JP2009136099A - 電力供給装置及びこれに使用可能な振幅及び位相判定回路装置 - Google Patents

Abstract

【課題】常時商用給電方式の無停電電源装置の小型化、低コスト化が要求されている。
【解決手段】交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに交流スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃを介して負荷１１及び双方向電力変換器４を接続する。双方向電力変換器４に蓄電手段５を接続する。復電切換制御回路１０を設ける。復電切換制御回路１０は、復電時に、振幅及び位相において商用電流電圧がインバータ電圧に所定の近似範囲に入った時にインバータ給電を停止し、商用給電を開始するための信号を発生する。これにより、インバータ給電期間を短くし、蓄電手段５を小型化、低コスト化することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ出力電圧等の第２の交流電圧を負荷に供給している状態から商用交流電源電圧等の第１の交流電圧を負荷に供給する状態に復電切換する手段を備えた無停電電源装置（ＵＰＳ）等の電力供給装置、及びこの電力供給装置における復電切換制御に使用可能な振幅及び位相判定回路装置に関する。

常時商用給電方式に従う無停電電源装置は、特許文献１に示すように交流入力端子と交流出力端子との間に接続された交流スイッチと、蓄電池又はコンデンサから成る蓄電手段と、この蓄電手段と交流出力端子との間に接続されたインバータ動作及びコンバータ動作可能な双方向電力変換回路とから成る。この無停電電源装置において商用交流電源が正常の場合には、交流スイッチを介して負荷に電力が供給され、商用交流電源に異常が生じた時には蓄電手段の直流電圧が双方向電力変換回路で交流電圧に変換され、この交流電圧が負荷に供給される。また、商用交流電源が異常状態から正常状態に戻った時、即ち復電時には双方向電力変換回路の交流出力電圧の周波数及び位相を商用交流電圧のそれ等に合わせるように双方向電力変換回路を制御し、双方向電力変換回路の交流出力電圧（インバータ出力電圧）が商用交流電圧に同期した状態が一定時間以上継続した後に交流スイッチをオンにして商用交流電源を負荷に接続し、しかる後、双方向電力変換回路からの給電を停止する。

ところで、例えば電気二重層コンデンサ等から成る比較的バックアップ容量の小さい蓄電手段を使用している場合には、蓄電手段によるバックアップ時間をできるだけ短くすることが要求される。もし、バックアップ時間即ちインバータ給電時間が長い場合には、これに見合う容量の蓄電手段が必要になる。蓄電手段の容量を大きくすると、蓄電手段が必然的に大型且つコスト高になる。上述のような問題は、特に瞬時停電を補償するために電気二重層コンデンサを蓄電手段として使用している時に顕著に生じる。

蓄電手段によるバックアップ時間を短くするためには、商用電源が異常から正常に戻った時に双方向電力変換回路又はインバータ回路による給電をできるだけ早く停止することが必要になる。しかし、従来のインバータ給電から商用給電への復電切換方法では、比較的長い同期合わせ期間を有するために復電切換所要時間が例えば５ｓｅｃのように比較的長くなった。
特開２００６−２３８６２１号公報

本発明が解決しようとする課題は、インバータ給電から商用給電への復電切換所要時間を短くすることが要求されていることであり、本発明の目的は上記要求に応えることができる電力供給装置及びこれに使用することができる振幅及び位相判定回路装置を提供することにある。

上記課題を解決するための本発明は、
第１の交流電圧を入力させるための交流入力端子と、
負荷を接続するための交流出力端子と、
前記第１の交流電圧を前記負荷に選択的に供給するために前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続された交流スイッチと、
直流電圧を供給するための蓄電池又はコンデンサ等から成る蓄電手段と、
第２の交流電圧を得るために前記蓄電手段と前記交流出力端子との間に接続された直流―交流変換回路と、
前記直流―交流変換回路に接続され且つ前記直流―交流変換回路を直流―交流変換動作させる機能と前記直流―交流変換回路から前記交流出力端子に前記第２の交流電圧を選択的に供給する機能とを有している変換制御回路と、
前記負荷に対して前記直流―交流変換回路から得られた前記第２の交流電圧を供給している第１の状態から前記交流入力端子の前記第１の交流電圧を前記負荷に供給する第２の状態への復電切換を制御するための復電切換制御手段と
を備えた電力供給装置であって、
前記復電切換制御手段は、前記第１の交流電圧（Ｖａ１）の振幅及び位相が前記第２の交流電圧（Ｖｂ１）の振幅及び位相を基準にした所定の近似範囲に入っているか否かを判定して近似判定信号を出力する振幅及び位相判定手段と、前記振幅及び位相判定手段から得られた前記近似判定信号に応答して前記変換制御回路を前記直流−交流変換回路から前記交流出力端子への前記第２の交流電圧の供給を停止させる停止制御手段と、前記近似判定信号に応答して前記交流スイッチをオン状態に制御する交流スイッチ制御手段とを備えていることを特徴とする電力供給装置に係わるものである。

