作は、前述の整流回路４の動作と同一であり、整流回路３における半導体スイッチＴｒ５〜Ｔｒ８の動作は、前述の整流回路４における半導体スイッチＴｒ９〜Ｔｒ１２の動作と同一であり、コンデンサＣ２には脈流の電流が流れ込み、その両端には直流電圧が発生する。

コンデンサＣ２に蓄積された電荷は、期間Ａ(図４）においては、コンデンサＣ２の一端から負荷ＲＬに向かって流れ出し、ＯＮ状態の半導体スイッチＴｒ１、コイルＬ１を通って負荷ＲＬの正極側に至り、負荷ＲＬの負極側からコイルＬ２、ＯＮ状態の半導体スイッチＴｒ４を通ってコンデンサＣ２の他端に帰還する。半導体スイッチＴｒ２，Ｔｒ３はＯＦＦのままである。

また、コンデンサＣ２に蓄積された電荷は、期間Ｂ（図５）においては、コンデンサＣ２の一端から、ＯＮ状態の半導体スイッチＴｒ３、コイルＬ２を通って反転した負荷ＲＬの正極側に至り、負荷ＲＬの負極側からコイルＬ１、ＯＮ状態の半導体スイッチＴｒ２を通ってコンデンサＣ２の他端に帰還する。半導体スイッチＴｒ１，Ｔｒ４はＯＦＦのままである。

なお、転換したインバータ回路４のスイッチング周波数は１００ｋＨｚ程度であり、図４及び図５の状態を切り換えるスイッチング周波数は５０Ｈｚ程度である。また、インバータ回路４の駆動方式として、一方組の半導体スイッチＴｒ９，Ｔｒ１２をＯＦＦしている期間において、他方組の半導体スイッチＴｒ１０，Ｔｒ１１をＯＦＦし、すなわち、双方組の半導体スイッチをＯＦＦしてもよい。また、半導体スイッチＴｒ９，Ｔｒ１２のＯＦＦ期間（隣接するＯＮ期間の間隔）Ｔは、出力が脈流となるように経時的に変化してもよい。また、半導体スイッチＴｒ１０，Ｔｒ１２のＯＦＦ期間（隣接するＯＮ期間の間隔）Ｔは、出力が脈流となるように経時的に変化してもよい。換言すれば、各半導体スイッチの駆動パルスの繰り返し周波数が時間に対して正弦波を描くように変化してもよく、これにより電力伝送損失を抑制することができる。

以下、昇圧コンバータの動作中（充電時）におけるソフト・スイッチングの動作について、図６〜図１１を参照して説明する。なお、以下の説明において、電位ＶＡ、コンデンサＣ４の両端間電圧ＶＣ４、半導体スイッチＴｒ２を流れる電流Ｉｔｒ２、電位ＶＢ、コンデンサＣ５の両端間電圧ＶＣ５、ダイオードＤ３を流れる電流ＩＤ３は、図１２のタイミングチャートに示されている。

（ＰＨＡＳＥ１）

図６は、昇圧コンバータ動作中（充電時）の第１期間（ＰＨＡＳＥ１）（コンデンサＣ５には電荷が保持されていない状態）における回路動作を説明するための回路図である。

昇圧コンバータ１Ｃは、一対の半導体スイッチＴｒ１，Ｔｒ２と、コイルＬ１と、電源ＡＣＩＮの両端間に接続された直流電圧発生用の入力側コンデンサＣ２とを備えている。半導体スイッチＴｒ１，Ｔｒ２はＩＧＢＴからなり、それぞれのバイポーラトランジスタは、これらに並列に接続されたフリー・ホイール・ダイオードＤＸ、ＤＹを内蔵している。ＰＨＡＳＥ１においては、一方の半導体スイッチＴｒ１はＯＦＦのままであり、ダイオードＤＸのみが機能している。他方の半導体スイッチＴｒ２は、交流電源ＡＣＩＮの周波数（例：５０Ｈｚ）よりも高い周波数（例：１００ｋＨｚ）でスイッチングされる。

