JP2009122092A

JP2009122092A - 流速計及び流量計

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Publication number: JP2009122092A
Application number: JP2008266406A
Authority: JP
Inventors: Osamu Kimura; 修木村; Yoshimitsu Kaneoka; 佳充金岡
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2007-10-25
Filing date: 2008-10-15
Publication date: 2009-06-04

Abstract

【課題】流体の流速乃至流量の高精度な測定を実現できる流速計及び流量計を提供する。
【解決手段】流体の流路上に間隔をおいて配置したヒータ３３および温度センサ３５を有する流速センサ３と、ヒータ３３に一定の周期で電圧が変化する周期電圧波形の駆動信号を入力する駆動手段５と、駆動信号と温度センサ３５から出力される流速信号との位相差を検出し、検出した位相差から流速を算出する演算手段とを備えた流速計において、ヒータ３３に入力される駆動信号をＡＤ変換する第１のＡＤ変換手段９と、温度センサ３５から出力される流速信号をＡＤ変換する第２のＡＤ変換手段８とをさらに備え、演算手段は、第１および第２のＡＤ変換手段９，８からの出力をＦＦＴ演算して位相差を検出し、検出した位相差から、流路を流れる流体の流速を算出するデジタルシグナルプロセッサ１０またはフィールドプログラマブルゲートアレイ１５で構成されている。
【選択図】図２

Description

本発明は、ガス等の流体の流速乃至流量をその流路上において測定する流速計及び流量計に関するものである。

例えばガス等の流体の流量を流路上において測定する際に、既知の流路断面積に乗じて流量を求めるのに必要な、流路を流れる流体の速度を検出する技術として、流路上に配置したヒータを交流信号により通電駆動し、このヒータから流路における流体の流れ方向に間隔をおいて配置した温度センサが、ヒータから放出される熱の伝搬速度に応じて出力する交流信号と、ヒータの通電駆動に用いる交流信号との位相差を求める方法が知られている（例えば特許文献１）。

図１６は、従来の流速検出回路の構成例を示す回路図である。図１６において、配管２０内のガス流路２１中にヒータ２２と温度センサ２４が所定の間隔をおいて配置されている。ドライバ２３からヒータ２２に、図１７に示すようなオフセットを掛かけた正電位側だけで変化する正弦波信号を入力すると、ガス流速Ｖによる影響で、位相がΔｔだけずれ、同様に正電位側だけで変化する正弦波信号が温度センサ２４より出力される。この位相Δｔを計測することにより、ガス流速を検出し、演算制御回路で流量に換算し、出力する。

ヒータ２２と温度センサ２４の正弦波信号は、それぞれ、ドライバ２３、センサ回路２５により増幅され、零点検出回路２６，２７のカップリングコンデンサ２６ａ，２７ａにより図１８に示すように、正電位および負電位が交互する交流の正弦波信号に整形される。整形された交流の正弦波信号は、零点検出回路２６，２７のゼロクロスコンパレータ２６ｂ，２７ｂにより、図１８に示す零点検出回路出力の矩形波に整形される。ヒータ２２と温度センサ２４の、矩形波の立ち上がりエッジ間を演算制御回路２８でカウントすることにより、流速に対応する値が検出される。検出した値を演算制御回路２８で流量に換算し、出力する。
特開平５−２６４５６７号公報

しかしながら、上述の流速検出回路では、配管２０内のガス流速は、脈動や乱流により変動しており、温度センサ２４が検出する正弦波信号は、図１９の温度センサ出力波形に示すように歪んでいる。そのため、温度センサ２４側の零点検出回路２７の出力は、図１９の温度センサ零点検出回路出力に示すように、正弦波の零点以外の所で立ち上がり、位相差を検出することができないという問題がある。

また、配管２０内に脈動、乱流等がない場合でも、温度センサ２４が検出した正弦波信号を拡大すると、図２０（Ｂ）の温度センサ出力波形拡大図に示すように、ゼロクロス点付近（円で囲んだ部分）で電気ノイズが重畳されている。そのため、零点検出回路２７のゼロクロスコンパレータ２７ｂはチャタリングを起こし、温度センサ零点検出回路出力の矩形波は、その立ち上がり部分（楕円で囲んだ部分）で図２０（Ｃ）の温度センサ零点検出回路出力拡大図に示すような波形を出力し、正確な位相差を検出することができないという問題がある。

また、上記の問題を解決するために、センサ回路２５とドライバ２３内にそれぞれ、バ
ンドパスフィルタを挿入しても、脈動や乱流等による波形の歪みは取りきれなく、正確な位相差を検出することは難しい。

また、バンドパスフィルタ等の電子備品は、高精度で高価な部品で構成する必要があるため、コストが高くなってしまう。

また、バンドパスフィルタを構成するコンデンサ等の電子部品の温度による特性変動は無視できなく、電子回路の周囲温度の変動による検出位相差の誤差が大きい。

また、零点検出回路２６，２７を構成するカップリングコンデンサ２６ａ，２７ａの特性が、検出する位相差に大きく影響し、カップリングコンデンサ２６ａ，２７ａの温度特性が、大きく検出誤差として現れる。

本発明は上記事情に鑑みなされたもので、本発明の目的は、配管内の脈動や乱流等による流速検出信号の波形の歪みの影響をなくした高精度な測定を実現できる流速計及び流量計を提供することにある。

