JP2009094739A - 復調回路及び受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ミリ波周波数帯のＡＳＫ変調された信号を受信する受信装置において、ＬＮＡやフィルタとの集積化に有利で、受信感度の優れたＡＳＫ復調回路および受信装置を提供する。
【解決手段】復調回路１は、受信信号の包絡線を検波するために受信信号を整流するショットキーダイオード４ａを有する包絡線検波回路４と、包絡線検波回路の入力部に設けられる整合回路３とを備え、整合回路３は、整合回路３の入力段に設けられた伝送線路３ａ及び伝送線路３ａとショットキーダイオード４ａとの間に設けられた伝送線路３ｂを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、マイクロ波・ミリ波帯無線通信システムで使用される復調回路、及び受信装置に関し、特に、ＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式で変調された信号を受信して復調するための復調回路、及び受信装置に関するものである。

従来、デジタル信号を無線伝送する変調方式の一つとして、ＡＳＫ変調が知られている。ＡＳＫ変調では、搬送波の振幅をベースバンド信号、即ち、デジタル信号の１と０に対応させて変化させる。振幅のみを変化させるため回路構成が簡素になる特徴があり、ミリ波帯の無線通信でも応用されている。

このようなＡＳＫ方式で変調された信号は、例えば、整流回路と積分回路を備える包絡線検波回路を用いて、その信号の包絡線を検波することにより元のベースバンド信号を取り出すことが出来る。

図１２は、従来の受信装置１００を示す。従来の受信装置１００では、受信部１０１で受信された信号は包絡線検波回路１０２によって包絡線検波され、その検波後の信号は、キャパシタ１０３ａと抵抗１０３ｂとを有するローパスフィルタ１０３に通される。その後、増幅回路１０４によって増幅した後、コンパレータ１０５により電源１０６が発生する基準電圧と比較することにより、出力端子１０７から２値信号からなる受信データ信号を得る。包絡線検波回路１０２は、ショットキーダイオード１０８と、抵抗１０９ａ及びキャパシタ１０９ｂを有するローパスフィルタ１０９とを備えている。受信部１０１で受信された信号は、ショットキーダイオード１０８により半波整流され、ローパスフィルタ１０９によりその信号の包絡線形状が検出される。受信装置１００と類似の構成を備えるものとして、特許文献１では、外部からの送信電波を受信して包絡線検波すると共に、その包絡線検波後の受信信号と基準電圧とを比較することにより２値信号（デジタルデータ）を復元する際に、送信装置との間の通信距離が変化しても２値信号を常に正確に復元出来る受信装置が開示されている。
特開２０００−３５４０７４号公報（平成１２年１２月１９日公開）

しかしながら、図１２に示した従来の受信装置１００では、受信電力が小さく、受信信号の振幅が、ショットキーダイオード１０８のオン電圧（順方向電圧降下）以下となった場合、ショットキーダイオード１０８が受信信号を整流出来ないので、受信装置１００が復調動作を行えなくなる。

また、従来の受信装置１００では、受信部１０１と包絡線検波回路１０２とが直接接続されているために、搬送波の周波数が高くなるに従い、受信部１０１と包絡線検波回路１０２との間でインピーダンスの不整合が生じる。よって、ショットキーダイオード１０８に正確に受信信号を伝送することが出来なくなるので、受信装置１００の受信感度が低下し、通信距離が短くなる。

また、搬送波の周波数が高くなると、ローパスフィルタ１０９が有するキャパシタ１０９の接続長、物理的な大きさあるいは接地インダクタンスの影響によりローパスフィルタ１０９のインピーダンスが大きくなり、十分に搬送波信号成分を抑圧することが困難になり、不要な雑音信号としてデータ誤りを引き起こす原因となることがある。

従って、図１２に示すように、包絡線検波回路１０２の出力側に別途ローパスフィルタ１０３を設ける必要があった。

さらに、ミリ波帯においては、ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、ローパスフィルタ及び包絡線検波回路が半導体基板上に集積化されることが、受信装置の性能向上及び受信装置製造時の歩留まり向上のために好ましいが、ローパスフィルタと包絡線検波回路との間でインピーダンスの不整合が生じていると受信感度が低下するという問題があった。

その上、ＬＮＡが有するトランジスタと包絡線検波回路が有するショットキーダイオードとを同一の半導体基板上に形成した場合、上記トランジスタ及び上記ショットキーダイオードそれぞれについて、好ましいエピタキシャル構造や製造プロセスが異なる。このような場合、ミリ波帯におけるトランジスタの性能を優先したエピタキシャル構造と製造プロセスが選択されることが多いが、その結果としてショットキーダイオードの抵抗成分やオン電圧を十分に低くすることができず、受信装置の受信感度が悪くなるという問題があった。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであり、その目的は、ＡＳＫ変調を用いた無線通信システムにおいて、受信感度の優れたＡＳＫ復調回路及び受信装置を提供することにある。

本発明の復調回路は、上記課題を解決するために、受信信号の包絡線を検波するために受信信号を整流するダイオードを有する包絡線検波回路と、包絡線検波回路の入力部に設けられる入力回路とを備え、前記入力回路は、前記入力回路の入力段に設けられた第１伝送線路及び前記第１伝送線路と前記ダイオードとの間に設けられた第２伝送線路を有することを特徴とする。

上記発明によれば、前記第１伝送線路及び前記第２伝送線路を有する前記入力回路を設けることにより、その前段に配置される機器の特性インピーダンスと前記ダイオードの特性インピーダンスとが等しくなる、即ちインピーダンスの整合が取れる。従って、前記入力回路の前段に配置される機器と前記ダイオードとのインピーダンスの不整合が緩和され、前記包絡線検波回路の入力における反射を低減し、前記ダイオードに効率よく変調信号を伝達することが可能となるので、受信感度が向上する。

前記復調回路では、前記入力回路は、キャパシタと、一端が前記キャパシタを介して接地され、他端が上記第２伝送線路の一端に接続される第３伝送線路と、前記キャパシタと前記第３伝送線路との接続点に設けられ、直流バイアス電圧が印加される直流バイアス電圧入力端子とをさらに有してもよい。

