JP2009112084A

JP2009112084A - 補助電源回路

Info

Publication number: JP2009112084A
Application number: JP2007279872A
Authority: JP
Inventors: Seishi Tsukimoto; 誠士月元
Original assignee: Calsonic Kansei Corp
Current assignee: Marelli Corp
Priority date: 2007-10-29
Filing date: 2007-10-29
Publication date: 2009-05-21

Abstract

【課題】入力電圧範囲の広い電源回路において、全ての電圧範囲で補助電源回路の損失を抑制することができ、ひいては、回路の小型化、発熱減少による高放熱構造の簡略化に伴う低コスト化を実現することができる補助電源回路を提供すること。
【解決手段】電源起動時に制御回路へ給電するコンデンサＣtrのチャージ電流を調整する抵抗Rtr1,Rtr2と、入力電圧Ｖinを検出するコンパレータcomp2と、コンパレータcomp2の出力に基づいて、抵抗Rtr1,Rtr2における抵抗値を切り替えるスイッチＳＷを備えた。
【選択図】図１

Description

本発明は、補助電源回路の技術分野に属する。

従来では、パルス幅制御回路の出力するパルスによりスイッチ回路をオンオフさせて、１次巻線への直流入力電圧を変化させ、ＤＣ／ＤＣコンバータとして３次巻線から電源を供給している（例えば、特許文献１参照。）。
また、コントローラの電圧端子ＶccにコンデンサＣ１を接続し、抵抗Ｒ１を介して電圧ＶinによりコンデンサＣ１を充電し、コントローラの出力パルスによりMOSFETをオンオフさせ、１次巻線への直流入力電圧を変化させ、ＤＣ／ＤＣコンバータとするものもある（例えば、非特許文献１参照。）。
特開平１１−１６８８８３号公報（第２−１２頁、全図） ?汎用、絶縁型フライバック・コントローラLT1725"、１７頁、図７、[online(PDF)]、リニアテクノロジー株式会社、[平成１９年１０月１８日検索]、インターネット〈URL:http//www.linear-tech.co.jp/pc/productDetail.jsp?navId=H0,C1,C1003,C1042,C1113,P1919の資料の日本語データシートのLT1725-汎用絶縁型フライバック・コントローラのPDFファイル〉

しかしながら、従来のようなパルス幅制御回路の出力するパルスによりスイッチ回路をオンオフさせて、１次巻線へ直流電圧を入力するものでは、入力電圧の範囲が広い場合に顕著となる損失をいかにして抑制するかが問題となる。

本発明は、上記問題点に着目してなされたもので、その目的とするところは、入力電圧範囲の広い電源回路において、全ての電圧範囲で補助電源回路の損失を抑制することができ、ひいては、回路の小型化、発熱減少による高放熱構造の簡略化に伴う低コスト化を実現することができる補助電源回路を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明では、スイッチング電源回路のトランスへの通電をオンオフするスイッチ素子を駆動制御する駆動制御手段へ電源供給する補助電源回路において、前記トランスに設けた補助巻線で生じる電圧により前記駆動制御手段へ電源供給する第１の電源供給手段と、コンデンサに充電した電荷の放電により前記駆動制御手段へ電源供給する第２の電源供給手段と、前記コンデンサの充電電圧が所定のしきい値電圧を超えると前記駆動制御手段へ起動指令を出力する起動指令手段と、前記駆動制御手段へ供給する電源電流を抵抗成分により調整する調整手段と、前記スイッチング電源回路への供給電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段の検出する供給電圧値に基づいて、前記調整手段における抵抗値を切り替える抵抗値切替手段と、を備えることを特徴とする。

よって、本発明にあっては、入力電圧範囲の広い電源回路において、全ての電圧範囲で補助電源回路の損失を抑制することができ、ひいては、回路の小型化、発熱減少による高放熱構造の簡略化に伴う低コスト化を実現することができる。

以下、本発明の補助電源回路を実現する実施の形態を、請求項１に係る発明に対応する実施例１と、請求項１，２に係る発明に対応する実施例２と、請求項１，３に係る発明に対応する実施例３と、請求項１，４に係る発明に対応する実施例４とに基づいて説明する。
なお、説明上、電圧値や抵抗値を指すものとして、電源や抵抗等の符号を用いている箇所を有する。

