JP2009519771A

JP2009519771A - 埋め込み可能な刺激装置のコンプライアンス電圧を感知および調節するための技術

Info

Publication number: JP2009519771A
Application number: JP2008545891A
Authority: JP
Inventors: シー，ジェス，ダブリュー．; へ，ユピン; ドーン，キュー; ケイ．エル．ピーターソン，デイビッド
Original assignee: ボストンサイエンティフィックニューロモジュレーションコーポレイション
Priority date: 2005-12-14
Filing date: 2006-10-19
Publication date: 2009-05-21
Anticipated expiration: 2026-10-19
Also published as: ES2587367T3; US8538548B2; US20120197354A1; US9061152B2; WO2007070727A1; US8175719B2; US8781598B2; CA2632638A1; US20070135868A1; US20140018883A1; EP1962950B1; US20140324131A1; US7444181B2; US20080319514A1; JP4856718B2; EP1962950A1

Abstract

本明細書で開示されるものは、埋め込み可能な刺激装置のコンプライアンス電圧を監視し最適値に調節するための方法と回路である。この最適値は、適切な回路性能（すなわち十分な電流出力）を可能にするために十分高いが、電流出力回路にかかる過度の電圧降下によって電力が不必要に浪費されないために十分低い値である。アルゴリズムは、カレントソースとシンクの両方が動作可能な時、少なくとも実際の刺激期間の間に、カレントソースおよびシンク回路にかかる出力電圧を測定し、これらの出力電圧を保護帯値の範囲内に減少させるためにコンプライアンス電圧を調節する。この保護帯値は、トランジスタ飽和での動作の指標となることが好ましい。出力電圧はさらに測定精度を改良するために刺激パルスの間の期間中に監視されることが可能であり、さらにそのような追加の測定は患者には知覚されない点で有益である。
【選択図】図１３

Description

［関連出願への相互参照］
本国際出願は、参照によって本明細書に組み込まれる、2005年12月14日出願のU.S. Application Serial No. 11/305,898の優先権を主張する。

［技術分野］
本発明は一般的に埋め込み可能な刺激装置、例えば脊髄刺激法（ＳＣＳ）システムもしくは他のタイプの神経刺激システムで使用されるパルス発生器と関連する。特に、本発明は電力を節約しながら適切な回路性能を保障する出力カレントソース／シンク回路によって使用されるコンプライアンス電圧を感知し調整することに関連する。

埋め込み可能な刺激装置は、体の神経および組織に様々な生物学的な疾患の治療のために電気刺激を発生させ、届ける装置で、心不整脈を処置するペースメーカ、心細動を処置する除細動器、難聴を処置する蝸牛刺激装置、失明を処置する網膜刺激装置、四肢の協調運動を作り出す筋肉刺激装置、慢性の痛みを処置する脊髄刺激装置、運動障害や精神疾患を処置する皮質および脳深部刺激装置、そして、尿失禁、睡眠時無呼吸症、肩関節亜脱臼などを処置するその他の神経刺激装置のようなものである。本発明はそのような応用例全てに応用可能であるが、以下の記述では、参照によってその全容が本明細書に含まれる、発明者Paul Meadowsらの名において2003年2月4日に発行されたU.S. Patent 6,516,227（"the '227 patent"）に開示されているような脊髄刺激システムにおける本発明の使用に概して注目する。

脊髄刺激法はある患者集団において痛みを軽減させる臨床法として広く受け入れられている。脊髄刺激法（ＳＣＳ）システムは大概、埋め込み可能パルス発生器（ＩＰＧ）もしくはラジオ周波数（ＲＦ）送信機と受信機、電極、少なくとも１つの電極リード、そして随意に、少なくとも１つの電極リード延長線を含む。電極リードの遠位末端上に備わっている電極は大概脊髄膜に沿って埋め込まれ、ＩＰＧもしくはＲＦ送信機は、脊柱内の神経線維に電極を通じて届けられる電気パルスを発生させる。それぞれの電極接触（“電極”）は電極アレイを作り出すために所望のパターンと間隔で配置される。１つ以上の電極リード内の個々のワイヤーは、アレイ内で各電極と接続する。電極リード（単数または複数）は脊柱を出て、一般的には１本以上の電極リード延長線に結合する。電極リード延長線は大概、順に患者の胴回りをＩＰＧもしくはＲＦ受信機が埋め込まれた皮下のポケットまでトンネルする。もしくは、電極リードはＩＰＧもしくはＲＦ受信機に直接接続されてもよい。他のＳＣＳシステムや他の刺激システムの例は、参照によってその全容が本明細書に組み込まれるU.S. Patents 3,646,940および3,822,708を参照のこと。もちろん、埋め込み式パルス発生器は操作のためのエネルギーを必要とする能動素子であり、そのようなエネルギーは埋め込まれた電池、もしくは外部電源から供給される。

あるＩＰＧはＩＰＧの電極へ／からの刺激電流を、最終的には患者の組織に／から、供給／受け取るように構成された１個以上の出力カレントソース／シンクを含んでもよい。例えば、総称して負荷５０５（Ｒ）として例示された、組織を刺激するために使われる基本出力カレントソース５００と対応した出力カレントシンク５０１を図１は示している。当業者は理解するだろうが、出力カレントソース５００内のトランジスタＭ１とＭ３、出力カレントシンク５０１内のトランジスタＭ２とＭ４はカレントミラーを構成している。カレントミラーはカレントソースもしくはシンクの出力段階の参照電流Ｉ_refをミラーす
るように、すなわち、Ｉ_out＝Ｉ_refとするようにはたらく。参照電流Ｉ_refは、Ｉ_out＝Ｍ*Ｉ_refとなるように、出力トランジスタ（すなわちＭ１、Ｍ２）の並列数（paralleled numbers）（Ｍ）を規定することによっても大きさを規定することができる。様々なカレントソースもしくはシンクの選択は大概トランジスタ５１３と５１３’の選択によって供与される。すでに案に示していたように、あるＩＰＧは大概いくつかの電極を有し、様々なカレントソースとシンクは、特定の患者を処置するのに有効となるように、任意の特定の電極Ｅへ電流をソースもしくはシンクするように調整することができる。図１に示したように、カレントソース５００はＩＰＧ電極Ｅ_Ｘに接続され、カレントシンクは電極Ｅ_Yに接続される。

出力カレントソースとシンク５００、５０１は図１からわかるように、通常、異なる極性のトランジスタで形成される。従って、ソース５００はＰチャンネルトランジスタで作られ、一方シンク５０１はＮチャンネルトランジスタで作られる。ソース５００が通常は正電圧（Ｖ＋、“コンプライアンス電圧”とここでは称する）に繋がれ、一方ソース５０１は通常、接地電圧のようなもっと負の電圧に繋がれると仮定すると、トランジスタの物理特性をすべて議論することなしで、当業者はそのような極性のトランジスタを使うことは理にかなっていると理解するだろう。（本明細書で使用する“接地電圧”とは、コンプライアンス電圧に対する任意の基準電圧と理解されるべきである。）（トランジスタの回路基盤での接続（見えない）は大概、適切な電源、Ｖ＋もしくは接地電圧のいずれかに繋がれ得るが、トランジスタのソースにも繋がれ得る。）カレントソースとシンク５００と５０１は見ればわかるように（例えばトランジスタ５１３、５１３’によって）所望の大きさの出力電流Ｉ_outを作り出すために一般的にデジタル的に制御できるので、そのようなカレントソースやシンクはデジタル−アナログ変換機の回路もしくは“ＤＡＣ”回路と大概称される。更に具体的には、各トランジスタの極性を参照して、カレントソース５００は大概“ＰＤＡＣ”として、一方カレントシンク５０１は大概“ＮＤＡＣ”と称される。

あるＩＰＧでは図２−４にそれぞれ示すように異なる出力ソース／シンク構造を使うことができる。図２Ａ−２Ｂに示した構造は参照によって全て本明細書に組み込まれるU.S.
Patent 6.181,969 で公開されている。図２Ａに示したように'969 patentの構造では、各電極Ｅ_Xは独自の専用ＰＤＡＣおよびＮＤＡＣ回路を有しており、これは電極が電流のソースもしくはシンクのどちらとしても動作するか、あるいはどちらとしても動作しないことを可能にする。示したように、電極Ｅ₂に関連したＰＤＡＣ（カレントソース）がアクティブ、一方電極Ｅ₃に関連したＮＤＡＣ（カレントシンク）がアクティブになるときの電流のパスを示す。図２Ｂは図２Ａの構造中で使用可能な個々の電極のためのＰＤＡＣ回路を示す。（ＰＤＡＣ回路のみを示しているが、当業者は所定の電極のＮＤＡＣ回路が同様にＮチャンネルデバイスから形成され得ることを理解できるだろう。）示したように、当業者が理解するように、選択トランジスタ５１３が、電極Ｅ_X（すなわち図２Ａの電極Ｅ₂）でソースされる電流の大きさをＩ_ref単位でＩ_refから１２７Ｉ_refにデジタル的にセットするために使われる。この詳細に関する説明は上記に示した'969 patentに記載しており、ここではこれ以上議論しない。

図３Ａ−３Ｂの電流構造は上記のU.S. Patent 6,516,227で公表されている。多くの個々のＰＤＡＣカレントソース回路ブロックとＮＤＡＣカレントシンク回路ブロックが提供されている点で、この構造は図２Ａ−２Ｂと似ている。しかしながら、ＰＤＡＣとＮＤＡＣは任意の特定の電極専用ではなく、むしろ各ＰＤＡＣとＮＤＡＣは現実にはこの目的を成し遂げるため多くのスイッチを含む低インピーダンスのスイッチングマトリクスによって、任意の所定の電極と接続することができる。

他のカレントソースとシンクの構造が2005年7月8日に出願されたU.S. Patent Applicat
ion Serial No. 11/177,503で公開されており、それは参照によって本明細書にその全体が含まれ、図４Ａ−４Ｃについてまとめられている。この構造では、様々な電極に提供するための個々の複数のＰＤＡＣおよびＮＤＡＣ回路ブロックがない。代わりに、カレントソースおよびシンク回路が任意の電極に情報提供できるように効果的に分配されている。したがって、マスター参照電流Ｉ_ref（これは示したようにＤＡＣ４０７を使用して別の参照電流Ｉ₁から測ることができる）は、スケーラブルなカレントミラー４１０の数への入力として使用される（図４Ｂ）。カレントミラー４１０のどれでもスイッチブロック４０５経由で特定の電極Ｅ_Ｘで発生した電流に加わるために選ばれることができる。したがってスイッチブロック４０５は各カレントミラー４１０と関連付けられ、各スイッチブロックは、関連付けられたカレントミラーから特定の電極Ｅ_Xに電流が通過することを可能にするスイッチＳ_Xを持っている。