なお、請求項２に示すように、前記振幅及び位相判定手段は、所定のサンプリング周期で前記第１の交流電圧（Ｖａ１）の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第１の瞬時値（Ａ1）を求める第１の瞬時値検出手段と、前記所定のサンプリング周期で前記第２の交流電圧（Ｖｂ１）の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第２の瞬時値（Ｂ1）を求める第２の瞬時値検出手段と、前記第２の瞬時値検出手段から得られた前記第２の瞬時値（Ｂ1）に第１の所定値（ａ）を加算して前記近似範囲の上限値（Ｂ1＋ａ）を求める上限値演算手段と、前記第２の瞬時値（Ｂ1）から第２の所定値（ｂ）を減算して前記近似範囲の下限値（Ｂ1−ｂ）を求める下限値演算手段と、前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記近似範囲の前記上限値（Ｂ1＋ａ）と前記下限値（Ｂ1−ｂ）との間の値であるか否かを判定する第１の判定手段と、前記第１の判定手段から得られた前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記近似範囲に含まれていることを示す信号が所定回数又は所定時間得られたか否かを判定し、前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記近似範囲に含まれていることを示す信号が前記所定回数又は所定時間得られた時に前記第１の交流電圧が前記第２の交流電圧の電圧と同一又は近似していることを示す近似判定信号を出力する第２の判定手段とから成ることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記交流スイッチ制御手段は、前記第２の交流電圧の供給停止時点と同時又は該供給停止時点から前記第１の交流電圧の１／４サイクル以内の時点に（０〜１／４サイクルの間に）前記第１の交流電圧の供給を開始するように前記交流スイッチをオン制御する回路から成ることが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記停止制御手段を、前記交流スイッチによって前記第１の交流電圧の供給が開始された時点から所定時間後に前記第２の交流電圧の供給を停止するように構成することもできる。
また、請求項５に示すように、前記交流入力端子は前記第１の交流電圧としての第１の３相交流電圧を入力させるものであり、前記直流―交流変換回路は、前記第２の交流電圧としての第２の３相交流電圧を出力するものであり、前記復電切換制御手段は、前記第１の３相交流電圧の第１の相電圧又は第１の線間電圧の振幅及び位相が前記第２の３相交流電圧の第１の相電圧又は第１の線間電圧の振幅及び位相を基準にした所定の近似範囲に入っているか否かを判定して第１の近似判定信号を出力する第１の振幅及び位相判定手段と、前記第１の３相交流電圧の第２の相電圧又は第２の線間電圧の振幅及び位相が前記第２の３相交流電圧の第２の相電圧又は第２の線間電圧の振幅及び位相を基準にした所定の近似範囲に入っているか否かを判定して第２の近似判定信号を出力する第２の振幅及び位相判定手段と、前記第１の振幅及び位相判定手段から前記第１の近似判定信号が出力されていると同時に前記第２の振幅及び位相判定手段から前記第２の近似判定信号が出力された時に前記第１の３相交流電圧の振幅及び位相が前記第２の３相交流電圧の振幅及び位相に近似していることを示す信号を出力する論理回路手段とから成ることが望ましい。
また、請求項６に示すように、更に、前記蓄電手段を前記交流入力端子の前記第１の交流電圧を直流電圧に変換して充電する手段を有していることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記変換制御回路は、前記第１の状態から前記第２の状態に復電切換させる時に、前記直流―交流変換回路から得られる前記第２の交流電圧を前記第１の交流電圧に強制的に同期させる手段を有していることが望ましい。
また、また、請求項８に示すように、第１の交流電圧の振幅及び位相が第２の交流電圧の振幅及び位相を基準にした所定の近似範囲に入っているか否かを判定する振幅及び位相判定回路装置を、
所定のサンプリング周期で前記第１の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第１の瞬時値（Ａ１）を求める第１の瞬時値検出手段と、
前記所定のサンプリング周期で前記第２の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第２の瞬時値（Ｂ1）を求める第２の瞬時値検出手段と、
前記第２の瞬時値検出手段から得られた前記第２の瞬時値（Ｂ1）に第１の所定値（ａ）を加算して前記近似範囲の上限値（Ｂ1＋ａ）を求める上限値演算手段と、
前記第２の瞬時値（Ｂ1）から第２の所定値（ｂ）を減算して前記近似範囲の下限値（Ｂ1−ｂ）を求める下限値演算手段と、
前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記近似範囲の前記上限値（Ｂ1＋ａ）と前記下限値（Ｂ1−ｂ）との間の値であるか否かを判定する第１の判定手段と、
前記第１の判定手段から得られた前記第１の瞬時値（Ａ1.）が前記近似範囲に含まれていることを示す信号が所定回数又は所定時間得られたか否かを判定し、前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記近似範囲に含まれていることを示す信号が前記所定回数又は所定時間得られた時に前記第１の交流電圧が前記第２の交流電圧と同一又は近似していることを示す近似判定信号を出力する第２の判定手段とで構成することが望ましい。
また、請求項９に示すように、３相の振幅及び位相判定回路装置を、第１の３相交流電圧の第１相電圧又は第１の線間電圧から成る第１の交流電圧の振幅及び位相が第２の３相交流電圧の第２相電圧又は第２の線間電圧から成る第２の交流電圧の振幅及び位相を基準にした第１の近似範囲に入っているか否かを判定する第１の振幅及び位相判定手段と、前記第１の３相交流電圧の第２相電圧又は第２の線間電圧から成る第３の交流電圧の振幅及び位相が前記第２の３相交流電圧の第２相電圧又は第２の線間電圧から成る第４の交流電圧の振幅及び位相を基準にした第２の近似範囲に入っているか否かを判定する第２の振幅及び位相判定手段と、前記第１の振幅及び位相判定手段から前記第１の交流電圧が前記第１の近似範囲に入っていることを示す第１の近似判定信号が得られていると同時に前記第２の振幅及び位相判定手段から前記第３の交流電圧が前記第２の近似範囲に入っていることを示す第２の近似判定信号が得られた時に、振幅及び位相において前記第１の３相交流電圧は前記第２の３相交流電圧と同一又は近似していることを示す信号を出力する手段とで構成することが望ましい。
また、請求項１０に示すように、前記第１の振幅及び位相判定手段は、所定のサンプリング周期で前記第１の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第１の瞬時値（Ａ1）を求める第１の瞬時値検出手段と、前記所定のサンプリング周期で前記第２の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第２の瞬時値（Ｂ1）を求める第２の瞬時値検出手段と、前記第２の瞬時値検出手段から得られた前記第２の瞬時値（Ｂ1）に第１の所定値（ａ）を加算して前記第１の近似範囲の上限値（Ｂ1＋ａ）を求める第１の上限値演算手段と、前記第２の瞬時値（Ｂ1）から第２の所定値（ｂ）を減算して前記第１の近似範囲の第１の下限値（Ｂ1−ｂ）を求める第１の下限値演算手段と、前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記第１の近似範囲の前記第１の上限値（Ｂ1＋ａ）と前記第１の下限値（Ｂ1−ｂ）との間の値であるか否かを判定する第１の判定手段と、前記第１の判定手段から得られた前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記第１の近似範囲に含まれていることを示す信号が所定回数又は所定時間得られたか否かを判定し、前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記第１の近似範囲に含まれていることを示す信号が前記所定回数又は所定時間得られた時に前記第１の交流電圧が前記第２の交流電圧と同一又は近似状態にあることを示す信号を出力する第２の判定手段とから成り、
前記第２の振幅及び位相判定手段は、前記所定のサンプリング周期で前記第３の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第３の瞬時値（Ａ2）を求める第３の瞬時値検出手段と、前記所定サンプリング周期で前記第４の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第４の瞬時値（Ｂ2）を求める第４の瞬時値検出手段と、前記第４の瞬時値検出手段から得られた前記第４の瞬時値（Ｂ2）に第３の所定値（ａ´）を加算して前記第２の近似範囲の上限値（Ｂ2＋ａ´）を求める第２の上限値演算手段と、前記第４の瞬時値（Ｂ2）から第４の所定値（ｂ´）を減算して前記第２の近似範囲の第２の下限値（Ｂ2−ｂ´）を求める第２の下限値演算手段と、前記第３の瞬時値（Ａ2）が前記第２の近似範囲の前記第２の上限値（Ｂ2＋ａ´）と前記第２の下限値（Ｂ2−ｂ´）との間の値であるか否かを判定する第３の判定手段と、前記第３の判定手段から得られた前記第３の瞬時値（Ａ2）が前記第２の近似範囲に含まれていることを示す信号が所定回数又は所定時間得られたか否かを判定し、前記第３の瞬時値（Ａ2）が前記第２の近似範囲に含まれていることを示す信号が前記所定回数又は所定時間得られた時に振幅及び位相において前記第３の交流電圧が前記第４の交流電圧と同一又は近似状態にあることを示す信号を出力する第４の判定手段とから成ることが望ましい。

本願請求項１の発明によれば、直流―交流変換回路から得られる第２の交流電圧が第１の交流電圧に完全に同期していなくても、第１の交流電圧の瞬時値（A1）が、第２の交流電圧の瞬時値（B1）を基準にして所定の近似範囲内にあることを示す信号が所定時間（例えば数ｍsec）又は所定回数に得られたら、第２の交流電圧の供給停止制御及び第１の交流電圧供給開始制御を行う。従って、第２の交流電圧の供給状態から第１の交流電圧の供給状態への復電切換を迅速に行うことができ、蓄電手段から負荷に電力を供給する時間を短くすることができる。この結果、蓄電手段の容量の低減及び小型化及び低コスト化を図ることができる。
本願請求項８の発明によれば、第１及び第２の交流電圧の第１及び第２の瞬時値（A1、B1）を求め、第２の瞬時値（B1）を基準にして近似範囲の上限値（B1＋a）と下限値（B1−ｂ）とを求め、第１の瞬時値（A1）が近似範囲内にあるか否かを求め、第１の瞬時値（A1）が所定時間又は所定回数以上近似範囲にある時には、同期又は同期近似状態と見なすので、同期又は同期近似状態を容易且つ正確に判定することができる。