まず、構成を説明する。
図１は実施例１の補助電源回路を用いたスイッチング電源回路の回路図である。
実施例１では、補助電源回路１を介したPWMコントローラ２へ電源を供給する。
実施例１の補助電源回路１は、コンパレータcomp1,comp2、コンデンサＣtr、ツェナーダイオードＤ１、ダイオードＤ２、スイッチＳＷ，抵抗Rtr1,Rtr2、基準電源１１を主要な構成としている。

コンパレータcomp1は、基準電源１１で示しているしきい値電圧Ｖthと、コンデンサＣtrにチャージされた電圧を比較し、比較結果をPWMコントローラ２のイネーブル端子ENへ出力する。

コンパレータcomp2は、スイッチング電源回路の入力電圧Ｖinを検出する。そして、予め設定される所定電圧差になる、つまり入力電圧Ｖinが所定電圧まで立ち上がると、出力の切り替え、つまりスイッチＳＷをオフ（開路）させる出力を行う。

ツェナーダイオードＤ１は、アノードをグランドラインへ接続し、カソードをPWMコントローラ２の電源供給端子へ接続し、PWMコントローラ２の電源電圧Ｖccが許容電圧を超えないようにしてPWMコントローラ２を保護する。
ダイオードＤ２は、アノードを補助巻線５に接続し、カソードをツェナーダイオードＤ１のカソードとPWMコントローラ２の電源供給端子の間に接続し、補助巻線５からコンデンサＣtrへ電流が流れるように整流する。

スイッチＳＷは、入力電源Ｖinの正極側から抵抗Rtr2への接続を切り替える。具体的には、入力電圧Ｖinが所定の電圧に達するまでは、スイッチＳＷをオン（閉路）状態にし、入力電圧Ｖinが所定の電圧に達すると、スイッチＳＷをオフ（開路）状態にする。
抵抗Rtr１は、入力電源Ｖinの正極側からPWMコントローラ２の電源供給端子の間に設けられ、コンデンサＣtrをチャージする電流を調整する。

抵抗Rtr2は、入力電源Ｖinの正極側からPWMコントローラ２の電源供給端子への接続路の間で、且つ抵抗Rtr1と並行に設けられ、スイッチＳＷが閉路状態において、コンデンサＣtrへのチャージ電流を調整する。
基準電源１１は、コンパレータcomp1がPWMコントローラ２を起動させるしきい値電圧Ｖthを、コンパレータcomp1の入力端子へ出力する。

この補助電源回路１を用いたスイッチング電源回路は、補助電源回路１、PWMコントローラ２、スイッチ素子３、トランス４、補助巻線５、ダイオードＤ３、コンデンサＣ２を主要な構成としている。
PWMコントローラ２は、補助電源回路１を介して供給される電圧Ｖccを電源電圧とし、コンパレータcomp1からの起動を示す出力により起動し、スイッチ素子３をオンオフさせる出力、つまりPWM制御によるゲート制御信号を出力する。

スイッチ素子３は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴであり、PWMコントローラ２のゲート制御により入力電源Ｖinからトランス４へ流す電流のオンオフを行う。
トランス４は、１次側巻線へ流れる電流によって蓄えたエネルギーを２次巻線から変圧、出力する。
補助巻線５は、トランス４で同じ鉄心に設けられ、ダイオードＤ２を介して、PWMコントローラ２の電源供給端子に接続される。そして、トランス４の変圧で生じる電圧の一部を、ダイオードＤ２を介してPWMコントローラ２の電源供給端子へ送る。
ダイオードＤ３は、トランス４から負荷側へ電流が流れるよう整流する。
コンデンサＣ２は、トランス４から負荷側へ流れる電流を平滑化する。

作用を説明する。
[補助電源回路により内部動作のための電源供給を行う作用]
別の従来の回路例（非特許文献１と近似した回路の例）を図２に示す。
図２は、従来の回路構成を示す図である。

図２の回路構成では、図１に対して、コンパレータcomp2、スイッチＳＷ，抵抗Rtr1,Rtr2を設けず、入力電源ＶinからPWMコントローラ２の電源供給端子への電源供給路には、抵抗Rtrのみが設けられる。
コンデンサＣtr、コンパレータcomp1、ツェナーダイオードＤ１、ダイオードＤ２、基準電源１１、PWMコントローラ２、スイッチ素子３、トランス４、補助巻線５、ダイオードＤ３、コンデンサＣ２については、図１の構成と同様であるので説明を省略する。