この昇圧コンバータ１Ｃは昇圧チョッパであり、半導体スイッチＴｒ２がＯＮのときに、電源ＡＣＩＮの後段に接続されるコイルＬ１に、エネルギーが蓄積され、半導体スイッチＴｒ２がＯＦＦのときにコイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され、このエネルギーは後段のコンデンサＣ２に蓄積される。スイッチング周波数を高くすると、同じ大きさの電力を伝送するのに必要なコイルＬ１の大きさを小さくすることができる。

第１期間（ＰＨＡＳＥ１）においては、半導体スイッチＴｒ２が、ＯＮ状態からＯＦＦ状態になるとき、コイルＬ１及びのコイルＬ３に流れていた電流により生じる励磁エネルギーは、ダイオードＤ１を介して第１電荷保持用コンデンサＣ４に電界エネルギーとして流れ込む。コンデンサＣ４には、スイッチングによって生じた電荷が一時的に蓄積され、コンデンサＣ４の両端間電圧が増加する。これにより、半導体スイッチＴｒ２の両端間に印加される電圧、すなわち、半導体スイッチＴｒ２のコイルＬ３側の電位ＶＡは０Ｖより徐々に増加し、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）動作が行われる。これはソフト・スイッチングである。半導体スイッチＴｒ２における消費電力は、トランジスタＴｒ２を流れる電流Ｉｔｒ２×電圧（半導体スイッチＴｒ２のコレクタ電位ＶＡ）であるため、電流Ｉｔｒ２が十分に小さくなってから電位ＶＡが増加することで、ＰＨＡＳＥ１の期間におけるトータルの消費電力は十分に小さくなる。

図１２に示されるように、第１期間（ＰＨＡＳＥ１）における電位ＶＡの増加率は小さくなっている一方で、電流Ｉｔｒ２は急激に減少している。なお、第１期間（ＰＨＡＳＥ１）の直後のＰＨＡＳＥ１．５において、ダイオードＤ３を流れる電流が増加している旨が示されているが、これは周期的な繰り返し制御を行う場合には、上記の説明とは異なりコンデンサＣ５には電荷が蓄積されるためである。

（ＰＨＡＳＥ２）

図７は、昇圧コンバータ動作中（充電時）の第２期間（ＰＨＡＳＥ２）における回路動作を説明するための回路図である。

第２期間（ＰＨＡＳＥ２）においては、半導体スイッチＴｒ２が完全にＯＦＦ状態となり、定常状態に移行する。このとき、半導体スイッチＴｒ１に付属の昇圧用ダイオードＤＸに印加される電圧も、入力側コンデンサＣ２の電位による逆バイアス電圧から、徐々に順電圧に変化するため、ソフト・スイッチングが行われる。このとき、コイルＬ３に蓄積されたエネルギーは無くなる。なお、第１電荷保持用コンデンサＣ４には電荷が蓄積されたままである。

（ＰＨＡＳＥ３）

図８は、昇圧コンバータ動作中（充電時）の第３期間（ＰＨＡＳＥ３）における回路動作を説明するための回路図である。

続いて、第３期間（ＰＨＡＳＥ３）において、半導体スイッチＴｒ２が、ＯＦＦ状態からＯＮ状態になるとき、第１電荷保持用コンデンサＣ４に蓄積されていた電界エネルギー（電荷）は、逆流防止用ダイオードＤ２、及び部分共振用コイルＬ４を介して、第２電荷保持用コンデンサＣ５に流れ込む。

このとき、第１電荷保持用コンデンサＣ４、第２電荷保持用コンデンサＣ５、部分共振用コイルＬ４、及び逆流防止用ダイオードＤ２は、部分共振回路を構成し、共振動作を開始する。第１電荷保持用コンデンサＣ４に蓄積されていた電界エネルギー（電荷）が、第２電荷保持用コンデンサＣ５に流れ込み始め、第２電荷保持用コンデンサＣ５の両端間の電圧ＶＣ５が大きくなる。第１電荷保持用コンデンサＣ４に蓄積された電荷が、第２電荷保持用コンデンサＣ５に全て流れ込んだ時点で、逆流防止用ダイオードＤ２がＯＦＦ状態になり、共振が停止し、第４期間（ＰＨＡＳＥ４）に入る。