これにより、前記直流バイアス電圧入力端子、前記キャパシタと第３伝送線路との接続点、前記第３伝送線路、前記第２伝送線路、前記ダイオードのアノードの経路で直流バイアス電流が流れるので、前記ダイオードの動作点の位置が調整出来る。従って、受信信号の振幅が、前記ダイオードのオン電圧より小さい場合においても、前記ダイオードは、受信信号を整流出来る。

また、前記直流バイアス電圧入力端子に直流バイアス電圧を印加することにより、前記接続点に直流バイアス電流を流して、前記ダイオードの動作点の位置を調整出来る。従って、前記入力回路が直流バイアス供給手段を有しており、インダクタ等の直流バイアス供給手段を別途設ける必要が無くなるので、回路面積を大きくすることなく、ダイオードに直流バイアス電流を供給することが可能となり、低コスト化に有利である。

さらに、直流バイアス供給手段としてインダクタを用いた場合に生じる、ミリ波帯においては前記インダクタそのものの特性が得られず、インダクタを接続することにより受ける損失が大きくなり、受信信号レベルが低下して受信感度が低下するという問題も解消できる。

その上、ダイオードの動作点の位置を調整し最適化出来るため、オン電圧の高いダイオードを用いた場合でも低コストで優れた受信感度を実現することが出来る。

前記復調回路では、受信信号を増幅する増幅回路と、前記増幅回路により増幅された受信信号から所望帯域外の受信信号を減衰させるフィルタとをさらに備え、前記フィルタの出力が、前記入力回路の入力に接続されてもよい。

これにより、前記包絡線検波回路の前段に配置される、ＬＮＡ等の増幅回路あるいはフィルタ等の機器とダイオードとの不整合が緩和され、前記包絡線検波回路の入力における反射を低減し、前記ダイオードに効率よく変調信号を伝達することが可能となるので、受信感度が向上する。

前記復調回路では、前記入力回路と、前記包絡線検波回路とを２組備え、２組の前記入力回路に、前記フィルタを通過した受信信号を分配する分配手段をさらに備え、２組の前記包絡線検波回路が有する前記ダイオードの極性が互いに逆であってもよい。

これにより、前記分配手段によって分配された信号は、２組の前記入力回路に入力され、それぞれの包絡線検波回路からベースバンド信号が出力される。この時、２組の前記包絡線検波回路が有する前記ダイオードの極性が異なるため、２組の前記包絡線検波回路からの信号は極性が異なる。即ち、差動出力として復調信号を得ることが可能となり、グランドループによるエラーや外部ノイズの低減に有利である。

また、２組の前記包絡線検波回路のそれぞれの入力部に入力回路を有しているため、簡素な分配回路を用いても不整合による損失を低減出来る。

さらに、２組の前記入力回路がそれぞれ有する直流バイアス電圧入力端子にそれぞれ極性の異なる直流バイアス電圧を印加することにより、２組の前記包絡線検波回路が有する前記ダイオードの動作点の位置が調整出来るので、受信信号の振幅が、２組の前記包絡線検波回路が有する前記ダイオードのオン電圧より小さい場合においても、２組の前記包絡線検波回路が有する前記ダイオードは、受信信号を整流出来る。従って、優れた受信特性を実現することが可能となる。

前記復調回路では、前記包絡線検波回路の出力部に、受信信号を搬送する搬送波信号の波長の１／４の長さである先端開放の伝送線路を備えてもよい。

これにより、前記搬送波信号の成分が前記復調回路の外部に漏れることを低減する。

前記復調回路では、前記包絡線検波回路の出力部に、前記搬送波信号の波長の１／４の長さである第４伝送線路が接続され、前記第４伝送線路の他端に前記搬送波信号の波長の１／４の長さである先端開放の第５伝送線路を備えてもよい。

これにより、包絡線検波回路の出力部から前記搬送波信号の波長の１／４の長さだけ離れた位置が先端開放の前記第５伝送線路によって接地となるため、搬送波周波数において前記包絡線検波回路の出力部から出力側を見たインピーダンス（以降、出力部から出力側を見たインピーダンスと称する）を高くすることが出来る。

従って、前記復調回路の出力にローパスフィルタを設ける場合、前記ローパスフィルタが有するキャパシタのインピーダンスを、その物理的な大きさ、接続長や接地インダクタンスの影響により十分小さくすることができなくても、出力部から出力側を見たインピーダンスは高くなっているため、前記キャパシタのインピーダンスは、出力部から出力側を見たインピーダンスに対して相対的に小さくなる。従って、十分に搬送波信号成分を抑圧することが出来るようになる。

このため、復調回路の出力側に別途ローパスフィルタを設ける必要がなくなる。また、設ける場合であっても、フィルタの段数あるいは次数を少なくすることが出来る。

前記復調回路では、前記包絡線検波回路の出力部、又は、前記第４伝送線路の他端に、第６伝送線路を設けてもよい。

これにより、前記復調回路の出力側に設ける回路とのインピーダンスの不整合を低減することができ、復調データ誤りの発生を低減出来る。

前記復調回路は、半導体基板上に一体形成してもよい。

これにより、ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｏｌｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のトランジスタを形成するために最適化されたエピタキシャル構造の半導体基板上に復調回路を一体形成した場合であっても、優れた受信特性を得ることが出来る。

本発明の受信装置は、上記いずれかの復調回路と、前記復調回路の出力部に設けられ、増幅後の信号の振幅を一定値に制限する制限増幅器、又はコンパレータとを備えているので、所望の波形を有したデジタルデータ信号を得ることが出来る。

本発明の復調回路及び受信装置は、以上のように、受信信号の包絡線を検波するために受信信号を整流するダイオードを有する包絡線検波回路と、包絡線検波回路の入力部に設けられる入力回路とを備え、前記入力回路は、入力回路の入力段に設けられた第１伝送線路及び第１伝送線路とダイオードとの間に設けられた第２伝送線路を有するものである。

それゆえ、ＡＳＫ変調を用いた無線通信システムにおいて、受信感度の優れたＡＳＫ復調回路及び受信装置を提供出来るという効果を奏する。

本発明の一実施形態について実施例１〜実施例４及び図１〜図１１に基づいて説明すれば、以下の通りである。

〔実施例１〕
図１に本発明の第１の実施例における復調回路１の回路図を示す。復調回路１は、大略的には、入力端子２、整合回路３、包絡線検波回路４、出力端子５、インダクタ６及びキャパシタ７を備えている。整合回路３は、伝送線路３ａ、伝送線路３ｂ、伝送線路３ｃ、キャパシタ３ｄ、抵抗３ｅ、キャパシタ３ｆ及び直流バイアス電圧入力端子３ｇを有している。包絡線検波回路４は、ショットキーダイオード４ａ及びローパスフィルタ４ｂを有しており、ローパスフィルタ４ｂは、抵抗４ｃ及びキャパシタ４ｄを有している。