請求項１に記載した本発明の流速計は、被測定対象の流体の流路上に配置したヒータと前記流路における流体の流れ方向に前記ヒータから間隔をおいて配置した温度センサを有する流速センサと、前記ヒータに一定の周期で電圧が変化する周期電圧波形の駆動信号を入力する駆動手段と、前記駆動信号と前記温度センサから出力される前記駆動信号の周期電圧波形を有する流速信号との位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出する演算手段とを備えた流速計において、前記ヒータに入力される前記駆動信号をＡＤ変換する第１のＡＤ変換手段と、前記温度センサから出力される前記流速信号をＡＤ変換する第２のＡＤ変換手段とをさらに備え、前記演算手段は、前記第１および第２のＡＤ変換手段からの出力をフーリエ変換演算して前記位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出するデジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイで構成されていることを特徴とする。

請求項２に記載した本発明の流速計は、被測定対象の流体の流路上に配置したヒータと前記流路における流体の流れ方向に前記ヒータから間隔をおいて配置した温度センサを有する流速センサと、前記ヒータに一定の周期で電圧が変化する周期電圧波形の駆動信号を入力する駆動手段と、前記駆動信号と前記温度センサから出力される前記駆動信号の周期電圧波形を有する流速信号との位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出する演算手段とを備えた流速計において、前記ヒータに入力される前記駆動信号をＡＤ変換する第１のＡＤ変換手段と、前記温度センサから出力される前記流速信号をＡＤ変換する第２のＡＤ変換手段とをさらに備え、前記演算手段は、前記第１および第２のＡＤ変換手段からの出力をフーリエ変換演算して前記位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出するマイコンで構成され、前記第１および第２のＡＤ変換手段は、前記マイコンに内蔵されていることを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２に記載の流速計において、前記演算手段は、前記第１および第２のＡＤ変換手段からの前記周期の複数倍分の出力を同期加算し、それをフーリエ変換演算して前記駆動信号と前記流速信号との位相差を検出し、該検出した位相差から前記流路を流れる流体の流速を算出する手段であることを特徴とする。

また、請求項４に記載した本発明の流速計は、被測定対象の流体の流路上に配置したヒータと前記流路における流体の流れ方向に前記ヒータから間隔をおいて配置した温度センサを有する流速センサと、前記ヒータに一定の周期で電圧が変化する周期電圧波形の駆動信号を入力する駆動手段と、前記駆動信号と前記温度センサから出力される前記駆動信号の周期電圧波形を有する流速信号との位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出する演算手段とを備えた流速計において、前記温度センサから出力される前記流速信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記駆動信号をデジタルデータで記憶する記憶手段を内蔵し、前記記憶手段に記憶されている前記デジタルデータを出力すると共に、前記ＡＤ変換手段からの出力を前記デジタルデータの出力と同期して取り込む前記演算手段としてのデジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイと、前記デジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイから出力される前記デジタルデータをＤＡ変換して、前記ヒータへ前記駆動信号として供給する前記駆動手段としてのＤＡ変換手段とを備え、前記デジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイは、取り込んだ前記第ＡＤ変換手段からの出力をフーリエ変換演算して前記位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出することを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項４に記載の流速計において、前記デジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイは、取り込んだ前記第ＡＤ変換手段からの前記周期の複数倍分の出力を同期加算し、それをフーリエ変換演算して前記位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出するように構成されていることを特徴とする。

また、請求項６に記載した本発明の流量計は、請求項１〜５の何れか１項に記載の流速計を備え、前記流速計により算出された前記流路を流れる流体の流速と前記流路の既知の断面積とを用いて前記流路を流れる流体の流量を測定することを特徴とする。

請求項１に記載した本発明の流速計によれば、デジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイを演算手段として用い、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、離散フーリエ変換、等の各種フーリエ変換演算により、ヒータに印加する駆動信号の基本周波数成分の位相だけを検出するため、配管内の脈動や乱流等による正弦波形の歪みの影響を全く受けることがなく、また、電気ノイズ成分を完全にカットして高精度に流量を計測することができる。また、フーリエ変換演算により位相を検出するため、ヒータへの駆動信号と温度センサからの流速信号との位相差を高分解能、高精度に検出することができる。また、フーリエ変換演算により位相を検出するため、電子部品の特性の影響を受けず、電子回路の温度特性の影響のない高精度の流量計側ができる。さらに、電子回路の部品を安価な部品で構成することができるため、低コストで実現できる。

請求項２に記載した本発明の流速計によれば、演算手段としてＡＤ変換手段およびＤＡ変換手段が内蔵されたマイコンを用いて、デジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイを用いた場合と同様の高精度の結果を得ることができ、外付け部品の少ない小型回路を低コストで実現することがことができる。

請求項３に記載の発明によれば、請求項１又は２に記載の発明の効果に加え、第１および第２のＡＤ変換手段からの前記周期の複数倍分の出力を同期加算することにより、ランダムノイズやスパイクノイズをキャンセルした後、それをフーリエ変換演算して駆動信号と流速信号との位相差を検出するようにしたことから、脈動や乱流による変動の影響を受けて流速信号にスパイクノイズやランダムノイズ等が乗っても、それらのノイズの影響を減少することができるため、計測誤差を低減させることができる。よって、スパイクノイズやランダムノイズによる計測誤差を低減することができる流速計を提供することができる。