使用されているカレントソース／シンク構造に関係なく、全て一般的に同様な電流出力パス特性を持っている。つまり、再度図１を参照すると、各構造の電流出力パスは最小限でカレントソース出力トランジスタ（もしくは電流ゲインのために並列化されている場合は複数のトランジスタ）（Ｍ１）、カレントミラー出力トランジスタ（単数または複数）の流量を制御するための選択トランジスタ（５１３）、負荷（Ｒ）、カレントシンクミラートランジスタ（単数または複数）（Ｍ２）、そしてカレントシンクミラートランジスタ（単数または複数）の流量を制御するための選択トランジスタ（５１３’）を含む。これらの素子のそれぞれはいくらかの抵抗を有し、それ故負荷Ｒを刺激するための電流が流れているときにこれらの素子にかかるいくらかの量のコンプライアンス電圧Ｖ＋が降下する。特にこのコンプライアンス電圧Ｖ＋はＶ_DS1＋Ｖ_R＋Ｖ_DS2に等しい。Ｖ_DS1は出力トランジスタ（単数または複数）Ｍ１と選択トランジスタ５１３にかかるドレイン−ソース電圧降下含み、Ｖ_DS2は出力トランジスタ（単数または複数）Ｍ２と選択トランジスタ５１３’にかかるドレイン−ソース電圧降下を含み、Ｖ_Rは負荷にかかる電圧降下に等しい。

Ｍ１／Ｍ３とＭ２／Ｍ４のカレントミラーはトランジスタのチャネルが“ピンチオフ（pinch off）”にあるように、Ｍ１とＭ２が飽和モードで動作することを要求する、ということに注意されたい。飽和モードにある時、出力電流Ｉ_outはトランジスタＭ１もしくはＭ２のゲート電圧に比例するが、１次オーダーのドレイン電圧では決まらない。しかしながら、トランジスタＭ１とＭ２を飽和モードに保持するためには、ある特定のドレイン−ソース電圧Ｖ_DSが各トランジスタに対して満たされなければならない。特に、Ｖ_DSはゲート−ソース電圧（Ｖ_GS）からトランジスタのしきい値電圧（Ｖ_T）を引いたものより大きくなければならない。（すなわち、Ｖ_DS＞Ｖ_GS−Ｖ_T）。この飽和条件は必然的に満たされる。なぜならばトランジスタＭ３とＭ４の共通ゲート／ドレイン接続の利点によってＶ_DS＝Ｖ_GSであるからである。この関係を満たし、トランジスタＭ１、Ｍ２が飽和モードで動作することを可能にする最小ドレイン−ソース電圧Ｖ_DSは、一般に約１ボルトである。

図１の出力電流回路との関連でこれが何を言わんとしているかは、回路がコンプライアンス電圧Ｖ＋の範囲にわたって適切に動作できるということである。例えば、ある患者に対する適切な治療法ではＩ_out＝５ｍＡの電流をＩＰＧ上の電極Ｅ_XとＥ_Yとの間を通過させるべきであると仮定する。更に負荷Ｒは８００オームに等しいと仮定する。５ｍＡの電流が負荷を通過したとき、電圧Ｖ_R＝４Ｖは負荷にわたって増加することになる（Ｖ＝Ｉ*Ｒ）。更に簡略化のため、出力トランジスタＭ１とＭ２を飽和状態に保持する最小ドレイン−ソース電圧は、選択トランジスタ５１３と５１３’の効果が含まれているとき、１Ｖに等しいと仮定する。（実際の値は異なってもよいが、図解の容易さのために１Ｖを選んだ。）この電流を提供するために、少なくとも６Ｖの最小コンプライアンス電圧Ｖ＋が必要となり、もしＶ＋＜６Ｖでは回路は所望とする量の電流を発生させることができないだろう。

しかしながらコンプライアンス電圧Ｖ＋は適切な量の電流を発生させている間、６Ｖより高くなり得る。例えば、コンプライアンス電圧Ｖ＋が８Ｖである同様な例を考える。この場合、回路はまだ５ｍＡの電流を供給する能力があり、負荷（これは変化しない）はその電流で更に４Ｖ降下している。これは、コンプライアンス電圧の残りは、出力トランジスタＭ１とＭ２また同様にそれらと関連した選択トランジスタ５１３と５１３’にわたって必ず降下させられることを意味する。例えばもしソースとシンクが一致していれば２Ｖである。

しかしながら、この例の回路を８Ｖのコンプライアンス電圧で動作することは効果的ではない。回路性能が６Ｖと８Ｖの双方で同じであるとき、すなわち双方とも５ｍＡの電流を生成する能力があるとき、後者が４０ｍＷの電力を消費する間に、前者は３０ｍＷの電力しか消費しない（Ｐ＝Ｉ*Ｖ）。別の言い方をすれば、１０ｍＷの電力は出力トランジスタＭ１，Ｍ２とそれらの選択トランジスタ５１３と５１３’にわたって不必要に降下される。この電力消費はＩＰＧのような埋め込み可能な医療装置との関連で悲しむべきことである。前に述べたように、ＩＰＧは通常電池で動作しているため、他の不必要な電池の浪費をすることや、ＩＰＧが機能を中断させることもしくはより頻繁に電池の再充電を患者に不必要に要求する原因となる回路動作を最小にすることは重要である。

残念ながら、コンプライアンス電圧を最適レベルに設計することは困難である。刺激された電極、所定の患者への効果的な治療のために必要とされる電流の強さ、および患者の体の電気抵抗に依存して、電力節約の有利な地点からの最適なコンプライアンス電圧は変化しやすい。

それゆえ、埋め込み可能な刺激装置技術、もしくはより具体的にＩＰＧもしくはＳＣＳシステム技術は、機器に利用可能な電力を重んじる方法でコンプライアンス電圧を感知し調整する技術によって利益を得るだろう。そのような解決策をここで提供する。

本明細書で開示しているのは埋め込み可能な刺激装置のコンプライアンス電圧を感知し調整を行う方法と回路である。本発明は、刺激電流のソースとシンクに関与するＰＤＡＣとＮＤＡＣの（少なくとも）双方の出力にわたる電圧を測定する。特に、刺激中に関与するアクティブなＰＤＡＣとＮＤＡＣの出力トランジスタ（および好ましくはそれらの選択トランジスタ）にかかる電圧は、実際の刺激中に測定され、また場合によっては、下記で更に議論されるようにアクティブでない期間の間も測定される。これら測定された電圧はあるアルゴリズムに従って処理され、それらはＰＤＡＣとＮＤＡＣ出力双方に対して許容される保護帯電圧の幅と比較される。（例えば、１．２Ｖから１．８ＶのＮＤＡＣ出力と１．５Ｖから２．１ＶのＰＤＡＣ出力）。これら保護帯電圧幅は、出力トランジスタが適切に飽和状態にあるが、過度にはならないと見なされる範囲を含む。

ＰＤＡＣもしくはＮＤＡＣの出力にかかる測定した電圧が保護帯電圧の外にあるならば、ＮＤＡＣとＰＤＡＣのバランスを維持しながら、その測定された電圧を許容限界内に収めるようにするために、コンプライアンス電圧は開示したアルゴリズムに従って変化する。好ましい実施例において、コンプライアンス電圧Ｖ＋が最大値（例えば１６．８Ｖ）をスタートし、ＰＤＡＣとＮＤＡＣの出力電圧が測定される。Ｖ＋はアクティブなＮＤＡＣにかかる最小電圧（ＭＩＮ（Ｖ_NX））がＮＤＡＣの出力（例えば１．８Ｖ）に対して最大保護帯電圧の下になるまでは下方向に調整される。一般的にＶ＋はこの条件に到達するまでは減少するだけであるが、（もし可能であれば）もしＭＩＮ（Ｖ_NX）が最小保護帯電圧（例えば１．２Ｖ）以下に降下するとコンプライアンス電圧は僅かに増加することもできる。

Ｍｉｎ（Ｖ_NX）がＮＤＡＣ保護帯（すなわち１．２から１．８Ｖの間）内と仮定すると、ＰＤＡＣにかかる電圧が同様に測定され、コンプライアンス電圧は潜在的に更に減少される。従って、もしアクティブなＰＤＡＣにかかる最小電圧（Ｍｉｎ（Ｖ_PY））がＰＤＡＣの出力トランジスタの最大保護帯電圧、例えば２．１Ｖ、よりも大きいと、コンプライアンス電圧はＭｉｎ（Ｖ_PY）が２．１Ｖ以下になるまで下げられる。いったんＭｉｎ（Ｖ_PY）がＰＤＡＣ保護帯内（すなわち１．５Ｖと２．１Ｖの間）となると、コンプライアンス電圧Ｖ＋は最適であると考えられ、ＰＤＡＣとＮＤＡＣの出力電圧双方は保護帯電圧内にあり、従って飽和状態にあるが、過度ではないと見なされる。しかしながら、もしＭｉｎ（Ｖ_PY）が最小ＰＤＡＣ保護帯値、例えば１．５Ｖ、以下であれば、Ｖ＋は（もし可能であれば）増えることができ、コンプライアンス電圧Ｖ＋は最適とみなされる。

このアルゴリズムの間、もしＭｉｎ（Ｖ_PY）が２．１Ｖ以上なら、Ｍｉｎ（Ｖ_NX）が１．８Ｖ以下で他が最適のときでさえＶ＋は減少することができることに注意されたい。これはＮＤＡＣをずれて調整するリスクを冒すようであるのに対して、Ｍｉｎ（Ｖ_NX）が双方のＤＡＣの電流−電圧特性の利点によってＭｉｎ（Ｖ_PY）に縛られる（すなわち釣り合いをとる）ことに注意されたい。電流はＮＤＡＣとＰＤＡＣに合致しなければならないので、Ｍｉｎ（Ｖ_PY）を最小ＰＤＡＣ保護帯電圧（例えば１．５Ｖ）より下にすることなしに、最小ＮＤＡＣ保護帯しきい値（例えば１．２Ｖ）より著しく下にＭｉｎ（Ｖ_NX）を減少させることは難しく、その逆も同様である。それゆえ、この釣り合いによって、回路性能に影響を与える重要なリスクなしに、すなわち、回路が最適電流を発生することができないように、コンプライアンス電圧を減少させることができる。