包絡線検波回路４は、ショットキーダイオード４ａと、抵抗４ｃ及びキャパシタ４ｄを有するローパスフィルタ４ｂとを備えている。入力端子２から入力される受信信号は、ショットキーダイオード４ａにより半波整流され、ローパスフィルタ４ｂによりその信号の包絡線形状が検出される。

復調回路１では、入力端子２と整合回路３の入力とが接続され、整合回路３の出力と包絡線検波回路４の入力とが接続される。包絡線検波回路４の出力は、インダクタ６の一端に接続され、インダクタ６の他端は、受信信号に含まれる直流成分を阻止するキャパシタ７の一端に接続されている。そして、キャパシタ７の他端は、出力端子５に接続されている。インダクタ６は、出力端子５に接続される図示しない回路と復調回路１との間でインピーダンスの整合をとるために設けられている。このような構成とすることにより、直流分をカットしたベースバンド信号を出力端子５より得ることが出来る。

ここで、整合回路３について、伝送線路３ａの一端は、入力端子２に接続され、伝送線路３ａの他端は、伝送線路３ｂの一端に接続されている。次に、伝送線路３ｂの他端は、ショットキーダイオード４ａのアノードに接続されている。また、伝送線路３ｃの一端は、伝送線路３ａと伝送線路３ｂとの接続点に接続され、伝送線路３ｃの他端は、直流バイアス電圧入力端子３ｇに接続されている。さらに、キャパシタ３ｄの一端は、直流バイアス電圧入力端子３ｇに接続され、キャパシタ３ｄの他端は接地されている。その上、抵抗３ｅの一端は、直流バイアス電圧入力端子３ｇに接続され、抵抗３ｅの他端は、キャパシタ３ｆの一端に接続されている。そして、キャパシタ３ｆの他端は接地されている。なお、伝送線路３ａ、伝送線路３ｂ及び伝送線路３ｃは、マイクロストリップ線路である。

直流バイアス電圧入力端子３ｇは、直流バイアス電圧が入力される端子である。直流バイアス電圧入力端子３ｇに直流バイアス電圧を印加することにより、直流バイアス電圧入力端子３ｇ→伝送線路３ｃとキャパシタ３ｄとの間の接続点→伝送線路３ｃ→伝送線路３ｂ→ショットキーダイオード４ａのアノードの経路で直流バイアス電流が流れるので、ショットキーダイオード４ａの動作点の位置が調整出来る。

また、キャパシタ３ｄの容量は、キャパシタ３ｄと伝送線路３ｃとの接続点のインピーダンスが、搬送波周波数において十分低くなる、即ち搬送波周波数において略接地となるように設定される。これにより、搬送波周波数における、伝送線路３ａと伝送線路３ｃとの接続点からキャパシタ３ｄ側を見たインピーダンスは、伝送線路３ｃのインピーダンスを有していることになる。従って、整合回路３が伝送線路３ａ、伝送線路３ｂ、伝送線路３ｃ及びキャパシタ３ｄを有することにより、搬送波信号成分、即ち搬送波周波数帯の信号成分は、損失なくショットキーダイオード４ａに伝達される。

また、包絡線検波回路４について、ショットキーダイオード４ａのカソードは、インダクタ６の一端に接続される。抵抗４ｃの一端は、ショットキーダイオード４ａのカソードに接続され、抵抗４ｃの他端は接地されている。キャパシタ４ｄの一端は、ショットキーダイオード４ａのカソードに接続され、キャパシタ４ｄの他端は接地されている。従って、抵抗４ｃ及びキャパシタ４ｄは並列に接続されている。

上述したように、直流バイアス電圧入力端子３ｇに直流バイアス電圧を印加することにより、ショットキーダイオード４ａの動作点の位置が調整出来る。これにより、包絡線検波回路４と復調回路１の前段に接続されるＬＮＡあるいはフィルタ等の機器との間で反射が全く無く、包絡線を正確に検波することが可能となる。即ち、検波特性が最適化される。

図２は、スミスチャートであり、例えば搬送波信号の周波数として６０．５ＧＨｚが採用された、復調回路を備える無線通信システムにおいて、復調回路に入力される受信信号に含まれる搬送波信号成分が復調回路１の入力側にどの程度反射されるかを示すものである。図２において、整合回路ありの場合、無線通信システムは図１の復調回路１を備えており、直流バイアス電圧入力端子３ｇに印加される直流バイアス電圧Vconを０．４Ｖ、０．６Ｖ、０．８Ｖと変化させている。図２において、整合回路なしの場合、無線通信システムが備える復調回路は、図１２に示す包絡線検波回路１１０を有しており、直流バイアス電圧入力端子１１２に印加される直流バイアス電圧Vconを０．４Ｖ、０．６Ｖ、０．８Ｖと変化させている。

図２において、整合回路ありの場合と整合回路なしの場合とを比較すると、整合回路なしの場合、包絡線検波回路１１０の特性インピーダンスと、整合回路を有していない復調回路の前段に接続されるＬＮＡあるいはフィルタ等の機器の特性インピーダンスとが等しくないため、上記復調回路と上記機器との間でインピーダンスの整合が取れていない。特に、図１２に示すように、直流バイアス電圧入力端子１１２に印加される直流バイアス電圧Vconによりショットキーダイオード１１１の動作点の位置を調整する構成においては、直流バイアス電圧Vconを印加することによりショットキーダイオード１１１のアノードに直流バイアス電流が流れるので、ショットキーダイオード１１１の特性が変化する。

上記理由から、従来の復調回路では、図１２に示す包絡線検波回路１１０を有していたとしても、整合状態を実現すること、及び受信信号の振幅が、ショットキーダイオード１１１のオン電圧より小さい場合においても、ショットキーダイオード１１１が受信信号を整流出来るように、必要な直流バイアス電圧を直流バイアス電圧入力端子１１２に印加し、ショットキーダイオード１１１の動作点の位置を調整することを両立することができなかった。

