JP2008211603A - 超再生検波回路及び超再生検波方法 - Google Patents

Abstract

【課題】従来技術では安価な検波器の構成が困難であるような高い周波数領域の信号を検波可能な回路を提供する。
【解決手段】容量Ｃ２を含む帰還回路を備え、基本発振周波数とその高調波発振周波数で発振するＦＥＴ２０を用いた帰還型発振器４２を備えた超再生検波回路１０において、クエンチ信号を発振器４２に入力することにより、発振器４２をクエンチング発振させている状態において、基本発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波をベースバンド信号に従って振幅変調してなる基本波信号と、高調波発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波をベースバンド信号に従って振幅変調してなる高調波信号との少なくとも一方を含む高周波信号を超再生検波回路１０に入力することによりトランジスタにより超再生検波させかつ包絡線検波してベースバンド信号を含む復調信号を得る。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えばマイクロ波帯以上の周波数帯の高周波信号を直接に検波して復調信号を出力する超再生検波回路及び超再生検波方法に関する。

近年、マイクロ波、ミリ波を用いた通信が急速に進歩し、その用途も幅広いものとなっている。高速、大容量の通信システムが普及する一方で、身の周りの電子機器を含む小規模なネットワークにおける近距離、低速のディジタル通信、及びタグやカードに通信機器を内蔵するシステムといった、無線通信の新しい利用法も発達してきている。このような低速データ通信向けのデバイスには、小型、低コスト、低消費電力といった点が重要となる。

本願で取り扱う超再生検波方式は、単一の能動素子による回路で構成され、高い感度を示すことが知られている受信回路方式である。超再生検波回路は、スーパーヘテロダイン検波方式の発明でも知られるイー・エイチ・アームストロング（Ｅ．Ｈ．Ａｒｍｓｔｒｏｎｇ）により１９２２年に提案され（例えば、非特許文献１参照。）、安価で高感度な受信機として用いられた。しかし、不要幅射や安定性の悪さといった問題点や、周波数選択度の良いスーパーヘテロダイン検波方式の登場により、超再生検波方式はほとんど用いられることがなくなっている（例えば、非特許文献２参照。）。

ところが近年、回路構成技術の進展にともない従来より周波数選択度や感度の良い超再生検波回路の製作が可能となり、簡素な回路構成と消費電力の低さを特長とする受信回路として注目を集めている（例えば、非特許文献２参照。）。応用例はマイクロ波帯にも及んでおり、近年の報告例として、７．５ＧＨｚでの動作（例えば、非特許文献３参照。）や、１００％振幅変調（Ｏｎ−Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）を用いた通信速度５０ｋｂｐｓ程度、見通し距離２０ｍ程度の通信（例えば、非特許文献２参照。）が挙げられる。

また、２ＧＨｚ帯において８００ＭＨｚに及ぶ連続的な同調が可能なものもある（例えば、非特許文献４参照。）。さらに、スペクトラム拡散方式の通信への利用も報告されている（例えば、非特許文献５参照。）。また、超再生検波回路は、受信する信号と同じ周波数で動作する発振回路を使って構成される。このため変調回路を付加することにより送受信回路への発展も可能であり（例えば、非特許文献６参照。）、レーダとしての利用も提案されている（例えば、非特許文献７−８参照。）。以上のように、多様化する通信システムにおいて超再生検波方式の長所を活用した様々な利用法が研究されている。

次いで、超再生検波回路の基本的な動作及びその原理を、図２乃至図４を用いて説明する。図２は従来技術に係る超再生検波回路の構成を示すブロック図である。超再生検波回路は図２に示すように、受信しようとする信号と同じ周波数で動作する高周波発振器５１と、包絡線検波器５２により構成される。超再生検波回路では「クエンチ信号」と呼ばれる、周期性をもつ外乱信号を発振回路に入力する。クエンチ信号は発振回路内の増幅利得を周期的に変化させ、その結果、クエンチ信号と同じ周期で発振回路の発振がオンの状態とオフの状態を繰り返す、いわゆるブロッキング発振の状態となる。この間欠発振をクエンチング発振という。ここで、クエンチング発振中の各々の発振開始時において、発振周波数と一致する入力高周波信号の有無、及び入力高周波信号の振幅により、発振立ち上がりに要する時間が変化する。

図３は図２の超再生検波回路の動作において入力高周波信号による発振立ち上がりの変化を示す信号波形図であって、図３（ａ）は入力高周波信号が存在しない場合の信号波形図であり、図３（ｂ）は入力高周波信号が存在する場合の信号波形図であり、図３（ｃ）は図３（ｂ）の場合よりも大きい振幅の入力高周波信号が存在する場合の信号波形図である。発振周波数と一致する周波数の入力高周波信号が存在しない場合、図３（ａ）に示すように、発振の開始は、発振回路の能動素子内部の熱雑音や電源に含まれる雑音等により引き起こされる。一方、図３（ｂ）に示すように、微小な振幅であっても入力高周波信号がある場合、入力高周波信号により発振の立ち上がりは図３（ａ）の場合より早くなる。さらに、図３（ｃ）に示すように入力高周波信号の振幅がより大きい場合、発振の立ち上がりはさらに早くなる。

