JP2009302602A - チューナ受信部とこれを用いた高周波受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】弱電界入力レベルにおいて良好な受信感度を有するチューナ受信部を実現する。
【解決手段】チューナ部１０７により１セグメントを受信できるチューナ受信部１０２であって、チューナ部１０７は、地上デジタルテレビ放送信号が一方の入力に供給される混合器１２３と、この混合器１２３の他方の入力に供給される局部発振器１２７と、混合器１２３から出力される中間周波信号が供給される出力端子１０７ｂと、局部発振器１２７を制御するＰＬＬ回路１２９を備え、ＰＬＬ回路１２９に基準信号を供給する基準発振器１１５を設け、局部発振器１２７の発振周波数は受信セグメントよりΔｆだけ低い周波数とし、基準発振器１１５の発振周波数は地上デジタルテレビ放送信号のチャンネル間隔の周波数に対して整数倍とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、地上デジタルテレビ放送信号の１セグメントを受信できるチューナ受信部とこれを用いた高周波受信装置に関するものである。

以下、従来の地上デジタルテレビ放送信号の１セグメントを受信できる高周波受信装置１について図９を用いて説明する。図９において、高周波受信装置１は、チューナ受信部２と、このチューナ受信部２からの出力が接続される復調部３と、これらチューナ受信部２および復調部３を制御する制御部４とから構成されている。

チューナ受信部２には、アンテナ６が入力端子２ａを介して接続されるチューナ部７と、このチューナ部７からの信号が出力される出力端子２ｂと、基準発振器２１が設けられている。

このチューナ部７は、入力から出力に向かって順に高周波増幅器１１、混合器１３、フィルタ１５が設けられている。この混合器１３には局部発振器１７が供給され、この局部発振器１７をＰＬＬ制御するＰＬＬ回路１９が接続されている。このＰＬＬ回路１９には、基準発振器２１からの出力信号が供給されている。

さらに、チューナ受信部２の出力端子２ｂからの出力信号は、復調部３に供給されている。この復調部３およびチューナ受信部２は、制御部４からの制御信号により制御されている。

このように構成された高周波受信装置１について、その動作を説明する。アンテナ６から入力される地上デジタルテレビ放送信号は、チューナ部７に入力される。このチューナ部７では、高周波増幅器１１により増幅され、さらに混合器１３の一方の入力に供給される。

この混合器１３から出力された中間周波信号は、フィルタ１５により妨害信号の抑圧された中間周波信号が出力される。この中間周波信号は、例えば中心周波数０．５７１ＭＨｚ、０．４３ＭＨｚの信号帯域幅としている。

この中間周波信号は、復調部３に入力され、出力端子３ａよりＴＳ（トランスポートストリーム）信号が出力される。このように、中間周波信号を低い周波数とすることにより、復調部３の入力部に設けられたＡＤコンバータのサンプリング周波数を低くでき、低消費電力化を可能としている。

なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
特開２００７−２２１２１２号公報

このような従来のチューナ受信部２が小型化サイズとされた場合には、基準発振器２１から出力される高調波信号が例えばアンテナ６、チューナ部７の入力部に飛び込みやすくなり、混合器１３に入力された。

この混合器１３では、基準発振器２１の高調波信号と局部発振器１７の高調波信号により、中間周波信号の帯域内にあるいは近接して妨害信号が発生した。これにより、弱電界における受信感度が劣化した。

そこで本発明は、このような問題を解決したもので、弱電界入力レベルにおいても良好な受信感度を有する小型化サイズのチューナ受信部を実現することを目的としたものである。

この目的を達成するために本発明のチューナ受信部は、局部発振器を制御するＰＬＬ回路と、前記ＰＬＬ回路に基準信号を供給する基準発振器を設け、前記局部発振器の発振周波数は受信セグメントよりΔｆだけ低い周波数とすることにより低い中間周波信号とし、前記基準発振器の発振周波数は地上デジタルテレビ放送信号のチャンネル間隔の周波数に対して整数倍とする。

これにより、所期の目的を達成することができる。

以上のように、本発明のチューナ受信部は、局部発振器を制御するＰＬＬ回路と、前記ＰＬＬ回路に基準信号を供給する基準発振器を設け、前記局部発振器の発振周波数は受信セグメントよりΔｆだけ低い周波数とすることにより低い中間周波信号とし、前記基準発振器の発振周波数は地上デジタルテレビ放送信号のチャンネル間隔の周波数に対して整数倍とする。

これにより、基準発振器の高調波信号と局部発振器の高調波信号とによって発生する妨害を防止でき、弱電界入力信号レベルにおいても受信感度の優れた小型サイズのチューナ受信部を提供することができる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における地上デジタルテレビ放送信号の１セグメントを受信する高周波受信装置１０１のブロック図である。

図１において、高周波受信装置１０１は、チューナ受信部１０２と、チューナ受信部１０２からの出力が接続される復調部１０３と、チューナ受信部１０２および復調部１０３を制御する制御部１０４から構成されている。

チューナ受信部１０２は、アンテナ１０５が接続される入力端子１０２ａと、この入力端子１０２ａが入力端子１０７ａを介して接続されるチューナ部１０７と、このチューナ部１０７の出力が接続される出力端子１０８と、チューナ部１０７に基準信号を供給する基準発振器１１５と、この基準発振器１１５からの出力信号を分周する分周器１１７と、この分周器１１７からの分周信号が出力される出力端子１１９とから構成されている。

チューナ部１０７は、入力端子１０７ａからの入力信号が供給される高周波増幅器１２１と、この高周波増幅器１２１の出力が一方の入力に接続される混合器１２３と、この混合器１２３の出力が接続されるとともに妨害信号を抑圧できるＬＰＦ（ローパスフィルタ）１２６と、このＬＰＦ１２６の出力が接続される出力端子１０７ｂとが設けられている。