これに対して、整合回路ありの場合、整合回路なしの場合と比較して、スミスチャートの中心に近く、よりインピーダンスの整合が取れていることが分かる。特に、直流バイアス電圧Vconが０．６Ｖの場合は、スミスチャートのほぼ中心であり、包絡線検波回路４が有するショットキーダイオード４ａと、復調回路１の前段に接続されるＬＮＡあるいはフィルタ等との間で反射が無視出来るほど小さく、インピーダンスの整合がとれている。

整合回路３は、一端がキャパシタ３ｄを介して接地された伝送線路３ｃを有している。伝送線路３ｃとキャパシタ３ｄとの接続点は、搬送波周波数において略接地、即ち十分低いインピーダンスとなるため、伝送線路３ｃとキャパシタ３ｄとの接続点に直流バイアス電流を流すための配線等を接続しても、高周波回路である復調回路１及び高周波回路である整合回路３の特性に影響を与えることがない。従って、直流バイアス電圧入力端子３ｇに直流バイアス電圧を印加し、ショットキーダイオード４ａのアノードに直流バイアス電流を流してショットキーダイオード４ａの動作点の位置が調整出来る。

また、整合回路３は、復調回路１の前段に接続されるＬＮＡあるいはフィルタ等の機器のインピーダンスを変換し、包絡線検波回路４の入力インピーダンスと整合するよう設計されている。従って、包絡線検波回路４と復調回路１の前段に接続されるＬＮＡあるいはフィルタ等の機器との間でインピーダンスの整合が取れている。

このように、本実施の形態の整合回路３を復調回路に設けることにより、整合状態を実現すること、及び受信信号の振幅が、ショットキーダイオード４ａのオン電圧より小さい場合においても、ショットキーダイオード４ａが受信信号を整流出来るように、必要な直流バイアス電圧を直流バイアス電圧入力端子３ｇに印加し、ショットキーダイオード４ａのアノードに直流バイアス電流を流してショットキーダイオード４ａの動作点の位置を調整することを両立出来る。

〔比較例１〕
従来は、受信信号の振幅が小さいために受信信号の電圧が小さい場合、図１３に示す包絡線検波回路１１０のように、ショットキーダイオード１０８にバイアスをかけて動作させる構成を用いていた。包絡線検波回路１１０は、直流バイアス電圧入力端子１１１に直流バイアス電圧を印加し、インダクタ１１２を介してショットキーダイオード１０８のアノードに直流バイアス電流を流すことにより、ショットキーダイオード１０８の動作点の位置を調整する構成である。

図１４にショットキーダイオードの電圧−電流特性を示す。ショットキーダイオードのアノードに直流バイアス電流を流すことにより、ショットキーダイオードの動作点がＯからＡに変化するので、ショットキーダイオードのオン電圧より小さい振幅の信号を整流することが可能となる。

しかしながら、図１３の包絡線検波回路１１０は、図１２の包絡線検波回路１０２に別途インダクタ１１３を追加した構成であるため、コストアップするという問題点が生じる。また、ミリ波帯ではインダクタ１１３の特性そのものが得られなくなるので、インダクタを接続することにより受ける損失が大きくなるため、受信信号レベルが低下して受信感度が低下する。

これに対して、本実施の形態の復調回路１では、整合回路３が伝送線路３ｃ、キャパシタ３ｄ及び直流バイアス電圧入力端子３ｇからなる直流バイアス供給手段を有しており、インダクタ等の直流バイアス供給手段を別途設ける必要が無くなるので、回路面積を大きくすることなく、低コストで検波特性を改善出来る。即ち、包絡線検波回路４と復調回路１の前段に接続されるＬＮＡあるいはフィルタ等の機器との間で生じる反射を小さく出来、整合回路３及び包絡線検波回路４を実装する半導体基板の面積を小さく出来、低コスト化に有利である。また、復調回路１では、さらにインダクタ６を上記半導体基板に形成しても良い。なお、キャパシタ７は、ベースバンド信号の直流分をカットするため容量値を大きくする必要がある。このため、キャパシタ７の面積が大きくなり、キャパシタ７を半導体基板上に形成することは困難であるので、キャパシタ７は半導体基板外に構成する。

さらに、復調回路１では、直流バイアス供給手段としてインダクタを用いた場合に生じる、ミリ波帯においては前記インダクタそのものの特性が得られず、インダクタを接続することにより受ける損失が大きくなるため、受信信号レベルが低下して受信感度が低下するという問題点も解消できる。

その上、ダイオードの動作点の位置を調整し最適化出来るため、オン電圧の高いダイオードを用いた場合でも低コストで優れた受信感度を実現することが出来る。

図３は、例えば、１ＧＨｚの正弦波で搬送波周波数６０．５ＧＨｚのキャリア信号を変調した変調信号を受信し、復調回路への入力変調信号レベルが０ｄＢｍであった場合の復調信号を、整合回路３がない場合と比較して示した波形図である。ここで、ショットキーダイオード４ａに供給されるバイアス電圧はそれぞれ０．６Ｖとした。整合回路を設けることにより受信感度が向上することが分かる。また、図４に、直流バイアス電圧を変化させたときの復調信号の波形図を示す。直流バイアス電圧を０．６Ｖとすることにより、正弦波の復調信号が得られることが分かる。

〔実施例２〕
本発明の他の実施例について図５〜図７に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施例において説明すること以外の構成は、前記実施例１と同じである。また、説明の便宜上、前記実施例１の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図５（ａ）は、本発明の第２の実施例における復調回路８の回路図を示したものである。ここでは、復調回路８は化合物半導体基板上に形成する。

入力端子２には、受信信号を増幅するＬＮＡ９が接続される。さらに、ＬＮＡ９の出力には、受信信号のうち不要な周波数帯域の信号を抑圧するバンドパスフィルタ１０が接続される。さらに、バンドパスフィルタ１０の出力側には整合回路３が接続され、整合回路３の出力側には包絡線検波回路４が接続される。また、包絡線検波回路４の出力側には伝送線路１１の一端が接続され、伝送線路１１の他端に先端開放の伝送線路１２が接続される。伝送線路１２と伝送線路１１との接続点には出力整合をとるためのインダクタ６が接続されている。なお、伝送線路１１及び伝送線路１２は、マイクロストリップ線路である。