更なる好ましい実施例において、追加のＮＤＡＣとＰＤＡＣの出力電圧の測定は、コンプライアンス電圧調整アルゴリズムの精度を更に改善するために実際の刺激が発生していない間になされる。特に、アクティブである、すなわち実際の刺激の間、ＮＤＡＣとＰＤＡＣ双方の出力電圧を測定するのと同様に、各指定のＮＤＡＣとＰＤＡＣの出力は電流の流れがない間にも同様に測定される。したがってこれらの選択トランジスタを使用不可にすることによって、他の全ての特定のＮＤＡＣとＰＤＡＣは回路から切り離され、各ＮＤＡＣとＰＤＡＣにかかる電圧は間期期間の間に測定される。この追加のアクティブでない間期の測定は、各ＮＤＡＣとＰＤＡＣに特定のさらなる出力電圧を供給し、これは一般的には０Ｖであるが、小さな電圧（例えば０．２Ｖ）を含んでもよい。この追加測定はアルゴリズムの中で使用され、個々のＮＤＡＣもしくはＰＤＡＣのアクティブでない出力電圧測定値は、ＮＤＡＣもしくはＰＤＡＣが異なる電圧に達するように、アクティブな出力電圧測定値から差し引かれる。この通常はアクティブな出力電圧測定値からは大きくは変化しない異なる電圧は、アルゴリズムや保護帯内の電圧の評価等によって、アルゴリズムの精度を更に向上させるために使用される。

そのようなアクティブでない測定は全ての有用な実施例で必要なわけではなく、またアクティブな測定のみを使用することができる一方で、それらが刺激の期間中に捉えられないという点で、アクティブでない測定は、精度を高めるのと同様に有益である。すなわち、そのようなアクティブでない測定は、患者を通る大きな電流フローを生じない。その結果、そのようなアクティブでない測定は患者には感じられない。これは有益で、なぜならばコンプライアンス電圧最適化測定値の測定は、患者の治療のために必要と見なされる条件とは関連しない出力電流刺激を伴わないことが好ましいからである。したがって、このような追加のアクティブでない測定は、ＩＰＧによって処方された治療法に影響を及ぼすことなくコンプライアンス電圧調整の精度を向上させることができる。

要するに、開示された例示的なアルゴリズムの使用を通じて、ある最適なコンプライアンス電圧がＮＤＡＣとＰＤＡＣのバランスを考慮する。その結果は、ＰＤＡＣとＮＤＡＣ
回路ができるだけ低いコンプライアンス電圧で充分に動作する。上述のように、最低コンプライアンス電圧の使用はＩＰＧの電力を倹約する。

以下の記述は本発明の実施を考慮して現時点の最もよい形態である。この記述は限定的な意味にとられるのではなく、ただ単に本発明の一般的な原理を記述する目的のために過ぎない。本発明の範囲は請求項とそれらの均等物の参照によって決定されるべきである。

本発明でのコンプライアンス電圧の感知と調整の態様を議論する前に、本技術が使用され得る埋め込み可能な刺激装置の回路、構造、そして機能を完全を期すために説明する。開示された埋め込み可能な刺激装置は、埋め込み可能なパルス発生器（ＩＰＧ）、もしくは同様な電気刺激装置および／または電気センサーを含み、これらは刺激システムの多数の異なったタイプの構成要素として使用され得る。更に具体的に、以下の記述は例示的な実施例として脊髄刺激法（ＳＣＳ）システム内での本発明の使用に関連する。しかしながら本発明が限定されないことは理解されるだろう。むしろ、改良されたコンプライアンス電圧の監視および調整によって利益を受けることができる、埋め込み可能な電気回路のいかなるタイプにも本発明が使用され得る。例えば本発明は、ペースメーカ、埋め込み可能なポンプ、除細動器、蝸牛刺激器、網膜刺激器、協調四肢運動を生じるように構成された刺激器、皮質もしくは脳深部刺激器の一部として、あるいは、尿失禁、睡眠時無呼吸症、肩関節亜脱臼等を処置するように構成された任意の他の刺激器で使用されてもよい。更に、本技術は、経皮電気的神経刺激（ＴＥＮＳ）装置のような、非医療分野および／または非埋め込み装置もしくはシステムでも使用されることができる。

最初に図５を参照すると、本発明が使用され得る例示的なＳＣＳシステムの様々な構成要素が描かれたブロック図が示される。これらの構成要素は大まかに３つのカテゴリーに更に分類され得る。埋め込み可能な構成要素１０、外部構成要素２０、そして外科的な構成要素３０である。図５に示したように、埋め込み可能な構成要素１０は埋め込み可能なパルス発生器（ＩＰＧ）１００、電極アレイ１１０、（必要なときに）リード延長線１２０を含む。延長線１２０は電極アレイ１１０をＩＰＧ１００に電気的に接続するために使用され得る。例示的な実施例において、以下で更に完全に記述するＩＰＧ１００は、再充電可能で、マルチチャンネルで、遠隔制御されたパルス発生器を含み、このパルス発生器は誘導電荷帯電過程中の渦電流過熱を低減させるために円形の高抵抗チタニウム合金ケース１１６に収められる（図７Ａ）。図７Ａと７Ｂへの参照と共に以下で更に議論されるように、ＩＰＧ１００は多数の電極（例えば、電極アレイ１１０に含まれる１６個の電極）を通じて電気刺激を提供し得る。

典型的にはＩＰＧ１００は腹部もしくは臀部のちょうど上部のいずれかに外科的に作られたポケット内に置かれる。もちろん、患者の体の他の部分に埋め込むことも可能だろう。一度埋め込むと、ＩＰＧ１００は、リード延長線１２０ともし必要ならば電極アレイ１１０を含むリード線システムに、分離可能なように接続される。リード延長線１２０は例えば、脊柱に至るまでトンネルされてもよい。一度埋め込まれ、任意の試験的な刺激期間が完了すると、リードシステム１１０とリード延長線１２０は永久的になるように意図されている。その一方、ＩＰＧ１００はその電源が故障するかその他の理由で交換されるかもしれない。

図６で最もよく示されているように、また図５でも描画されているように、典型的には電極アレイ１１０とその関連したリードシステムはまさに言及したようにリード延長線システム１２０経由で埋め込み可能なパルス発生器（ＩＰＧ）１００と相互作用する。電極アレイ１１０はまた、経皮的なリード延長線１３２および／または外部ケーブル１３４の使用を通じて、外部試験刺激器１４０と結合されてもよい。外部試験刺激器１４０は典型
的にＩＰＧ１００と同じ、もしくは同様なパルス発生回路を含んでおり、試験的に使われる。例えば電極アレイが埋め込まれてからＩＰＧ１００の埋め込みの前に７−１０日間、提供される刺激の有効性を試験するために試験的に使用される。

図７Ａと７Ｂは、電極アレイ１１０と、それをＩＰＧ１１０へ結合する方法を示している。示しているように、電極アレイ１１０は第一と第二の埋め込み可能なリード線１０２と１０４を含む。リード線１０２と１０４は一列に並んだリード線であり、これは複数の一列に並んだ電極１０６で構成されていることも意味している。電極はしなやかな本体１０８上にある。実施例で図解しているように、リード線１０２上にはＥ₁からＥ₈と名づけられた８個の電極があり、リード線１０４上にはＥ₉からＥ₁₆と名づけられた８個の電極がある。リード線と電極の実際の数は、もちろん、目的とする用途に従って変化するし、どのような限定的な意味でも理解されるべきではない。上記で議論したように、リード線１０２と１０４は、注入注射針の使用か他の従来の技術を通じて、患者の脊柱の近くなど、所望の位置に埋め込まれ得る。

リード線１０２上の各電極１０６は関連したしなやかな本体１０８に延長しているかもしくは埋め込まれた第一の信号線１１２によってＩＰＧ１００へ電気的に接続されている。同様にリード線１０４上の各電極１０６は第二の信号線１１４によってＩＰＧ１００に電気的に接続されている。信号線１１２と１１４はインターフェース１１５を用いてＩＰＧ１００に接続されている。インターフェース１１５は、リード線１０２と１０４（または示していないリード延長線１２０）がＩＰＧ１１０に取り外しが可能なように接続されることを可能にする、任意の適切な素子であってもよい。インターフェース１１５は、例えばリード線１０２と１０４上の対応したコネクタ（コネクタ１１９ａのみが示されている）に結合するように形状が決められているリード線コネクタ１１７ａと１１７ｂ（図７Ａ）を含む電気機械コネクタ装置を含み得る。あるいは、リード線１０２と１０４はＩＰＧ１００上の対応したコネクタに結合する単一のコネクタを共有できる。例示的なコネクタ装置はU.S. Patent No. 6,609,029 および 6,741,892 で公開され、これらは参照により本開示に含まれる。

図５および図６を再度参照し、また前述したように、携帯用プログラマ（hand-held programmer：ＨＨＰ）２０２は、例えばＲＦリンクのような、適切な無侵襲のコミュニケーションリンク２０１を経由してＩＰＧ１００を制御するために使われ得る。そのような制御はＩＰＧ１００を作動させるか、停止させることを可能にし、一般的に、例えばパルスの振幅、幅、そして繰り返し数、の刺激のパラメータを所定の範囲内で患者もしくは臨床医学者が設定することを可能にする。また、ＨＨＰ２０２は外部試験刺激器１４０に例えば赤外線リンクのような、他のリンク２０５’を通じて接続されてもよい。ＩＰＧ１００の詳細なプログラミングは、これも携帯用であってもよく、リンク２０１経由で直接的に、もしくはＨＨＰ２０２を通じて間接的にＩＰＧ１００に結合され得る外部臨床医学者プログラマ（ＣＰ）２０４（図５）の使用を通じて遂行されることが好ましい。リンク２０９、例えば誘導的なリンク、を通じてＩＰＧ１００と無侵襲に結合された外部充電器２０８は、エネルギーを保存するか、あるいはそうでなければＩＰＧ１００内に収納された再充電可能電池に結合されるように充電器２０８が利用できるようにすることを可能にする。

次に図８を参照すると、本発明の実施例が使われ得る埋め込み可能なパルス発生器（ＩＰＧ）１００の一実施例の主要な構成要素を説明したブロック図を示している。図８に示されているように、ＩＰＧはメモリ回路１６２に接続されたマイクロコントローラ（μＣ）１６０を含む。μＣ１６０は概して、マイクロプロセッサと、制御論理回路１６６、タイマー論理１６８、そして発振器とクロック回路１６４を組み合わせた関連論理回路とを含み、選ばれた動作プログラムと刺激パラメータに従ってＩＰＧの動作をμＣ１６０が制御するのを可能にするために必要な制御と状態信号を生成する。