次に、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。

図１に示す本発明の実施例１に係わる常時商用給電方式の電力供給装置としての交流無停電電源装置は、例えば２００Vの３相の商用交流電源に接続される第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１cと、３相交流をオン・オフするための第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、2b、２cと、３相交流電圧を出力する第１、第２及び第３の交流出力端子3a、３b、３cと、３相の双方向電力変換回路４と、電気二重層コンデンサから成る蓄電手段５と、電源電圧検出回路６と、第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、2b、２cのための駆動回路７と、変換制御回路８と、インバータ電圧検出回路９と、復電切換制御回路１０とを有している。

第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃは第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃと第１、第２及び第３の交流出力端子３a、３ｂ、３cとの間に接続されている。更に詳細には、この各交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃは、２つのサイリスタの逆並列回路から成り、電源ラインに直列に接続されている。なお、各交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃをIGBT、トランジスタ、FET等の別の半導体スイッチ、又は半導体スイッチと機械的スイッチの組み合わせ、又は種類の異なる複数の半導体スイッチの組み合わせで構成することもできる。

双方向電力変換回路４は、直流―交流変換回路（インバータ回路）と交流―直流変換回路（コンバータ回路）との混合回路であって、第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃに供給される第１の交流電圧即ち商用交流電圧が異常の時（例えば定格値又は許容範囲よりも低い時又は高い時）にこれに代わって負荷１１に第２の交流電圧即ちインバータ出力電圧を供給する直流―交流変換機能即ちインバータ機能と、商用交流電圧が正常の時に蓄電手段５を充電する交流―直流変換機能即ちコンバータ機能とを有している。この双方向電力変換回路４の第１、第２及び第３の交流端子１２a、１２ｂ、１２cは第１、第２及び第３の交流出力端子３a、３ｂ、３ｃに接続されていると共に、第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃを介して第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃに接続されている。双方向電力変換回路４の第１及び第２の直流端子１３a、１３ｂはスイッチ１４を介して蓄電手段５に接続されている。

図２は図１の双方向電力変換回路４を詳しく示す。この双方向電力変換回路４は、変換スイッチング回路１５と、フィルタ用コンデンサ部分１６と、リアクトル部分１７と、平滑用電解コンデンサ１８とから成る。変換スイッチング回路１５は、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードD1、D2、D3、D4、D5、D6と、該第１〜第６のダイオードD１〜D６に対してそれぞれ逆方向並列に接続された変換用スイッチとしての第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチQ1、Q2、Q3、Q4、Q5及びQ６とを有する。図２では第１〜第６のスイッチQ1〜Q6が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちIGBT で示されているが、この代わりにFET、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。

第１〜第６のスイッチQ1〜Q6の制御端子（ゲート）は、図１の変換制御回路８に接続されている。第１及び第２のダイオードD1、D2の相互接続点１９、第３及び第４のダイオードD3、D4の相互接続点２０、第５及び第６のダイオードD5、D6の相互接続点２１は、リアクトル部分１７の第１、第２及び第３のリアクトルL1、L2、L3を介して第１、第２、及び第３の交流端子１２a、１２ｂ、１２ｃにそれぞれ接続されている。第１、第３及び第５のダイオードD1、D3、D5のカソードは第１の直流端子１３aに接続され、第２、第４及び第６のダイオードD2、D4、D6のアノードは第２の直流端子１３bに接続されている。

フィルタ用コンデンサ部分１６における第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサC1、C2、C3は第１、第２及び第３の交流端子１２a、１２ｂ、１２ｃの相互間に接続され、第１〜第６のスイッチQ1〜Q6を高周波（例えば１０又は２０kHz）でオン・オフすることによって生じる高周波成分を除去する。第１、第２及び第３の交流ラインに直列に接続された第１、第２及び第３のリアクトルL1、L2、L3は、交流―直流（ＡＣ−ＤＣ）変換時即ちコンバータ動作時に波形及び力率改善用リアクトルとして機能し、更に昇圧リアクトルとして機能し、また、直流―交流（DC−AC）変換時即ちインバータ動作時に高周波成分除去リアクトルとして機能する。

図１において、第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃに接続された電源電圧検出回路６は、周知の電圧検出回路から成り、第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃの３相商用交流電圧（第１の３相交流電圧）と同一又は比例した電圧をライン２２a、２２ｂ、２２ｃに出力する。双方向電力変換回路４の第１、第２及び第３の交流端子１２ａ、１２ｂ、１２ｃに接続されたインバータ電圧検出回路９は、周知の電圧検出回路から成り、双方向電力変換回路４の第１、第２及び第３の交流端子１２a、１２ｂ、１２ｃから得られる３相インバータ電圧（第２の３相交流電圧）と同一又は比例した電圧をライン２３a、２３b、２３cに出力する。

図１において双方向電力変換回路４を制御するための変換制御回路８は、制御ライン（バス）２４によって双方向電力変換回路４に接続され、且つ電源電圧検出回路６の出力ライン２２a、２２ｂ、２２ｃと、インバータ電圧検出回路９の出力ライン２３a、２３b、２３cと、双方向電力変換回路４の直流電圧検出ライン２５と、復電切換制御回路１０から導出された第１の復電切換制御ライン２６とに接続されている。また、図１の変換制御回路８は、第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２b、２ｃの出力ラインの電流を検出する第１、第２及び第３の電流検出器２７a、２７b、２７cにも図示が省略されているラインによって接続されている。

図３は図１の変換制御回路８の内部を概略的に示す。この図３から明らかなように、変換制御回路８はAC−DC変換制御回路３１とDC−AC変換制御回路３２と選択接続手段３３と駆動回路３４とを有する。

AC−DC変換制御回路３１は、AC−DC変換を実行するための第１相、第２相及び第３相制御パルスを形成し、DC−AC変換制御回路３２はDC−AC変換を実行するための第１相、第２相及び第３相制御パルスを形成する。AC−DC変換制御回路３１及びDC−AC変換制御回路３２と駆動回路３４との間に接続された選択接続手段３３は第１の復電切換制御ライン２６の信号で制御される半導体スイッチで構成され、第１の復電切換制御ライン２６の信号が商用給電を示している時にAC−DC変換制御回路３１の出力ライン３１a の信号を駆動回路３４に送り、インバータ給電を示している時にDC−AC変換制御回路３２の出力ライン３２a の信号を駆動回路に３４に送る。選択接続手段３３に接続された駆動回路３４はAC−DC変換制御回路３１又はDC−AC変換制御回路３２から供給された第１相、第２相及び第３相制御パルスに基づいて周知の方法で第１〜第６のスイッチQ1〜Q6をオン・オフするための信号を形成し、ライン２４を介して第１〜第６のスイッチQ1〜Q6のゲートに送る。なお、図３のライン３１a、３２aは３本のラインをそれぞれ示し、駆動回路３４の出力ライン２４は６本のラインを示している。