図４は図２の超再生検波回路における各信号の信号波形図である。上記の結果、図４に示すように、間欠発振の包路線が入力高周波信号の振幅に対応したパルス幅変調を受けることになる。このパルスの包路線を検波することにより、図４に示すように、信号の復調が可能となる（例えば、非特許文献２，９−１１参照。）。

特開平９−２１４３８６号公報。 特開平８−０８４０２５号公報。 E. Armstrong, "Some Recent Developments of Regenerative Circuits", Proceedings of the IRE, Vol. 10, pp.244-260, August 1922. C. Dehollain, et al., "A Global Survey on Short Range Low Power Wireless Data Transmission Architectures for ISM Applications", Proceedings of International Semiconductor Conference, Vol. 1, pp.117-126, 2001. N. Buchanan et al., "A 7.5-GHz Super Regenerative Detector", IEEE Transactions on Microwave Theory and Technology, Vol. 50, No. 9, pp.2198-2202, September 2002. 堀川健ほか，「静磁波導波路を用いた動作周波数可変なマイクロ波超再生検波回路」，電子情報通信学会論文誌，電子情報通信学会，Ｖｏｌ．Ｊ８８−Ｃ，Ｎｏ．１２，ｐｐ．１１７６−１１７９，２００５年１２月。 F. Moncunill, et al., "A 2.4-GHz DSSS Super regenerative Receiver With a Simple Delay-Locked Loop", IEEE Microwave and Wire-less Components Letters, Vol. 15, No. 8, pp.499-501, August 2005. N. Joehl, et al., "A Low-Power 1-GHz Super-Regenerative Transceiver with Time-Shared PLL Control", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 36, No. 7, pp.l025-1031, July 2001. N. Levanon, et al., "A New Approach to Light weight Radar Altimeters", Proceedings of the IEEE, Vol. 62, No. 6, pp.784-792, June 1974. T. Wuchenauer, et al., "Super-regenerative Incoherent UWB Pulse Radar System, "Proceedings of International Microwave Symposium, 2006, pp.1410-1413. F. Moncunill, et al., "A Generic Approach to the Theory of Super-regenerative Reception", IEEE Transactions on Circuits and Systems-I, Vol. 52, No. 1, pp.54-70, January 2005. H. Ataka, "On Super-regeneration of an Ultra-Short-Wave Receiver", Proceedings of the IRE, Vol. 23, No. 8, pp.841-884, August 1935. F. Frink, "The Basic Principles of Super regenerative Reception", Proceedings of the IRE, Vol. 26, No. 1, pp.76-106, January 1938.

これまで提案されてきた超再生検波回路は、受信しようとする信号と同じ周波数で動作する発振回路により構成されてきた。すなわち、従来技術では、複数の入力高周波信号を超再生検波回路により検波することはできなかった。また、従来技術では、入力高周波信号と少なくとも異なる周波数で発振する発振器を用いて超再生検波回路により検波することはできなかった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術では安価な検波器の構成が困難であるような高い周波数領域の信号を検波可能な回路を提供することにある。

第１の発明に係る超再生検波回路は、
帰還回路を備え、所定の基本発振周波数とその高調波発振周波数で発振する負性抵抗素子を用いた帰還型発振器を備えた超再生検波回路であって、
所定の周波数を有するクエンチ信号を上記発振器に入力することにより、上記発振器をクエンチング発振させている状態において、上記基本発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波を所定のベースバンド信号に従って振幅変調してなる基本波信号と、上記高調波発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波を上記ベースバンド信号に従って振幅変調してなる高調波信号とを含む高周波信号を上記超再生検波回路に入力することにより上記負性抵抗素子により超再生検波させた後、上記超再生検波信号を包絡線検波することにより、上記ベースバンド信号を含む復調信号を得ることを特徴とする。

上記超再生検波回路において、上記負性抵抗素子は、上記高周波信号を超再生検波しかつ包絡線検波することを特徴とする。

また、上記超再生検波回路において、上記高周波信号は、上記基本波信号と上記高調波信号とのいずれか１つのみを含むことを特徴とする。

さらに、上記超再生検波回路において、上記帰還型発振器は上記基本発振周波数のみで発振することを特徴とする。ここで、上記高周波信号は上記高調波信号のみを含むことを特徴とする。

またさらに、上記超再生検波回路において、上記帰還型発振器は上記高調波周波数のみで発振することを特徴とする。ここで、上記高周波信号は上記基本波信号と上記高調波信号とのうち少なくとも一方を含むことを特徴とする。

第２の発明に係る超再生検波方法は、帰還回路を備え、所定の基本発振周波数とその高調波発振周波数で発振する負性抵抗素子を用いた帰還型発振器を備えた超再生検波回路のための超再生検波方法であって、
所定の周波数を有するクエンチ信号を上記発振器に入力することにより、上記発振器をクエンチング発振させている状態において、上記基本発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波を所定のベースバンド信号に従って振幅変調してなる基本波信号と、上記高調波発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波を上記ベースバンド信号に従って振幅変調してなる高調波信号とを含む高周波信号を上記超再生検波回路に入力することにより上記負性抵抗素子により超再生検波させた後、上記超再生検波信号を包絡線検波することにより、上記ベースバンド信号を含む復調信号を得ることを特徴とする。