請求項４に記載した本発明の流速計によれば、デジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイを演算手段として用い、フーリエ変換演算により、ヒータに印加する駆動信号の基本周波数成分の位相だけを検出するため、配管内の脈動や乱流等による正弦波形の歪みの影響を全く受けることがなく、また、電気ノイズ成分を完全にカットして高精度に流量を計測することができる。また、高価な駆動回路を別途用意する必要がなく、コストダウンが図れる。また、フーリエ変換としてＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算を用いることで、ＦＦＴ演算が温度センサから出力される流速信号データのみで済むため、処理スピードを速くすることができる。また、窓関数が不要となり、基本周波数での精度の高い位相差抽出ができる。また、フーリエ変換演算により位相を検出するため、ヒータへの駆動信号と温度センサからの流速信号の位相差を高分解能、高精度に検出することができる。また、フーリエ変換演算により位相を検出するため、電子部品の特性の影響を受けず、電子回路の温度特性の影響のない高精度の流量計側ができる。さらに、電子回路の部品を安価な部品で構成することができるため、低コストで実現できる。

請求項５に記載の発明によれば、請求項４に記載の発明の効果に加え、第１および第２のＡＤ変換手段からの前記周期の複数倍分の出力を同期加算することにより、ランダムノイズやスパイクノイズをキャンセルした後、それをフーリエ変換して駆動信号と流速信号との位相差を検出するようにしたことから、脈動や乱流による変動の影響を受けて流速信号にスパイクノイズやランダムノイズ等が乗っても、それらのノイズの影響を減少することができるため、計測誤差を低減させることができる。よって、スパイクノイズやランダムノイズによる計測誤差を低減することができる流速計を提供することができる。

請求項６に記載した本発明の流量計によれば、請求項１〜５の何れか１項に記載の流速計によって高精度で測定された、流路を流れる流体の流速を用いて、流路を流れる流体の流量を高精度で計測することができる。

以下、本発明による流量計の実施形態を、流速計の実施形態と共に、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）まず、本発明による流速計を適用した本発明の実施形態に係るガス流量計において使用されるフローセンサ（請求項の流速センサに相当）の概略構成について、図１を参照して説明する。

図１中のフローセンサ３は、たとえば特開平９−２５７８２１号公報において図１を参照して説明されているような、Ｓｉ基板３１上にマイクロヒータ３３（請求項中のヒータに相当）及びサーモパイル３５（請求項中の温度センサに相当）を形成して構成されたものであり、ガス（請求項中の被測定対象の流体に相当）の流路Ｓ上に、マイクロヒータ３３が流体の流れ方向における上流側に、サーモパイル３５が下流側に位置するように配置されている。

このフローセンサ３では、マイクロヒータ３３を駆動信号により通電駆動することでマイクロヒータ３３が熱を放出し、マイクロヒータ３３から伝達された熱の温度に応じた起電力がサーモパイル３５に発生し、この起電力がサーモパイル３５から、流路Ｓを流れるガスの流量に応じた流速信号として出力されるように構成されている。

次に、上述したフローセンサ３を用いて流路Ｓを流れるガスの流量を測定する、本発明の第１の実施形態に係るガス流量計の概略構成について、図２のブロック図を参照して説明する。

図２に示す第１実施形態のガス流量計１は、フローセンサ３と、マイクロヒータ３３を正弦波状の駆動信号により通電駆動させる駆動回路５（請求項中の駆動手段に相当）と、サーモパイル３５から出力される流速信号を増幅するアンプ７と、アンプ７によって増幅された流速信号をＡＤ変換するＡＤ変換器（以下、ＡＤＣという）８（請求項中の第２のＡＤ変換手段に相当）と、駆動回路５の駆動信号をＡＤ変換するＡＤＣ９（請求項中の第１のＡＤ変換手段に相当）と、ＡＤＣ８，９から入力されるデジタル信号を演算処理するデジタルシグナルプロセッサ（以下、ＤＳＰという）１０（請求項中の演算手段に相当）とを備えている。

なお、駆動回路５は、たとえば図３の回路図で示すように、水晶発振器５１の発振周波数に応じた正弦波の信号を、その振幅の全幅にわたって正電位（又は負電位）となるように、後段のアンプ５３によりオフセット（直流シフト）させて、この正電位（又は負電位）の正弦波による信号を、駆動信号として出力するように構成されている。

以上の構成による第１の実施形態のガス流量計１では、駆動回路５から出力されるオフセットの掛かった正弦波信号をマイクロヒータ３３に入力すると、サーモパイル３５から、流速に応じて図４に示すように位相がΔφだけずれた正弦波形を有する正弦波信号が流速信号として出力される。サーモパイル３５からの正弦波信号は、振幅が小さいため、アンプ７により増幅される。

マイクロヒータ３３に入力される正弦波信号と、サーモパイル３５からの出力をアンプ７により増幅した正弦波信号は、それぞれ、ＡＤＣ８およびＡＤＣ９により標本化され、デジタル信号としてＤＳＰ１０に取り込まれる。