図３のAC−DC変換制御回路３１は、電源電圧検出ライン２２a、２２ｂ、２２ｃと直流電圧検出ライン２５と電流検出器２７a、２７b、２７cとに接続され、周知の方法によって蓄電手段５を一定電圧に充電し且つ第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃを流れる電流を正弦波に近傍させるための周知の制御信号をライン３１a に送出する。AC−DC変換制御回路３１は特許文献１（特開２００６−２３８６２１号）に開示されているものと同一であるので、詳しい説明を省略する。

図３のAC−DC変換制御回路３１は、電源電検出回路６の出力ライン２２a 、２２ｂ、２２ｃ及びインバータ電圧検出回路９の出力ライン２３a、２３b、２３cに接続され、インバータ給電時に双方向電力変換回路４をインバータ制御するための周知の制御パルスを発生する。

図4に詳しく示すようにDC−AC変換制御回路３２は第1、第2及び第3相回路４１，４２，４３を有する。第1相回路４１は、双方向電力変換回路４の第1及び第2のスイッチQ1、Q2に供給するDC−AC変換用制御パルスを形成するために、第1相基準電圧発生器４４、減算器４５、増幅回路４６、三角波発生器４７、及びPWM用比較器４８を有する。

第１相基準電圧発生器４４は、例えば正弦波データが格納されたメモリから成り、正弦波から成る第１相基準電圧を発生する。第２及び第３相回路４２、４３に含まれる第２及び第３相基準電圧発生器は、第２及び第３相基準電圧を発生する。第１、第２及び第３相基準電圧は順次に１２０度の位相差を有する例えば５０又は６０Hzの正弦波交流電圧であり、好ましくは図１の第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃの交流電圧と同一の周波数を有する。第１相基準電圧発生器４４から発生する第１相基準電圧を交流入力端子１aの第１相交流電圧に同期させて発生させるために、第１相基準電圧発生器４４はライン２２aを介して図１の電源電圧検出回路６に接続されている。また、第２相及び第３相回路４２，４３もライン２２ｂ、２２cによって図１の電源電圧検出回路６に接続されている。第１相基準電圧発生器４４はここから発生する基準電圧の周波数を変えることができるように構成されている。従って、インバータ動作を開始する時に、周波数を定格周波数に対しやや低い値からこれよりもやや高い値に向って変えることができる。例えば、基準電圧の周波数を定格周波数の−３％〜＋３％の範囲で変えることができる。これにより、インバータの周波数を商用電源の周波数に合わせるように変えることができる。

減算器４５の正入力端子は第１相基準電圧発生器４４に接続され、負入力端子はインバータ電圧検出回路９の第１相出力ライン２３aに接続されている。従って、減算器４５は第１相基準電圧からライン２３aの第１相出力電圧を減算した値を出力する。減算器４５に接続された増幅回路４６は減算器４５の出力を増幅又はレベル調整して交流電圧の波形情報と出力電圧調整情報とを含むインバータ用パルス幅制御指令信号を出力する。

比較波発生手段としての三角波発生器４７は、交流入力端子１aの交流電圧及び第１、第２及び第３相基準電圧の周波数よりも十分に高い繰返し周波数で三角波電圧を発生する。第１相回路４１の三角波発生器４７は、同期信号を与えるために第２及び第３相回路４２，４３にも接続されている。なお、三角波発生器４７の代わりに鋸波又はこれに類似の比較波を発生する回路を設けることができる。

PWM用比較器４８の一方の入力端子（負入力端子）は増幅回路４６に接続され、他方の入力端子（正の入力端子）は三角波発生器４７に接続されている。従って、PWM用比較器４８は三角波電圧とパルス幅制御指令信号とを比較して周知のPWM信号から成る第１相DC−AC変換用制御パルスを出力する。

第２相回路４２及び第３相回路４３は第１相回路４１と同様に形成されており、第２及び第３相DC−AC変換用制御パルスを送出する。なお、第２相回路４２及び第３相回路４３に対してライン２３b、２３cを介して図１の電源電圧検出回路６が接続されている。第１、第２及び第３相回路４１，４２，４３から出力される第１、第２及び第３相DC−AC変換用制御パルスは図３の選択接続手段３３を介して駆動回路３４に送られる。

図１の復電切換制御回路１０は、電源電圧検出回路６の出力ライン２２a、２２b、２２ｃとインバータ電圧検出回路９の出力ライン２３a、２３b、２３cとに接続されており、変換制御回路８に対して第１の復電切換制御ライン２６によってインバータ駆動とコンバータ駆動とを区別するための第１の復電切換制御信号を送り、第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃの駆動回路７に第２の復電切換制御ライン５０に第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃのオン・オフを示す第２の復電切換制御信号を送る。即ち、この復電切換制御回路１０は次の（１）〜（５）の機能を有する。
（１） 交流入力端子１a、１ｂ、１ｃの商用電圧（第１の交流電圧）が正常の時に第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃをオンに制御する指令を形成し、且つ双方向電力変換回路４をコンバータ駆動させるための指令を形成する機能。
（２） 第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃの商用電圧（第１の交流電圧）が異常の時に第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃをオフ制御する指令を形成し、且つインバータ電圧（第２の交流電圧）を得るように双方向電力変換回路４をインバータ駆動させるための指令を形成する機能。
（３） 第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃの商用電圧（第１の交流電圧）が異常状態から正常状態に戻った時に商用電圧の振幅及び位相がインバータ電圧の振幅及び位相を基準にして所定の近似範囲即ち許容範囲以内にあるか否かを判定する機能。
（４） 商用電圧の振幅及び位相がインバータ電圧に対して所定の近似範囲にあることを示す判定結果に基づいて双方向電力変換回路４のインバータ駆動を停止させる機能（インバータ停止制御機能）。
（５） 商用電圧の振幅及び位相がインバータ電圧に対して所定の近似範囲にあることを示す判定結果に基づいて第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃをオンに制御する機能（交流スイッチオン制御機能）。なお、第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２ｂ、２cのオン時点は、インバータ駆動の停止と同時、又はインバータ駆動の停止から第１の交流電圧の１／４サイクル以内（０〜１／４サイクルの間）の所定時間内、又は商用電圧が異常状態から正常状態に復電切換した時点からインバータ駆動のオフ時点までの間の任意の時点とすることができる。