上記超再生検波方法において、上記負性抵抗素子は、上記高周波信号を超再生検波しかつ包絡線検波することを特徴とする。

また、上記超再生検波方法において、上記高周波信号は、上記基本波信号と上記高調波信号とのいずれか１つのみを含むことを特徴とする。

さらに、上記超再生検波方法において、上記帰還型発振器は上記基本発振周波数のみで発振することを特徴とする。ここで、上記高周波信号は上記高調波信号のみを含むことを特徴とする。

またさらに、上記超再生検波方法において、上記帰還型発振器は上記高調波周波数のみで発振することを特徴とする。ここで、上記高周波信号は上記基本波信号と上記高調波信号とのうち少なくとも一方を含むことを特徴とする。

本発明に係る超再生検波回路及び超再生検波方法によれば、複数の入力高周波信号を超再生検波回路により検波することができ、若しくは入力高周波信号の周波数とは少なくとも異なる周波数で発振する発振器を用いた超再生検波回路により検波することができ、しかも回路構成がきわめて簡単であって、低消費電力で動作し製造コストも安価である。特に、従来技術では安価な検波器の構成が困難であるような高い周波数領域の信号を検波可能な回路を提供できる。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

一般に、超再生検波回路は発生器と包絡線検波器により構成され、通常は発振周波数と同じ周波数において動作する。本実施形態では、基本発振周波数成分及び高調波成分に相当する複数の周波数帯域における入力高周波信号に対して検波することを試み、その動作について検討を行なった。本発明者らの実験においては、周波数２．４ＧＨｚの発振回路を試作しクエンチング発振させることで超再生検波回路として動作させ、２．４ＧＨｚ並びに４．８ＧＨｚの搬送波に載せられた信号を検波できることを確認して、その搬送波電力に対する特性及び時間波形の測定を行なった。本発明者らの実験によれば、周波数２．４ＧＨｚの発振回路を用いて超再生検波回路を構成したところ、高い感度を示した。これに加え、発振周波数の高調波成分に相当する周波数でも動作が可能であることを確認した。これらについて以下に詳述する。

図１は本発明の一実施形態に係る超再生検波回路１０を含む無線受信装置の構成を示す回路図である。図１において、送信側は、例えば２．４ＧＨｚの搬送波及び４．８ＧＨｚの搬送波（すなわち、基本波成分と、２次高調波成分の搬送波）をそれぞれ例えば２８ｋＨｚの変調信号を用いてオン／オフキーイングで変調してなる高周波信号を発生して送信する。図１の無線受信装置は、その高周波信号をアンテナ１により受信した後、高周波増幅器２及び端子Ｔ１を介して本実施形態に係る超再生検波回路１０に入力する。超再生検波回路１０は、例えば裏面全面が接地導体で形成されてなる誘電体基板上に形成され、以下の構成要素を備えて構成される。
（ａ）抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ１にてなる入力インピーダンス整合回路４１と、
（ｂ）電界効果トランジスタ２０と、２本のマイクロストリップ線路１１，１２（ここで、マイクロストリップ線路は、誘電体基板上に形成されたストリップ導体と、誘電体基板の裏面に形成された接地導体とにより構成される。）及び、発振周波数を変化可能な、例えば半固定の可変容量キャパシタＣ２にてなる帰還回路を含むコルピッツ帰還型発振器４２と、
（ｃ）抵抗Ｒ３と、直列接続されてなる２本のマイクロストリップ線路２１，２２とを含み、電界効果トランジスタ２０の電源電圧として使用するバイアス電圧Ｖ_ＤＤに重畳されたクエンチ信号を発生するバイアス電圧付きクエンチ信号発生器３からのクエンチ信号を端子Ｔ２を介して入力するクエンチ信号入力回路４３と、
（ｄ）直列接続されてなるインダクタＬ１及びキャパシタＣ３にてなり、上記発振器からの検波信号を端子Ｔ３を介して低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４を介して出力する出力フィルタ４４とを備えて構成される。

すなわち、本実施形態においては、可変容量キャパシタＣ２及び電界効果トランジスタ２０の寄生リアクタンスを含む帰還回路を備え、基本発振周波数とその２次高調波発振周波数で発振する電界効果トランジスタ２０を用いた帰還型発振器４２を備えた超再生検波回路１０において、クエンチ信号を発振器４２に入力することにより、発振器４２をクエンチング発振させている状態において、基本発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波をベースバンド信号に従って振幅変調してなる基本波信号と、２次高調波発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波をベースバンド信号に従って振幅変調してなる高調波信号との少なくとも一方（基本波信号と、高調波信号のいずれか一方でもよく、同時に入力してもよい。）を含む高周波信号を超再生検波回路１０に入力することによりトランジスタにより超再生検波させかつ包絡線検波してベースバンド信号を含む復調信号を得ることを特徴としている。