次に、図２の回路構成を参照して、スイッチング電源回路の起動動作について説明する。
図３は、図２の補助電源回路１を用いたスイッチング電源回路のPWMコントローラの電源電圧Ｖcc、PWMコントローラの電源電流Ｉcc、PWMコントローラへの制御信号ＥＮ、PWMコントローラの出力状態のタイムチャートである。

まず、起動前の状態では、コンデンサＣtrのチャージ電圧となる電圧Ｖccは、PWMコントローラ２の起動しきい値Ｖthより低い状態である。
そのため、PWMコントローラ２はスイッチ動作を停止（遮断）した状態である。
この停止時の電流Ｉccは非常に小さく、例えば５００μA以下である。そして、この時点では、補助巻線５の電圧は発生していない（図３の起動期間(1)を参照）。

次に起動期間になると、抵抗値の大きい抵抗RtrからコンデンサＣtrを充電し、充電電流の一部は電流Ｉcc＝Ｉcc(start)（停止時の非常に小さい値）を供給する。
コンデンサＣtrの電圧は、PWMコントローラ２が起動するしきい値Ｖth(on)まで上昇する。このとき、抵抗Rtrを流れる電流は電流Ｉcc(start)より大きく設定される必要がある（図３の起動期間(2)を参照）。

次に起動の状態では、コンデンサＣtrの電圧がしきい値電圧Ｖth(on)に達すると、PWMコントローラ２が起動する。そして、PWMコントローラ２は、スイッチ動作を始める。起動後は電流Ｉccが増大する（図３の起動(3)を参照）。Ｉccの値は、例えば５mA程度である。

次に起動から補助巻線５の電圧が立ち上がるまでを説明する。電流Ｉcc(動作時）は抵抗Rtrを流れる電流Ｉtrより大きいとする。従って、コンデンサＣtrは放電して電圧Ｖccが低下を始める。一方、PWMコントローラ２のスイッチ動作により、補助巻線電圧が発生してくることになる（図３の(4)を参照）。
次に動作期間では、補助巻線５による電圧が立ち上がり電流Ｉccを供給する（図３の動作期間(5)を参照）。

この補助電源回路の抵抗Ｒtrを流れる電流値Ｉtrをスタートアップ電流Ｉcc(start）より大きく、且つ動作時電流Ｉccより十分小さく設定することで、抵抗Ｒtrによる電力損失を小さくしている。スイッチング電源回路が動き出すと、補助巻線５からの電圧をスイッチング電源回路の動作電圧（Ｖcc)に用いることで、補助電源回路のトータル損失は小さく抑えられる。

しかしながら、この補助電源回路では、入力電圧範囲が広い場合には、回路の損失が増大する問題がある。
例えば、スイッチング電源の入力電圧Ｖinが１００ｖ〜５００ｖの範囲である場合、しきい値電圧Ｖth(on)を１５ｖとすると、抵抗Rtrの最大値は、供給電圧Ｖinが１００ｖだと、５００μAを供給する条件から、(100v-15v)/500μA=170kΩとなる。このときの電力損失は、500μA^２×170kΩ=0.0425Wとなる。
ここで、抵抗損失が最大になる条件は、供給電圧Ｖin=５００ｖの時である。この時、抵抗損失は、(500v-15v)^２/170kΩ=1.38Wとなり非常に大きくなる。
この損失は、特に、周囲温度が高い密閉された環境では、大きい問題となり、装置やユニットの小型化を妨げ、熱による信頼性の低下をもたらすことになる。

[スイッチング電源回路の内部動作用の電源供給を損失を抑制して行う作用]
図４は実施例１の補助電源回路の抵抗Rtr1,Rtr2の損失と入力電圧Ｖinの関係を示すグラフ図である。
図１に示した補助電源回路１を用いたスイッチング電源回路では、電圧検出を行うコンパレータcomp2は、入力電圧が一定値より大きいときにスイッチＳＷを開く指令を出力する。例えば、入力電圧範囲が１００ｖ〜５００ｖの範囲の回路において、供給電圧Ｖinが３００ｖ以上でスイッチＳＷを閉じる指令を出すようにする。