図５は図１の復電切換制御回路１０の１例を詳しく示す。この図５の復電切換制御回路１０は、電源状態検出回路５２と、ＮＯＴ回路（反転回路）５３と、初期給電指令回路５４と、振幅及び位相判定手段５５と、ＡＮＤ回路５６、ＯＲ回路５７、RSフリップフロップ５８とから成る。電源状態検出回路５２は、図１の電源電圧検出回路６の出力ライン２２a、２２b、２２ｃの商用電圧が定格電圧を基準にした許容範囲（例えば−１０％〜＋１０％）内にあるか否かを示す信号を図８（A）に示すように２値信号で出力する。図８（A）のt２〜t3期間（低レベル期間）が商用電圧の異常期間を示している。電圧状態検出回路５２に接続されたＮＯＴ回路（反転回路）５３は図８（A）の電圧状態を示す信号の反転信号を図８（C）に示すように出力する。なお、ＮＯＴ回路（反転回路）５３と同様な機能を有するものを電圧状態検出回路５２内に設け、電圧状態検出回路５２から図８（C）に示す信号を出力させることもできる。また、電圧状態検出回路５２又はＮＯＴ回路（反転回路）５３に、図８（A）の電圧状態を示す信号の正常から異常への転換時点ｔ2に同期して図８（C）で点線で示すリセットトリガパルスを出力するトリガ回路を付加することができる。
初期給電指令回路５４は、商用電源から負荷１１への電力供給を開始する時に図８（B）に示す初期給電指令信号（起動パルス）を発生する。
振幅及び位相判定手段５５は、電源電圧検出回路６の第１及び第２の出力ライン２２a 、２２ｂとインバータ電圧検出回路９の第１及び第２の出力ライン２3a、２3ｂに接続され、商用電圧（第１の交流電圧）の振幅及び位相がインバータ電圧（第２の交流電圧）の振幅及び位相を基準に対して所定の近似範囲（許容範囲）内にあるか否かを判定し、図８（E）のｔ4時点に示す判定信号（パルス）を出力する。この振幅及び位相判定手段５５の詳細は後述する。
ＡＮＤ回路５６の一方の入力端子は電圧状態検出回路５２に接続され、他方の入力端子は振幅及び位相判定手段５５に接続されている。従って、電圧状態検出回路５２から正常を示す高信号が出力していると同時に振幅及び位相判定手段５５から近似範囲を示す高レベルの判定信号（パルス）が出力された時に、高レベルの判定信号（パルス）が次段のＯＲ回路５７に送られる。ＯＲ回路５７の一方の入力端子はＡＮＤ回路５６に接続され、他方の入力端子は初期給電指令回路５４に接続されている。このＯＲ回路５７は図８（B）に示す初期給電指令信号（起動パルス）と図８（Ｅ）に示す近似判定信号（パルス）との両方を通過させる。
ＲＳフリップフロップ５８のセット入力端子SはＯＲ回路５７に接続され、このリセット入力端子RはＮＯＴ回路５３に接続されている。ＲＳフリップフロップ５８の出力端子Qはバッフア回路５９ａを介して第１の復電切換制御ライン２６に接続されているていると共に、バッフア回路５９ｂを介して第２の復電切換制御ライン５０にも接続されている。ＲＳフリップフロップ５８は、図８（D）に示すようにｔ1時点でセット状態となり、ｔ2時点でリセット状態になり、ｔ4時点で再びセット状態になる。第１の復電切換制御ライン２６は図８（F）に示すようにｔ1〜ｔ2期間及びｔ4以後にコンバータ（CONV）駆動を示す高レベルになり、t２〜t４期間にインバータ（INV）駆動を示す低レベルになる。

図６は図５の振幅及び位相判定手段５５即ち振幅及び位相判定回路装置を詳しく示す。この振幅及び位相判定手段５５は、大別して第１及び第２の振幅及び位相判定回路６１、６２と論理積回路６３とから成る。第１の振幅及び位相判定回路６１は、第１相電源電圧検出ライン２２aに接続された第１の瞬時値検出手段６４aと、第１相インバータ電圧検出ライン２３aに接続された第２の瞬時値検出手段６５aとを有している。第１の瞬時値検出手段６４aは図７においてVb1（Va1）で示すような正弦波の振幅の瞬時値を一定のサンプリング周期Tcで順次に抽出し、これをディジタルデータに変換して第１の瞬時値A1を順次に得るものである。時間軸上に配置された第１の瞬時値A1は、振幅情報の他に第１相商用電圧（第１相交流電圧）の波形情報を含む。従って、第１の瞬時値A1によって第１相交流電圧（商用電圧）の振幅及び位相情報を得ることができる。第２の瞬時値検出手段６５aは、図７においてVb1（Va1）で示す正弦波の振幅の瞬時値を一定のサンプリング周期Tcで順次に抽出し、これをディジタルデータに変換して第２の瞬時値B1を順次に得るものである。時間軸上に順次に配置された第２の瞬時値B1は振幅情報の他に第１相インバータ電圧の波形情報を含む。従って、第２の瞬時値B1によって第１相インバータ電圧の振幅及び位相情報を得ることができる。図７では図示を簡略化するために商用電圧Vａ1とインバータ電圧Vｂ1とが同一の波形で示され、これ等の瞬時値A1、B1が同一の値で示されているが、両者は必ずしも一致せず、振幅及び位相に差を有する。

第２の瞬時値検出手段６５aに接続された第１の上限値演算手段６６aは、第２の瞬時値検出手段６５aから得られた第２の瞬時値B1に第１の所定値aを加算した値B1＋aから成る第１の上限値を演算で求めるものである。第１の上限値B1＋aは第２の瞬時値B1を第１の所定値aだけ上方にシフトした値であり、商用電圧Va1のインバータ電圧Vb1に対する近似範囲（許容範囲）の上限を決めるための値である。第２の瞬時値検出手段６５aに接続された第１の下限値演算手段６７aは、第２の瞬時値B1から第２の所定値ｂを減算した値B1−ｂから成る第１の下限値を演算で求めるものである。第１の下限値B1−ｂは第２の瞬時値B1を第２の所定値ｂだけ下側にシフトした値であり、商用電圧Va1のインバータ電圧Vb1に対する近似範囲（許容範囲）の下限を決めるための値である。各サンプリング時点で第１の上限値B1＋aと第１の下限値B1−ｂとを求めると、インバータ電圧Vb1を基準にした近似範囲（許容範囲）を特定することができる。この近似範囲は商用電圧Va1の振幅及び位相即ち波形がインバータ電圧Vb1の振幅及び位相即ち波形の近似範囲内にあるか否かを判定するために使用される。第１の所定値aは第２の所定値ｂと同一であることが望ましいが、異なる値であっても良い。第１及び第２の所定値a、ｂの好ましい値は、第２の瞬時値B1の１〜１０％の値である。例えば、第２の瞬時値B1が２７０Vであれば、第１及び第２の所定値a、ｂの好ましい範囲は２．７V〜２７Vである。本実施例では第１及び第２の所定値a、ｂが第２の瞬時値B1の１０％に決定されている。

第１の瞬時値検出手段６４aと第１の上限値演算手段６６aと第１の下限値演算手段６７aとに接続された第１の判定手段６８aは、商用電圧を示す第１の瞬時値A1が第１の上限値B1＋aと第１の下限値B1−ｂとの間の値であるか否かを判定する。即ち、A1が（B1−ｂ）＜A1＜（B1＋a）を満たす値であるか否かを判定する。第１の瞬時値A1が第１の上限値B1＋aと第１の下限値B1−ｂとの間の近似範囲（許容範囲）内にある場合は、微小時間幅において商用電圧Va1がインバータ電圧Vb1に同期又は同期に近い状態にあることを意味する。

第１の判定手段６８aに接続された第２の判定手段６９aは、第１の判定手段６８aから第１の瞬時値A1が所定の近似範囲内にあることを示す信号が所定回数連続的に発生したか否かを判定するものであり、カウンタ手段と比較手段とから成る。第２の判定手段６９aのカウンタ手段は、第１の瞬時値A1がB1−ｂからB1＋aの近似範囲内にあることを示す信号の発生回数を計数する。比較手段はカウンタ手段で計数した値が所定回数に達したら近似していることを示す近似判定信号（近似判定パルス）を出力する。第２の判定手段６９aにおける所定回数はインバータ電圧Vb1の正弦波の３０度〜３６０度に相当する時間幅（１．７mｓｅｃ〜０．０２ｓｅｃ）内のサンプリング回数の合計であることが望ましい。例えば、商用電圧Va1が連続的に３０度に相当する時間（１．７mｓｅｃ）以上近似範囲に入っていれば、商用電圧Va1の振幅及び位相がインバータ電圧Vb1の振幅及び位相に一致又は近い状態（短時間の一致状態）にあると見なすことができる。なお、第２の判定手段６９aに第１の判定手段６８aの出力を計数するカウンタを設ける代わりに、第２の判定手段６８aに例えば３０〜３６０度に相当する所定時間を計数するクロック（カウンタ）を設け、この所定時間中に第１の瞬時値A1が近似範囲（B1−ｂ〜B1＋a ）内にあることを示す信号が連続的に発生しているか否かを判定する手段を設けることができる。第１の瞬時値A1が近似範囲内にあることを示す信号のみが所定時間中に発生していれば、商用電圧Va1の振幅及び位相がインバータ電圧Vb1の振幅及び位相に一致又は近い状態にあることを意味する。