図１において、端子Ｔ１を介して入力される高周波信号は、入力インピーダンス整合回路４１を介して電界効果トランジスタ２０のゲートに入力される。電界効果トランジスタ２０のソースは接地され、そのドレインはマイクロストリップ線路１２及び出力フィルタ４４を介して端子Ｔ３に接続される。マイクロストリップ線路１１，１２は互いに電磁的に結合しない所定の間隔で形成され、マイクロストリップ線路１２の一端は電界効果トランジスタ２０のドレインに接続され、マイクロストリップ線路１１の一端は電界効果トランジスタ２０のゲートに接続される一方、その他端は可変容量キャパシタＣ２を介して、インダクタＬ１が接続されたマイクロストリップ線路１２の他端に接続される。マイクロストリップ線路１２と、可変容量キャパシタＣ２と、マイクロストリップ線路１１とにより帰還回路を形成しており、電界効果トランジスタ２０とともに、コルピッツ帰還型発振器４２を構成している。

バイアス電圧付きクエンチ信号発生器３は、所定の電源電圧Ｖ_ＤＤに例えば１ＭＨｚの正弦波信号であるクエンチ信号を重畳してなる信号を端子Ｔ２及び抵抗Ｒ３を介してマイクロストリップ線路２１，２２の接続点に印加する。ここで、当該接続点は、マイクロストリップ線路２２の一端と、マイクロストリップ線路２１の一端とが接続された接続点であって、マイクロストリップ線路２２の他端は開放端とされる一方、マイクロストリップ線路２１の他端は電界効果トランジスタ２０のドレインに接続される。従って、クエンチ信号発生器３からの信号は以上のように構成されたクエンチ信号入力回路４３を介して電界効果トランジスタ２０のドレインに印加される。

上記超再生検波回路１０の発振器４２において、電界効果トランジスタ２０のドレインからゲートに帰還する分布定数線路の電気長は、電界効果トランジスタ２０の寄生リアクタンスも含めて基本発振周波数の半波長に設定する。これにより、増幅部分と帰還部分を合わせた位相のずれを２π［ｒａｄ］とし、発振器４２は発振条件を満たしている。なお、帰還部分の線路に装荷しているキャパシタＣ２は容量可変の半固定キャパシタであり、発振周波数の微調整に使用した。また、キャパシタＣ２は帰還回路において直流成分を遮断する役割も兼ねている。抵抗Ｒ２は例えば５１０Ωであり、電界効果トランジスタ２０のゲートバイアスを決定している。電界効果トランジスタ２０のドレインに接続している、直列接続された同一線路長のマイクロストリップ線路２１，２２はオープンスタブとして動作し、基本発振周波数の半波長に相当する電気長に設定し、これにより、電界効果トランジスタ２０のドレインから見た入力インピーダンスを開放に等しくすることで、発振器４２に対して影響を与えないようにするためである。なお、マイクロストリップ線路２１，２２の電気長を４分の１波長としたショートスタブを用いても、ドレインから見た線路の入力インピーダンスを開放に等しくすることができるが、本実施形態に係る発振器４２は交流成分を持つクエンチ信号を重畳した電源を当該スタブに接続するため、当該スタブを直流的に短絡しない構造が望ましい。このため、上述の構造としている。また、オープンスタブの中央位置、すなわち、マイクロストリップ線路２１，２２の接続点に電源電圧Ｖ_ＤＤを印加しているが、これは基本発振周波数に対する電圧振幅を考えたとき、中央が常にゼロとなる点であり、発振回路に影響を与えることなく電源電圧Ｖ_ＤＤを印加できるためである。さらに、抵抗Ｒ３は例えば１０Ωであり、電流制限のためのものである。抵抗Ｒ１は例えば７５Ωであり、復調しようとする高周波信号に対する入力インピーダンスとなる。本実施形態では、特性インピーダンスを５０Ωとしているため不整合を生じるが、電圧反射係数１．５程度であれば反射による損失を考慮しても電界効果トランジスタ２０のゲート端子に印加される高周波信号の電圧を大きくとることができるため、あえて７５Ωとしている。また、キャパシタＣ１は例えば１．５ｐＦであり、抵抗Ｒ１とＲ２が相互に影響することを阻止している。

以上のように構成された超再生検波回路１０は、実施例を参照して詳細後述するように、２つの搬送波を有する信号をそれぞれクエンチ信号を用いて直接的に超再生検波し、検波された検波信号は出力フィルタ回路４４及び端子Ｔ３を介して、例えば遮断周波数が１１０ｋＨｚである低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４に出力され、低域通過ろ波後の復調信号が端子Ｔ４を介して出力される。

図１０は発振器４２の等価回路である。図１０に示すように、帰還に用いる伝送線路をインダクタ６３とキャパシタ６１，６２による分布定数線路である帰還伝送線路６０で表すと、発振器４２はコルピッツ型発振器となり、その線路長により発振周波数が決定できることがわかる。

以上のように構成された超再生検波回路１０は、２つの搬送波を有する信号をそれぞれクエンチ信号を用いて直接的に超再生検波することができ、その構成はきわめて簡単であって、製造コストを大幅に削減できる。