インダクタ６は、化合物半導体基板上に設けられた出力端子１３に接続される。また、出力端子１３に、例えば化合物半導体基板を実装するセラミック基板上に設けたキャパシタ７を接続することにより、直流分をカットしたベースバンド信号を出力端子５より得ることが出来る。キャパシタ７は、搬送波信号成分より周波数が低い、復調したベースバンド信号を通過させる必要があるため、搬送波信号成分と同じ周波数の信号を通過させる場合の容量より大きい容量が必要となり、化合物半導体基板上に形成すると基板面積が大きくなるため、セラミック基板等の実装基板に設けた方が低コスト化に有利である。

ここで、整合回路３について、伝送線路３ａの一端は、バンドパスフィルタ１０に接続され、伝送線路３ａの他端は、伝送線路３ｂの一端に接続されている。次に、伝送線路３ｂの他端は、ショットキーダイオード４ａのアノードに接続されている。また、伝送線路３ｃの一端は、伝送線路３ａと伝送線路３ｂとの接続点に接続され、伝送線路３ｃの他端は、直流バイアス電圧入力端子３ｇに接続されている。さらに、キャパシタ３ｄの一端は、直流バイアス電圧入力端子３ｇに接続され、キャパシタ３ｄの他端は、ビアホールのインダクタンス成分（以降、単にインダクタンス成分と称する）１４の一端に接続されている。そして、インダクタンス成分１４の他端は接地されている。その上、抵抗３ｅの一端は、直流バイアス電圧入力端子３ｇに接続され、抵抗３ｅの他端は、キャパシタ３ｆの一端に接続されている。そして、キャパシタ３ｆの他端は、インダクタンス成分１５の一端に接続されている。そして、インダクタンス成分１５の他端は接地されている。

なお、化合物半導体基板上に形成する場合、接地はビアホールによって行うため、ビアホールの特性を考慮する必要がある。特に、ミリ波帯においてはビアホールの特性が回路全体の特性に影響を及ぼすため、整合回路３においてビアホールの等価回路をインダクタンス成分１４及びインダクタンス成分１５として示している。

上記のように構成された整合回路３を設けることにより、バンドパスフィルタ１０と包絡線検波回路４とのインピーダンスの不整合が改善し、受信感度を向上出来る。

さらに、直流バイアス電圧入力端子３ｇに直流バイアス電圧を印加することにより、直流バイアス電圧入力端子３ｇ→伝送線路３ｃとキャパシタ３ｄとの間の接続点→伝送線路３ｃ→伝送線路３ｂ→ショットキーダイオード４ａのアノードの経路で直流バイアス電流が流れるので、ショットキーダイオード４ａの動作点の位置が調整出来、検波特性を最適化出来る。

ここで、直流バイアス電圧入力端子３ｇには、抵抗３ｅとキャパシタ３ｆとを有するローパスフィルタが接続されているので、直流バイアス電圧入力端子３ｇからの雑音の混入を防止する。

また、包絡線検波回路４は、ショットキーダイオード４ａとローパスフィルタ４ｂとを有しており、ローパスフィルタ４ｂは、抵抗４ｃ、キャパシタ４ｄ、伝送線路４ｅ、インダクタンス成分１６及びインダクタンス成分１７を有している。

包絡線検波回路４について、ショットキーダイオード４ａのカソードは、伝送線路１１の一端に接続される。伝送線路４ｅ一端は、ショットキーダイオード４ａのカソードに接続され、伝送線路４ｅの他端は、抵抗４ｃの一端に接続されている。抵抗４ｃの他端は、インダクタンス成分１６の一端に接続され、インダクタンス成分１６の他端は、接地されている。キャパシタ４ｄの一端は、伝送線路４ｅの他端に接続され、キャパシタ４ｄの他端は、インダクタンス成分１７の一端に接続されている。そして、インダクタンス成分１７の他端は接地されている。伝送線路４ｅは、ローパスフィルタ４ｂと伝送線路１１との接続長を表している。

また、伝送線路１１と先端開放の伝送線路１２との長さは、搬送波の波長をλとした場合にλ／４としている。伝送線路１１の他端は、長さがλ／４である先端開放の伝送線路１２を接続したことにより、搬送波周波数において接地とみなせ、さらに上述したように、伝送線路１１の長さもλ／４である。このため、伝送線路１１の他端から出力側を見たインピーダンスは、搬送波周波数において高くなり、開放とみなせる。従って、ローパスフィルタ４ｂに優先的に搬送波信号が伝達されるため、搬送波の漏れを低減出来る。

また、例えば、ＬＮＡ９が有するトランジスタとしてＨＥＭＴを用い、ショットキーダイオード４ａは、ＨＥＭＴのソース−ドレイン間を短絡し、金属製のゲート電極と半導体とが直接接合された部分、即ちショットキー接合された部分を利用することが出来る。そのため、化合物半導体基板上に復調回路を一体形成することが可能である。

ここで、化合物半導体基板として、基板厚み１００μｍのＧａＡｓ基板上に、復調回路８のキャパシタ７を除く部分を形成する。伝送線路３ａは、線路幅４０μｍ及び長さ５０μｍとし、伝送線路３ｂは、線路幅４０μｍ及び長さ１００μｍとし、伝送線路３ｃは、線路幅４０μｍ及び長さ１００μｍとした。また、伝送線路１１は、線路幅４０μｍ及び長さ４５０μｍとし、伝送線路１２は、線路幅４０μｍ、長さ４５０μｍとした。

次に、キャパシタ３ｄの容量は０．４ｐＦ、インダクタ６のインダクタンスは８ｎＨである。また、抵抗４ｃの抵抗値は１００Ω、キャパシタ４ｄの容量は２ｐＦとした。また、伝送線路４ｅは１０μｍ、インダクタンス成分１４〜インダクタンス成分１７は２８ｐＨである。

ＬＮＡ９が有するトランジスタは、ゲート幅０．１５μｍのＨＥＭＴを用いている。また、例えば、ショットキーダイオード４ａは、ソース−ドレイン間を短絡したＨＥＭＴのゲート接合、即ち金属製のゲート電極と半導体との接合部を利用出来る。このように形成したショットキーダイオードを用いても、直流バイアス電圧入力端子３ｇに直流バイアス電圧を印加することによる動作点の調整は可能であり、整合回路３により、バンドパスフィルタ１０と包絡線検波回路４とのインピーダンスの不整合が改善出来るので、優れた検波特性を得ることが出来る。そのため、半導体基板上に一体形成することができ、低コストで受信感度の優れた復調回路を実現出来る。なお、本実施例において、実装基板上に設けるキャパシタ７の容量は１μＦとした。