また、混合器１２３の他方の入力には、局部発振器１２７の出力が接続されている。この局部発振器１２７には、発振周波数を制御するＰＬＬ回路１２９が接続されている。このＰＬＬ回路１２９には、基準発振器１１５の発振信号が入力端子１０７ｃを介して入力され、制御部１０４からの制御データが入力端子１０７ｄを介して入力される。

そして、出力端子１０７ｂから出力される中間周波信号は、出力端子１０８を介して復調部１０３に入力される。この復調部１０３に設けられた出力端子１０３ａからは、ＴＳ（トランスポートストリーム）信号が出力される。

以上のように構成された高周波受信装置１０１についての動作について以下、説明する。

なお、地上デジタルテレビ放送信号としてＵＨＦを用いた場合について説明する。このＵＨＦでは、１チャンネルが１３セグメントから構成されており、この１３セグメントの中心にある１セグメントを受信信号としている。

さらに、基準発振器１１５の発振周波数は、例えば３６ＭＨｚとしている。この理由については、後述する。

図１において、アンテナ１０５から入力された地上デジタルテレビ放送信号は、チューナ部１０７に供給される。このチューナ部１０７では、アンテナ１０５からの高周波信号が高周波増幅器１２１により増幅され、混合器１２３の一方の入力に供給される。この混合器１２３の他方の入力には、局部発振器１２７の発振信号が供給され、混合器１２３からは中間周波信号が出力される。

この中間周波信号を例えば０．５７１ＭＨｚと低い周波数とすることにより、後段のＬＰＦ１２６を用いて不要な信号を抑圧することができる。

また、中間周波信号を０．５７１ＭＨｚと低い周波数と設定することにより、復調部１０３でのＡＤコンバータのサンプリング周波数を低く設定できるので、低消費電力化が可能となる。

さらに、ＰＬＬ回路１２９には、例えば水晶発振により構成されるとともに基準の発振周波数とされる基準発振器１１５の発振信号が入力され、また、制御部１０４からの制御信号が入力されている。この制御信号により、局部発振器１２７の発振周波数を制御することができる。

このようにして、０．５７１ＭＨｚと低い周波数とした中間周波信号は、復調部１０３に入力される。この復調部１０３の入力にはＡＤコンバータが設けられており、このＡＤコンバータのサンプリング周波数を低く設定できるので、低消費電力化が可能となる。

このサンプリング周波数は、中間周波数の２倍以上の周波数が必要となる。このサンプリング周波数は、３６ＭＨｚの基準発振器からの信号を分周器１１７により分周することにより作成することができる。

また、小型化のため基準発振器１１５の発振周波数を高く設定した場合には、ＵＨＦ帯における基準発振器１１５の高調波信号レベルは大きくなる。このため、基準発振器に３６ＭＨｚを用いた基準発振器１１５は、４ＭＨｚの基準発振器に比べて、ＵＨＦ帯の高調波信号が大きくなる。

この基準発振器１１５からの高調波信号はチューナ部１０７の入力部に漏洩して混合器１２３に入力され、この混合器１２３において局部発振器１２７の基準信号あるいは高調波信号によって周波数変換されてスプリアス信号が出力される。

この混合器１２３の中間周波信号を、例えば０．５７１ＭＨｚと低い周波数としているので、局部発振器１２７の基本信号あるいは高調波信号の例えば０．５７１ＭＨｚの近傍に基準発振器１１５の高調波信号が存在すると、中間周波信号の帯域内あるいは近傍にスプリアス信号が発生することになる。

（数１）、（数２）、（数３）は、中間周波信号の帯域内あるいは近傍にスプリアス信号が発生するときの条件式である。

（数１）において、左辺は基準発振器１１５の高調波信号の周波数であり、右辺は局部発振器１２７の基本の発振周波数である。この左辺と右辺とがほぼ一致する場合に、中間周波信号の帯域内あるいは近傍にスプリアス信号が発生する。

（数２）において、左辺は基準発振器１１５の高調波信号の周波数であり、右辺は局部発振器１２７の２倍の発振周波数である。この左辺と右辺とがほぼ一致する場合に、中間周波信号の帯域内あるいは近傍にスプリアス信号が発生する。

（数３）において、左辺は基準発振器１１５の高調波信号の周波数であり、右辺は局部発振器１２７の３倍の発振周波数である。この左辺と右辺とがほぼ一致する場合に、中間周波信号の帯域内あるいは近傍にスプリアス信号が発生する。

なお、局部発振器１２７の発振周波数ｆｏｓｃは、（数４）で表すことができる。

これら（数１）、（数２）、（数３）により発生するスプリアス信号について、（表１）〜（表３）を用いてそれぞれ説明する。

（表１）は、Δｆを０．５７１ＭＨｚとし、（数１）に基づいて中間周波信号の帯域内あるいは近接して発生するスプリアス信号の周波数を表している。

（表２）は、Δｆを０．５７１ＭＨｚとし、（数２）に基づいて中間周波信号の帯域内あるいは近接して発生するスプリアス信号の周波数を表している。

（表３）は、Δｆを０．５７１ＭＨｚとし、（数３）に基づいて中間周波信号の帯域内あるいは近接して発生するスプリアス信号の周波数を表している。

（表１）において、基準発振器１１５の３６ＭＨｚに対して１４倍の高調波信号である５０４ＭＨｚと、ｃｈ１８を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ低い発振周波数５０２．５７２ＭＨｚとの差により、１．４２８ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

同様に、基準発振器１１５の３６ＭＨｚの１５倍の高調波信号である５４０ＭＨｚと、ｃｈ２４を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ低い発振周波数５３８．５７２ＭＨｚとの差により、１．４２８ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

また、基準発振器１１５の３６ＭＨｚの１４倍の高調波信号である５０４ＭＨｚと、ｃｈ１８を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ高い発振周波数５０３．７１４ＭＨｚとの差により、０．２８６ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