このとき、半導体スイッチＴｒ２に流れ込む電流Ｉｔｒ２は、コイルＬ４に流れる電流と等しくなるため、電流Ｉｔｒ２はコイルＬ４のインダクタンスに逆比例した値で上昇する。電流Ｉｔｒ２は、徐々に増加するため、ソフト・スイッチング動作が行われ、半導体スイッチＴｒ２における消費電力が抑制される。

（ＰＨＡＳＥ４）

図９は、昇圧コンバータ動作中（充電時）の第４期間（ＰＨＡＳＥ４）における回路動作を説明するための回路図である。

半導体スイッチＴｒ２がＯＮ状態となり、コイルＬ１にエネルギーが蓄積され、コイルＬ３にも電流が流れる。第４期間（ＰＨＡＳＥ４）は、第１期間（ＰＨＡＳＥ１）の直前の状態であるが、第２電荷保持用コンデンサＣ５には、電荷が蓄積されたままである。

（ＰＨＡＳＥ１’）

図１０は、昇圧コンバータ動作中（充電時）の第１期間（ＰＨＡＳＥ１’）（コンデンサＣ５に電荷を保持した状態）における回路動作を説明するための回路図である。

半導体スイッチＴｒ２はＯＮ状態からＯＦＦ状態となり、したがって、コイルＬ１からエネルギーが放出されようとする。半導体スイッチＴｒ２がＯＦＦとなることにより、コンデンサＣ４には、コイルＬ３及びダイオードＤ１を介して電荷が流れ込み、コンデンサＣ４の両端間電圧が増加し、電位ＶＡが上昇する。

なお、昇圧用ダイオードＤＸに印加される電圧も順方向電圧から徐々に逆方向電圧になるため、ソフト・スイッチングが行われる。

（ＰＨＡＳＥ１．５’）

図１１は、昇圧コンバータ動作中（充電時）の第１．５期間（ＰＨＡＳＥ１．５’）（コンデンサＣ５、Ｃ４に電荷を保持した状態）における回路動作を説明するための回路図である。

ＰＨＡＳＥ１．５’において、再び半導体スイッチＴｒ２がＯＦＦ状態になると、第２電荷保持用コンデンサＣ５とコイルＬ４との間の節点の電位ＶＢは、コンデンサＣ５における電荷の蓄積よって、電位ＶＡよりも高くなっているため、電位ＶＢが、電位ＶＡよりも早く、コンデンサＣ２の上端側電位よりも高くなる。電位ＶＢ（コンデンサＣ５の高レベル側電位）が残留電荷転送用ダイオードＤ３の動作閾値を越えると、これらの間に順方向接続された残留電荷転送用ダイオードＤ３がＯＮし、コンデンサＣ５に蓄積された電界エネルギー（電荷）が入力側コンデンサＣ２及びバッテリＢＡＴＴ１に流れ込む。

コイルＬ３と半導体スイッチＴｒ２の接続点の電位ＶＡは、ダイオードＤ１が順方向になるまで上昇するので、コンデンサＣ５の電界エネルギー（電荷）は全てコンデンサＣ２及びバッテリＢＡＴＴ１に流れ込むことになる。

以上、述べたように、コンデンサＣ４及びコンデンサＣ５に蓄積された電界エネルギーは、半導体スイッチＴｒ２のＯＮ／ＯＦＦ周期の間に元の状態に戻るので、上述したソフト・スイッチング動作も半導体スイッチＴｒ２のＯＮ／ＯＦＦ周期毎に確実に行われる。これはコイルＬ１に流れる電流が連続であろうと、不連続であろうと変わることはない。

なお、コンデンサＣ５に蓄積された電荷をコンデンサＣ２に転送した後、コンデンサＣ４に蓄積されている電荷は、上述のように、再びコンデンサＣ５に蓄積され、しかる後、再びコンデンサＣ２に転送される。

以上の動作は、第１昇圧コンバータ１Ｃの動作であり、動作に本質的関係のないコイルＬ２の機能は省略されている。第２昇圧コンバータ２Ｃは、電源ＡＣＩＮの出力電圧の極性が反転したときに第１昇圧コンバータ１Ｃと同一動作を行うものであり、第１昇圧コンバータ１Ｃの半導体スイッチＴｒ１，Ｔｒ２、コイルＬ１，Ｌ３，Ｌ４、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３、コンデンサＣ４，Ｃ５を、それぞれ、半導体スイッチＴｒ３，Ｔｒ４、コイルＬ２，Ｌ５，Ｌ６、ダイオードＤ４，Ｄ５，Ｄ６、コンデンサＣ６，Ｃ７に読み替えた動作を行う。なお、コイルＬ１とコイルＬ２の出力側の端子間にはコンデンサＣ１が介在している。