なお、図５（ｂ）に示す復調回路のように、包絡線検波回路４の出力に伝送線路３６を設けても良い。さらに、図５（ｃ）に示す復調回路のように、伝送線路１１の他端に伝送線路３６を設けても良い。これにより、図５（ｂ）及び図５（ｃ）の復調回路の出力側に設ける回路とのインピーダンスの不整合を低減することができ、復調データ誤りの発生を低減出来る。

図６は、例えば、１ＧＨｚの正弦波で搬送波周波数６０．５ＧＨｚのキャリア信号を変調した変調信号を受信し、包絡線検波回路４への入力変調信号レベルを０ｄＢｍとした場合、包絡線検波回路４の出力側に伝送線路１１及び先端開放の伝送線路１２を設けなかった復調回路において、出力端子５から出力される信号の、直流成分を除いた電力スペクトルを示したものである。ここで、直流バイアス電圧入力端子３ｇに印加する直流バイアス電圧は０．６Ｖとした。搬送波周波数帯域の変調信号が出力側にもれてくることがわかる。

これは、ローパスフィルタ４ｂとショットキーダイオード４ａの接続長、即ち、伝送線路４ｅの長さや、接地のためのビアホールの有するインダクタンス成分１６及びインダクタンス成分１７がミリ波帯において無視できず特性に影響を及ぼすためである。そのため、搬送波信号成分に対する伝送線路４ｅ→キャパシタ４ｄ→インダクタンス成分１７の経路のインピーダンスが大きくなり、十分に搬送波信号成分を抑圧することができなくなる。

一方、図７は、包絡線検波回路４の出力側に伝送線路１１及び先端開放の伝送線路１２を設けた復調回路において、出力端子５から出力される信号の電力スペクトルを示したものである。搬送周波数帯域の変調信号の出力端子５への漏れを低減できていることが分かる。そのため、例えば、実装基板側に設けるローパスフィルタを省く、あるいはローパスフィルタの段数あるいは次数を低くすることができ、受信装置の小型化に有利である。

〔実施例３〕
図８は、本発明の第３の実施例における復調回路１８の回路図を示したものである。図５に示した実施例２と異なる点は、バンドパスフィルタ１０の出力側に分配手段１９を設けて受信変調信号を分配した後、直流阻止キャパシタ２０を通して一方の信号を第１復調回路２１に入力し、また、直流阻止キャパシタ２２を通して他方の信号を第２復調回路２３に入力する構成としている。ここで、第２復調回路２３は、ショットキーダイオード４ａ’が、第１復調回路２１のショットキーダイオード４ａと向きを変えて設けられている点を除いては、第１復調回路２１と同じ構成である。この場合、それぞれのショットキーダイオードに順方向バイアスがかかるように、直流バイアス電圧入力端子３ｇからは正のバイアス電圧を、直流バイアス電圧入力端子３ｇ’からは負のバイアス電圧を供給する。

第１復調回路２１は整合回路３を備えており、第２復調回路２３は整合回路３’を備えているので、分配手段による不整合を改善することが出来る。また、このような構成とすることにより、出力端子１３と出力端子１３’とから極性の異なる出力を得ることが出来るため、復調回路１８を搭載する実装基板側の回路構成を差動回路とすることが容易となり、外部からのノイズの低減に有利である。

〔実施例４〕
本実施例４では、図９〜図１１に、本発明の実施の形態における受信装置のブロック図を示す。

図９の受信装置２４は、復調回路２６の入力部と受信アンテナ２５を接続し、復調した復調信号から直流成分をキャパシタ２７により除く。復調回路２６には、例えば、実施例２で示した半導体基板上に形成された復調回路８が用いられる。キャパシタ２７により直流成分を除かれた検波信号を、制限増幅器２８によって増幅し、キャパシタ２９によりさらに直流成分を除いて受信デジタル信号として出力端子３０から出力する。出力端子３０から出力された受信デジタル信号は、ベースバンド信号処理回路に入力される。制限増幅器２８は、増幅後の検波信号の振幅がある一定値に制限される増幅器である。従って、検波信号は、この一定値にデジタル化される。

図９の受信装置２４では、制限増幅器２８を利用して受信デジタル信号を得る構成としたが、例えば、図１０に示す受信装置３１のように、コンパレータ３２を用いて電源３３から出力される基準電圧と比較し、受信デジタル信号を得る構成としても良い。また、例えば、図１１に示す受信装置３４のように、抵抗３５ａとキャパシタ３５ｂとを有するローパスフィルタ３５を接続し、受信信号電圧から基準電圧を得る構成としても良い。

実施例２では、不要な搬送波周波数帯の信号を抑圧するための回路が半導体基板上に備えられているため、復調回路２１と制限増幅器２８或いはコンパレータ３２との間にローパスフィルタを配置する必要がなく、受信装置の小型化を図った。

以上のように、本発明の復調回路は、受信したＡＳｋ変調信号をＬＮＡにより増幅し、フィルタにより不要信号成分を抑圧した後、整合回路を介して包絡線検波回路に入力すると共に、整合回路に設けたショートスタブを介して包絡線検波回路を構成するショットキーダイオードに直流バイアスを供給することによって、包絡線検波回路の入力不整合損の低減と、ショットキーダイオードの動作点の最適化が可能となり、受信特性の向上を図ることができる。また、搬送波信号を抑圧するための先端開放の伝送線路を設けることにより、搬送波信号の漏れを低減し、受信データ信号の誤り発生を低減出来る。

〔実施形態の総括〕
本発明の復調回路は、上記課題を解決するために、受信信号の包絡線を検波するために受信信号を整流するショットキーダイオード４ａを有する包絡線検波回路４と、包絡線検波回路４の入力部に設けられる整合回路３とを備え、整合回路３は、整合回路３の入力段に設けられた伝送線路３ａ及び伝送線路３ａとショットキーダイオード４ａとの間に設けられた伝送線路４ｂを有することを特徴とする。