同様に、基準発振器１１５の３６ＭＨｚの１５倍の高調波信号である５４０ＭＨｚと、ｃｈ２４を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ高い発振周波数５３９．７１４ＭＨｚとの差により、０．２８６ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

（表２）において、基準発振器１１５の３６ＭＨｚに対して２７倍の高調波信号である９７２ＭＨｚと、ｃｈ１５を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ低い発振周波数の２倍である９６９．１４４ＭＨｚとの差により、スプリアス信号２．８５６ＭＨｚが発生する。

同様に、基準発振器１１５の３６ＭＨｚに対して２８倍の高調波信号である１００８ＭＨｚと、ｃｈ１８を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ低い発振周波数の２倍である１００５．１４４ＭＨｚとの差により、２．８５６ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

また、基準発振器１１５の３６ＭＨｚに対して２７倍の高調波信号である９７２ＭＨｚと、ｃｈ１５を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ高い発振周波数の２倍である９７１．４２８ＭＨｚとの差により、０．５７２ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

同様に、基準発振器１１５の３６ＭＨｚに対して２８倍の高調波信号である１００８ＭＨｚと、ｃｈ１８を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ高い発振周波数の２倍である１００７．４２８ＭＨｚとの差により、０．５７２ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

（表３）において、基準発振器１１５の３６ＭＨｚに対して４０倍の高調波信号である１４４０ＭＨｚと、ｃｈ１４を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ低い発振周波数の３倍である１４３５．７１６ＭＨｚとの差により、スプリアス信号４．２８４ＭＨｚが発生する。

同様に、基準発振器１１５の３６ＭＨｚに対して４１倍の高調波信号である１４７６ＭＨｚと、ｃｈ１６を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ低い発振周波数の３倍である１４７１．７１６ＭＨｚとの差により、４．２８４ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

また、基準発振器１１５の３６ＭＨｚに対して４０倍の高調波信号である１４４０ＭＨｚと、ｃｈ１４を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ高い発振周波数の２倍である１４３９．１４２ＭＨｚとの差により、０．８５８ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

同様に、基準発振器１１５の３６ＭＨｚの４１倍の高調波信号である１４７６ＭＨｚと、ｃｈ１６を受信する場合の局部発振器１２７のΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ高い発振周波数の３倍である１４７５．１４２ＭＨｚとの差により、０．８５８ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

次に、（表１）、（表２）、（表３）で説明した基準発振器１１５と、局部発振器１２７と、スプリアス信号の周波数の関係を図２〜図６によりさらに詳しく説明する。

図２は、基準発振器１１５を３６ＭＨｚとした場合の高調波信号を表している。横軸２０１は周波数、縦軸２０２は、出力レベルを表している。

図２において、信号２０３は３６ＭＨｚの基本信号であり、高調波信号２０５、２０６、２０７、−、−、−、２０８、２０９、２１０、−、−、−、２１１、２１２、２１３、２１４は、基準発振器１１５のそれぞれ１３倍、１４倍、１５倍、−、−、−、２６倍、２７倍、２８倍、−、−、−、３９倍、４０倍、４１倍、４２倍の高調波信号であり、アンテナ１０５、あるいはチューナ部１０７の入力部に飛び込んで混合器１２３に入力される。

次に、混合器１２３から出力されるスプリアス信号の内で、局部発振器１２７の基本の発振信号に関係するスプリアス信号について以下説明する。

図３（ａ）では、基準発振器１１５の３６ＭＨｚに対して１３倍、１４倍、１５倍である高調波信号２０５、２０６、２０７を表している。なお、基準発振器１１５は３６ＭＨｚとしているので、高調波信号２０５、２０６、２０７の間隔は３６ＭＨｚとなる。

図３（ｂ）では、ｃｈ１８の受信ｃｈの信号２２０（５０３．１４３ＭＨｚ）と、局部発振器１２７の基本周波数の信号２２１、２２２を表している。

この信号２２１は、受信ｃｈの信号２２０に対して局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ低い発振周波数とした場合の周波数（５０２．５７２ＭＨｚ）である。この信号２２１と、基準発振器１１５の１４倍の高調波信号２０６との差により、１．４２８ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

一方、信号２２２は、受信ｃｈの信号２２０に対して局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ高い発振周波数とした場合の周波数（５０３．７１４ＭＨｚ）である。この信号２２２と、基準発振器１１５の１４倍の高調波信号２０６により、０．２８６ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

図３（ｃ）では、ｃｈ２４の受信ｃｈの信号２２３（５３９．１４３ＭＨｚ）と、局部発振器１２７の基本発振周波数の信号２２４、２２５を表している。

この信号２２４は、受信ｃｈの信号２２３に対して局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ低い発振周波数とした場合の周波数（５３８．５７２ＭＨｚ）である。この信号２２４と、基準発振器１１５の１５倍の高調波信号２０７との差により、１．４２８ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

一方、信号２２５は、受信ｃｈの信号２２３に対して局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ高い発振周波数とした場合の周波数（５３９．７１４ＭＨｚ）である。この信号２２５と、基準発振器１１５の１５倍の高調波信号２０７により、０．２８６ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

このように局部発振器１２７の発振信号の基本周波数が関係するｃｈは、ｃｈ１８、ｃｈ２４、ｃｈ３０、ｃｈ３６、−−−となる。

次に、混合器１２３から出力されるスプリアス信号の内で、局部発振器１２７の２倍の高調波信号に関係するスプリアス信号について以下説明する。

図４（ａ）では、基準発振器１１５の３６ＭＨｚに対して２６倍、２７倍、２８倍である高調波信号２０８、２０９、２１０を表している。なお、基準発振器１１５は３６ＭＨｚとしているので、高調波信号２０８、２０９、２１０の間隔は３６ＭＨｚとなる。