動作プログラムと刺激パラメータはＩＰＧ１００に遠隔計測される。それらはアンテナ２５０（これはコイル１７０および／または他のアンテナ構成要素を含んでもよい）を経由して受信され、たとえばＲＦ遠隔測定回路１７２で、処理され、たとえばメモリ１６２内に、記憶され得る。ＲＦ遠隔測定回路１７２はＨＨＰ２０２またはＣＰ２０４から受信した信号を動作プログラムおよび／または刺激パラメータに回復するために復調する。更に具体的に、アンテナ２５０で受信された信号は送信／受信スイッチ２５４を通じて、増幅器とフィルタ２５８へ通される。ここから、受信された信号は、たとえば周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）復調を使って、復調され（２６２）、データは処理のためおよび／または最終的な記憶のためにマイクロコントローラ１６０へ送られる。ＲＦ遠隔測定回路１７２が、ＨＨＰ２０２もしくはＣＰ２０４へその状態について何らかの方法で報告するため情報を送信するのに使われるとき、マイクロコントローラ１６０は関連したデータを送信ドライバ２５６へ送り、ここで搬送波はデータで変調され、送信のために増幅される。送信／受信スイッチ２５４は、データを、送信されるアンテナ２５０に次々追いやる送信ドライバ２５６と通信するために設定され得る。

マイクロコントローラ１６０は更にバス１７３経由で監視回路１７４と結合されている。監視回路１７４はＩＰＧ１００の至る所で様々なノードもしくは他のポイント１７５の状態を監視している。例えば電源電圧、電流値、温度、様々な電極Ｅ₁、、、Ｅ_Nに付随した電極のインピーダンスなどである。監視回路１７４を通じて感知された情報データはコイル１７０経由で遠隔計測回路１７２を通じてＩＰＧの外部の遠隔地（例えば埋め込まれていない場所）に送られ得る。監視回路１７４に関しての更に詳細は本開示文書内の後で議論する。

ＩＰＧ１００のための動作電力は例えば、リチウムイオンもしくはリチウムイオンポリマー電池を含み得る再充電可能電源１８０から生成され得る。再充電可能電池１８０は調節されていない電圧を電源回路１８２へ供給する。電源回路１８２は順に、ＩＰＧ１００内に位置する様々な回路が必要とする、幾つかは調節された、また幾つかは調節されていない様々な電圧１８４を生成する。好ましい実施例において、電池１８０は外部携帯用充電器２０８（図５）によって生成された電磁場によって充電される。ＩＰＧ１００の近く（例えば、数センチ離れた）に置かれたとき、携帯用充電器２０８から発散された電磁場が（患者の皮膚を通過してさえ）充電コイル２７０内に電流を誘導する。この電流はその後電池１８０に充電するために整流され、調節される。更に充電回路に関連するのは充電遠隔測定回路２７２である。これは例えば、電池がフルになった際に、従って携帯充電器を止めることができる際に、携帯充電器２０８に折り返し報告するためにＩＰＧ１００によって使われる。

１つの例示的な実施例において、Ｎ個の電極のどれもが最大ｋ個の可能なグループか、“チャンネル”に割り当てられるかもしれない。１つの好ましい実施例において、ｋは恐らく４に等しい。更に、Ｎ個の電極のどれもが、ｋ個のチャンネルのどれでも操作することができ、あるいはどれにでも含ませられる。チャンネルは、刺激される組織に電界を生成するために、同調して電流をソースまたはシンクするように、どの電極が選択されるかを識別する。チャネル上の電極の振幅と極性は異なってもよく、例えばＨＨＰ２０２および／またはＣＰ２０４によって制御されるように異なってもよい。

例えば、図１１に示すように、４つのチャネルが定義され、ある特定の時期にソースもしくはシンクのいずれかとして稼動させられるであろう電極のグループをあらわす。それ故、第一タイミングチャネルＡにおいては、電極Ｅ₁とＥ₄がカレントソースとして振る舞い（プラス記号で示す）、一方電極Ｅ₃とＥ₅がシンクとして振舞う（マイナス記号で示す
）。図１１でいかなる指示記号もなしの電極は稼動させられず、電流のソースまたはシンクに参画しない。この方法で違うチャネルを指名することによって、患者に供給される刺激は所望の治療上の効果によって自由に変化させることができる。ＩＰＧ１００のケース１１６（図７Ａ）は、電流をソースもしくはシンクすることができる電極としても動作できることに注意されたい。これはＩＰＧがいくらでも異なるモードで実行されることを可能にする。例えば単極性モード（アクティブなケースとアクティブな１つの電極Ｅ_x）、両極性モード（２つの電極Ｅ_xがアクティブ）もしくは多極性モード（２個以上電極Ｅ_xがアクティブ）である。

結局のところ、電極の異なるチャンネルへのグループ化は制御ロジック１６６（図８）に管理され、各チャネルの様々な電極の活性化のタイミングはタイマーロジック１６８によって処理される。制御ロジック１６６はマイクロコントローラ１６０からの命令を受け取り、更に、所定の電極接点へ、もしくは所定の電極接点から、ソースされるか、シンクされる電流パルスの振幅を設定する。そのような電流パルスはいくつかの個々の電流レベル、例えば０から１０ｍＡの間の０．１ｍＡずつ、の１つにプログラムされ得る。電流パルスのパルス幅は望ましくは都合の良い増え方、例えば０から１ミリ秒（ｍｓ）まで１０マイクロ秒（μｓ）きざみ、で調整できる。同様にパルス繰り返し数は許容限界内、例えば０から１０００Ｈｚ、で望ましくは調整できる。他のプログラム可能な特性は、ゆっくりした開始／終了の傾斜（ramping）、連射刺激のサイクル（Ｘ時にオン、Ｙ時にオフ）、そして開ループもしくは閉ループ感知モードを含むことができる。

ＩＰＧ１００によって生成された刺激パルスは荷電平衡であってもよい。これは与えられた刺激パルスと関連する正電荷の量が、等しく、反対の負電荷で相殺されることを意味する。荷電平衡は、所望の荷電平衡条件を達成する受動キャパシタ放電を提供する結合キャパシタＣ_Xを通して獲得され得る。あるいは、釣り合いの取れているポジティブとネガティブの位相があるアクティブな二相もしくは多相パルスが、必要な荷電平衡条件を達成するために使われ得る。

図８に示すように、ＩＰＧ１００に含まれる回路の多くが、ただ１つの特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）１９０で実現できるだろう。これはＩＰＧ１００の外形寸法を相当小さくし、適切に密封されているケース１１６（図７Ａ）内に容易に収納することを可能にする。ＩＰＧ１００は、上記で図７Ｂへの参照と共に議論されたように、ケースの外でリードシステムの一部を形成するＮ電極との電気接点が、密閉されたケースの中から個々に作られることを可能にするためのフィードスルーを含むかもしれない。

ＩＰＧ１００の遠隔計測機構は、前に述べたようにＩＰＧの状態がチェックされることを可能にする。例えば、ＨＨＰ２０２および／またはＣＰ２０４がＩＰＧ１００とプログラミングセッションを開始するとき（図５）、電池の容量は遠隔計測され、外部プログラマは再充電のための推定時間を計算できる。電流刺激パラメータに起こされたどのような変化でも後方の遠隔計測法を通して確認されて、従って、そのような変化が埋め込みシステムの中で正しく受信され、実施されることを保証する。更に、外部プログラマの質問により、埋め込みシステム１０内に記憶された全てのプログラム可能な設定が１つ以上の外部プログラマにアップロードされるだろう。

次に図９を参照して、本発明で使用されるかもしれないＩＰＧ１００’の代替実施例のハイブリッドブロック図が説明される。ＩＰＧ１００’は、例えば直径約４５ｎｍ、および最大の厚さ約１０ｎｍの単独の密閉された円形のケースに格納され得る、アナログとデジタル双方のダイもしくは集積回路（ＩＣ）を含む。ＩＰＧ１００’内に含まれる回路の多くは、図８に示すようにＩＰＧ１００内に含まれる回路と同一もしくは同様である。ＩＰＧ１００’はプロセッサダイもしくはチップ１６０’、ＲＦ遠隔計測回路１７２’（典
型的には個別部品で実装する）、充電用コイル２７０’、再充電可能電池１８０’、電池充電器と保護回路２７２’、１８２’、メモリ回路１６２’（ＳＥＥＰＲＯＭ）と１６３’（ＳＲＡＭ）、デジタルＩＣ１９１’、アナログＩＣ１９０’、そしてキャパシタアレイとヘッダコネクタ１９２’を含む。

キャパシタアレイとヘッダコネクタ１９２’は、１６個の出力デカップリングキャパシタと、同様に各デカップリングキャパシタの片側を密閉されたケースを通じてコネクタと接続するためのそれぞれのフィードスルーコネクタとを含み、電極アレイ１１０もしくはリード延長線１２０が取り外せるようにコネクタに接続され得る。

プロセッサ１６０’は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、または完全な双方向通信やプログラミングのための主要装置を含む同等のもので実現されるだろう。プロセッサ１６０’は、８０８６コア（８０８６は商用のマイクロプロセッサで例えばインテルから入手できる）、もしくはその低電力同等品、ＳＲＡＭもしくは他のメモリ、２つの同期シリアルインターフェース回路、シリアルＥＥＰＲＯＭインターフェース、そしてＲＯＭブートローダ７３５を利用し得る。プロセッサダイ１６０’は更に、効率的なクロック発振回路１６４’と、ＱＦＡＳＴＲＦ遠隔測定法を実装した（前に述べたような）ミキサーと変調／復調回路を含んでもよい。アナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）回路７３４もプロセッサ１６０’上にあり、様々なシステムレベルアナログ信号、インピーダンス、調整器状態と電池電圧の監視を可能にする。プロセッサ１６０’は更に、ＩＰＧ１００’内で利用される他の個々のＡＳＩＣとの必要な通信リンクを含む。プロセッサ１６０’は、全ての同様なプロセッサと同じく、メモリ回路内に記憶されたプログラムに従って動作する。

アナログＩＣ（ＡＩＣ）１９０’は、電力調整、刺激出力、およびインピーダンス測定と監視を提供することを含めて、ＩＰＧ１００’の機能に必要な幾つかのタスクを実行する主要な集積回路として機能するＡＳＩＣを含み得る。電子回路１９４’はインピーダンス測定と監視機能を実行する。

アナログＩＣ１９０’は電流を、例えば組織のような、負荷に供給するために設定された出力電流ＤＡＣ回路１８６’も含むだろう。出力電流ＤＡＣ回路１８６’は、まとめて２０ｍＡまで、単一のチャンネルには１２．７ｍＡまで、０．１ｍＡずつ供給するように設定され得る。しかしながら、１つの例示的な実行例によれば、出力電流ＤＡＣ回路１８６’は総電流のいかなる量と単一のチャネル上の電流のいかなる量も供給するように設定され得る。