図５は、ＤＳＰ１０における処理を示すフローチャートである。ガス流量計の電源オンにより、まずＤＳＰ１０のイニシャライズを行い（ステップＳ１）、次に、後述のステッ
プＳ４〜Ｓ１５を無限に繰り返す無限ループを開始し（ステップＳ２）、次にステップＳ４〜Ｓ５をＮサイクル繰り返す処理を開始し（ステップＳ３）、次にＡＤ変換されたマイクロヒータ３３に入力される正弦波信号およびサーモパイル３５から出力され増幅された正弦波信号を数サイクル分ＡＤ変換して取り込む（ステップＳ４およびＳ５）。

次に、ステップＳ４〜Ｓ５をＮサイクル繰り返した後に、繰り返し処理の終了を指定し（ステップＳ６）、次に、取り込んだマイクロヒータ３３への正弦波信号とサーモパイル３５からの正弦波信号の離散波形に、それぞれ、適当な窓関数を掛ける（ステップＳ７およびＳ８）。なお、正確にＮサイクルの正弦波をＦＦＴ演算して位相を算出できる場合、窓関数は、矩形窓を使用した方が精度が向上する為、ステップＳ７およびＳ８の窓掛け処理は行わない。次に、窓掛けを行った上記２つの離散波形を、それぞれＦＦＴ（フーリエ変換）演算する（ステップＳ９およびＳ１０）。

次に、それぞれ、ＦＦＴ演算を行った結果を用いて、それぞれ、マイクロヒータ３３への駆動信号とサーモパイル３５からの流速信号の基本周波数成分の実数部と虚数部から位相角を求める（ステップＳ１１およびＳ１２）。

以下に、ＦＦＴ演算式を示す。

以下に、ＦＦＴ演算から位相角を算出する式を示す。

次に、求めたサーモパイル３５からの流速信号の位相角からマイクロヒータ３３への駆動信号の位相角を減算し、位相差を求める（ステップＳ１３）。次に、求めた位相差に対応する流量を算出する（ステップＳ１４）。次に、算出した流量を出力し（ステップＳ１５）、ステップＳ４〜Ｓ１５を無限に繰り返す（ステップＳ１６）。

このように、第１の実施形態によれば、ＦＦＴ演算により、マイクロヒータ３３に印加する正弦波信号の基本周波数成分の位相だけを検出するため、配管内の脈動や乱流等による正弦波形の歪みの影響を全く受けることがなく、また、電気ノイズ成分を完全にカットして高精度に流量を計測することができる。

また、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算により位相を検出するため、マイクロヒータ３３への正弦波信号とサーモパイル３５からの正弦波信号の位相差を高分解能、高精度に検出することができる。また、ＦＦＴ演算により位相を検出するため、電子部品の特性の影響を受けず、電子回路の温度特性の影響のない高精度の流量計側ができる。さらに、電子回路の部品を安価な部品で構成することができるため、低コストで実現できる。

（第２の実施形態）次に、本発明の第２の実施形態に係るガス流量計の概略構成について、図６のブロック図を参照して説明する。

図６に示す第２の実施形態のガス流量計１Ａは、図２に示す第１の実施形態におけるＤＳＰ１０に代えてＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array ）（フィールドプログ
ラマブルゲートアレイ）１１を備えている。ＦＰＧＡ１１は、ＦＦＴ演算部１１ａ、制御ロジック部１１ｂおよびＵＡＲＴ部１１ｃを含む。

ＦＰＧＡ１１は、ＤＳＰ１０と同様に、マイクロヒータ３３に入力される正弦波信号およびサーモパイル３５から出力され増幅された正弦波信号をそれぞれ数サイクル分ＡＤＣ８，９でＡＤ変換して取り込み、ＦＦＴ演算部１１ａでＦＦＴ演算して位相差を求め、求めた位相差に対応する流量を算出する。算出した流量信号を、ＵＡＲＴ部１１ｃから出力する。

この第２の実施形態によれば、ＦＰＧＡ１１を用いて第１の実施形態と同様の高精度の結果を高速で得ることができる。

（第３の実施形態）次に、本発明の第３実施形態に係るガス流量計の概略構成について、図７のブロック図を参照して説明する。

図７に示す第３の実施形態のガス流量計１Ｂは、図２に示す第１の実施形態におけるＡＤＣ８、ＡＤＣ９およびＤＳＰ１０に代えて、汎用マイコン１２を備えている。汎用マイコン１２は、アンプ７によって増幅された流速信号をＡＤ変換するＡＤＣ部１２ａと、駆動回路５の駆動信号をＡＤ変換するＡＤＣ部１２ｂと、ＵＡＲＴ部１２ｃを含む。

汎用マイコン１２は、ＤＳＰ１０と同様に、マイクロヒータ３３に入力される正弦波信号およびサーモパイル３５から出力され増幅された正弦波信号をそれぞれ数サイクル分ＡＤＣ部１２ａおよび１２ｂでＡＤ変換して取り込み、ＦＦＴ演算して位相差を求め、求めた位相差に対応する流量を算出する。算出した流量信号を、ＵＡＲＴ部１２ｃから出力する。

この第３の実施形態によれば、ＡＤＣ１２ａ、１２ｂが内蔵された汎用マイコン１２を用いることにより、第１の実施形態と同様の高精度の結果を得ることができ、外付け部品の少ない小型回路を低コストで実現することがことができる。