以上、説明したように、上述の双方向コンバータは、２つの入力端子と２つの出力端子とを有し、入力端子間に入力された電力を順方向伝送して出力端子間に出力し、出力端子から入力された電力を逆方向伝送して入力端子間に出力させる双方向コンバータである。そして、入力端子間には少なくとも１つの昇圧コンバータ１Ｃが接続され、昇圧コンバータ１Ｃは、入力端子の一方に接続されたコイルＬ１と、コイルＬ１に順方向接続されるダイオードＤＸを含む第１半導体スイッチＴｒ１を介して一端が接続され、コイルＬ１と第１半導体スイッチＴｒ１の接続点に、電力の順方向伝送時には、所定の繰り返し周波数でＯＮ及びＯＦＦされる第２半導体スイッチＴｒ２を介して他端が接続された入力側コンデンサＣ２と、上記接続点と、入力側コンデンサＣ２の一端との間に介在する残留電荷出力手段（Ｄ３，Ｃ５，Ｌ４，Ｄ２，Ｃ４，Ｄ１）とを備え、残留電荷出力手段は、第２半導体スイッチＴｒをＯＦＦする際に、内部に既に蓄積された電荷を入力側コンデンサＣ２に出力し、コイルＬ１，Ｌ３から転送される新たな電荷を内部に蓄積する。

この双方向コンバータは、絶縁型の双方向フルブリッジ回路２０と、コイルと、コンデンサと、少なくとも２つの半導体スイッチＴｒ１，Ｔｒ２（Ｔｒ３，Ｔｒ４）とで構成された昇圧コンバータ１Ｃ、２Ｃと、各々の回路中の半導体スイッチＴｒ１，Ｔｒ２（Ｔｒ３，Ｔｒ４）を制御する制御回路３０を備えており、昇圧コンバータ１Ｃ、２Ｃを構成する２つの半導体スイッチＴｒ１，Ｔｒ２（Ｔｒ３，Ｔｒ４）の内、１つの半導体スイッチＴｒ２（Ｔｒ４）にソフト・スイッチング回路を設けてある。

上述の双方向コンバータを、充電器として使用するとき、前述の昇圧コンバータ１Ｃ，２Ｃは力率改善回路として動作し、ここで昇圧された電圧は絶縁型の双方向フルブリッジ回路２０を介してバッテリＢＡＴＴ１を充電する。このときバッテリＢＡＴＴ１を充電する目標電圧が、入力される商用電源の最大値より小さいときは、図１に示した絶縁型の双方向フルブリッジ回路２０は降圧コンバータとして動作させる。入力される商用電源の極性が正のとき、または負の時に、昇圧コンバータ１Ｃ，２Ｃの一方をそれぞれ選択することにより、同期整流を行うことができる。このとき、絶縁型の双方向フルブリッジ回路２０は位相シフト動作によりソフト・スイッチングを行うことが好ましい。

一方、双方向コンバータをＡＣアウトレットとして使用するとき、前述の昇圧コンバータ１Ｃ，２Ｃを構成する半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ４は出力電圧の極性を切り替えるスイッチとして、商用電源に求められる周期、例えば５０ＨｚでＯＮ／ＯＦＦする。また、絶縁型の双方向フルブリッジ回路２０は、降圧コンバータとして動作させ、バッテリＢＡＴＴ１からの直流電力を正弦波出力に変換して出力することができる。

このときの絶縁型の双方向フルブリッジ回路２０は位相シフト動作によりソフト・スイッチングを行う。また昇圧コンバータ１Ｃ，２Ｃを構成する半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ４は例えば５０Ｈｚの周期でＯＮ／ＯＦＦされるので、スイッチング・ロスは無視できる値になる。