ＩＰＧ１００’の調整器はプロセッサとデジタルシーケンサに電圧を供給する。アナログＩＣ１９０’上に備わっているデジタルインターフェース回路は、同様に電圧を供給される。プログラマブル調整器は出力電流ＤＡＣ回路１８６’に動作電圧を供給する。結合キャパシタＣ_Xと電極Ｅ_XはアナログＩＣ１８６’上の残りの回路同様に、ＩＰＧ１００の密封されたケースの中に全て収納されるだろう。ヘッダコネクタ１９２’の部分として含まれるフィードスルーピンは各結合キャパシタＣ_Nと個別の電極Ｅ₁、Ｅ₂、Ｅ₃、もしくはＥ₁₆との間に電気的接点を作ることを可能にする。

デジタルＩＣ（ＤｉｇＩＣ）１９１’はプロセッサ１６０’と出力電流ＤＡＣ回路１８６’との間の主要インターフェースとして機能し、その主要な機能は刺激情報を出力電流ＤＡＣ回路１８６’へ提供することである。ＤｉｇＩＣ１９１’は従って、プロセッサ１６０’によって促された時に刺激レベルとシーケンスを制御、変更する。例示的な実施例ではＤｉｇＩＣ１９１’はデジタル特定用途向け集積回路（ｄｉｇｉｔａｌＡＳＩＣ）を含む。

理解されている埋め込み可能な刺激装置の基本的な構造によって、焦点は今、この開示文書の焦点であるコンプライアンス電圧の感知と調整技術の詳細説明に移る。

前に述べたように、コンプライアンス電圧Ｖ＋は十分なカレントソース／シンク性能を示している間は様々な値に設定できる。したがって組織の刺激に関連したＮＤＡＣ（カレントシンク）とＰＤＡＣ（カレントソース）は、最小値（電流が少なくなりすぎるよりも下）からＩＰＧ１００が供給する能力のある任意の最大値まで変動するコンプライアンス電圧によって電力供給されることができる。この範囲内では、個々の治療法の処方計画で望まれる刺激電流が提供されることができる。しかしながら、コンプライアンス電圧Ｖ＋が充分な能力を示しながら値の幅を超えて変化できる一方で、コンプライアンス電圧が万が一、高すぎる値に設定されると電力が不必要に失われる。特に、もしコンプライアンス電圧があまりにも高く設定されると、出力トランジスタ５０２，５０３（図１）にかかるドレイン−ソース電圧（Ｖ_DS）が適切な回路動作に必要な飽和値を超えて不必要に増加させられる。前に述べたように、その結果ＩＰＧ１００内の電力を不必要に無駄遣いすることになり、これは電池寿命を減らす。

従って、本発明は（少なくとも）刺激電流のソースとシンクに伴うＰＤＡＣとＮＤＡＣの出力にかかる電圧を測定する。好ましい実施例において、ＰＤＡＣとＮＤＡＣの選択トランジスタにかかる電圧はＰＤＡＣとＮＤＡＣの出力トランジスタと同様にこの測定に含まれるが、そのような選択トランジスタに起因した付加電圧は重要である一方、比較的小さいかもしれない。これらの電圧は（少なくとも）実際の刺激の間に測定され、ＰＤＡＣおよびＮＤＡＣ出力双方のための許容される保護帯電圧の範囲（例えばＮＤＡＣ出力のためには１．２Ｖから１．８Ｖ、ＰＤＡＣ出力のためには１．５Ｖから２．１Ｖ）と比較される。これらの保護帯電圧の範囲は、出力トランジスタが過剰ではなく適切に飽和状態にあると考えられる範囲を含む。

ＰＤＡＣもしくはＮＤＡＣの出力にかかる測定された電圧が保護帯電圧の外側にあるならば、コンプライアンス電圧Ｖ＋は、更なる詳細は下で説明するアルゴリズムに従って許容限界内にそのような測定電圧を近づけるように変更される。しかしながら、このアルゴリズムを議論する前に、図１０を始めとして出力電圧を測定するために使われた回路の仕様が議論される。大部分は、図１０が、（他の構成要素に加えて）コンプライアンス電圧感知制御回路６０５、スイッチングマトリクス１４３、少なくとも１つの電圧センサー６００、とコンプライアンス電圧調整器６１０を含む図８の監視回路１７４の更なる詳細を図解している。この回路、特にスイッチングマトリクス１４３に給電するのは各電極に関連したラインＬ１７５である。与えられた構造では、更に１個以上のカレントソースもしくはカレントシンク回路（例えばカレントミラー）が特定の電極での電流に貢献するだろう。しかしながら、図解が容易なように、ただ１つのソース回路５００とシンク回路５０１が簡略化のため図１０に示されている。

ラインＬ１７５のタップ点を考えると、ライン上に生じる電圧はソースとシンク回路の出力電圧を示す。示したように、この出力電圧は、ソースとシンク回路５０２、５０３の出力トランジスタ（前に述べたように、電流ゲインを拡大縮小するための複数の並列トランジスタを含むことができる）双方にわたる電圧降下と、これらの出力トランジスタを電流に寄与するように選択するために使用される選択トランジスタ５１３、５１３にわたる電圧降下を含む。他の実施例ではラインは出力トランジスタ５０２、５０３と選択トランジスタ５１３、５１３’との間に位置されるのではあるが、これは有益とは考えられない、なぜなら選択トランジスタ５１３、５１３’にわたって発生する現実的な電圧降下の監視から排除し得るからである。ライン１７５は出力電圧の感知に使われる。電極Ｅ_Yでのカレントシンク（ＮＤＡＣ）５０１にかかる出力電圧は、ラインＬ_NY上の絶対電圧を含
み、これはＮＤＡＣが接地電圧に参照されるときは、異なる計算を必要とする。一方、電極Ｅ_Xでのカレントソース（ＰＤＡＣ）５００にかかる出力電圧はコンプライアンス電圧Ｖ＋とラインＬ_PXで測定された電圧間の差を含む。

ライン１７５に対する電圧はスイッチングマトリクス１４３に提供される。前に述べたように、図１０では説明を容易にするためにただ２本のライン１７５が示されるが、存在する電極の数に依存して更に多くのラインが存在してもよい。１つの実施例において、スイッチングマトリクス１４３は１本のライン上の電圧を選択し、その電圧（Ｌ）を電圧センサー６００に表すために使われる。見ることができるように、選択トランジスタ５１３、５１３’、スイッチングマトリクス１４３と電圧センサー６００は全てバス６０６、６０７そして６０８経由でコンプライアンス電圧感知制御回路６０５によって制御される。結局のところ、下記で更に詳細に説明するように、コンプライアンス電圧感知回路６０５は、様々な測定結果がいつどのように開示されたアルゴリズムと一致させられるかを制御回路１７４に知らせる、マイクロコントローラ１６０（図８）からの信号を受信する。

１つの実施例において、電圧センサー６００はアナログ電圧“Ｏｕｔ”を、示されているようにアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）インターフェース６３５を含むマイクロコントローラ１６０に出力する。これはマイクロコントローラ１６０が出力電圧を理解してデジタル処理し、開示されたアルゴリズムに従ってコンプライアンス電圧調整器６１０（すなわち、最終的にコンプライアンス電圧Ｖ＋を調節する回路）に制御信号を送ることを可能にする。

前に述べたように、ソースもしくはシンク回路を基にしたカレントミラーで望ましいことは、電力が不必要に失われないように、出力トランジスタ５０２、５０３がそれほど過度でなく飽和状態で動作することである。したがって、本発明の実施例は出力トランジスタを飽和状態のアクティブカレントソースとシンクに維持するようにコンプライアンス電圧を調整しようとする。カレントソースとカレントシンク回路が負荷を通して直列に接続されること、ゆえにそれらの電流電圧特性に一致して他方と“バランス”をとるように振舞うことを認識すれば、これは常に可能なことではないかもしれない。もし完全な飽和性能がソースとシンクの双方で達成されることができないと、コンプライアンス電圧は最小電力損失によって適切な回路性能を保証するために可能な限り論理的な値に設定されるだろう。

図１２は分離して見える出力トランジスタ５０２、５０３の電流−電圧特性を示している。（更に正確には、シンク５０１内のＮ−チャンネル出力トランジスタ５０３のＩ−Ｖ曲線が示されている。当業者はソース内のＰ−チャンネル出力トランジスタ５０２がＣＭＯＳ回路設計で典型的なように反対の極性を持ち得ることを理解するだろう。）このＩ−Ｖ曲線は飽和電圧Ｖｓａｔを示し、その上のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓは飽和状態でトランジスタを動作させるのに充分である。好ましい実施例において、出力トランジスタ５０２、５０３が示したような保護帯電圧幅内で動作することが望ましい。保護帯の下限値がＶｓａｔを含む一方で、限界を許容するために、また、監視された出力電圧にも含まれるかもしれない、選択トランジスタ５１３、５１３’にかかる正常に小さい電圧降下を説明するために、僅かに高い下限値を選ぶことが好まれる。保護帯電圧の上限値は過度でないように選ばれ、出力トランジスタが飽和状態にあるが過度にならないような範囲に限界を定める。好ましい実施例では、カレントソース（ＰＤＡＣ）の保護帯電圧幅は１．５Ｖから２．１Ｖで、一方カレントシンク（ＮＤＡＣ）の保護帯電圧幅は１．２Ｖから１．８Ｖである。（ＮＤＡＣの下限値は、Ｎ−チャンネル出力トランジスタ５０３が普通、比較可能なＰＤＡＣ内のＰ−チャンネル出力トランジスタ５０２よりも僅かに低い飽和電圧を有していることを反映する。）

当初に議論したように、図１１はＩＰＧ１００によって利用可能な様々なタイミングチャンネルを示し、どの電極素子が特定時間にカレントソースとシンクとして振舞うかを特定している。タイミングチャンネルＡはコンプライアンス電圧調整のための本発明の実施例を説明するために使われる。見ることができるように、チャンネルＡにおいて、２つの電極はソースとして振る舞い（Ｅ₁とＥ₄）、一方２つの電極はシンクとして振舞う（Ｅ₃とＥ₅）。当初議論されたように、これ以上もしくはこれ以下の電極が電流のソースもしくはシンクとして振舞うことができるが、それぞれ２つのみが例示的なタイミングチャンネルＡで説明される。従って設定された、患者の組織を構成する抵抗回路網５０５を含む例示的な回路はチャンネルＡのために図１４に示される。承知の通り、様々なソース５００とシンク５０１はＩＰＧ１００内の個々の電極のために用意されたＰＤＡＣもしくはＮＤＡＣ回路（例えば図２Ａと２Ｂ）から構成されることができ、もしくは当初議論したような他の構造（例えば図３Ａから４Ｃ）を含むことができる。