図４（ｂ）では、ｃｈ１５受信時における局部発振器１２７の２倍の高調波信号２３１、２３２を表している。

この信号２３１は、ｃｈ１５受信時の局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ低い発振周波数とした場合の局部発振器１２７の２倍の高調波信号（９６９．１４４ＭＨｚ）である。この信号２３１と、基準発振器１１５の２７倍の高調波信号２０９との差により、２．８５６ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

一方、信号２３２は、ｃｈ１５受信時の局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ高い発振周波数とした場合の局部発振器１２７の２倍の高調波信号（９７１．４２８ＭＨｚ）である。この信号２３２と、基準発振器１１５の２７倍の高調波信号２０９により、０．５７２ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

図４（ｃ）では、ｃｈ１８受信時における局部発振器１２７の２倍の高調波信号２４１、２４２を表している。

この信号２４１は、ｃｈ１８受信時の局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ低い発振周波数とした場合の局部発振器１２７の２倍の高調波信号（１００５．１４４ＭＨｚ）である。この信号２４１と、基準発振器１１５の２８倍の信号２４２との差により、２．８５６ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

一方、信号２４２は、ｃｈ１８受信時の局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ高い発振周波数とした場合の局部発振器１２７の２倍の高調波信号（１００７．４２８ＭＨｚ）である。この信号２４２と、基準発振器１１５の２８倍の高調波信号２０９により、０．５７２ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

このように局部発振器１２７の発振信号の２倍の高調波信号が関係するｃｈは、ｃｈ１５、ｃｈ１８、ｃｈ２１、ｃｈ２４、−−−となる。

次に、混合器１２３から出力されるスプリアス信号の内、局部発振器１２７の３倍の高調波信号に関係するスプリアス信号について以下説明する。

図５（ａ）では、基準発振器１１５の３６ＭＨｚに対して４０倍、４１倍、４２倍である高調波信号２１２、２１３、２１４を表している。なお、基準発振器１１５は３６ＭＨｚとしているので、高調波信号２１２、２１３、２１４の間隔は３６ＭＨｚとなる。

図５（ｂ）では、ｃｈ１４受信時における局部発振器１２７の３倍の高調波信号２５１、２５２を表している。

この信号２５１は、ｃｈ１４受信時の局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ低い発振周波数とした場合の局部発振器１２７の３倍の高調波信号（１４３５．７１６ＭＨｚ）である。この信号２５１と、基準発振器１１５の４０倍の高調波信号２１２との差により、４．２８４ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

一方、信号２５２は、ｃｈ１４受信時の局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ高い発振周波数とした場合の局部発振器１２７の３倍の高調波信号（１４３９．１４２ＭＨｚ）である。この信号２５２と、基準発振器１１５の４０倍の高調波信号２１２により、０．８５８ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

図５（ｃ）では、ｃｈ１６受信時における局部発振器１２７の３倍の高調波信号２５３、２５４を表している。

この信号２５３は、ｃｈ１６受信時の局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ低い発振周波数とした場合の局部発振器１２７の３倍の高調波信号（１４７１．７１６ＭＨｚ）である。この信号２５３と、基準発振器１１５の４１倍の高調波信号２１３との差により、４．２８４ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

一方、信号２５４は、ｃｈ１６受信時の局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ高い発振周波数とした場合の局部発振器１２７の３倍の高調波信号（１４７５．１４２ＭＨｚ）である。この信号２５４と、基準発振器１１５の４１倍の高調波信号２１３により、０．８５８ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

図５（ｄ）では、ｃｈ１８受信時における局部発振器１２７の３倍の高調波信号２５６、２５７を表している。

この信号２５６は、ｃｈ１８受信時の局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ低い発振周波数とした場合の局部発振器１２７の３倍の高調波信号（１５０７．７１６ＭＨｚ）である。この信号２５６と、基準発振器１１５の４２倍の高調波信号２１４との差により、４．２８４ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

一方、信号２５７は、ｃｈ１８受信時の局部発振器１２７をΔｆ（０．５１７ＭＨｚ）だけ高い発振周波数とした場合の局部発振器１２７の３倍の高調波信号（１５１１．１４２ＭＨｚ）である。この信号２５７と、基準発振器１１５の４２倍の高調波信号２１４により、０．８５８ＭＨｚのスプリアス信号が発生する。

このように局部発振器１２７の発振信号の３倍の高調波信号が関係するｃｈは、ｃｈ１４、ｃｈ１６、ｃｈ１８、ｃｈ２０、−−−となる。

このようにして、スプリアス信号は、基準発振器１１５の高調波信号と局部発振器１２７の高調波信号により、中間周波数の帯域内あるいは近接して発生する。

これらスプリアス信号と中間周波信号との関係について、図６（ａ）、（ｂ）を用いてさらに詳しく説明する。

図６（ａ）は、局部発振器１２７を受信ｃｈの中心周波数よりΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ高い発振周波数として１セグメント信号を受信し、チューナ受信部１０２の出力端子１０８から出力される中間周波信号を表している。

なお、受信ｃｈは任意のｃｈとし、受信信号としては１セグメントのみを表している。また、横軸３０１は周波数を表し、縦軸３０２は出力レベルを表している。

図６（ａ）において、中間周波信号３０４は、中心周波数３０５が０．５７１ＭＨｚで、帯域幅３０７が０．４２９ＭＨｚとなる。

また、（表１）〜（表３）より明らかなように、中間周波信号３０４に近接して０．２８６ＭＨｚのスプリアス信号３０９と、０．８５８ＭＨｚのスプリアス信号３１１が発生し、さらに中間周波信号３０４の中心周波数付近に０．５７２ＭＨｚのスプリアス信号３１３が発生する。

これらのスプリアス信号３０９、３１０、３１１は、中間周波信号の帯域内あるいは近接して存在しており、ＬＰＦ１２６により除去できない。従って、妨害信号となって受信感度を劣化させることになる。