図５は本発明の第１の変形例に係る超再生検波回路１０ａを含む無線受信装置の構成を示す回路図である。第１の変形例に係る超再生検波回路１０ａは、図１の実施形態に係る超再生検波回路１０に比較して、端子Ｔ２には電源電圧Ｖ_ＤＤを供給する直流電圧源６が接続され、クエンチ信号はクエンチ信号発生器５から端子Ｔ５及びインダクタＬ２を介して電界効果トランジスタ２０のゲートに印加されることを特徴としている。すなわち、第１の変形例では、クエンチ信号の入力方法を変更したものであり、図１では、クエンチ信号を電源電圧Ｖ_ＤＤに重畳して入力していたのに対し、ここでは電界効果トランジスタ２０のゲート端子に入力している。なお、インダクタＬ２は高周波成分を遮断するチョークコイルとして動作する。以上のように構成された超再生検波回路１０ａは、図１の超再生検波回路１０と同様に動作する。

図６は本発明の第２の変形例に係る超再生検波回路１０ｂを含む無線受信装置の構成を示す回路図である。第２の変形例に係る超再生検波回路１０ｂでは、図１の実施形態に係る超再生検波回路１０に比較して、受信する高周波信号を、５ＧＨｚの搬送波と１０ＧＨｚの搬送波とをそれぞれ１００ｋＨｚの変調信号を用いて振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）変調した信号であり、クエンチ信号発生器３ａにより発生されるクエンチ信号を５ＭＨｚのクエンチ信号としている。これに伴い、発振器４２ａの帰還回路のマイクロストリップ線路１１ａ，１２ａの線路長をそれぞれマイクロストリップ線路１１，１２に比較して短縮して、その帰還回路の電気長を、図１の実施形態と同様に、電界効果トランジスタ２０の寄生リアクタンスも含めて基本波発振周波数の半波長に設定する。また、マイクロストリップ線路２１ａ，２２ａ及び抵抗Ｒ３からなるクエンチ信号入力回路４３ａにおいて、オープンスタブとして動作するマイクロストリップ線路２１ａ，２２ａの電気長を基本波発振周波数の半波長に設定する。

すなわち、第２の変形例では、動作発振周波数、クエンチ信号、ベースバンド信号の周波数並びに変調方式を変更したものである。超再生検波回路１０の発振周波数を変更することにより、任意の周波数での検波・復調動作が可能である。また、クエンチ信号周波数も変更が可能である。上記に加え、復調するベースバンド信号周波数も変更が可能である。超再生検波方式では振幅変調された信号を復調する。実施形態では、振幅変調の一種であるオンオフキーイングを用いているが、本例のように一般的なＡＳＫを用いることも可能である。

図７は本発明の第３の変形例に係る超再生検波回路１０ｃを含む無線受信装置の構成を示す回路図である。第３の変形例に係る超再生検波回路１０ｃは、図１の実施形態に係る超再生検波回路１０に比較して、以下の点が異なる。
（１）高周波増幅器２から出力される高周波信号は、端子Ｔ１及びキャパシタＣ１を介して電界効果トランジスタ２０のドレインに入力される。ここで、電界効果トランジスタ２０のドレインには、インピーダンス整合用オープンスタブとして動作するマイクロストリップ線路１３が接続される。
（２）直流電圧源７からゲートバイアス電圧Ｖ_ＧＳが端子Ｔ６及び高周波阻止用インダクタＬ３を介して電界効果トランジスタ２０のゲートに印加される。ここで、電界効果トランジスタ２０のゲートには、電気長により発振周波数を決定するためのオープンスタブとして動作するマイクロストリップ線路１４が接続される。
（３）インダクタＬ１及びキャパシタＣ３にてなる出力フィルタ回路４４は電界効果トランジスタ２０のドレインに直接に接続される。
（４）電界効果トランジスタ２０のソースは、帰還用インダクタＬ４を介して接地される。

以上のように構成された超再生検波回路１０ｃは、直列帰還型発振回路を構成しており、マイクロストリップ線路１４の電気長又は線路長を変化することにより、当該発振周波数を変化することができる。このことを除いて、超再生検波回路１０ｃは、図１の超再生検波回路１０と同様に動作する。

図８は本発明の第４の変形例に係る超再生検波回路１０ｄの構成を示す回路図である。図８は超再生検波回路部分のみを図示しており、超再生検波回路１０ｄは、高周波発振器５１及び包絡線検波器５２により構成され、これまでの例では全て電界効果トランジスタ２０による発振器が包路線検波器も兼ねた動作をしている。これに対して、図８のように、高周波発振器５１と包路線検波器５２とを別個の回路としてもよい。