もし、商用電圧及びインバータ電圧が単相交流電圧の場合は、第１の振幅及び位相判定回路６１を設けるのみで一致又は一致に近い状態を判定することができる。しかし、図１の実施例では第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃに３相交流電圧が入力し、双方向電力変換回路４からは３相インバータ電圧が出力する。そこで、図６では第１及び第２の振幅及び位相判定回路６１、６２から電圧振幅及び位相が一致又は一致に近い状態を示す信号が同時に得られているか否かによって２つの３相交流の状態が判定されている。第２の振幅及び位相判定回路６２は、電源電圧検出回路６の第２相出力ライン２２ｂとインバータ電圧検出回路９の第２相出力ライン２３bとに接続され、第２相の商用電圧と第２相のインバータ電圧との振幅及び位相関係を第１の振幅及び位相判定回路６１と同様に判定する。更に詳細には、第１及び第２の振幅及び位相判定回路６１，６２において実質的に同一の機能を有する構成要素に同一の参照数字が付され、両者を区別するために第１の振幅及び位相判定回路６１の構成要素に添字aが付され、第２の振幅及び位相判定回路６２の構成要素に添字bが付されている。従って、第２の振幅及び位相判定回路６２の第３及び第４の瞬時値検出手段６４ｂ、６５ｂ、第２の上限値演算手段６６ｂ、第２の下限値演算手段６７b、第３及び第４の判定手段６８b、６９bは、第１の振幅及び位相判定回路６２の第１及び第２の瞬時値検出手段６４a、６５a、第１の上限値演算手段６６a、第１の下限値演算手段６７a、第１及び第２の判定手段６８a、６９aとそれぞれ同一に動作する。

論理積回路６３の一方の入力端子は第１の振幅及び位相判定回路６１の出力ラインに接続され、この他の入力端子は第２の振幅及び位相判定回路６２の出力ラインに接続されている。従って、第１相の商用電圧の振幅及び位相が第１相のインバータ電圧の振幅及び位相と一致又は近い状態にあり、同時に第２相の商用電圧の振幅及び位相が第２相のインバータ電圧の振幅及び位相と一致又は近い状態にある時にのみ論理積回路６４から３相商用電圧の振幅及び位相と３相インバータ電圧の振幅及び位相とが一致又は近い状態にあることを示す信号がライン６４に得られる。ライン６４の信号は図５のRSフリップフロップ５８のセット入力信号として使用される。

振幅及び位相判定手段５５を含む復電切換制御回路１０の第１の復電切換制御ライン２６はインバータ駆動停止制御手段としての機能を有し、図８（F）に示す第１の復電切換制御信号（切換指令）を伝送する。図８（F）に示す第１の復電切換制御信号（切換指令）がｔ4時点で低レベルから高レベルに転換すると、図３の選択切換手段３３の接点ｂがオフになり、代わって接点aがオンになり、インバータ制御が停止し、コンバータ制御になる。復電切換制御回路１０の第２の復電切換制御ライン５０は、図１の駆動回路７と共に交流スイッチ制御手段を構成している。第２の復電切換制御ライン５０に第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃをオンにすることを指令する信号が得られると、これが駆動回路７を介して第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２b、２cの制御端子に印加され、第１、第２及び第３の交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃがオンになり、第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃから負荷１１に商用電圧が供給され、同時に双方向電力変換回路４によって蓄電手段５が充電される。

本実施例は次の効果を有する。
（１） 本実施例では復電時にインバータ出力電圧を商用電圧に同期させるための制御を実行しないで、商用電圧の電圧振幅及び位相がインバータ電圧の電圧振幅及び位相と一致又は近い状態になった時にインバータ給電を停止し、代わって商用給電を開始する。このため、従来の同期合せをする方式に比べてインバータ給電の時間を短くすることができる。なお、商用電圧に対してインバータ電圧の同期合せを行わなくても、インバータ電圧の周波数は商用電圧の周波数に極めて近いので、図９に示すように商用電圧Va1の位相がインバータ電圧Vb1の位相と最初に不一致であっても、ｔ1〜ｔ2期間に示すように両者が近似範囲に入る時がある。従って、特別に同期合せをしなくとも商用電圧Va1がインバータ電圧Vb1を基準にして近似範囲に入り、図８（F）に示す同期状態に近いことを示す信号を得ることができる。上述のようにインバータ給電時間が短くなると、電気二重層コンデンサ又は蓄電池等から成る蓄電手段５のバックアップ容量を低減することができ、蓄電手段５の小型化を図ることができる。
（２） 振幅及び位相判定手段５５は、商用電圧（第１の交流電圧）Va1の瞬時値A1とインバータ電圧（第２の交流電圧）Vb1の瞬時値B1とを求め、瞬時値B1を基準にして上限値B1＋aと下限値B1−ｂとを求め、この上限値と下限値との間に商用電圧の瞬時値A1があるか否かによって商用電圧Va1とインバータ電圧Vb1との振幅及び位相関係を判定する方式であるので、両者の関係をディジタル的に容易且つ正確に判定することができる。
（３） ３相商用電圧の２つの相と３相インバータ電圧の２つの相とを比較して３相の同期状態を判定しているので、３相同期状態を正確に知ることができる。

図１０は実施例２に係わる電力供給装置における変形された第１相基準電圧発生器４４aを示す。実施例２の電力供給装置は、実施例１の図４における第１相基準電圧発生器４４と第２相及び第３相回路４２，４３に含まれている第２相及び第３相基準電圧発生器（図示せず）とを変形した他は、実施例１と同一に形成したものである。

図１０の第１相基準電圧発生器４４aは、強制同期化手段７１と基準電圧発生手段７２とを有している。強制同期化手段７１は、図１の電圧検出回路６の出力ライン２２aと基準電圧発生手段７２の出力ライン７２ａと図５の電源状態検出回路５２の出力ライン５２aに接続され、商用電源が正常に回復したことを示す電源状態検出回路５２の出力ライン５２aの信号に応答してライン５２aの商用電圧を示す信号とライン７２aのインバータ電圧を示す基準電圧との位相比較を行い、基準電圧の位相を商用電圧の位相に強制的に合わせるための信号を作成し、基準電圧発生手段７２に送る。なお、強制同期は、一般の位相合せよりも速い例えば１０c／s／secで行う。これにより、基準電圧発生手段７２から発生する基準電圧及びインバータ電圧の位相は、商用電圧の位相に迅速に近づく。本発明では、上記の強制同期化と共に実施例１と同様に図５の振幅及び位相判定手段５５によって商用電圧とインバータ電圧との振幅及び位相（波形）を比較し、図６のライン６４に図８（E）のパルスが得られた時に図１の双方向電力変換回路４のインバータ動作を停止し、交流スイッチ２a、２b、２cをオンにする。この実施例によれば、インバータ給電から商用給電への切換をより迅速に行うことができる。