図６（ｂ）は、局部発振器１２７から受信ｃｈの中心周波数よりΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ低い発振周波数として１セグメント信号を受信し、チューナ受信部１０２の出力端子１０８から出力される中間周波信号を表している。

図６（ｂ）において、中間周波信号３２４は、中心周波数３０５が０．５７１ＭＨｚであり、帯域幅３０７が０．４２９ＭＨｚである。

また、（表１）〜（表３）より明らかなように、１．４２８ＭＨｚのスプリアス信号３２６と、２．８５６ＭＨｚのスプリアス信号３２７、および４．２８４ＭＨｚのスプリアス信号３２８は、中間周波信号３２４の帯域外に存在する。このため、ＬＰＦ１２６により十分に除去できる。従って、妨害信号とならないので、受信感度を劣化させることはない。

このように、局部発振器１２７を受信ｃｈの中心周波数よりΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ高い発振周波数として１セグメント信号を受信した場合には、中間周波信号３０４の帯域内あるいは近接してスプリアス信号３０９、３１１、３１３が発生する。

一方、局部発振器１２７を受信ｃｈの中心周波数よりΔｆ（０．５７１ＭＨｚ）だけ低い発振周波数として１セグメント信号を受信した場合には、スプリアス信号３２６、３２７、３２８は中間周波信号３２４の帯域外に発生する。

以上の（表１）、（表２）、（表３）では、Δｆを０．５１７ＭＨｚとしたが、（表４）、（表５）、（表６）では、Δｆを例えば１．０ＭＨｚとした場合のスプリアス信号を表している。この（表４）、（表５）、（表６）の見方は、（表１）、（表２）、（表３）と同様であるので簡略化する。

（表４）は、Δｆを１．０ＭＨｚとし、（数１）に基づいて中間周波信号の帯域内あるいは近接して発生するスプリアス信号の周波数を表している。

（表５）は、Δｆを１．０ＭＨｚとし、（数２）に基づいて中間周波信号の帯域内あるいは近接して発生するスプリアス信号の周波数を表している。

（表６）は、Δｆを１．０ＭＨｚとし、（数３）に基づいて中間周波信号の帯域内あるいは近接して発生するスプリアス信号の周波数を表している。

これら（表４）、（表５）、（表６）から明らかなように、局部発振器１２７のΔｆとして１ＭＨｚだけ高い発振信号の基本、２倍、３倍の高調波信号と、基準発振器１１５の高調波信号から発生するスプリアス信号は、０．１４３ＭＨｚ、０．２８６ＭＨｚ、０．４２９ＭＨｚである。

ところが、これらスプリアス信号は、中間周波信号より低い周波数となって中間周波信号に近接して存在しているので、ＬＰＦ１２６により除去することができない。

これに対して、局部発振器１２７のΔｆとして１ＭＨｚだけ低い発振信号の基本、２倍、３倍の高調波信号と、基準発振器１１５の高調波信号から発生するスプリアス信号は、１．８５７ＭＨｚ、３．７１４ＭＨｚ、５．５７１ＭＨｚである。

これらのスプリアス信号は、中間周波信号の帯域外に存在しており、ＬＰＦ１２６により除去できる。

（表７）、（表８）、（表９）では、このΔｆを例えば０．３ＭＨｚとした場合のスプリアス信号を表している。

（表７）は、Δｆを０．３ＭＨｚとし、（数１）に基づいて中間周波信号の帯域内あるいは近接して発生するスプリアス信号の周波数を表している。

（表８）は、Δｆを０．３ＭＨｚとし、（数２）に基づいて中間周波信号の帯域内あるいは近接して発生するスプリアス信号の周波数を表している。

（表９）は、Δｆを０．３ＭＨｚとし、（数３）に基づいて中間周波信号の帯域内あるいは近接して発生するスプリアス信号の周波数を表している。

これら（表７）、（表８）、（表９）より明らかなように、局部発振器１２７のΔｆとして０．３ＭＨｚだけ高い発振信号の基本、２倍、３倍の高調波信号と、基準発振器１１５の高調波信号から発生するスプリアス信号は、０．５５７ＭＨｚ、１．１１４ＭＨｚ、１．６７１ＭＨｚである。

ところが、これらスプリアス信号は、中間周波信号の帯域内に近接して存在しているので、ＬＰＦ１２６により除去することができない。

これに対して、局部発振器１２７のΔｆとして０．３ＭＨｚだけ低い発振信号の基本、２倍、３倍の高調波信号と、基準発振器１１５の高調波信号から発生するスプリアス信号は、１．１５７ＭＨｚ、２．３１４ＭＨｚ、３．４７１ＭＨｚであり、ＬＰＦ１２６により除去できる。

これらのスプリアス信号と中間周波数の間には規則性が存在する。これについて以下説明する。

図３、図４、図５より、基準発振器１１５の３６ＭＨｚの間隔を持つ高調波信号に対して、局部発振器１２７の発振周波数の基本信号は６ＭＨｚの間隔で配列され、局部発振器１２７の発振周波数の２倍の高調波信号は１２ＭＨｚの間隔で配列され、さらに局部発振器１２７の発振周波数の３倍の高調波信号は１８ＭＨｚの間隔で配列されている。

つまり、基準発振器１１５の高調波信号は、３６ＭＨｚのｎ倍（ｎは１から始まる整数）である。これに対して、受信ｃｈが１ｃｈ変化すると局部発振器１２７の発振周波数の基本周波数、２倍の周波数、３倍の周波数は、６ＭＨｚ、１２ＭＨｚ、１８ＭＨｚ変化し、すべて６の倍数の変化となる。