次に、入力電圧が低い場合は、スイッチＳＷが閉じられており、コンデンサＣtrの充電電流は抵抗Rtr1,Rtr2の並列回路から供給される。
例えば、抵抗Rtr1,Rtr2の抵抗値は、最小の供給電圧Ｖin(100v)の際に電流Ｉcc(start）=500μAを供給できる抵抗とし、抵抗Rtr1,Rtr2の合成抵抗が(100v-15v)/500μA=170kΩとする。抵抗損失が最大になるのは、スイッチＳＷが開く直前であり、供給電圧Ｖin=300vである。このときの抵抗損失は、(300v-15v)^２/170kΩ=0.48Wとなる。
つまり、この状態は、図４に示す線１００ａに示す供給電圧Ｖinに対する抵抗損失の曲線特性となる。

次に、入力電圧が設定した電圧より大きいとき、スイッチＳＷが開き、コンデンサＣtrの充電抵抗は、抵抗Rtr1のみになる。抵抗Rtr1は、この時に電流Ｉcc(スタート）が供給できる値に設定する。
例えば、スイッチＳＷを開く供給電圧Ｖinを３００ｖとすると、抵抗Rtr1=(300v-15v)/500μA=570kΩとなる。このときの抵抗の電力損失は(300v-15v)^２/570kΩ=0.14Wとなる。最大損失は、供給電圧Ｖinが最大値(500v)の時であるので、(500v-15v)^２/570kΩ=0.41Wとなる。
つまり、この状態は、図４に示す線１００ａから、本来であれば線１００ｂに示す供給電圧Ｖinに対する抵抗損失の曲線特性となるところ、スイッチＳＷを開いたことにより、線１００ｃを経て線１００ｅの特性へ変更する。
これにより損失が急に大きくならないように抑制できることになる。

効果を説明する。
実施例１の補助電源回路にあっては、以下の効果を有する。
(1)スイッチング電源回路のトランス４への通電をオンオフするスイッチ素子３を駆動制御するPWMコントローラ２へ電源供給する補助電源回路１において、トランス４に設けた補助巻線５で生じる電圧によりPWMコントローラ２へ電源供給する補助巻線５及びダイオードＤ２と、コンデンサＣtrに充電した電荷の放電によりPWMコントローラ２へ電源供給するコンデンサＣtrからPWMコントローラ２への供給ラインと、コンデンサＣtrの充電電圧が基準電源１１で設定するしきい値電圧を超えるとPWMコントローラ２へ起動指令を出力するコンパレータcomp1と、コンデンサＣtrをチャージする電流を抵抗により調整する抵抗Rtr1,Rtr2と、PWMコントローラ２への供給電圧を検出するコンパレータcomp2と、コンパレータcomp2の検出する供給電圧値に基づいて、抵抗Rtr1,Rtr2における抵抗値を切り替えるスイッチＳＷを備えたため、入力電圧範囲の広い電源回路において、全ての電圧範囲で補助電源回路１の損失を抑制することができ、ひいては、回路の小型化、発熱減少による高放熱構造の簡略化に伴う低コスト化を実現することができる。

実施例２の補助電源回路は、トランジスタにより３つの抵抗を切り替えるようにした例である。
構成を説明する。
図５は実施例２の補助電源回路を用いたスイッチング電源回路の回路構成を示す図である。
実施例２の補助電源回路１では、電源電圧Ｖinの正極側からPWMコントローラ２の電源供給端子への途中に３つの抵抗Rtr1,Rtr2,Rtr3を並列して設ける。抵抗Rtr2,Rtr3と直列にトランジスタＳＷ２，ＳＷ３をそれぞれ設ける。

トランジスタＳＷ２は、エミッタを抵抗Rtr2に接続し、コレクタをPWMコントローラ２の電源供給端子へ接続し、ベースを抵抗Ｒ５を介してコンパレータcomp4の出力端子へ接続する。
トランジスタＳＷ３は、エミッタを抵抗Rtr3に接続し、コレクタをPWMコントローラ２の電源供給端子へ接続し、ベースを抵抗Ｒ４を介してコンパレータcomp3の出力端子へ接続する。