（第４の実施形態）次に、本発明の第４の実施形態に係るガス流量計の概略構成について、図８のブロック図を参照して説明する。

図８に示す第４の実施形態のガス流量計１Ｃは、図２に示す第１の実施形態におけるＡＤＣ９を削除し、ＤＳＰ１０に内蔵の図示しないＲＯＭ（請求項中の記憶手段に相当）に格納された正電位のオフセットの掛かった正弦波信号のデジタルデータをＤＡ変換器（以下、ＤＡＣという）１３（請求項中のＤＡ変換手段、駆動手段に相当）でＤＡ変換して、アンプ１４で増幅してマイクロヒータ３３に印加する。

この場合、正弦波の１サイクルのデータ数は２のＸ乗とし、サイクル数も２のＹ乗とする。すなわち、ＤＳＰ１０からＤＡＣ１３を介して出力するデータ数Ｎを２の（Ｘ＋Ｙ）乗とする。

図９に示すように、オフセットの掛かった正弦波信号をフローセンサ３のマイクロヒータ３３に入力すると、フローセンサ３のサーモパイル３５から、ガスの流速に応じ、位相をφだけずらした正弦波信号が出力される。サーモパイル３５からの正弦波信号は、アンプ７で増幅され、ＡＤＣ８でＡＤ変換されてＤＳＰ１０に取り込まれる。この場合、ＤＳＰ１０へ入力されるＡＤ変換された正弦波信号は、マイクロヒータ３３に入力されるＤＳＰ１０からＤＡ変換された正弦波信号に同期して取り込まれるため、ＤＳＰ１０への入力データは、１サイクルのデータ数が２のＸ乗、サイクル数が２のＹ乗、全データ数が２の（Ｘ＋Ｙ）乗の正弦波信号となる。

図１０は、ＤＳＰ１０における処理を示すフローチャートである。なお、図１０の処理フローでは、Ｘ＝１０、Ｙ＝２と設定している。

ガス流量計の電源オンにより、まずＤＳＰ１０のイニシャライズを行い（ステップＳ２１）、次に、後述のステップＳ２５〜Ｓ３２を無限に繰り返す無限ループを開始し（ステップＳ２２）、次にステップＳ２４〜Ｓ２７を４（２のＹ乗）サイクル繰り返す処理を開始し（ステップＳ２３）、次にステップＳ２５〜Ｓ２６を１０２４（２のＸ乗）回繰り返す処理を開始し（ステップＳ２４）、次にＤＳＰ１０に内蔵のＲＯＭに１０２４分割して格納されている正弦波データをＤＡＣ１３に出力し、マイクロヒータ３３に印加する（ステップＳ２５）。次に、サーモパイル３５から出力され増幅された正弦波信号をＡＤ変換して取り込み、ＤＳＰ１０のＲＡＭに格納する（ステップＳ２６）。

次に、ステップＳ２５〜Ｓ２６を１０２４回繰り返した後に、繰り返し処理の終了を指定し（ステップＳ２７）、次に、ステップＳ２４〜Ｓ２７を４サイクル繰り返した後に、繰り返し処理の終了を指定する（ステップＳ２８）。次に、ＲＡＭに格納された４０９６の正弦波データをＦＦＴ（フーリエ変換）演算する（ステップＳ２９）。

次に、ＦＦＴ演算の５番目の実数部と虚数部、すなわちマイクロヒータ３３に印加される正弦波の基本周波数成分の演算値から位相角を算出する（ステップＳ３０）。求めた位相角は、マイクロヒータ３３の位相が０（ゼロ）であると断定できるため、サーモパイル３５から出力される正弦波とマイクロヒータ３３に印加された正弦波の位相差であると断定できる。

次に、求めた位相差に対応する流量を算出する（ステップＳ３１）。次に、算出した流量を出力し（ステップＳ３２）、ステップＳ２３〜Ｓ３２を無限に繰り返す（ステップＳ３３）。

このように、第４の実施形態によれば、ＤＳＰ１０に格納されている正弦波データに基づく正弦波信号をマイクロヒータ３３に印加し、サーモパイル３５から出力される正弦波信号のＦＦＴ演算により、マイクロヒータ３３に印加する正弦波信号とサーモパイル３５から出力される正弦波信号の位相差を検出するため、配管内の脈動や乱流等による正弦波形の歪みの影響を全く受けることがなく、また、電気ノイズ成分を完全にカットして高精度に流量を計測することができる。

また、マイクロヒータ３３に印加する正弦波形をＤＳＰ１０からの正弦波信号のデジタルデータの出力と同期を取ることにより、サーモパイル３５から出力される正弦波形データを、正確に正弦波の数サイクル分、データ数を２の（Ｘ＋Ｙ）乗に切り出すことができる。そのため、基本周波数に特化したＦＦＴ演算が可能となるため、窓掛けを行う必要がなくなり、基本周波数での精度の高い位相抽出をおこなうことができる。

また、マイクロヒータ３３を通電駆動する正弦波信号発生機構を、ＤＳＰ１０に内蔵のＲＯＭで実現できるため、高価な駆動回路を別途用意する必要がなく、コストダウンが図れる。