このため、基準発振器１１５の高調波信号と、局部発振器１２７の発振周波数の基本周波数、２倍の周波数、３倍の周波数との周波数間隔は、常に一定となる。これにより、基準発振器１１５の高調波信号と、局部発振器１２７の発振周波数の基本周波数、２倍の周波数、３倍の周波数との周波数間隔は、常に一定とできる。

なお、分周器１１７から出力される分周信号は、例えば１２ＭＨｚ、あるいは１８ＭＨｚのｃｈ間隔６ＭＨｚの倍数としている。これにより、分周器１１７から出力される高調波信号がチューナ部１０７の混合器１２３に飛び込んだとしても、分周器１１７から出力される高調波信号によるスプリアス信号は、基準発振器１１５の高調波信号によるスプリアス信号と同じ周波数に配列される。

従って、分周器１１７からの高調波信号によるスプリアス信号は、基準発振器１１５からの高調波信号と同様に、局部発振器１２７を受信ｃｈの中心周波数よりΔｆ（１ＭＨｚ以下）だけ低い発振周波数とすることにより中間周波信号の帯域外とでき、ＬＰＦ１２６により抑圧できる。

以上のように、基準発振器１１５の発振周波数はチャンネル間隔の整数倍とし、局部発振器１２７を受信ｃｈの中心周波数よりΔｆだけ低い発振周波数とすればよい。このΔｆは、例えば１ＭＨｚ以下とすることができる。

これにより、基準発振器１１５の高調波信号に起因するスプリアス信号が発生したとしても、中間周波信号の帯域外の信号とできる。この帯域外の信号は、後段のＬＰＦ１２６により抑圧することができるので、妨害信号とならない。

また、中間周波信号を低い周波数とすることにより、ＡＤコンバータのサンプリング周波数を低くできるので、低消費電力化が可能となる。

なお、ＵＨＦのｃｈ間隔が例えば７ＭＨｚであれば、基準発振器１１５の発振周波数は、７ＭＨｚの倍数とすればよい。

また、チューナ受信部１０２は、金属ケース（図示せず）で覆われるとともに、基準発振器１１５、分周器１１７は、このチューナ受信部１０２の金属ケース（図示せず）の外側に配置してもよい。この場合には、基準発振器１１５、分周器１１７からの高調波成分が金属ケース（図示せず）内においてチューナ部１０７の入力部に飛び込む量を少なくできる。

さらに、混合器１２３をイメージリジェクションミキサとしてもよい。すなわち、混合器１２３を混合器１２３ａ、１２３ｂ（図示せず）として並列に接続し、これら混合器１２３ａ、１２３ｂ（図示せず）の他方と局部発振器１２７との間に位相を互いに９０度シフトする移相器１５１（図示せず）を設け、混合器１２３ａ、１２３ｂ（図示せず）の出力とＬＰＦ１２６との間に位相を互いに９０度シフトする移相器１５３（図示せず）を設ける。

このように、混合器１２３ａ、１２３ｂ（図示せず）、移相器１５１（図示せず）、移相器１５３（図示せず）、局部発振器１２７により、イメージリジェクションミキサを構成している。このイメージリジェクションミキサでは、イメージ周波数となる妨害信号に対してフィルタを用いることなく位相キャンセルできる。このため、小型サイズとしたチューナ部を実現できる。

さらになお、チューナ受信部１０２と、このチューナ受信部１０２から出力される中間周波信号を復調処理する復調部１０３と、これらチューナ受信部１０２および復調部１０３を制御する制御部１０４により、小型サイズであって受信感度の優れた高周波受信装置１０１の実現が可能となる。

（実施の形態２）
図７は、本発明の実施の形態２における地上デジタルテレビ放送信号の１セグメントを受信する高周波受信装置６０１のブロック図である。

実施の形態１の高周波受信装置１０１では、チューナ部１０７を用いたシングル受信としているのに対して、本発明の実施の形態では、２個以上のチューナ受信部を用いたダイバシティ受信としている点で異なる。なお、図７で使用した部品について、図１と同じものについては同一の番号を付して説明を簡略化している。

図７において、高周波受信装置６０１は、チューナ受信部６０２と、復調部６０３と、チューナ受信部６０２と復調部６０３を制御する制御部６０４から構成されている。また、チューナ受信部６０２には、チューナ部１０７、６０６、−、−、−、６５６のＮ個（Ｎは２以上の整数）のチューナ部が設けられている。

チューナ部６０６は、アンテナ６０５からの高周波信号が入力端子６０６ａを介して供給される高周波増幅器６０７と、この高周波増幅器６０７の出力が一方の入力に接続される混合器６０９と、この混合器６０９の出力が接続されるとともに妨害信号が抑圧されるＬＰＦ６１１と、このＬＰＦ６１１の出力が接続される出力端子６０６ｂが設けられている。

また、混合器６０９の他方の入力には共通端子６１５ａに接続されたスイッチ６１５を設け、このスイッチ６１５の一方の入力６１５ｂには局部発振器６１３の出力が接続され、他方の入力６１５ｃには局部発振器１２７の出力が接続されている。そして、局部発振器６１３には、発振周波数を制御するＰＬＬ回路６１７が接続されている。

チューナ部６５６は、アンテナ６５４からの高周波信号が入力端子６５６ａを介して供給される高周波増幅器６５７と、この高周波増幅器６５７の出力が一方の入力に接続される混合器６５９と、この混合器６５９の出力が接続されるとともに妨害信号が抑圧されるＬＰＦ６５１と、このＬＰＦ６５１の出力が接続される出力端子６５６ｂとが設けられている。

また、混合器６５９の他方の入力が共通端子６５５ａに接続されたスイッチ６５５を設け、このスイッチ６５５の一方の入力６５５ｂには局部発振器６５３の出力が接続され、他方の入力６５５ｃには局部発振器６５３の出力が接続されている。そして、局部発振器６５３には、発振周波数を制御するＰＬＬ回路６６０が接続されている。