また、入力電源Ｖinの正極側とグランドとの間に、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を直列に設ける。
そして、コンパレータcomp3のプラス入力端子に抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の間を接続し、マイナス入力端子に基準電源１２のプラス端子を接続する。
コンパレータcomp4のプラス入力端子に抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間を接続し、マイナス入力端子に基準電源１２のプラス端子を接続する。

抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、コンパレータcomp3,comp4の比較判断作動電圧を設定する。つまり、入力電源Ｖinの電圧を分圧する抵抗ラダー回路を構成する。
抵抗Ｒ４は、トランジスタＳＷ３のベース電流を調整する。抵抗Ｒ５は、トランジスタＳＷ２のベース電流を調整する。

図５の実施例２において、抵抗Ｒ１〜Ｒ５、コンパレータcomp3,comp4、基準電源１２は、実施例１の電圧検出部となるコンパレータcomp2に相当することになる。
補助電源回路及びスイッチング電源回路のその他構成は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。

なお、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値は、図６に示すしきい値１にて、コンパレータcomp3が出力をオン、つまり出力がＨ（ハイ）となり、図６に示すしきい値２にてコンパレータcomp4が出力をオン、つまり出力がＨ（ハイ）となるように設定する。

作用を説明する。
[スイッチング電源回路の内部動作用の電源供給を損失を抑制して行う作用]
図６は実施例２の補助電源回路の抵抗Rtr1,Rtr2,Rtr3の損失と供給（入力）電圧Ｖinの関係を示すグラフ図である。
実施例２では、入力電源電圧Ｖinが低い時は、コンパレータcomp3,comp4の出力がオフつまり、Ｌ（ロー）となる。そのため、コンパレータcomp3,comp4の出力端子側が、電圧Ｖinより充分に低電位となりトランジスタＳＷ２，Ｓｗ３のベース電流が流れて両トランジスタはオンする。従って、コンデンサＣtrを充電する電流は、抵抗Rtr1,Rtr2,Rtr3の並列抵抗により定まることになる（図６の線２００ａ参照）。

電圧Ｖinが上昇してくると、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２＋抵抗Ｒ３による分圧電圧が、抵抗Ｒ１＋抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３による分圧電圧より先に、基準電源１２で設定したしきい値電圧を超えることになる。
このとき、コンパレータcomp3が出力をオフつまりＬ（ロー）から、オンつまりＨ（ハイ）へ切り替える。
すると、トランジスタＳｗ３はオフする。

一方、トランジスタＳＷ２では、エミッタ・コレクタ間の電流が流れることが維持されている。従って、コンデンサＣtrを充電する電流は、抵抗Rtr1,Rtr2の並列抵抗により定まるよう特性が切り替えられることになる（図６の線２００ｃ，２００ｄ参照）。

さらに、電圧Ｖinが上昇してくると、抵抗Ｒ１＋抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３による分圧電圧が、基準電源１２で設定したしきい値電圧を超えるとき、コンパレータcomp4も出力をオフつまりＬ（ロー）から、オンつまりＨ（ハイ）へ切り替える。
すると、トランジスタＳＷ２のベース電流が流れなくなりスイッチＳＷ２はオフする。

一方、トランジスタＳＷ３も、オフしている。従って、コンデンサＣtrを充電する電流は、抵抗Rtr1のみにより定まるよう特性が切り替えられることになる（図６の線２００ｅ，２００ｆ参照）。

実施例２では、このように通電する抵抗を供給電圧Ｖinが高くなるにつれて、抵抗Rtr1,Rtr2,Rtr3の並列抵抗の状態から、抵抗Rtr1,Rtr2の並列抵抗の状態、抵抗Rtr1のみの状態に切り替えていくことで、図６に示すように損失が急に上昇する前に次の特性に切り替えるようにして、損失を抑制する。