また、ＦＦＴ演算がサーモパイル３５から出力される正弦波形データのみで済むため、処理スピードを速くすることができる。

また、ＦＦＴ演算により位相を検出するため、マイクロヒータ３３への正弦波信号とサーモパイル３５からの正弦波信号の位相差を高分解能、高精度に検出することができる。また、ＦＦＴ演算により位相を検出するため、電子部品の特性の影響を受けず、電子回路の温度特性の影響のない高精度の流量計側ができる。さらに、電子回路の部品を安価な部品で構成することができるため、低コストで実現できる。

（第５の実施形態）次に、本発明の第５の実施形態に係るガス流量計の概略構成について、図１１のブロック図を参照して説明する。

図１１に示す第５の実施形態のガス流量計１Ｄは、図８に示す第４の実施形態におけるＤＳＰ１０に代えてＦＰＧＡ１５を備えている。ＦＰＧＡ１５は、ＦＦＴ演算部１５ａと、制御ロジック部１５ｂと、正弦波データを格納したＲＯＭ１５ｃを含む。

ＦＰＧＡ１５は、ＤＳＰ１０と同様に、ＲＯＭ１５ｃに格納されている正弦波データに基づく正弦波信号をマイクロヒータ３３に印加し、サーモパイル３５から出力される正弦波信号の同期ＦＦＴ演算により、マイクロヒータ３３に印加する正弦波信号とサーモパイル３５から出力される正弦波信号の位相差を求め、求めた位相差に対応する流量を算出し、算出した流量信号を出力する。

この第５の実施形態によれば、第４の実施形態と同様の高精度の結果を高速で得ることができる。

（第６の実施形態）次に、本発明の第６の実施形態に係るガス流量計の概略構成について、図１２のブロック図を参照して説明する。

図１２に示す第６の実施形態のガス流量計１Ｅは、図８に示す第４の実施形態におけるＡＤＣ８、ＤＳＰ１０およびＤＡＣ１３に代えて、汎用マイコン１６を備えている。汎用マイコン１６は、アンプ７によって増幅された流速信号をＡＤ変換するＡＤＣ部１６ａと、正弦波データを格納したＲＯＭ１６ｂと、ＲＯＭ１６ｂからの正弦波データをＤＡ変換して出力するＤＡＣ１６ｃと、ＵＡＲＴ部１６ｄを含む。

汎用マイコン１６は、ＤＳＰ１０と同様に、ＲＯＭ１６ｂに格納されている正弦波データをＤＡＣ１６ｃでＤＡ変換し、アンプ１４で増幅した正弦波信号をマイクロヒータ３３に印加し、サーモパイル３５から出力される正弦波信号の同期ＦＦＴ演算により、マイクロヒータ３３に印加する正弦波信号とサーモパイル３５から出力される正弦波信号の位相差を求め、求めた位相差に対応する流量を算出し、算出した流量信号を、ＵＡＲＴ部１６ｄから出力する。

この第６の実施形態によれば、ＡＤＣおよびＤＡＣが内蔵された汎用マイコンを用いることにより、第４の実施形態と同様の高精度の結果を得ることができ、外付け部品の少ない小型回路を低コストで実現することがことができる。

（第７の実施形態）次に、本発明の第７の実施形態に係るガス流量計を以下に説明する。まず、上述した第１〜６の実施形態では、流路Ｓ内のガス流速が脈動や乱流による変動を受けた場合、サーモパイル３５が検出する正弦波信号には、図１３のサーモパイル出力波形に示すようなスパイクノイズやランダムノイズが乗る場合があり、その信号に基づいて位相差等を演算すると、僅かではあるが、計測位相値にバラツキや読み取り誤差が生じてしまい、正確な位相差を検出できずに測定精度を低下させてしまう可能性がある。

そのため、第７の実施形態に係るガス流量計１は、スパイクノイズやランダムノイズによる計測誤差を低減することができる構成となっている。なお、第７の実施形態では、ガス流量計１が上述した第１の実施形態の装置構成（図２等を参照）と同一であることを前提としているため、ＤＳＰ１０の第７の実施形態に係る処理概要のみを説明する。

図１４は、ＤＳＰ１０における第７の実施形態に係る処理を示すフローチャートである。ガス流量計１の電源オンにより、まずＤＳＰ１０のイニシャライズを行い（ステップＳ４１）、次に、後述のステップＳ４３〜Ｓ５４を無限に繰り返す無限ループを開始し（ステップＳ４２）、次にステップＳ４４〜Ｓ４９の同期加算をＭサイクル繰り返す処理を開始する（ステップＳ４３）。

次に、ステップＳ４５〜Ｓ４８を４サイクル繰り返す処理を開始する（ステップＳ４４）。次に、ステップＳ４６〜Ｓ４７を１０２４回繰り返す処理を開始する（ステップＳ４５）。これにより、マイクロヒータ３３にＤＡ変換されたヒータサイン波（正弦波）信号を出力し、サーモパイル３５から出力され増幅された正弦波信号を数サイクル分ＡＤ変換して取り込む（ステップＳ４６およびＳ４７）。