また、前述のソフト・スイッチングを行うために、昇圧コンバータ１Ｃ，２Ｃは、商用電源の正極に一端が接続されたコイルＬ１、Ｌ２と、コイルＬ１，Ｌ２の他端にアノードが接続された昇圧用ダイオードＤＸとを備えており、双方の昇圧用ダイオードＤＸのカソードをバッテリＢＡＴＴ１の正極に接続し、双方の昇圧用ダイオードＤＸとバッテリＢＡＴＴ１の接続点とバッテリＢＡＴＴ１の負極の間に直流電圧発生用の入力側コンデンサＣ２を接続し、バッテリＢＡＴＴ１と商用電極ＡＣＩＮの負極を接続している。

また、上述の例では、コイルＬ１、Ｌ２と、双方の昇圧用ダイオードＤＸの接続点に、コイルＬ３，Ｌ５の一端を接続し、コイルＬ３，Ｌ５の他端に半導体スイッチＴｒ２（Ｔｒ４）の一端を接続し、半導体スイッチＴｒ２（Ｔｒ４）の他端を電源ＡＣＩＮの負極に接続している。同時に、コイルＬ３（Ｌ５）と半導体スイッチＴｒ２（Ｔｒ４）の接続点に、ダイオードＤ１（Ｄ４）のアノードを接続し、ダイオードＤ１（Ｄ４）のカソードを第１電荷保持用コンデンサＣ４（Ｃ６）の一端に接続し、第１電荷保持用コンデンサＣ４（Ｃ６）の他端を負極に接続している。更に、ダイオードＤ１（Ｄ４）と第１電荷保持用コンデンサＣ４（Ｃ６）の接続点に、逆流防止用ダイオードＤ２（Ｄ５）のアノードを接続し、逆流防止用ダイオードＤ２（Ｄ５）のカソードに部分共振用コイルＬ４（Ｌ６）の一端を接続し、部分共振用コイルＬ４（Ｌ６）の他端に第２電荷保持用コンデンサＣ５（Ｃ７）の一端を接続し、第２電荷保持用コンデンサＣ５（Ｃ７）の他端は、コイルＬ３（Ｌ５）と半導体スイッチＴｒ２（Ｔｒ４）の接続点Ｎ１に接続している。

また、コイルＬ４（Ｌ６）とコンデンサＣ５（Ｃ７）の接続点に、残留電荷転送用ダイオードＤ３（Ｄ６）のアノードを接続し、残留電荷転送用ダイオードＤ３（Ｄ６）のカソードを双方の昇圧用ダイオードＤＸのカソードとバッテリＢＡＴＴ１の接続点に接続している。

上述の双方向コンバータによれば、高効率なコンバータが実現できる。また、昇圧コンバータの半導体スイッチは、コイルＬ３，Ｌ５に流れる電流がゼロでない場合においてもＯＦＦすることができ、また、従来のような補助の半導体スイッチを用いることがなく、制御の簡素化が可能である。更に、昇圧コンバータにトランスを用いることもないので、そのコイルにより力率改善回路に好適な金属磁性粉を固めたものを使用することもできる。また、双方向動作を実現するのに絶縁型の双方向フルブリッジ回路２０を用いることにより、ソフト・スイッチング回路の簡略化を図ることができる。入力側コンデンサＣ２の後段に絶縁型の双方向フルブリッジ回路２０を設けることで、スイッチング・ロスの少ない双方向コンバータとして機能させることができる。

また、第２半導体スイッチＴｒ２が最初にＯＦＦする場合には、第１電荷保持用コンデンサＣ４に電荷を蓄積しておき、これを第２電荷保持用コンデンサＣ５に転送しているので、次に第２半導体スイッチＴｒ２をＯＦＦする際には、第２電荷保持用コンデンサＣ５に蓄積された電荷を出力すると共に、第１電荷保持用コンデンサＣ４に電荷を新たに蓄積することができ、これらの状態切替の周波数を高めることができる。したがって、単位時間当りの電力伝送効率を高め、装置を小型化することができる。