効果を説明する。
実施例２の補助電源回路にあっては、上記(1)の効果に加えて、以下の効果を有する。
(2)調整手段は、並列に設けた複数の抵抗Rtr1,Rtr2,Rtr3からなるようにし、電圧検出手段は、直列に設けて供給電圧値を複数段階に分圧する複数の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３と、分圧させた複数段階の電圧値を基準電圧値と比較する複数のコンパレータcomp3,comp4からなるようにし、抵抗値切替手段は、電圧検出手段のコンパレータcomp3,comp4からの出力により、調整手段の抵抗Rtr1,Rtr2,Rtr3の通電数をトランジスタで切り替えるようにしたため、供給電圧Ｖinが高くなるにつれて、抵抗Rtr1,Rtr2,Rtr3の並列抵抗の状態から、抵抗Rtr1,Rtr2の並列抵抗の状態、抵抗Rtr1のみの状態に切り替えることにより、抵抗による損失を抑制でき、入力電圧範囲の広い電源回路において、全ての電圧範囲で補助電源回路１の損失を抑制することができ、ひいては、回路の小型化、発熱減少による高放熱構造の簡略化に伴う低コスト化を実現することができる。
その他作用効果は、実施例１と同様であるので説明を省略する。

実施例３の補助電源回路は、直列配置した抵抗のバイパス路を切り替える例である。
図７は実施例３の補助電源回路を用いたスイッチング電源回路の回路構成を示す図である。
実施例３の補助電源回路１では、入力電源Ｖinの正極側からPWMコントローラ２の電源入力端子への供給路の途中に設けられた抵抗Rtr1と直列に抵抗Rtr2を設ける。そして、この抵抗Rtr2をバイパスするバイパス路１３を設け、このバイパス路１３にスイッチＳＷを設けるようにする。
そして、コンパレータcomp2によりスイッチＳＷを制御する。
補助電源回路及びスイッチング電源回路のその他構成は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。

作用を説明する。
[スイッチング電源回路の内部動作用の電源供給を損失を抑制して行う作用]
実施例３の補助電源回路１を用いたスイッチング電源回路では、入力電圧Ｖinが低い場合は、スイッチＳＷが閉じられており、コンデンサＣtrの充電電流は抵抗Rtr1からバイパス路を通して供給される。
したがってコンデンサＣtrの充電抵抗は、抵抗Rtr1のみとなる。

入力電圧Ｖinが上昇すると、コンパレータcomp1の出力が切り替わり、スイッチＳＷが開く（オフ）ため、コンデンサＣtrの充電電流は抵抗Rtr1、抵抗Rtr2を通して供給される。
したがってコンデンサＣtrの充電抵抗は、抵抗Rtr1に抵抗Rtr2を加えたものとなりスイッチＳＷが閉じた状態と比較して大きくなる。
これにより、損失が急に上昇する前に次の特性に切り替えるようにして、損失を抑制する。

効果を説明する。
実施例３の補助電源回路にあっては、上記(1)に加えて、以下の効果を有する。
(3)調整手段は、直列に設けた複数の抵抗Rtr1,Rtr2からなるようにし、抵抗値切替手段は、調整手段の抵抗Rtr2をバイパスするバイパス路１３のオンオフにより、調整手段の抵抗の通電数を、抵抗Rtr1のみの状態と、抵抗Rtr1と抵抗Rtr2の状態を切り替えるようにし、抵抗による損失を抑制でき、入力電圧範囲の広い電源回路において、全ての電圧範囲で補助電源回路１の損失を抑制することができ、ひいては、回路の小型化、発熱減少による高放熱構造の簡略化に伴う低コスト化を実現することができる。
その他作用効果は、実施例１と同様であるので説明を省略する。

実施例４の補助電源回路は、PWMコントローラ２への供給電圧を、抵抗の両端電圧により検出する例である。
構成を説明する。
図８は実施例４の補助電源回路を用いたスイッチング電源回路の回路構成を示す図である。
実施例４では、電圧検出部であるコンパレータcomp2は、抵抗値Rtr1の両端電圧を検出することで、入力電圧Ｖｉｎを検出する。
補助電源回路及びスイッチング電源回路のその他構成は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。

作用を説明する。
[スイッチング電源回路の内部動作用の電源供給を損失を抑制して行う作用]
実施例４の補助電源回路１では、コンパレータcomp2は、抵抗Rtr1の両端電圧を検出することで、抵抗Ｒtr1の損失を直接検出する。入力電圧Ｖinが大きいときは抵抗Ｒtr1の両端の電圧が大きくなりこの抵抗の電力損失が大きくなる。いま、抵抗Ｒtr1の両端電圧が一定値より大きくなるとスイッチＳＷを開くようにコンパレータcomp2の回路を構成する。
つまり、供給電源電圧Ｖinを直接検出するのではなく、供給電源電圧Ｖinに相関のある抵抗Rtr1の両端電圧を検出する。