次に、ステップＳ４３〜Ｓ５０の同期加算がＭサイクル繰り返した後、Ｎサイクル分のセンサ波形を、上述したＦＦＴ算出式等を用いてそれぞれＦＦＴ演算する（ステップＳ５１）。次に、ＦＦＴ演算を行った結果を用いて、サーモパイル３５からの流速信号の基本周波数成分の実数部と虚数部から位相角を求める（ステップＳ５２）。次に、求めた位相差に対応する流量を算出する（ステップＳ５３）。次に、算出した流量を出力し（ステップＳ５４）、ステップＳ４３〜Ｓ５４を無限に繰り返す（ステップＳ５５）。

このような第７の実施形態に示すガス流量計１は、図１５に示すように、マイクロヒータ入力およびサーモパイル出力の各正弦波信号を、１回のサンプリングで４周期（サイクル）分を取得し、それらの同期加算をＭ回行った後、それらの波形データＣ１〜ＣＭを加算した波形データに基づいてＦＦＴ演算を行って位相差を算出して、流速と流量を演算する。

図１５に示すように、Ｎサイクルの正弦波をＭ回取得し、該取得したＮサイクルの正弦波をＭ回加算する場合、Ｓ／Ｎ＝１０ＬＯＧ（Ｓ／Ｎ）、Ｎ‘＝Ｎ／Ｘとすると、式１に示すように、ＳＮ比を１０ＬＯＧ（Ｘ）向上させることができる。
Ｓ／Ｎ‘＝１０ＬＯＧ（Ｓ／Ｎ）＋１０ＬＯＧ（Ｘ）・・・（式１）
なお、Ｓ／ＮはＳＮ比、Ｓはシグナル振幅、Ｎはノイズ振幅、Ｘは同期加算回数、Ｎ’は同期加算後のＳ／Ｎ比をそれぞれ示している。

このように、第７の実施形態によれば、上述した第１実施形態等の効果に加え、ＡＤＣ８，９からの４周期のサイン波を１ブロックとし、それを同期加算の回数Ｍ回繰り返し、サイン波をＭ回で平均化することにより、ランダムノイズやスパイクノイズをキャンセルした後、ＦＦＴ演算して駆動信号と流速信号との位相差を検出するようにしたことから、脈動や乱流による変動の影響を受けて流速信号にスパイクノイズやランダムノイズ等が乗っても、それらのノイズの影響を減少することができるため、計測誤差を低減させることができる。よって、スパイクノイズやランダムノイズによる計測誤差を低減することができるガス流量計１を提供することができる。

なお、この第７の実施形態のように、Ｎ周期のＭ倍分の正弦波を取得して位相差を検出する点については、上述した第２〜６の実施形態に適用しても、第７の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

以上の通り、本発明の最良の形態について説明したが、本発明はこれに限らず、種々の変形、応用が可能である。

たとえば、上述の実施形態では、サーモパイル３５がマイクロヒータ３３よりも流体の流れ方向における下流側に位置する場合について説明したが、本発明は、サーモパイル３５がマイクロヒータ３３よりも流体の流れ方向における上流側に位置する場合についても、適用可能である。

その場合にも、サーモパイル３５がマイクロヒータ３３よりも流体の流れ方向における下流側に位置する場合と同じく、サーモパイル３５が出力する流速信号の波形は、流路Ｓを流れるガスの流速が速ければ速いほど、位相が進んで駆動信号に対する位相の遅れが縮小するように変形するので、マイクロヒータ３３に印加される正弦波信号とサーモパイル３５から出力される正弦波信号の位相差流路Ｓを流れるガスの流速を反映した値となる。

このため、サーモパイル３５がマイクロヒータ３３よりも流体の流れ方向における上流側に位置する場合でも、流路Ｓを流れるガスの流速乃至流量を高精度で測定することができる。

また、上記の各実施形態ではガスの流量を測定するガス流量計を例に取って説明したが、本発明は、ガス以外の気体や液体等、様々な流体の流速乃至流量測定について適用可能であり、また、流量を測定せずその前段階の流速のみ測定する場合についても、広く適用可能であることは言うまでもない。

なお、出願人は、本発明に関連する発明を特願２００５−２８９１８１号（特開２００６−１３８８３８号）として先行出願していることを参考のため記しておく。

本発明の実施形態に係るガス流量計において使用されるフローセンサの概略構成を示す説明図である。（第１の実施形態）本発明による流速計を適用した本発明の第１実施形態に係るガス流量計の概略構成を示すブロック図である。（第１の実施形態）図２の駆動回路の内部構成を示す回路図である。（第１の実施形態）図２のガス流量計における各部信号波形を示すタイミングチャートである。（第１の実施形態）図２のガス流量計におけるＤＳＰにおける処理を示すフローチャートである。（第１の実施形態）本発明による流速計を適用した本発明の第２の実施形態に係るガス流量計の概略構成を示すブロック図である。（第２の実施形態）本発明による流速計を適用した本発明の第３の実施形態に係るガス流量計の概略構成を示すブロック図である。（第３の実施形態）本発明による流速計を適用した本発明の第４の実施形態に係るガス流量計の概略構成を示すブロック図である。（第４の実施形態）図８のガス流量計における各部信号波形を示すタイミングチャートである。（第４の実施形態）図８のガス流量計におけるＤＳＰにおける処理を示すフローチャートである。（第４の実施形態）本発明による流速計を適用した本発明の第５の実施形態に係るガス流量計の概略構成を示すブロック図である。（第５の実施形態）本発明による流速計を適用した本発明の第６の実施形態に係るガス流量計の概略構成を示すブロック図である。（第６の実施形態）第１〜６における流量計の問題点を説明するためのタイミングチャートである。図２のガス流量計におけるＤＳＰにおける第７の実施形態に係る処理を示すフローチャートである。第７の実施形態に係るガス流量計の動作例を説明するためのタイミングチャートである。従来の流速検出回路の構成例を示す回路図である。（従来技術）図１３の流速検出回路における各部信号波形を示すタイミングチャートである。（従来技術）図１３の流速検出回路における各部信号波形を示すタイミングチャートである。（従来技術）図１３の流速検出回路における各部信号波形を示すタイミングチャートである。（従来技術）（Ａ）は図１３の流速検出回路における各部信号波形を示すタイミングチャート、（Ｂ）および（Ｃ）は（Ａ）における部分拡大図である。（従来技術）