図９は、図１の実施形態に係る超再生検波回路１０に対応する本発明の実施例に係る超再生検波回路の平面図である。図９において、裏面全面が接地導体が形成されてなる誘電体基板３０上に、図９に示すように、マイクロストリップ線路によるパターンを形成することにより構成した。ここで、電界効果トランジスタ２０はユーディナデバイス製ＦＨＸ７６ＬＰ型である。端子Ｔ１と入力インピーダンス整合回路４１との間には、マイクロストリップ導体３１にてなるマイクロストリップ線路が形成され、入力インピーダンス整合回路４１の抵抗Ｒ１の他端は導体３２及びスルーホール導体（スルーホール導体とは、誘電体基板３０の厚さ方向で誘電体基板３０を貫通するスルーホールに導体を充填してなり、誘電体基板３０の上面の導体と裏面の接地導体とを接続する導体をいう。）４０を介して接地される。また、抵抗Ｒ２の他端もまた導体３３及びスルーホール導体４０を介して接地される。さらに、ストリップ導体１２ｓと可変容量キャパシタＣ２とストリップ導体１１ｓとにより帰還回路を構成している。２１ｓはマイクロストリップ線路２１，２２を構成するための半波長のストリップ導体であり、ストリップ導体２１ｓはストリップ導体２１Ａｓと電磁的に結合して、ストリップ導体２１ｓに出力される信号をストリップ導体２１Ａｓにより検出して端子Ｔ７に導く。

以上のように構成された超再生検波回路においては、図９に示すように、電界効果トランジスタ２０のドレインに、基本発振周波数の半波長に相当する長さのオープンスタブとして動作するストリップ導体２１ｓを接続し、そのオープンスタブの中央に抵抗Ｒ３を介して電源電圧Ｖ_ＤＤを印加した。クエンチ信号は電源電圧Ｖ_ＤＤに重畳する形で端子Ｔ２から入力している。また、このオープンスタブより結合線路であるストリップ導体２１Ａｓを介して出力端子Ｔ７を設け、発振信号のスペクトラムを測定可能な構造とした。復調しようとする高周波信号は結合キャパシタＣ１を介して電界効果トランジスタ２０のゲートに入力し、復調したベースバンド信号はドレインからインダクタＬ１及び直流電源電圧を遮断するキャパシタＣ３を介して端子Ｔ３から取り出している。なお、超再生動作によりパルス幅変調されたクエンチング発振信号の波形を、電界効果トランジスタ２０の非線型性を用いて包絡線検波しベースバンド信号を得ている。

図１０は図９の超再生検波回路における発振動作に対する等価回路を示す回路図である。図９における、ストリップ導体１２ｓと可変容量キャパシタＣ２とストリップ導体１１ｓとからなる帰還回路は図１０のように、インダクタ６３とキャパシタ６１，６２からなる帰還伝送線路６０で表すこともできる。

図１１は本発明の実験例で用いた超再生検波回路を含む実験システムを示す回路図である。図１１の超再生検波回路は、図１の超再生検波回路１０に比較して、マイクロストリップ線路２１に電磁的に結合するマイクロストリップ線路２１Ａを形成し、互いに平行な１対のマイクロストリップ線路２１，２１Ａにより結合器７４を構成している。実験システムでは、端子Ｔ１には、変調器付き高周波発振器７１からの高周波信号を可変減衰器７２を介して入力し、マイクロストリップ線路２１Ａに接続された端子Ｔ７にスペクトラムアナライザ７３を接続し、端子Ｔ４に復調信号波形観測用オシロスコープ７４を接続する。

本実験では、クエンチ信号は周波数１ＭＨｚの正弦波とし、上述のように電源電圧Ｖ_ＤＤに重畳する形で入力している。入力高周波信号の周波数は搬送波周波数２．４ＧＨｚ又は４．８ＧＨｚとした。この入力高周波信号の周波数はそれぞれ、超再生検波回路の基本発振周波数成分及び２倍の高調波成分に相当する。また、入力高周波信号はベースバンド信号の周波数２８ｋＨｚでオン／オフキーイングしている。なお、可変減衰器７２により入力高周波信号の電力を変化させながら測定を行なった。復調信号、すなわち２８ｋＨｚの方形波は、クエンチ信号成分を除去するカットオフ周波数１１０ｋＨｚの低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４を通して、オシロスコープ７５で観測した。以下に、測定の結果を示す。

図１２は図１１の超再生検波回路の実験結果であって、クエンチング発振の基本周波数成分及び２倍の高調波成分のスペクトラムを示す図である。図１２に示すように、発振信号において、２．４ＧＨｚの基本発振周波数成分に加え、周波数４．８ＧＨｚの高調波成分が見られる。この実験では、これら２つの周波数において超再生検波の実験を行なった。

図１３は図１１の超再生検波回路の実験結果であって、入力高周波信号の振幅による間欠発振の包絡線の変化を示す信号波形図である。すなわち、図１３にクエンチング発振信号の包絡線を示す。この波形は図１１のように、超再生検波回路１０の電源端子Ｔ２における電圧であり、発振の開始及び停止にともない超再生検波回路１０の端子Ｔ２から見た入力インピーダンスが変化することにより波形の変化を観測している。図１３の波形は搬送波周波数４．８３ＧＨｚ、搬送波電力−１２．５ｄＢｍの、オン／オフキーイングをかけた信号を入力しているときのものである。１ＭＨｚのクエンチ信号に対して、図１３における時刻０．５μｓｅｃより後の時刻においては、マイクロ波の発振は停止していると考えられる。０．２μｓｅｃ程度の時刻においてマイクロ波発振が開始しているが、その立ち上がりの時刻はベースパンド信号のシンボルがオフの場合のＡと、オンの場合のＢとで異なっている。このことから、上述のように、入力高周波信号の振幅に応じて発振開始が変化していることがわかる。