この例示的なタイミングチャンネル形態と、コンプライアンス電圧Ｖ＋を監視し最終的に調整するための測定結果のさらなる詳細は、図１５Ａ−１８Ｂに関して示される。これらの図のいずれかについても、出力トランジスタ５０２、５０３、選択トランジスタ５１３、５１３’、抵抗回路網５０５、各電極に関連したラインＬが示されることに注意されたい。図１５Ａ、１６Ａ、１７Ａと１８Ａは、タイミングチャネルＡおよび刺激の他の特性（例えば、パルス幅、振幅、周波数、など）によって規定されるように実際の刺激パルスが患者へ配信されている間のソース（ＰＤＡＣ）とシンク（ＮＤＡＣ）回路の形状を示す。したがってこれらの図において、全てのＰＤＡＣとＮＤＡＣは回路に結合していることに注意されたい。すなわち、選択トランジスタ５１３、５１３’は、各トランジスタに矢印で示されるように全てオンである。また図１５Ａ、１６Ａ、１７Ａ、１８Ａのそれぞれについて、各電極（Ｖ_N3A、Ｖ_N5A、Ｖ_P1A、Ｖ_P4A）でのＮＤＡＣもしくはＰＤＡＣ回路の出力電圧は、対応したライン（Ｌ₃、Ｌ₅、Ｌ₁、Ｌ₄）を経由し、ＮＤＡＣ（ラインＬ₃、Ｌ₅）を最初に始めてＰＤＡＣ（ラインＬ₁、Ｌ₄）が続いて、監視されることにも注意されたい。

示したように、これらの出力電圧（Ｖ_N3A、Ｖ_N5A、Ｖ_P1A、Ｖ_P4A）のそれぞれは、Ｌ₃の出力電圧が最初の刺激期の間に観測され、Ｌ₅の出力が２番目の刺激期に観測される、などのように、順番に監視されている。しかしながら、連続監視は単一の電圧センサー６００（図１０）のみを持つ実施例では必要であるが、これらの出力電圧は並行して監視できることに注意すべきである。したがって、もし４個のＰＤＡＣがカレントソースとして振舞うことができ、１つのタイミングチャンネルの間に４個のＮＤＡＣがカレントシンクとして振舞うことができると仮定すると、８個の電圧センサー６００（示していない）が同時に全ての電圧を感知することを可能にする。この場合、バス６０７はスイッチングマトリクス１４３がこれら８個の電圧を８個の異なる電圧センサー６００に同時に渡すことを可能にする。

いづれにしても、前に述べたように、これらライン１７５によってタップされたＮＤＡＣとＰＤＡＣの出力電圧は、スイッチングマトリクス１４３を経由して電圧センサー６００に渡される。その更なる詳細は図１３に示す。好ましい実施例において、任意の個々に選ばれたラインＬの電圧は差動増幅器６２５へその電圧を送ることによって推定される。そのような差動増幅器では普通のことだが、参照電圧Ｖｒｅｆも入力である。参照電圧Ｖｒｅｆは、例えば１．２Ｖのバンドギャップ参照回路を含み得る、参照電圧発生器６１５によって保持される。参照電圧発生器６１５は適した値と適した時間にふさわしい参照電圧が作られることを可能にするように、コンプライアンス制御６０５から渡された、バス６１４で制御される。

最終的に、差動電圧（Ｏｕｔ；図１０、１３）はマイクロコントローラ１６０のＡ／Ｄ
インターフェース６３５に送られる。この点について、信号“Ｏｕｔ”はＮＤＡＣおよびＰＤＡＣにかかる出力電圧の相対値表現であってもよいが、これらの出力電圧の実際の値を含むことはないだろう。それよりも、出力電圧降下の実際の値はマイクロコントローラ１６０内で計算され得る。例えばそれは、参照電圧Ｖｒｅｆの効果を差し引くことによって、現在設定されているコンプライアンス電圧Ｖ＋とそのような電圧を比較することなどによって、実際の出力電圧を導き出すかもしれない。別の言い方をすれば、信号“Ｏｕｔ”は、単にマイクロコントローラがカレントソースとカレントシンク回路にかかる出力電圧をそこから推定できるような値を、マイクロコントローラ１６０に知らせる必要があるに過ぎない。もちろん、当業者が承知の通り、出力電圧感知は沢山の別の方法でも起こることができる。例えば、好ましい実施例において感知は参照電圧Ｖｒｅｆに関連して起こるが、感知はコンプライアンス電圧Ｖ＋、接地、もしくは任意のその他の電圧に関連しても起こり得る。要するに、重要なことはラインＬ１７５上の出力電圧が感知されることで、これが具体的に起こる方法は重要ではない。

図１９と２０は、ＮＤＡＣ（図１９）とＰＤＡＣ（図２０）双方に対してこれらの出力電圧がどのように推定できるかの実施例をそれぞれ示している。双方の図で、上の３本の跡はＩＰＧの動作とコンプライアンス電圧感知回路を示す信号をあらわす。最初の信号はアクティブな刺激がＩＰＧ１００内で発生した時を示している。この例に示されているように、その期間は２６０マイクロ秒であるが、しかしこの長さは、更に下で説明されるように、所定の患者の治療のための特定の刺激パルスの周波数と持続時間に依存して変化することができる。アクティブ刺激期の後、すなわち、２６０マイクロ秒から開始し、ＩＰＧは刺激が発生しない“間期”期間に入る。（間期期間、ならびに電圧監視やコンプライアンス電圧の調整においてそれがどのように使われ得るかは、後で更に詳細に説明する。）

図１９と２０の第二の跡は、アクティブ刺激期の間に出力電圧が監視されたときに命令する制御信号を含む。この第二の形跡の信号は“アクティブ中のサンプル”と呼ばれ、コンプライアンス電圧感知制御回路６０５（図１０と１３を見よ）によって送られる１個以上の制御信号を含み得る。示したようにアクティブ信号中のサンプルはセットアップ／サンプル信号を含む。特に、例えば、ライン１７５上の電圧がスイッチングマトリクス１４３（図１０と１３を見よ）を通って通過するのを可能にすることによって、立ち上がりで出力電圧が電圧センサー６００を通過することが許可される。アクティブ信号中のサンプルの立下りは、それに反して、電圧センサー６００で実際に出力電圧をサンプリングする。説明された詳細な実施例では、このセットアップ／サンプルのスキームのタイプは、出力電圧を適切なレベルに安定させ傾斜させることを可能にするのに役立つ。これは、下で更に議論されるように、整定時間と電圧感知回路のキャパシタンスを考えるとき必要である。そのような電圧沈下は第四と第五の跡で見ることができ、それらはそれぞれＮＤＡＣ（図１９）とＰＤＡＣ（図２０）にかかる出力電圧を示しており、それらの電圧を電力センサー６００への入力として示す。見ることができるように、通過電圧が安定することを可能にすることによって、それらは信頼でき、安定した値でサンプリングされることができる。

図１９および図２０に示した実施例において、セットアップとサンプリングはアクティブな刺激期間の終わりに向けて、すなわち、それぞれ２４０および２５９マイクロ秒において起こる。セットアップとサンプリングは、刺激パルスの終わりに向けて、再び、刺激間の回路の沈下と安定化を可能にするのに役立つ。例えば、結合キャパシタＣ_xがアクティブ刺激期間の間に充電し、それらにかかる電圧はアクティブ刺激パルスの最後において最大であるようになっている。従って、アクティブ刺激期間の終わりに向ってサンプリングが起こることが好ましく、これはコンプライアンス電圧感知がそのようないかなる結合キャパシタ電圧をも明らかにすることを可能にする。更にコンプライアンス電圧Ｖ＋はア
クティブ刺激間には下垂することがあり得るため、それがその最大にあるとき、これがそのような下垂を考慮するので、アクティブ刺激の終了時近くのサンプリングは更に有益である。その上、刺激終了時近くの感知はまた、電極組織インターフェース上の分極電圧の強化が説明されることを可能にする。

もちろん、ＮＤＡＣおよびＰＤＡＣにかかる出力電圧のセットアップおよびサンプリングは沢山の異なる方法で起こることができ、実装特有となるだろう。したがって、電圧センサー６００が幾つかの異なる方法で実装できるのと同時に、電圧のサンプリングも使われた実装に依存するだろう。要するに図１９および２０に示すようなサンプリングと制御信号は単に例示的な実施例の１つだと理解されるだろう。再び、重要な問題点は、ＮＤＡＣおよびＰＤＡＣにかかる出力電圧が論理時間に監視され、これらの値が、まもなく議論されるコンプライアンス電圧調整アルゴリズムに渡され、それによって処理されることができるということである。

このアルゴリズムの議論をする前に、ＮＤＡＣおよびＰＤＡＣにかかる出力電圧を測定するためのある代替実施例が議論される。この変形例において、刺激中の出力電圧が測定されるだけでなく、刺激のない期間中の出力電圧も同様に測定される。特に、好ましい実施例において、出力電圧は間期期間内、すなわちアクティブ刺激パルスの間の期間中、に測定される。そのような測定結果は図１５Ｂ、１６Ｂ、１７Ｂ、１８Ｂに示される。それらの図で見られるように、所定のタイミングチャンネル内のそれぞれアクティブなＮＤＡＣとＰＤＡＣのための関心のライン上の電圧は、全ての他のＤＡＣが切断されている間に監視される。例えば、図１５Ｂにおいて、電極Ｅ₃に対応した、第一のＮＤＡＣにかかる電圧が測定され（Ｖ_N3B）、したがってその選択トランジスタ５１３₃’はオンである。それに反して、全ての他のＤＡＣはオフである。すなわち選択トランジスタ５１３₁、５１３₄、５１３₅’はオフである。結果として、コンプライアンス電圧Ｖ＋と接地間の通り道が中断されるので、患者の肉体を含む抵抗回路網５０５を通って電流が全く流れないか、もしくは最小の電流が流れる。しかしながら、電極Ｅ₃のＮＤＡＣはコンプライアンス電圧Ｖ＋から切断されていても、ＮＤＡＣが違う方法でオンになるおかげで、いくらかの残りの出力電圧がラインＬ₃上に現れるかもしれない。

この間期出力電圧測定結果は、マイクロコントローラ１６０に処理されるときと、最終的にコンプライアンス電圧調整アルゴリズムによって検討されるとき、出力電圧の精度を改良するために使われることができる。間期出力電圧測定結果（再度、一般的には無視してよいが、潜在的に重要な値）は、任意の特定のＤＡＣのアクティブな刺激の測定結果から差し引かれることが好ましい。したがって、図１５Ａおよび１５Ｂでは、Ｖ_N3AとＶ_N3Bとして指定された、図１６、図１７、図１８の中の他のＤＡＣと同様な、アクティブ（Ａ）と間期（Ｂ）の測定結果が電極Ｅ₃で作られるということに注意されたい。この例の結果は８個の出力電圧測定結果である：Ｖ_N3A、Ｖ_N5A、Ｖ_P1A、Ｖ_P4Aはアクティブの測定結果、Ｖ_N3B、Ｖ_N5B、Ｖ_P1B、Ｖ_P4Bは間期の測定結果である。