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）図３に示す選択接続手段３３を設ける代わりに、鎖線で示すように第１の復電切換制御ライン２６をAC−DC変換制御回路３１とDC−AC変換制御回路３２とに接続し、第１の復電切換制御ライン２６が第１の電圧レベル（例えば高レベル）の時にAC−DC変換制御回路３１によって双方向電力変換回路４をコンバータ動作させ、第１の復電切換制御ライン２６が第２の電圧レベル（例えば低レベル）の時にDC−AC変換制御回路３２によって双方向電力変回路４をインバータ動作させることができる。
（２） 双方向電力変換回路４の代わりに蓄電手段５と交流出力端子３a、３ｂ、３ｃとの間にインバータ回路（DC−AC変換回路）を接続し、蓄電手段５に充電回路を接続することができる。この充電回路は、交流入力端子１a、１ｂ、１ｃ又は交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃと蓄電手段５との間に接続したコンバータ回路（AC−DC変換回路）又は整流回路で形成する。
（３） 電源電圧検出回路６及びインバータ電圧検出回路９を３相の各線間電圧を検出する回路に置き換えることができる。
（４） 図１の復電切換制御回路１０にインバータ電圧検出回路９の出力ライン２３a、２３b、２３ｃを接続する代わりに、図４に示す第１、第２及び第３相回路４１、４２、４３の第１相基準電圧発生器４４、第２及び第３相電圧基準電圧発生器（図示せず）の出力ラインの信号（正弦波データ）又は第１相のPWM用比較器４８の一方の入力端子（負入力端子）、第２及び第３相のPWM用比較器（図示せず）の一方の入力端子の信号（正弦波データ）を入力させることができる。
（５） 電源電圧検出回路６及びインバータ電圧検出回路９をディジタル値の検出電圧を出力するように構成することができる。また、変換制御回路８及び復電切換制御回路１０の一部又は全部をディジタル回路またはアナログ回路で構成することができる。
（６） 単相交流電力供給回路にも本発明を適用することができる。
（７）負荷１１に対する給電を補助するためのスイッチを付加するができる。例えば、交流入力端子1a、１ｂ、１ｃと交流出力端子３a、３b、３ｃとの間にバイパススイッチを付加すること、交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃと双方向電力変換回路４との相互接続点と交流出力端子３a、３b、３ｃとの間に出力スイッチを付加すること、交流入力端子１a、１ｂ、１ｃと交流スイッチ２a、２ｂ、２ｃとの間に入力スイッチを付加することができる。
（８）図７において全サンプリング時点のデータを使用しないで間欠的にデータを使用することができる。例えば、０、１８０、３６０度のデータを振幅及び位相判定から除外することができる。
（９） 図５の振幅及び位相判定手段を図１に示す電力供給装置以外の交流回路における第１及び第２の交流電圧の振幅及び位相判定にも使用することができる。

実施例１の電力供給装置を示す回路図である。 図１の双方向電力変換回路を詳しく示す回路図である。 図１の変換制御回路を詳しく示すブロック図である。 図３のDC−AC変換制御回路を詳しく示す回路図である。 図１の給電転換制御回路を詳しく示す回路図である。 図５の振幅及び位相判定手段を詳しく示すブロック図である。 図６の各部の状態を説明的に示す波形図である。 図５のＡ〜Ｆ点の状態を示す波形図である。 商用電圧Ｖａ１とインバータ電圧Ｖｂ１との位相関係を説明的に示す波形図である。 実施例２の第１相基準電圧発生器を示すブロック図である。

符号の説明

１ａ、１ｂ、１ｃ 交流入力端子
２ａ、２ｂ、２ｃ 交流スイッチ
３ａ、３ｂ、３ｃ 交流出力端子
４ 双方向電力変換器
５ 蓄電手段
８ 変換制御回路
１０ 復電切換制御回路
５５ 振幅及び位相判定手段

Claims (10)