これらＰＬＬ回路１２９、６１７、−、−、−、６６０には、基準発振器１１５の発振信号が基準信号としてそれぞれ入力されている。

また、出力端子１０７ｂ、６０６ｂ、−、−、−、６５６ｂの出力は、出力端子１０８、６２０、−、−、−、６６１をそれぞれ介して復調部６０３にそれぞれ入力されている。この復調部６０３に設けられた出力端子６０３ａからはＴＳ信号が出力される。

さらに、チューナ受信部６０２、復調部６０３を制御するための制御部６０４が接続されている。

以上のように構成された高周波受信装置６０１の動作について以下、説明する。

図７において、チューナ受信部６０２には、チューナ部１０７、６０６、−、−、−、６５６からなるＮ個（Ｎは２以上の整数）のチューナ部が並列に設けられている。

このチューナ受信部６０２に対して制御部６０４からの制御信号により、シングル受信時にはチューナ部１０７のみを動作させる。この場合、スイッチ６１５、−、−、−、６５５の共通端子６１５ａ、−、−、−、６５５ａは、一方の入力６１５ｂ、−、−、−、６５５ｂに接続する。

また、２つのチューナ部を用いたダイバシティ受信時には、制御部６０４からの制御信号により、チューナ部１０７、６０６のみを動作させるとともに局部発振器６１３、−、−、−、６５３を停止させる。さらに、スイッチ６１５、−、−、−、６５５を制御することにより、チューナ部１０７、６０６の混合器１２３、６０９の他方の入力に局部発振器１２７の発振信号を供給する。

さらに、３つ以上のチューナ部を用いたダイバシティ受信時には、制御部６０４からの制御信号により、チューナ部１０７、６０６、−、−、−、６５６のうち３つ以上のチューナ部を動作させ、この３つ以上のチューナ部の混合器の他方の入力に局部発振器１２７からの発振信号を供給すればよい。

以上のように、シングル受信あるいはダイバシティ受信において一つの局部発振器１２７の発振信号を用いることができる。従って、この局部発振器１２７の発振周波数は、実施の形態１と同じように決定することができる。

すなわち、基準発振器１１５の発振周波数はチャンネル間隔の整数倍とし、局部発振器１２７を受信ｃｈの中心周波数よりΔｆ（１ＭＨｚ以下）だけ低い発振周波数とすればよい。これにより、基準発振器１１５の高調波信号に起因するスプリアス信号が発生したとしても、中間周波信号の帯域外の信号とできる。この帯域外の信号は、後段のＬＰＦ１２６、６１１、−、−、−、６５１により抑圧することができるので、妨害信号とならない。

なお、チューナ受信部６０２と、このチューナ受信部６０２から出力される中間周波信号を復調処理する復調部６０３と、これらチューナ受信部６０２及び復調部６０３を制御する制御部６０４により、小型サイズであって受信感度の優れた高周波受信装置６０１の実現が可能となる。

（実施の形態３）
図８は、本発明の実施の形態３における地上デジタルテレビ放送信号の１セグメントを受信する高周波受信装置８０１のブロック図である。

実施の形態１の高周波受信装置１０１では、一つの混合器１２３を用いて周波数変換するチューナ受信部１０２を用いているのに対して、本発明の実施の形態では、チューナ部８０７に混合器８２３ａ、８２３ｂを用いてダイレクトコンバージョンミキサとしている点で異なる。

なお、図８で使用した部品について、図１と同じものについては同一の番号を付して説明を簡略化している。

図８において、高周波受信装置８０１は、チューナ受信部８０２と、このチューナ受信部８０２からの出力信号が供給されるとともに出力端子８０３ａからＴＳ信号が出力される復調部８０３と、チューナ受信部８０２と復調部８０３を制御する制御部８０４から構成されている。また、チューナ受信部８０２には、チューナ部８０７が設けられている。

チューナ部８０７は、アンテナ８０８からの高周波信号が供給される高周波増幅器８２１と、この高周波増幅器８２１の出力が一方の入力にそれぞれ接続される混合器８２３ａ、８２３ｂと、この混合器８２３ａ、８２３ｂの出力がそれぞれ接続されるＬＰＦ８２５、８２６と、これらＬＰＦ８２５、８２６からの出力がそれぞれ接続される出力端子８０７ａ、８０７ｂとが設けられている。

また、局部発振器１２７の出力は、位相を互いに９０度シフトする移相器８２８を介して混合器８２３ａ、８２３ｂの他方の入力にそれぞれ接続されている。

さらに、チューナ部８０７の出力端子８０７ａ、８０７ｂからそれぞれ出力されたＩ、Ｑ信号は、復調部８０３にそれぞれ供給される。

このように混合器８２３ａ、８２３ｂ、移相器８２８、局部発振器１２７から構成されたダイレクトコンバージョンミキサの動作について以下説明する。

一般的に、ダイレクトコンバージョンミキサでは、局部発振器１２７の発振周波数は、受信ｃｈの中心周波数と同じにして用いられる。ところが、この場合には、混合器８２３ａ、８２３ｂの出力からＩ、Ｑ信号がそれぞれ出力されるが、ＤＣオフセットが問題となる。

このＤＣオフセットとは、例えば局部発振器１２７の発振信号が混合器８２３ａ、８２３ｂの入力に漏洩し、混合器８２３ａ、８２３ｂにおいて自己ミキシングによりＤＣ成分が発生することをいう。

このＤＣオフセットを改善するために、局部発振器１２７の発振周波数は、受信ｃｈの中心周波数よりΔｆ（例えば０．４２９ＭＨｚと１セグメント分）だけ低い周波数とする。これにより、Ｉ、Ｑ信号とＤＣオフセット信号をＤＣ成分とを周波数として分離できるので、ＤＣオフセット信号による妨害が発生しない。