図１４は図１１の超再生検波回路の実験結果であって、復調信号の信号波形図である。図１４の信号波形は、周波数４．８３ＧＨｚ、電力−２２．７ｄＢｍの入力高周波信号に対する出力信号波形である。図１４に示すように、復調信号である２８ｋＨｚの方形波を観測することができる。

図１５は図１１の超再生検波回路の実験結果であって、入力高周波信号の搬送波電力に対する復調信号電圧の特性を示すグラフである。図１５から明らかなように、超再生検波回路の基本発振周波数成分に相当する２．４３ＧＨｚの入力高周波信号に対し、高い復調信号電圧が得られていることがわかる。さらに、２倍の高調波成分に相当する、周波数４．８３ＧＨｚの入力高周波信号に対しても復調信号が得られた。

以上説明したように、マイクロ波帯における超再生検波回路を取り扱い、その中に含む発振回路の基本発振周波数よりも高い周波数の信号に対して検波することを試みた。実験においては、周波数２．４ＧＨｚの発振回路を試作しクエンチング発振させることで超再生検波回路として動作させた。その結果、発振周波数の基本波成分及び２倍の高調波成分に相当する２．４ＧＨｚ及び４．８ＧＨｚにおける動作を確認した。簡単な回路構成、低消費電力で高い感度を示すことは超再生検波の特長であり、複数の周波数帯で動作可能な超再生検波回路は低コストであるマイクロ波通信装置や計測機器として新しい可能性をもたらすものと考えられる。

以上の実施形態においては、電界効果トランジスタ２０を用いているが、本発明はこれに限らず、例えばバイポーラトランジスタなどの３端子の能動素子である負性抵抗素子であってもよい。また、例えばエサキダイオードなどの負性抵抗素子であってもよい。

以上の実施形態においては、入力高周波信号において、搬送波をベースバンド信号に従ってオン／オフキーイングしているが、本発明はこれに限らず、振幅変調すればよい。また、入力高周波信号は、基本発振周波数と、２次高調波発振周波数とのいずれか又は両方の信号を含めばよい。さらに、２次高調波発振周波数は３次以上の高調波発振周波数であってもよい。

以上の実施形態においては、帰還回路を備え、所定の基本発振周波数とその高調波発振周波数で発振する負性抵抗素子を用いた帰還型発振器を備えた超再生検波回路であって、所定の周波数を有するクエンチ信号を上記発振器に入力することにより、上記発振器をクエンチング発振させている状態において、上記基本発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波を所定のベースバンド信号に従って振幅変調してなる基本波信号と、上記高調波発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波を上記ベースバンド信号に従って振幅変調してなる高調波信号とを含む高周波信号を上記超再生検波回路に入力することにより上記負性抵抗素子により超再生検波させた後、上記超再生検波信号を包絡線検波することにより、上記ベースバンド信号を含む復調信号を得ることを特徴としている。すなわち、基本発振周波数及び高調波発振周波数の２つでの発振周波数でクエンチング発振している発振器に、上記基本発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波の振幅変調信号と、上記高調波発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波の振幅変調信号との両方を含む高周波信号を上記発振器に入力して、入力高周波信号を超再生検波させた後、包絡線検波している。本発明はこれに限らず、以下の場合でもあってもよい。すなわち、基本発振周波数と高調波発振周波数の少なくとも１つでの発振周波数でクエンチング発振している発振器に、上記基本発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波の振幅変調信号と、上記高調波発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波の振幅変調信号との少なくとも１つを含む高周波信号を上記発振器に入力して、入力高周波信号の超再生検波させた後、包絡線検波してもよい。ただし、基本波発振周波数で発振させ、上記基本発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波の振幅変調信号のみを検波することは従来技術なので、本願発明から除かれる。特に、発振器が少なくとも基本発振周波数でクエンチング発振していて、少なくとも基本発振周波数よりも高い高調波周波数の搬送波の振幅変調信号を検波することができ、発振器はより低い周波数で設計して動作させておきながら、検波による復調はより高い周波数高調波信号に対して実行できる。すなわち、従来技術では安価な検波器の構成が困難であるような高い周波数領域の信号を検波可能な回路を提供できる。

本発明に係る超再生検波回路及び超再生検波方法によれば、複数の入力高周波信号を超再生検波回路により検波することができ、若しくは入力高周波信号の周波数とは少なくとも異なる周波数で発振する発振器を用いた超再生検波回路により検波することができ、しかも回路構成がきわめて簡単であって、低消費電力で動作し製造コストも安価である。特に、従来技術では安価な検波器の構成が困難であるような高い周波数領域の信号を検波可能な回路を提供できる。この超再生検波回路を用いてマイクロ波通信装置や計測装置に用いることで、それらの装置を大幅に小型化できる。