コンプライアンス電圧調整アルゴリズムで処理されるＤＡＣの出力電圧の精度を改良するため、これらの出力アクティブ測定結果と間期測定結果は各ＤＡＣに対して差し引かれることが望ましい。従って、好ましい実施例では、コンプライアンス電圧調整アルゴリズムに送るための電極Ｅ₃でのＤＡＣにかかる出力電圧はＶ_N3A−Ｖ_N3Bから構成される。これをすることにより、ＤＡＣ内の出力トランジスタの動作領域（飽和）の評価は改良されることができ、アクティブＤＡＣ自身に起因した残りの電圧は、選択トランジスタ５１３、５１３’に起因する電圧降下と同様に、出力電圧測定の外で訂正することができる。

間期の出力電圧測定をとることは図１９と図２０をもう一度参照して示される。特に、第三の跡は“間期間のサンプル”と呼ばれ、間期期間中に出力電圧が監視されたときに命
令する制御信号を含む。この第三の制御信号は前に議論した第二の制御信号（アクティブ中のサンプル）と類似しており、セットアップ／サンプル信号を含む。特に、セットアップ後、立下りは実際に電圧センサーへの入力をサンプリングし、それは再び、そのアクティブな値から安定するための時間を必要とする。図１９および図２０に示した例において、そのようなサンプリングは２７９マイクロ秒、すなわち、間期期間中の１９マイクロ秒、で起こるが、再び、これらの時間と感知スキームは異なることができ、実装依存である。重要な問題点は、間期の測定がアクティブ測定を補完するものとして使われるべきであり、選ばれた実装と一致した合理的な時間に測定結果をとることであり、またこれは異なる方法で、異なるタイミングに起こることができる。

間期の出力電圧の監視が、まさに説明された理由のために有益であり得る一方で、そのような間期の測定結果の使用は全ての有用な実施例において必要とされているわけではない、ということに注意すべきである。それどころか、アクティブ期の測定結果（すなわち、図１５Ａ、１６Ａ、１７Ａ、１８Ａで図解したもの）のみが使われることができる。前に述べたように、それらのアクティブ出力電圧の測定は同時に行われることができる。一方、間期の測定結果が各ＤＡＣにかかる不活性出力電圧を測定するために作られるのであれば、そのような測定結果は連続的に、すなわち連続的な間期期間中に、作られる必要があるだろう。

好ましい実施例において、特定のタイミングチャンネル内で指定された各アクティブ電極に対する出力電圧の測定結果は、図１５Ａ−１８Ｂにおいて指定された順で、連続的にとられる。したがって、シンク電極が最初に測定される：電極Ｅ₃に関連したＮＤＡＣ回路がアクティブ刺激中（図１５Ａ）に最初に測定され、続いてＥ₃（図１５Ｂ）の間期（不活性）の測定、その後、Ｅ₅の同様な測定（図１６ＡとＢ）、などが行われる。コンプライアンス電圧は下で図２１に関して指定されるように、その後調整されることができる。その後、ソース電極は連続して同様に測定される（図１７Ａ−１８Ｂ）。

実際に処方された治療法との関連で測定結果が作られるので、監視信号のタイミングが調整可能であることが好ましい。この点で、セットアップ／サンプルの測定結果は、刺激パルスとそれらの間の間期期間に適切に"fit"できるように、規定の刺激パルスの周波数と継続時間を考えることは特に重要である。例えば、図１９と図２０に示された例のための信号のタイミングがある周波数に相応しい一方で、高い周波数はより詰まったタイミングを要求するだろう。

更に、各刺激パルス間で、埋め込み可能な刺激装置では普通のことだが、電荷回復期が続くかもしれない。知っている通り、そのような回復期間は負荷、すなわち組織５０５、へ注入される電荷を回復するためのパルスを含むことができる。通常、そのような回復は二相性で、アクティブパルスと等しい大きさと継続時間だが逆の極性の回復パルスによって実施される。電荷回復はよく知られているように、受動的にも達成されることができる。そのような電荷回復は簡略化のため図には示していないが、本発明の実施例中では考慮されるだろう。更に、ＤＡＣ出力電圧は電荷回復期間中に測定されることができることに注意すべきだが、これもまた簡略化のため更には議論しない。

ＤＡＣの出力電圧監視の様々な方法を述べてきたが、アルゴリズム的にそれらの電圧がコンプライアンス電圧を有効なレベルに調整するためにどのように使われるのかに注意を向ける。図２１に示すように、アルゴリズムは最初に、まさに説明されたように所定のタイミングチャンネルのＮＤＡＣ（Ｖ_N1，Ｖ_N2，．．．，Ｖ_NX）の全ての関連出力電圧を得ることから始める。これらの出力電圧はアクティブ刺激（例えば、図１５ＡのＶ_N3A）中に取られた測定結果か、あるいはアクティブと間期の測定結果（例えば、図１５Ａおよび１５ＢのＶ_N3A−Ｖ_N3B）間の差として計算された電圧のみを含むことができることを理解
すべきである。普通、そのアルゴリズムはコンプライアンス電圧Ｖ＋の最小値（例えば、１６．８Ｖ）で始めるだろうが、もう少し小さい値で始めることができる。

次にＮＤＡＣの最小出力電圧（Ｍｉｎ（Ｖ_NX））が決定される。この最小出力電圧は、ＮＤＡＣがサブ飽和状態になる危険性が最もあることを示唆し、それ故アルゴリズムのこの実施例においては追跡するのに最も効果的であると考えられる。それ故、アルゴリズムは次に、どのように最小値がＮＤＡＣの保護帯電圧の幅に対して比較するかを尋ねる。基本的に、もしＭｉｎ（Ｖ_NX）がＮＤＡＣの最大保護帯電圧（例えば、１．８Ｖ）より高いと、コンプライアンス電圧Ｖ＋は減少させられる。なぜなら全てのＮＤＡＣはこの時点で、電力消費量の見地から最適値になるにはあまりに高過ぎる出力電圧で動作しているということが推察できるからである。示したように、アルゴリズムの反復性質を促進させるために、コンプライアンス電圧Ｖ＋が減少させられる範囲は、Ｍｉｎ（Ｖ_NX）がＮＤＡＣの上限保護帯電圧を超える範囲に対応する。したがって、もしＭｉｎ（Ｖ_NX）が保護帯を大きく超えている場合（例えばＭｉｎ（Ｖ_NX）＞４．８Ｖ）、コンプライアンス電圧は大きな量（例えば、３．０Ｖ）で減少させられる。しかし、もしかろうじて保護帯を超えている（１．８Ｖ＜Ｍｉｎ（Ｖ_NX）＜２．４Ｖ）ならば、コンプライアンス電圧は少ない量（例えば、０．６Ｖ）で減少させられる。

結局、コンプライアンス電圧Ｖ＋が減少させられるとき、ＮＤＡＣにかかる最小電圧降下Ｍｉｎ（Ｖ_NX）は保護帯範囲内（例えば１．２Ｖと１．８Ｖの間）になり、ＰＤＡＣがそれから評価されることができる。しかしながら、Ｍｉｎ（Ｖ_NX）が最小保護帯電圧（例えば１．２Ｖ）を下回ったならば、コンプライアンス電圧は、ＰＤＡＣの評価よりも前に、例えば０．６Ｖの増分だけ増加させることができる。もちろん、もしコンプライアンス電圧がこの点で最大値ならば、更にコンプライアンス電圧を増加させることは不可能であり、ＰＤＡＣの評価が開始する。

コンプライアンス電圧Ｖ＋がＮＤＡＣに関してこの点で調整されると、アルゴリズムはそのとき、ＰＤＡＣの全ての関連出力電圧（Ｖ_P1，Ｖ_P2，．．．，Ｖ_PY）を取得する。再び、ＰＤＡＣにかかる最小電圧降下Ｍｉｎ（Ｖ_PY）が決定され、そのときアルゴリズムがＮＤＡＣと同様に進行する。特に、Ｍｉｎ（Ｖ_PY）がＰＤＡＣの最大保護帯電圧（例えば２．１Ｖ）を超えると、コンプライアンス電圧は最大保護帯電圧からのずれに等しい量で再び減少させられる。

本アルゴリズムのこの点では、たとえＮＤＡＣにかかる電圧降下の幾つかが最小保護帯電圧に近づいたとしても、コンプライアンス電圧が更に減少することが許容されていることに注意されたい。したがって、もしＭｉｎ（Ｖ_PY）が例えば２．１Ｖを超えると、Ｍｉｎ（Ｖ_NX）が１．８Ｖを下回り、その他は最適であるときでさえ、Ｖ＋は減少させることができる。これはＮＤＡＣをずれて調整するリスクを冒すように思われる一方で、Ｍｉｎ（Ｖ_NX）は双方のＤＡＣの電流−電圧特性の効力によってＭｉｎ（Ｖ_PY）に関連する（すなわち、釣り合いがとれる）ことに注意されたい。電流はＮＤＡＣとＰＤＡＣに対して一致しなければならないので、Ｍｉｎ（Ｖ_PY）が最小ＰＤＡＣ保護帯電圧（例えば、１．５Ｖ）を下回ることが無いようにしながら、最小ＮＤＡＣ保護帯しきい値（例えば、１．２Ｖ）を著しく下回るようにＭｉｎ（Ｖ_NX）を減少させることは難しく、逆もまた同様である。ゆえにこのＮＤＡＣとＰＤＡＣ間の釣り合いに起因して、回路性能に影響を与える重要なリスク無しで、すなわち、回路が最適電流を発生させることができないように、コンプライアンス電圧は減らされることができる。

結局は、コンプライアンス電圧が減らされたとき、ＰＤＡＣにかかる最小出力電圧がＰＤＡＣの保護帯（１．５＜Ｍｉｃ（Ｖ_PY）＜２．１）内にあるのであれば、コンプライアンス電圧は最適であるとみなされる。そうでなければ、ＰＤＡＣがこの点で保護帯を下回
ると、コンプライアンス電圧は（０．６Ｖ）の増分だけ増加させることができる。