実施の形態に係る双方向コンバータのブロック図である。 双方向コンバータの回路図である。 交流電源ＡＣＩＮの極性が反転した場合の動作を説明するための双方向コンバータの回路図である。 逆方向電力伝送の場合の動作を説明するための双方向コンバータの回路図である。 逆方向電力伝送の場合の動作を説明するための双方向コンバータの回路図である。 図６は、昇圧コンバータ動作中（充電時）の第１期間（ＰＨＡＳＥ１）（コンデンサＣ５には電荷が保持されていない状態）における回路動作を説明するための回路図である。 昇圧コンバータ動作中（充電時）の第２期間（ＰＨＡＳＥ２）における回路動作を説明するための回路図である。 昇圧コンバータ動作中（充電時）の第３期間（ＰＨＡＳＥ３）における回路動作を説明するための回路図である。 昇圧コンバータ動作中（充電時）の第４期間（ＰＨＡＳＥ４）における回路動作を説明するための回路図である。 昇圧コンバータ動作中（充電時）の第１期間（ＰＨＡＳＥ１’）（コンデンサＣ５に電荷を保持した状態）における回路動作を説明するための回路図である。 昇圧コンバータ動作中（充電時）の第１．５期間（ＰＨＡＳＥ１．５’）（コンデンサＣ５、Ｃ４に電荷を保持した状態）における回路動作を説明するための回路図である。 各種信号のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｔｒ１〜Ｔｒ１２・・・半導体スイッチ、Ｌ１〜Ｌ６・・・コイル、２０・・・絶縁型の双方向フルブリッジ回路、Ｔ１・・・トランス、１Ｃ，２Ｃ・・・昇圧コンバータ、１Ｓ，２Ｓ・・・ソフト・スイッチング回路。

Claims (6)

1. ２つの入力端子と２つの出力端子とを有し、前記入力端子間に入力された電力を順方向伝送して前記出力端子間に出力し、前記出力端子から入力された電力を逆方向伝送して前記入力端子間に出力させる双方向コンバータであって、
   前記入力端子間に接続された少なくとも１つの昇圧コンバータを有し、
   前記昇圧コンバータは、
   前記入力端子の一方に接続されたコイルと、
   前記コイルに第１半導体スイッチを介して一端が接続され、前記コイルと前記第１半導体スイッチの接続点に、電力の順方向伝送時には、所定の繰り返し周波数でＯＮ及びＯＦＦされる第２半導体スイッチを介して他端が接続された入力側コンデンサと、
   前記接続点と、前記入力側コンデンサの一端との間に介在する残留電荷出力手段と、
   を備え、
   前記残留電荷出力手段は、前記第２半導体スイッチをＯＦＦする際に、内部に既に蓄積された電荷を前記入力側コンデンサに出力することを特徴とする双方向コンバータ。
2. 前記残留電荷出力手段は、前記第２半導体スイッチをＯＦＦする際に、前記コイルから転送される新たな電荷を内部に蓄積することを特徴とする請求項１に記載の双方向コンバータ。
3. 前記昇圧コンバータの数は２つであり、これらの昇圧コンバータは、前記入力側コンデンサを共通コンデンサとし、それぞれの前記昇圧コンバータの前記接続点は、２つの前記入力端子にそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の双方向コンバータ。
4. 前記残留電荷出力手段は、
   前記接続点に接続された第１電荷保持用コンデンサと、
   前記第１電荷保持用コンデンサに蓄積された電荷が転送される第２電荷保持用コンデンサと、
   前記第２電荷保持用コンデンサから前記入力側コンデンサの一端に電荷を転送するよう、これらの間に順方向接続された残留電荷転送用ダイオードと、
   を備えることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の双方向コンバータ。
5. 前記残留電荷出力手段は、
   前記接続点にアノードが接続された第１ダイオードと、
   前記第１ダイオードのカソードと前記入力側コンデンサの他端との間に介在する第１電荷保持用コンデンサと、
   前記ダイオードのカソードに、アノードが接続された第２ダイオードと、
   前記ダイオードのカソードに一端が接続された部分共振用コイルと、
   前記部分共振用コイルの他端と、前記第２半導体スイッチの前記接続点側の一端との間に接続された第２電荷保持用コンデンサと、
   前記部分共振用コイルの他端にアノードが接続され、前記入力側コンデンサの一端にカソードが接続された残留電荷転送用ダイオードと、
   を備えることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の双方向コンバータ。
6. 前記入力側コンデンサの後段に設けられた絶縁型の双方向フルブリッジ回路を更に備えることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の双方向コンバータ。

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