上記発明によれば、伝送線路３ａ及び伝送線路３ｂを有する整合回路３を設けることにより、その前段に配置される機器の特性インピーダンスと前記ダイオードの特性インピーダンスとが等しくなる、即ちインピーダンスの整合が取れる。従って、整合回路３の前段にの配置される機器とショットキーダイオード４ａとのインピーダンスの不整合が緩和され、包絡線検波回路４の入力における反射を低減し、前記ダイオードに効率よく変調信号を伝達することが可能となるので、受信感度が向上する。

前記復調回路では、整合回路３は、キャパシタ３ｄと、一端がキャパシタ３ｄを介して接地され、他端が伝送線路３ｂの一端に接続される伝送線路３ｃと、キャパシタ３ｄと伝送線路３ｃとの接続点に設けられ、直流バイアス電圧が印加される直流バイアス電圧入力端子３ｇとをさらに有してもよい。

これにより、直流バイアス電圧入力端子３ｇ、キャパシタ３ｄと伝送線路３ｃとの接続点、伝送線路３ｃ、伝送線路３ｂ、ショットキーダイオード４ａのアノードの経路で直流バイアス電流が流れるので、ショットキーダイオード４ａの動作点の位置が調整出来る。従って、受信信号の振幅が、ショットキーダイオード４ａのオン電圧より小さい場合においても、ショットキーダイオード４ａは、受信信号を整流出来る。

また、直流バイアス電圧入力端子３ｇに直流バイアス電圧を印加することにより、前記接続点に直流バイアス電流を流して、ショットキーダイオード４ａの動作点の位置を調整出来る。従って、整合回路３が直流バイアス供給手段を有しており、インダクタ等の直流バイアス供給手段を別途設ける必要が無くなるので、回路面積を大きくすることなく、ショットキーダイオード４ａに直流バイアス電流を流して供給することが可能となり、低コスト化に有利である。

さらに、直流バイアス供給手段としてインダクタを用いた場合に生じる、ミリ波帯においては前記インダクタそのものの特性が得られず、インダクタを接続することにより受ける損失が大きくなり、受信信号レベルが低下して受信感度が低下するという問題も解消できる。

その上、ショットキーダイオード４ａの動作点の位置を調整し最適化出来るため、オン電圧の高いショットキーダイオード４ａを用いた場合でも低コストで優れた受信感度を実現することが出来る。

前記復調回路では、受信信号を増幅するＬＮＡ９と、ＬＮＡ９により増幅された受信信号から所望帯域外の受信信号を減衰させるバンドパスフィルタ１０とをさらに備え、バンドパスフィルタ１０の出力が、整合回路３の入力に接続されてもよい。

これにより、包絡線検波回路４の前段に配置される、ＬＮＡ等の増幅回路あるいはフィルタ等の機器とショットキーダイオード４ａとの不整合が緩和され、包絡線検波回路４の入力における反射を低減し、ショットキーダイオード４ａに効率よく変調信号を伝達することが可能となるので、受信感度が向上する。

前記復調回路では、整合回路３及び整合回路３’と、包絡線検波回路４及び包絡線検波回路４’とを備え、整合回路３及び整合回路３’に、バンドパスフィルタ１０を通過した受信信号を分配する分配手段１９をさらに備え、包絡線検波回路４が有するショットキーダイオード４ａ及び包絡線検波回路４’が有するショットキーダイオード４ａ’の極性が互いに逆であってもよい。

これにより、分配手段１９によって分配された信号は、整合回路３及び整合回路３’に入力され、包絡線検波回路４及び包絡線検波回路４’からベースバンド信号が出力される。この時、包絡線検波回路４が有するショットキーダイオード４ａ及び包絡線検波回路４’が有するショットキーダイオード４ａ’の極性が異なるため、包絡線検波回路４及び包絡線検波回路４’からの信号は極性が異なる。即ち、差動出力として復調信号を得ることが可能となり、グランドループによるエラーや外部ノイズの低減に有利である。

また、包絡線検波回路４及び包絡線検波回路４’のそれぞれの入力部に整合回路３及び整合回路３’を有しているため、簡素な分配回路を用いても不整合による損失を低減出来る。

さらに、整合回路３及び整合回路３’がそれぞれ有する直流バイアス電圧入力端子３ｇ及び直流バイアス電圧入力端子３ｇ’にそれぞれ極性の異なる直流バイアス電圧を印加することにより、包絡線検波回路４が有するショットキーダイオード４ａ及び包絡線検波回路４’が有するショットキーダイオード４ａ’の動作点の位置が調整出来るので、受信信号の振幅が、包絡線検波回路４が有するショットキーダイオード４ａ及び包絡線検波回路４’が有するショットキーダイオード４ａ’のオン電圧より小さい場合においても、包絡線検波回路４が有するショットキーダイオード４ａ及び包絡線検波回路４’が有するショットキーダイオード４ａ’は、受信信号を整流出来る。従って、優れた受信特性を実現することが可能となる。

前記復調回路では、包絡線検波回路４の出力部に、受信信号を搬送する搬送波信号の波長の１／４の長さである先端開放の伝送線路１２を備えてもよい。

これにより、前記搬送波信号の成分が前記復調回路の外部に漏れることを低減する。

前記復調回路では、包絡線検波回路４の出力部に、前記搬送波信号の波長の１／４の長さである伝送線路１１が接続され、伝送線路１１の他端に前記搬送波信号の波長の１／４の長さである先端開放の伝送線路１２を備えてもよい。

これにより、包絡線検波回路４の出力部から前記搬送波信号の波長の１／４の長さだけ離れた位置が先端開放の伝送線路１２によって接地となるため、搬送波周波数において包絡線検波回路４の出力部から出力側を見たインピーダンス（以降、出力部から出力側を見たインピーダンスと称する）を高くすることが出来る。

従って、前記復調回路の出力にローパスフィルタを設ける場合、前記ローパスフィルタが有するキャパシタのインピーダンスを、その物理的な大きさ、接続長や接地インダクタンスの影響により十分小さくすることができなくても、出力部から出力側を見たインピーダンスは高くなっているため、前記キャパシタのインピーダンスは、出力部から出力側を見たインピーダンスに対して相対的に小さくなる。従って、十分に搬送波信号成分を抑圧することが出来るようになる。