それ故、この例示的なアルゴリズムの使用を通じて、コンプライアンス電圧は最適値に調整されることができ、その値は適切な回路の性能（すなわち、充分な電流出力）を可能にするために充分高いが、電流出力回路にかかる過度な電圧降下を通じて電力が不要に浪費されないように充分低い。上記が明記したのはそのような２つのカレントソースとシンクの最適化のためのアルゴリズムの１つの実施例ではあるが、他のアルゴリズムが可能であるし、電力が浪費する考察とリスクを心にとどめて、プログラマ特有の好みの影響を受ける。端的に言って、開示されているコンプライアンス電圧アルゴリズムはただ単に実際の刺激の間にＮＤＡＣとＰＤＡＣの双方を同時に最適化するための方法を示しただけである。

ソース回路とシンク回路にかかる測定された出力電圧は、双方の出力電圧を適切な１つのレベルもしくは複数のレベルにしようとして、コンプライアンス電圧を調整するために使われる一方で、本技術は、また、単に、出力電圧の１つを適当なレベル（例えば、範囲内、特定のポイント、ポイント以上またはポイント以下、など）にさせるために使われることもできることに注意すべきである。したがって、双方の出力電圧が測定されることができ、また他の実施例においては、もちろん双方の電圧を調節することが望ましいが、ＮＤＡＣまたはＰＤＡＣ出力電圧だけの調整によって利益が得られる。

電流の流れる方向は相対的な概念であり、電流が様々なソースに、もしくはソースから流れるかどうかを決定するために、異なる在来技法が使用できることを理解すべきである。この点で、図に電流の流れの方向を表した矢印は、様々な回路の接点への、もしくは接点からの電流の流れを参照したり、電流がシンクされるかソースされるかなどを参照し、全て限定的な意味ではなく、相対的に理解されるべきである。

刺激される組織と隣接している埋め込み可能な“電極”の言及は、埋め込み可能な刺激装置上の電極、または関連した電極リード線、または直接的もしくは間接的に組織を刺激するための任意のその他の構造を含むことも理解すべきである。“電極”はここに開示したようなケース電極も含むことができる。

ここで開示された発明は特定の実施例とその応用を用いて説明されたが、数多くの修正、変更は、請求項で説明された本発明の文言上の均等な範囲を逸脱することなく、当業者により、そこに加えることができる。

本発明の上記およびその他の態様は、以下の描画に関連して提示された以下の更に詳細なその記述から更に明白になるだろう。
それぞれ負荷と直列な電流デジタル−アナログ電流（ＤＡＣ）回路を持った、例示的な出力カレントソースと対応した出力カレントシンクとを示している。各電極で配線で接続されている専用回路を使用する複数の電極に出力カレントソースとシンクを結合するための先行技術構造を示している。各電極で配線で接続されている専用回路を使用する複数の電極に出力カレントソースとシンクを結合するための先行技術構造を示している。スイッチングマトリクスを使って複数の電極に出力カレントソースとシンクを結合するための先行技術構造を示している。スイッチングマトリクスを使って複数の電極に出力カレントソースとシンクを結合するための先行技術構造を示している。分散カレントソースとカレントシンク回路を使った複数の電極へシンク電流をソースするための先行技術構造を示している。分散カレントソースとカレントシンク回路を使った複数の電極へシンク電流をソースするための先行技術構造を示している。分散カレントソースとカレントシンク回路を使った複数の電極へシンク電流をソースするための先行技術構造を示している。本発明に従った埋め込み可能な刺激装置を採用した、脊髄刺激法（ＳＣＳ）システムの例示的な埋め込み可能な外部外科的構成要素を描いたブロック図を示している。図５のＳＣＳシステムの様々な構成要素を示している。電極アレイ１１０と、図５と図６のＳＣＳシステムの埋め込み可能な刺激装置にそれが接続される方法を示している。電極アレイ１１０と、図５と図６のＳＣＳシステムの埋め込み可能な刺激装置にそれが接続される方法を示している。本発明が使われることができる埋め込み可能な刺激装置の１つの実施例の主要構成要素を描いたブロック図を示している。本発明が使われることができる埋め込み可能な刺激装置の別の実施例を描いたブロック図を示している。本発明の実施例に従う、カレントソースとシンク回路にかかる出力電圧の監視と、それに応じたコンプライアンス電圧の調整のための、埋め込み可能な刺激装置で使用可能な回路の実施例を示している。埋め込み可能な刺激装置で使用可能な様々なタイミングチャンネルの例を示しており、チャンネルの各電極が電流のソースもしくはシンクとして動作するかどうかを示している。カレントソースもしくはシンク回路のいずれかにおける出力トランジスタのＩ−Ｖ特性を示しており、出力トランジスタが好ましく動作する最適な保護帯電圧範囲を示している。図１０の回路の更に詳細を示している。例示的なタイミングチャンネルと、そのような回路が刺激する抵抗ネットワーク（すなわち負荷）のためのアクティブなカレントソースとシンクを示している。本発明の実施例に従うカレントソースとシンク回路の様々な出力電圧を測定するためのカレントソース／シンク回路の活性化を示している。本発明の実施例に従うカレントソースとシンク回路の様々な出力電圧を測定するためのカレントソース／シンク回路の活性化を示している。本発明の実施例に従うカレントソースとシンク回路の様々な出力電圧を測定するためのカレントソース／シンク回路の活性化を示している。本発明の実施例に従うカレントソースとシンク回路の様々な出力電圧を測定するためのカレントソース／シンク回路の活性化を示している。本発明の実施例に従うカレントソースとシンク回路の様々な出力電圧を測定するためのカレントソース／シンク回路の活性化を示している。本発明の実施例に従うカレントソースとシンク回路の様々な出力電圧を測定するためのカレントソース／シンク回路の活性化を示している。本発明の実施例に従うカレントソースとシンク回路の様々な出力電圧を測定するためのカレントソース／シンク回路の活性化を示している。本発明の実施例に従うカレントソースとシンク回路の様々な出力電圧を測定するためのカレントソース／シンク回路の活性化を示している。それぞれ例示的なアクティブなカレントシンク（ＮＤＡＣ）とカレントソース（ＰＤＡＣ）のための図１０と１３のコンプライアンス電圧監視回路の動作を表すタイミング信号を示している。それぞれ例示的なアクティブなカレントシンク（ＮＤＡＣ）とカレントソース（ＰＤＡＣ）のための図１０と１３のコンプライアンス電圧監視回路の動作を表すタイミング信号を示している。本発明の実施例に従うコンプライアンス電圧の監視と調整のための例示的なアルゴリズムを表したフローチャートを示している。

対応する参照文字は図面のいくつかの図にわたって対応する構成要素を示している。

Claims

刺激装置のコンプライアンス電圧の調整のための方法であって、前記装置は、前記コンプライアンス電圧に結合された少なくとも１つのソース回路と、参照電圧に結合された少なくとも１つのシンク回路と、少なくとも２つの電極を含み、
前記少なくとも２つの電極間の負荷に少なくとも１つの刺激パルスを供給するステップであって、少なくとも１つの電極はソース回路に結合され、少なくとも１つの電極はシンク回路に結合されることを特徴とするステップと、
前記少なくとも１つの刺激パルスの間に、前記ソース回路にかかる出力電圧を測定するステップと、前記シンク回路にかかる出力電圧を測定するステップと、
前記出力電圧の少なくとも１つを適正レベルにしようとして、前記コンプライアンス電圧を調整するために前記ソース回路と前記シンク回路にかかる前記測定された出力電圧を使うステップ、
とを含む方法。
前記適正レベルが電圧の保護帯幅を含むことを特徴とする、請求項１記載の方法。
前記測定された出力電圧が、少なくとも１つのしきい値と前記測定された出力電圧を比較することによって、前記コンプライアンス電圧を調整するために使われることを特徴とする、請求項１記載の方法。
もし前記測定された出力電圧が前記少なくとも１つのしきい値よりも高い場合、前記コンプライアンス電圧は低い値に調整されることを特徴とする、請求項３記載の方法。
前記少なくとも１つのしきい値は前記出力電圧を作り出す出力トランジスタの飽和を示すことを特徴とする、請求項４記載の方法。
前記コンプライアンス電圧が電源電圧を含むことを特徴とする、請求項１記載の方法。
前記電源電圧は前記刺激装置内の電池から生成されることを特徴とする、請求項６記載の方法。
前記ソース回路と前記シンク回路にかかる前記測定された出力電圧は、前記出力電圧を適正レベルにしようとして、前記コンプライアンス電圧を調整するために使われることを特徴とする、請求項１記載の方法。
組織を刺激するための少なくとも２個の電極であって、前記少なくとも２個の電極は所定の時間にアクティブになるようにプログラム可能で、前記アクティブな電極の少なくとも１個はソース電極を含み、前記アクティブな電極の少なくとも１個はシンク電極を含むことを特徴とする、組織を刺激するための少なくとも２個の電極と、
コンプライアンス電圧に結合された少なくとも１つのソース回路と、参照電圧に結合された少なくとも１つのシンク回路であって、各ソース回路は関連したソース電極に関連した第一スイッチ経由で結合され、各シンク回路は関連したシンク電極に関連した第二スイッチ経由で結合されることを特徴とする、コンプライアンス電圧に結合された少なくとも１つのソース回路と、参照電圧に結合された少なくとも１つのシンク回路と、
各アクティブなソースもしくはシンク電極に結合された各ソースもしくはシンク回路の出力電圧を示す電圧をラインに沿って受け取るための電圧センサー回路と、
を含む刺激装置。
前記電圧センサー回路の出力を受け取るためと、前記出力電圧が適正レベルであるかど
うかを決めるための、論理回路と、
前記論理回路の出力を受け取るためと、もし前記決定された出力電圧が前記適正レベルでない場合に前記コンプライアンス電圧を調整するための、調整回路と
を更に含む、請求項９記載の刺激装置。
前記ラインは、前記第一か第二のどちらかのスイッチにかかる電圧を前記出力電圧が含むように位置されていることを特徴とする、請求項９記載の刺激装置。
前記少なくとも１つのソース回路は第一出力トランジスタを含み、前記少なくとも１つのシンク回路は第二出力トランジスタを含み、前記第一出力トランジスタのうちの１個と前記第一スイッチのうちの１個にかかる前記電圧の和、もしくは前記第二出力トランジスタのうちの１個と前記第二スイッチのうちの１個にかかる前記電圧の和のどちらかを前記出力電圧が含むように、前記ラインが位置されていることを特徴とする、請求項９記載の刺激装置。
前記電圧の和が、前記第一および第二出力トランジスタの飽和条件と一致するように、前記適性レベルが選ばれることを特徴とする、請求項１２記載の刺激装置。
更に電池を含み、前記調整回路が前記電池から前記コンプライアンス電圧を得ることを特徴とする、請求項９記載の刺激装置。
前記少なくとも１つのソース回路と前記少なくとも１つのシンク回路がカレントミラーを含むことを特徴とする、請求項９記載の刺激装置。