1. 第１の交流電圧を入力させるための交流入力端子と、
   負荷を接続するための交流出力端子と、
   前記第１の交流電圧を前記負荷に選択的に供給するために前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続された交流スイッチと、
   直流電圧を供給するための蓄電手段と、
   第２の交流電圧を得るために前記蓄電手段と前記交流出力端子との間に接続された直流―交流変換回路と、
   前記直流―交流変換回路に接続され且つ前記直流―交流変換回路を直流―交流変換動作させる機能と前記直流―交流変換回路から前記交流出力端子に前記第２の交流電圧を選択的に供給する機能とを有している変換制御回路と、
   前記負荷に対して前記直流―交流変換回路から得られた前記第２の交流電圧を供給している第１の状態から前記交流入力端子の前記第１の交流電圧を前記負荷に供給する第２の状態への復電切換制御するための復電切換制御手段と
   を備えた電力供給装置であって、
   前記復電切換制御手段は、前記第１の交流電圧（Ｖａ１）の振幅及び位相が前記第２の交流電圧（Ｖｂ１）の振幅及び位相を基準にした所定の近似範囲に入っているか否かを判定して近似判定信号を出力する振幅及び位相判定手段と、前記振幅及び位相判定手段から得られた前記近似判定信号に応答して前記変換制御回路を前記直流−交流変換回路から前記交流出力端子への前記第２の交流電圧の供給を停止させる停止制御手段と、前記近似判定信号に応答して前記交流スイッチをオン状態に制御する交流スイッチ制御手段とを備えていることを特徴とする電力供給装置。
2. 前記振幅及び位相判定手段は、
   所定のサンプリング周期で前記第１の交流電圧（Ｖａ１）の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第１の瞬時値（Ａ1）を求める第１の瞬時値検出手段と、
   前記所定のサンプリング周期で前記第２の交流電圧（Ｖｂ１）の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第２の瞬時値（Ｂ1）を求める第２の瞬時値検出手段と、
   前記第２の瞬時値検出手段から得られた前記第２の瞬時値（Ｂ1）に第１の所定値（ａ）を加算して前記近似範囲の上限値（Ｂ1＋ａ）を求める上限値演算手段と、
   前記第２の瞬時値（Ｂ1）から第２の所定値（ｂ）を減算して前記近似範囲の下限値（Ｂ1−ｂ）を求める下限値演算手段と、
   前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記近似範囲の前記上限値（Ｂ1＋ａ）と前記下限値（Ｂ1−ｂ）との間の値であるか否かを判定する第１の判定手段と、
   前記第１の判定手段から得られた前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記近似範囲に含まれていることを示す信号が所定回数又は所定時間得られたか否かを判定し、前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記近似範囲に含まれていることを示す信号が前記所定回数又は所定時間得られた時に前記第１の交流電圧が前記第２の交流電圧の電圧と同一又は近似していることを示す近似判定信号を出力する第２の判定手段とから成ることを特徴とする請求項１記載の電力供給装置。
3. 前記交流スイッチ制御手段は、前記第２の交流電圧の供給停止時点と同時又は該供給停止時点から前記第１の交流電圧の１／４サイクル以内の時点に前記第１の交流電圧の供給を開始するように前記交流スイッチをオン制御する回路から成ることを特徴とする請求項１又は２記載の電力供給装置。
4. 前記停止制御手段は、前記交流スイッチによって前記第１の交流電圧の供給が開始された時点から所定時間後に前記第２の交流電圧の供給を停止する手段から成ることを特徴とする請求項１又は２記載の電力供給装置。
5. 前記交流入力端子は前記第１の交流電圧としての第１の３相交流電圧を入力させるものであり、
   前記直流―交流変換回路は、前記第２の交流電圧としての第２の３相交流電圧を出力するものであり、
   前記復電切換制御手段は、前記第１の３相交流電圧の第１の相電圧又は第１の線間電圧の振幅及び位相が前記第２の３相交流電圧の第１の相電圧又は第１の線間電圧の振幅及び位相を基準にした所定の近似範囲に入っているか否かを判定して第１の近似判定信号を出力する第１の振幅及び位相判定手段と、前記第１の３相交流電圧の第２の相電圧又は第２の線間電圧の振幅及び位相が前記第２の３相交流電圧の第２の相電圧又は第２の線間電圧の振幅及び位相を基準にした所定の近似範囲に入っているか否かを判定して第２の近似判定信号を出力する第２の振幅及び位相判定手段と、前記第１の振幅及び位相判定手段から前記第１の近似判定信号が出力されていると同時に前記第２の振幅及び位相判定手段から前記第２の近似判定信号が出力された時に前記第１の３相交流電圧の振幅及び位相が前記第２の３相交流電圧の振幅及び位相に近似していることを示す信号を出力する論理回路手段とから成ることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１つに記載の電力供給装置。
6. 更に、前記蓄電手段を前記交流入力端子の前記第１の交流電圧を直流電圧に変換して充電する手段を有していることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１つに記載の電力供給装置。
7. 前記変換制御回路は、前記第１の状態から前記第２の状態に復電切換させる時に、前記直流―交流変換回路から得られる前記第２の交流電圧を前記第１の交流電圧に強制的に同期させる手段を有していることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１つに記載の電力供給装置。
8. 第１の交流電圧の振幅及び位相が第２の交流電圧の振幅及び位相を基準にした所定の近似範囲に入っているか否かを判定する振幅及び位相判定回路装置であって、
   所定のサンプリング周期で前記第１の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第１の瞬時値（Ａ１）を求める第１の瞬時値検出手段と、
   前記所定のサンプリング周期で前記第２の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第２の瞬時値（Ｂ1）を求める第２の瞬時値検出手段と、
   前記第２の瞬時値検出手段から得られた前記第２の瞬時値（Ｂ1）に第１の所定値（ａ）を加算して前記近似範囲の上限値（Ｂ1＋ａ）を求める上限値演算手段と、
   前記第２の瞬時値（Ｂ1）から第２の所定値（ｂ）を減算して前記近似範囲の下限値（Ｂ1−ｂ）を求める下限値演算手段と、
   前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記近似範囲の前記上限値（Ｂ1＋ａ）と前記下限値（Ｂ1−ｂ）との間の値であるか否かを判定する第１の判定手段と、
   前記第１の判定手段から得られた前記第１の瞬時値（Ａ1.）が前記近似範囲に含まれていることを示す信号が所定回数又は所定時間得られたか否かを判定し、前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記近似範囲に含まれていることを示す信号が前記所定回数又は所定時間得られた時に前記第１の交流電圧が前記第２の交流電圧と同一又は近似していることを示す近似判定信号を出力する第２の判定手段と、
   から成る振幅及び位相判定回路装置。
9. 第１の３相交流電圧の第１相電圧又は第１の線間電圧から成る第１の交流電圧の振幅及び位相が第２の３相交流電圧の第２相電圧又は第２の線間電圧から成る第２の交流電圧の振幅及び位相を基準にした第１の近似範囲に入っているか否かを判定する第１の振幅及び位相判定手段と、前記第１の３相交流電圧の第２相電圧又は第２の線間電圧から成る第３の交流電圧の振幅及び位相が前記第２の３相交流電圧の第２相電圧又は第２の線間電圧から成る第４の交流電圧の振幅及び位相を基準にした第２の近似範囲に入っているか否かを判定する第２の振幅及び位相判定手段と、前記第１の振幅及び位相判定手段から前記第１の交流電圧が前記第１の近似範囲に入っていることを示す第１の近似判定信号が得られていると同時に前記第２の振幅及び位相判定手段から前記第３の交流電圧が前記第２の近似範囲に入っていることを示す第２の近似判定信号が得られた時に、振幅及び位相において前記第１の３相交流電圧は前記第２の３相交流電圧と同一又は近似していることを示す信号を出力する手段とから成ることを振幅及び位相判定回路装置。
10. 前記第１の振幅及び位相判定手段は、所定のサンプリング周期で前記第１の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第１の瞬時値（Ａ1）を求める第１の瞬時値検出手段と、前記所定のサンプリング周期で前記第２の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第２の瞬時値（Ｂ1）を求める第２の瞬時値検出手段と、前記第２の瞬時値検出手段から得られた前記第２の瞬時値（Ｂ1）に第１の所定値（ａ）を加算して前記第１の近似範囲の上限値（Ｂ1＋ａ）を求める第１の上限値演算手段と、前記第２の瞬時値（Ｂ1）から第２の所定値（ｂ）を減算して前記第１の近似範囲の第１の下限値（Ｂ1−ｂ）を求める第１の下限値演算手段と、前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記第１の近似範囲の前記第１の上限値（Ｂ1＋ａ）と前記第１の下限値（Ｂ1−ｂ）との間の値であるか否かを判定する第１の判定手段と、前記第１の判定手段から得られた前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記第１の近似範囲に含まれていることを示す信号が所定回数又は所定時間得られたか否かを判定し、前記第１の瞬時値（Ａ1）が前記第１の近似範囲に含まれていることを示す信号が前記所定回数又は所定時間得られた時に前記第１の交流電圧が前記第２の交流電圧と同一又は近似状態にあることを示す信号を出力する第２の判定手段とから成り、
    前記第２の振幅及び位相判定手段は、前記所定のサンプリング周期で前記第３の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第３の瞬時値（Ａ2）を求める第３の瞬時値検出手段と、前記所定サンプリング周期で前記第４の交流電圧の瞬時値を抽出してディジタル値から成る第４の瞬時値（Ｂ2）を求める第４の瞬時値検出手段と、前記第４の瞬時値検出手段から得られた前記第４の瞬時値（Ｂ2）に第３の所定値（ａ´）を加算して前記第２の近似範囲の上限値（Ｂ2＋ａ´）を求める第２の上限値演算手段と、前記第４の瞬時値（Ｂ2）から第４の所定値（ｂ´）を減算して前記第２の近似範囲の第２の下限値（Ｂ2−ｂ´）を求める第２の下限値演算手段と、前記第３の瞬時値（Ａ2）が前記第２の近似範囲の前記第２の上限値（Ｂ2＋ａ´）と前記第２の下限値（Ｂ2−ｂ´）との間の値であるか否かを判定する第３の判定手段と、前記第３の判定手段から得られた前記第３の瞬時値（Ａ2）が前記第２の近似範囲に含まれていることを示す信号が所定回数又は所定時間得られたか否かを判定し、前記第３の瞬時値（Ａ2）が前記第２の近似範囲に含まれていることを示す信号が前記所定回数又は所定時間得られた時に振幅及び位相において前記第３の交流電圧が前記第４の交流電圧と同一又は近似状態にあることを示す信号を出力する第４の判定手段とから成ることを特徴とする請求項９記載の振幅及び位相判定回路装置。

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