このように、局部発振器１２７の発振周波数をΔｆだけ低い周波数とすることによりＤＣオフセットを改善でき、このΔｆを実施の形態１と同じように決定することができる。

すなわち、基準発振器１１５の発振周波数はチャンネル間隔の整数倍とし、局部発振器１２７を受信ｃｈの中心周波数よりΔｆだけ低い発振周波数とすればよい。これにより、基準発振器１１５の高調波信号に起因するスプリアス信号が発生したとしても、中間周波信号の帯域外の信号とできる。この帯域外の信号は、後段のＬＰＦ８２５、８２６により抑圧することができるので、妨害信号とならない。

また、局部発振器１２７の発振周波数は受信ｃｈの中心周波数よりΔｆ（１．０ＭＨｚ以下）だけ低い発振周波数とすることにより、低い周波数の中間周波信号としている。これにより、ＡＤコンバータのサンプリング周波数を低くでき、低消費電力化が可能となる。

また、チューナ受信部８０２と、このチューナ受信部８０２から出力される中間周波信号を復調処理する復調部８０３と、これらチューナ受信部８０２および復調部８０３を制御する制御部８０４により、小型サイズであって受信感度の優れた高周波受信装置８０１の実現が可能となる。

本発明は、基準用発振器の高調波信号と発振器の高調波信号とによるスプリアス妨害を改善できるので、小型化サイズとした移動用携帯機等に用いることができる。

本発明の実施の形態１における高周波受信装置のブロック図 同、基準発振器の高調波信号を示す図 （ａ）同、基準発振器の１３倍の高調波信号を示す図、（ｂ）同、基準発振器の１４倍の高調波信号を示す図、（ｃ）同、基準発振器の１５倍の高調波信号を示す図 （ａ）同、基準発振器の２６倍の高調波信号を示す図、（ｂ）同、基準発振器の２７倍の高調波信号を示す図、（ｃ）同、基準発振器の２８倍の高調波信号を示す図 （ａ）同、基準発振器の３９倍の高調波信号を示す図、（ｂ）同、基準発振器の４０倍の高調波信号を示す図、（ｃ）同、基準発振器の４１倍の高調波信号を示す図、（ｄ）同、基準発振器の４２倍の高調波信号を示す図 （ａ）同、チューナ受信部から出力される中間周波信号を示す図、（ｂ）同、チューナ受信部から出力される中間周波信号を示す図 本発明の実施の形態２における高周波受信装置のブロック図 本発明の実施の形態３における高周波受信装置のブロック図 従来例における高周波受信装置のブロック図

符号の説明

１０２ チューナ受信部
１０７ チューナ部
１０８ 出力端子
１１５ 基準発振器
１２３ 混合器
１２７ 局部発振器
１２９ ＰＬＬ回路

Claims (8)

1. アンテナからの地上デジタルテレビ放送信号が供給されるチューナ部により１セグメントを受信できるチューナ受信部であって、前記チューナ部は、前記アンテナからの前記地上デジタルテレビ放送信号が一方の入力に供給される混合器と、この混合器の他方の入力に供給される局部発振器と、前記混合器から出力される中間周波信号が供給される出力端子を備え、前記局部発振器を制御するＰＬＬ回路と、前記ＰＬＬ回路に基準信号を供給する基準発振器を設け、前記局部発振器の発振周波数は受信セグメントよりΔｆだけ低い周波数とすることにより低い中間周波信号とし、前記基準発振器の発振周波数は前記地上デジタルテレビ放送信号のチャンネル間隔の周波数に対して整数倍とすることにより、前記基準発振器の高調波信号と前記局部発振器の高調波信号とによって発生する妨害を防止するチューナ受信部。
2. 第１〜第Ｎのアンテナからの地上デジタルテレビ放送信号がそれぞれ供給される第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のチューナ部が並列に接続されることにより１セグメントをダイバシティ受信できるチューナ受信部であって、前記第１〜第Ｎのチューナ部は、前記第１〜第Ｎのアンテナからの前記地上デジタルテレビ放送信号が一方の入力にそれぞれ供給される第１〜第Ｎの混合器と、前記第１〜第Ｎの混合器から出力される中間周波信号がそれぞれ供給される第１〜第Ｎの出力端子を備え、前記第１〜第Ｎの混合器の他方の入力にそれぞれ接続される局部発振器と、この局部発振器を制御するＰＬＬ回路と、このＰＬＬ回路に基準信号を供給する基準発振器を設け、前記局部発振器の発振周波数は受信セグメントよりΔｆだけ低い周波数とすることにより低い中間周波信号とし、前記基準発振器の発振周波数は前記地上デジタルテレビ放送信号のチャンネル間隔の周波数に対して整数倍とすることにより、前記基準発振器の高調波信号と前記局部発振器の高調波信号によって発生する妨害を防止するチューナ受信部。
3. 混合器は、イメージリジェクションミキサとした請求項１、あるいは請求項２に記載のチューナ受信部。
4. 混合器は、ダイレクトコンバージョンミキサとした請求項１、あるいは請求項２に記載のチューナ受信部。
5. Δｆは、１ＭＨｚ以下とした請求項１、あるいは請求項２に記載のチューナ受信部。
6. 基準発振器からの基準信号を分周するとともにこの分周信号を復調部に供給する分周器を設け、前記分周器の分周比を整数倍とする請求項１、あるいは請求項２に記載のチューナ受信部。
7. 基準発振器あるいは基準発振器からの基準信号を分周する分周器は、チューナ受信部を覆う金属ケースの外側に配置される請求項１、あるいは請求項２に記載のチューナ受信部。
8. 請求項１あるいは請求項２に記載のチューナ受信部と、前記チューナ受信部の出力が接続される復調部と、前記チューナ受信部および前記復調部を制御する制御部とからなる高周波受信装置。

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