このため、復調回路の出力側に別途ローパスフィルタを設ける必要がなくなる。また、設ける場合であっても、フィルタの段数あるいは次数を少なくすることが出来る。

前記復調回路では、包絡線検波回路４の出力部、又は、伝送線路１１の他端に伝送線路３６を設けてもよい。

これにより、前記復調回路の出力側に設ける回路との不整合を低減することができ、復調データ誤りの発生を低減出来る。

前記復調回路は、半導体基板上に一体形成してもよい。

これにより、ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｏｌｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のトランジスタを形成するために最適化されたエピタキシャル構造の半導体基板上に復調回路を一体形成した場合であっても、優れた受信特性を得ることが出来る。

本発明の受信装置は、上記いずれかの復調回路と、前記復調回路の出力部に設けられ、増幅後の信号の振幅を一定値に制限する制限増幅器２８、又はコンパレータ３２とを備えているので、所望の波形を有したデジタルデータ信号を得ることが出来る。

本発明の復調回路及び受信装置は、受信感度の優れたＡＳＫ復調回路及び受信装置として用いることが出来るので、マイクロ波・ミリ波帯無線通信システムに好適に利用することが出来る。

本発明の第１の実施例における復調回路の回路図である。 搬送波信号の周波数として６０．５ＧＨｚが採用された、復調回路を備える無線通信システムにおいて、復調回路に入力される受信信号に含まれる搬送波信号成分が復調回路の入力側にどの程度反射されるかを示すスミスチャートである。 １ＧＨｚの正弦波で搬送波周波数６０．５ＧＨｚのキャリア信号を変調した変調信号を受信し、復調回路への入力変調信号レベルが０ｄＢｍであった場合の復調信号を、整合回路がない場合と比較して示した波形図である。 直流バイアス電圧を変化させたときの復調信号の波形図である。 図５（ａ）は、本発明の第２の実施例における復調回路の回路図であり、図５（ｂ）は、包絡線検波回路の出力に他の伝送線路を設けた復調回路の回路図であり、図５（ｃ）は、包絡線検波回路の出力に接続された伝送線路の他端に他の伝送線路を設けた復調回路の回路図である。 包絡線検波回路の出力側に伝送線路及び先端開放の伝送線路を設けなかった復調回路において、出力端子から出力される信号の、直流成分を除いた電力スペクトルである。 包絡線検波回路の出力側に伝送線路及び先端開放の伝送線路を設けた復調回路において、出力端子から出力される信号の電力スペクトルである。 本発明の第３の実施例における復調回路の回路図である。 本発明の実施の形態における受信装置のブロック図である。 本発明の実施の形態における他の受信装置のブロック図である。 本発明の実施の形態におけるさらに別の受信装置のブロック図である。 従来の受信装置の回路図である。 従来の受信装置が有する包絡線検波回路の回路図である。 ショットキーダイオードの電圧−電流特性を示すグラフである。

符号の説明

１、８、１８、２６ 復調回路
２ 入力端子
３ 整合回路（入力回路）
３ａ 伝送線路（第１伝送線路）
３ｂ 伝送線路（第２伝送線路）
３ｃ 伝送線路（第３伝送線路）
３ｄ キャパシタ
３ｅ、４ｃ、３５ａ 抵抗
３ｆ、４ｄ、７、２７、２９、３５ｂ キャパシタ
３ｇ 直流バイアス電圧入力端子
４ 包絡線検波回路
４ａ ショットキーダイオード（ダイオード）
４ａ’ ショットキーダイオード
４ｂ、３５ ローパスフィルタ
４ｅ 伝送線路
５、１３、３０ 出力端子
６ インダクタ
９ ＬＮＡ（増幅回路）
１０ バンドパスフィルタ（フィルタ）
１１ 伝送線路（第４伝送線路）
１２ 伝送線路（第５伝送線路）
１４〜１７ インダクタンス成分
１９ 分配手段
２０、２２ 直流阻止キャパシタ
２１ 第１復調回路
２３ 第２復調回路
２４、３１、３４ 受信装置
２５ 受信アンテナ
２８ 制限増幅器
３２ コンパレータ
３３ 電源
３６ 伝送線路（第６伝送線路）

Claims (9)

1. 受信信号の包絡線を検波するために受信信号を整流するダイオードを有する包絡線検波回路と、
   包絡線検波回路の入力部に設けられる入力回路とを備え、
   前記入力回路は、前記入力回路の入力段に設けられた第１伝送線路及び前記第１伝送線路と前記ダイオードとの間に設けられた第２伝送線路を有することを特徴とする復調回路。
2. 前記入力回路は、キャパシタと、
   一端が前記キャパシタを介して接地され、他端が上記第２伝送線路の一端に接続される第３伝送線路と、
   前記キャパシタと前記第３伝送線路との接続点に設けられ、直流バイアス電圧が印加される直流バイアス電圧入力端子とをさらに有することを特徴とする請求項１に記載の復調回路。
3. 受信信号を増幅する増幅回路と、
   前記増幅回路により増幅された受信信号から所望帯域外の受信信号を減衰させるフィルタとをさらに備え、
   前記フィルタの出力が、前記入力回路の入力に接続されることを特徴とする請求項２に記載の復調回路。
4. 前記入力回路と、前記包絡線検波回路とを２組備え、
   ２組の前記入力回路に、前記フィルタを通過した受信信号を分配する分配手段をさらに備え、
   ２組の前記包絡線検波回路が有する前記ダイオードの極性が互いに逆であることを特徴とする請求項３に記載の復調回路。
5. 前記包絡線検波回路の出力部に、受信信号を搬送する搬送波信号の波長の１／４の長さである先端開放の伝送線路を備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の復調回路。
6. 前記包絡線検波回路の出力部に、前記搬送波信号の波長の１／４の長さである第４伝送線路が接続され、前記第４伝送線路の他端に前記搬送波信号の波長の１／４の長さである先端開放の第５伝送線路を備えたことを特徴とする請求項５記載の復調回路。
7. 前記包絡線検波回路の出力部、又は、前記第４伝送線路の他端に、第６伝送線路を設けたことを特徴とする請求項６記載の復調回路。
8. 半導体基板上に一体形成したことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項記載の復調回路。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の復調回路と、
   前記復調回路の出力部に設けられ、増幅後の信号の振幅を一定値に制限する制限増幅器、又はコンパレータとを備えたことを特徴とする受信装置。

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