効果を説明する。
実施例４の補助電源回路にあっては、上記(1)の効果に加えて、以下の効果を有する。
(4)電圧検出手段は、調整手段の常に通電される抵抗Rtr1の両端電圧を検出し、この検出電圧に基づいてスイッチＳＷを切り替えるようにし、抵抗による損失を抑制でき、入力電圧範囲の広い電源回路において、全ての電圧範囲で補助電源回路１の損失を抑制することができ、ひいては、回路の小型化、発熱減少による高放熱構造の簡略化に伴う低コスト化を実現することができる。
その他作用効果は、実施例１と同様であるので説明を省略する。

以上、本発明の補助電源回路を実施例１〜実施例４に基づき説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。

実施例１の補助電源回路を用いたスイッチング回路の回路図である。従来の回路構成を示す図である。図２の補助電源回路を用いたスイッチング電源回路のPWMコントローラの電源電圧Ｖcc、PWMコントローラの電源電流Ｉcc、PWMコントローラへの制御信号ＥＮ、PWMコントローラの出力状態のタイムチャートである。実施例１の補助電源回路の抵抗Rtr1,Rtr2の損失と供給（入力）電圧Ｖinの関係を示すグラフ図である。実施例２の補助電源回路を用いたスイッチング電源回路の回路構成を示す図である。実施例２の補助電源回路の抵抗Rtr1,Rtr2,Rtr3の損失と供給（入力）電圧Ｖinの関係を示すグラフ図である。実施例３の補助電源回路を用いたスイッチング電源回路の回路構成を示す図である。実施例４の補助電源回路を用いたスイッチング電源回路の回路構成を示す図である。

符号の説明

１補助電源回路
comp1〜comp4 コンパレータ
Ｃtr コンデンサ
Ｄ１ツェナーダイオード
Ｄ２ダイオード
ＳＷスイッチ
ＳＷ２トランジスタ
ＳＷ３トランジスタ
Rtr1〜Rtr3 抵抗
Ｒ１〜Ｒ３抵抗
１１電源
１２電源
１３バイパス路
２ PWMコントローラ
３スイッチ素子
４トランス
５補助巻線
Ｃ２コンデンサ
Ｄ３ダイオード
１００ａ〜１００ｅ（抵抗損失特性を説明する）線
２００ａ〜２００ｆ（抵抗損失特性を説明する）線

Claims

スイッチング電源回路のトランスへの通電をオンオフするスイッチ素子を駆動制御する駆動制御手段へ電源供給する補助電源回路において、
前記トランスに設けた補助巻線で生じる電圧により前記駆動制御手段へ電源供給する第１の電源供給手段と、
コンデンサに充電した電荷の放電により前記駆動制御手段へ電源供給する第２の電源供給手段と、
前記コンデンサの充電電圧が所定のしきい値電圧を超えると前記駆動制御手段へ起動指令を出力する起動指令手段と、
前記駆動制御手段へ供給する電源電流を抵抗成分により調整する調整手段と、
前記スイッチング電源回路への供給電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段の検出する供給電圧値に基づいて、前記調整手段における抵抗値を切り替える抵抗値切替手段と、
を備えることを特徴とする補助電源回路。
請求項１に記載の補助電源回路において、
前記調整手段は、並列に設けた複数の抵抗からなるようにし、
前記電圧検出手段は、直列に設けて供給電圧値を複数段階に分圧する複数の抵抗と、分圧させた複数段階の電圧値を基準電圧値と比較する複数のコンパレータからなるようにし、
前記抵抗値切替手段は、前記電圧検出手段のコンパレータからの出力により、前記調整手段の抵抗の通電数をトランジスタで切り替えるようにした、
ことを特徴とする補助電源回路。
請求項１に記載の補助電源回路において、
前記調整手段は、直列に設けた複数の抵抗からなるようにし、
前記抵抗値切替手段は、前記調整手段の抵抗の一部をバイパスするバイパス路のオンオフにより、前記調整手段の抵抗の通電数を切り替えるようにした、
ことを特徴とする補助電源回路。
請求項１に記載の補助電源回路において、
電圧検出手段は、
前記調整手段の常に通電される抵抗の両端電圧を検出することで、前記駆動制御手段への供給電圧を検出する、
ことを特徴とする補助電源回路。