符号の説明

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅガス流量計
３フローセンサ（流速センサ）
５駆動回路（駆動手段）
７アンプ
８ＡＤＣ（ＡＤ変換手段）
９ＡＤＣ（ＡＤ変換手段）
１０ＤＳＰ（演算手段）
１１，１５ＦＰＧＡ（演算手段）
１２，１６汎用マイコン（演算手段）
１３ＤＡＣ（ＤＡ変換手段、駆動手段）
３３マイクロヒータ（ヒータ）
３５サーモパイル（温度センサ）
Ｓ流路

Claims

被測定対象の流体の流路上に配置したヒータと前記流路における流体の流れ方向に前記ヒータから間隔をおいて配置した温度センサを有する流速センサと、前記ヒータに一定の周期で電圧が変化する周期電圧波形の駆動信号を入力する駆動手段と、前記駆動信号と前記温度センサから出力される前記駆動信号の周期電圧波形を有する流速信号との位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出する演算手段とを備えた流速計において、
前記ヒータに入力される前記駆動信号をＡＤ変換する第１のＡＤ変換手段と、
前記温度センサから出力される前記流速信号をＡＤ変換する第２のＡＤ変換手段とをさらに備え、
前記演算手段は、前記第１および第２のＡＤ変換手段からの出力をフーリエ変換演算して前記位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出するデジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイで構成されている
ことを特徴とする流速計。
被測定対象の流体の流路上に配置したヒータと前記流路における流体の流れ方向に前記ヒータから間隔をおいて配置した温度センサを有する流速センサと、前記ヒータに一定の周期で電圧が変化する周期電圧波形の駆動信号を入力する駆動手段と、前記駆動信号と前記温度センサから出力される前記駆動信号の周期電圧波形を有する流速信号との位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出する演算手段とを備えた流速計において、
前記ヒータに入力される前記駆動信号をＡＤ変換する第１のＡＤ変換手段と、
前記温度センサから出力される前記流速信号をＡＤ変換する第２のＡＤ変換手段とをさらに備え、
前記演算手段は、前記第１および第２のＡＤ変換手段からの出力をフーリエ変換演算して前記位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出するマイコンで構成され、
前記第１および第２のＡＤ変換手段は、前記マイコンに内蔵されていることを特徴とする流速計。
前記演算手段は、前記第１および第２のＡＤ変換手段からの前記周期の複数倍分の出力を同期加算し、それをフーリエ変換演算して前記駆動信号と前記流速信号との位相差を検出し、該検出した位相差から前記流路を流れる流体の流速を算出する手段であることを特徴とする請求項１又は２に記載の流速計。
被測定対象の流体の流路上に配置したヒータと前記流路における流体の流れ方向に前記ヒータから間隔をおいて配置した温度センサを有する流速センサと、前記ヒータに一定の周期で電圧が変化する周期電圧波形の駆動信号を入力する駆動手段と、前記駆動信号と前記温度センサから出力される前記駆動信号の周期電圧波形を有する流速信号との位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出する演算手段とを備えた流速計において、
前記温度センサから出力される前記流速信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、
前記駆動信号をデジタルデータで記憶する記憶手段を内蔵し、前記記憶手段に記憶されている前記デジタルデータを出力すると共に、前記ＡＤ変換手段からの出力を前記デジタルデータの出力と同期して取り込む前記演算手段としてのデジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイと、
前記デジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイから出力される前記デジタルデータをＤＡ変換して、前記ヒータへ前記駆動信号として供給する前記駆動手段としてのＤＡ変換手段とを備え、
前記デジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイは、取り込んだ前記第ＡＤ変換手段からの出力をフーリエ変換演算して前記位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出する
ことを特徴とする流速計。
前記デジタルシグナルプロセッサまたはフィールドプログラマブルゲートアレイは、取り込んだ前記第ＡＤ変換手段からの前記周期の複数倍分の出力を同期加算し、それをフーリエ変換演算して前記位相差を検出し、検出した位相差から、前記流路を流れる流体の流速を算出するように構成されていることを特徴とする請求項４記載の流速計。
請求項１〜５の何れか１項に記載の流速計を備え、
前記流速計により算出された前記流路を流れる流体の流速と前記流路の既知の断面積とを用いて前記流路を流れる流体の流量を測定する
ことを特徴とする流量計。