本発明の一実施形態に係る超再生検波回路１０を含む無線受信装置の構成を示す回路図である。 従来技術に係る超再生検波回路の構成を示すブロック図である。 図２の超再生検波回路の動作において入力高周波信号による発振立ち上がりの変化を示す信号波形図であって、（ａ）は入力高周波信号が存在しない場合の信号波形図であり、（ｂ）は入力高周波信号が存在する場合の信号波形図であり、（ｃ）は（ｂ）の場合よりも大きい振幅の入力高周波信号が存在する場合の信号波形図である。 図２の超再生検波回路における各信号の信号波形図である。 本発明の第１の変形例に係る超再生検波回路１０ａを含む無線受信装置の構成を示す回路図である。 本発明の第２の変形例に係る超再生検波回路１０ｂを含む無線受信装置の構成を示す回路図である。 本発明の第３の変形例に係る超再生検波回路１０ｃを含む無線受信装置の構成を示す回路図である。 本発明の第４の変形例に係る超再生検波回路１０ｄの構成を示す回路図である。 本発明の実施例に係る超再生検波回路の平面図である。 図９の超再生検波回路における発振動作に対する等価回路を示す回路図である。 本発明の実験例で用いた超再生検波回路を含む実験システムを示す回路図である。 図１１の超再生検波回路の実験結果であって、クエンチング発振の基本周波数成分及び２倍の高調波成分のスペクトラムを示す図である。 図１１の超再生検波回路の実験結果であって、入力高周波信号の振幅による間欠発振の包絡線の変化を示す信号波形図である。 図１１の超再生検波回路の実験結果であって、復調信号の信号波形図である。 図１１の超再生検波回路の実験結果であって、入力高周波信号の搬送波電力に対する復調信号電圧の特性を示すグラフである。

符号の説明

１…アンテナ、
２…高周波増幅器、
３，３ａ…バイアス電圧付きクエンチ信号発生器、
４…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
５…クエンチ信号発生器、
６，７…直流電圧源、
１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ…超再生検波回路、
１１，１１ａ，１２，１２ａ，１３，１４，２１，２１ａ，２１Ａ，２２，２２ａ，…マイクロストリップ線路、
１１ｓ，１２ｓ，２１ｓ，２１Ａｓ…ストリップ導体、
２０…電界効果トランジスタ、
４１…入力インピーダンス整合回路、
４２，４２ａ…発振器、
４３，４３ａ…クエンチ信号入力回路、
４４…出力フィルタ回路、
５１…高周波発振器、
５２…包絡線検波器、
６０…帰還伝送線路、
６１，６２…キャパシタ、
６３…インダクタ、
７１…変調器付き高周波発振器、
７２…可変減衰器、
７３…スペクトラムアナライザ、
７４…結合器、
７５…オシロスコープ、
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３…抵抗、
Ｃ１，Ｃ３…キャパシタ、
Ｃ２…可変容量キャパシタ、
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４…インダクタ、
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７…端子。

Claims (14)

1. 帰還回路を備え、所定の基本発振周波数とその高調波発振周波数で発振する負性抵抗素子を用いた帰還型発振器を備えた超再生検波回路であって、
   所定の周波数を有するクエンチ信号を上記発振器に入力することにより、上記発振器をクエンチング発振させている状態において、上記基本発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波を所定のベースバンド信号に従って振幅変調してなる基本波信号と、上記高調波発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波を上記ベースバンド信号に従って振幅変調してなる高調波信号とを含む高周波信号を上記超再生検波回路に入力することにより上記負性抵抗素子により超再生検波させた後、上記超再生検波信号を包絡線検波することにより、上記ベースバンド信号を含む復調信号を得ることを特徴とする超再生検波回路。
2. 上記負性抵抗素子は、上記高周波信号を超再生検波しかつ包絡線検波することを特徴とする請求項１記載の超再生検波回路。
3. 上記高周波信号は、上記基本波信号と上記高調波信号とのいずれか１つのみを含むことを特徴とする請求項１又は２記載の超再生検波回路。
4. 上記帰還型発振器は上記基本発振周波数のみで発振することを特徴とする請求項１又は２記載の超再生検波回路。
5. 上記高周波信号は上記高調波信号のみを含むことを特徴とする請求項４記載の超再生検波回路。
6. 上記帰還型発振器は上記高調波周波数のみで発振することを特徴とする請求項１又は２記載の超再生検波回路。
7. 上記高周波信号は上記基本波信号と上記高調波信号とのうち少なくとも一方を含むことを特徴とする請求項６記載の超再生検波回路。
8. 帰還回路を備え、所定の基本発振周波数とその高調波発振周波数で発振する負性抵抗素子を用いた帰還型発振器を備えた超再生検波回路のための超再生検波方法であって、
   所定の周波数を有するクエンチ信号を上記発振器に入力することにより、上記発振器をクエンチング発振させている状態において、上記基本発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波を所定のベースバンド信号に従って振幅変調してなる基本波信号と、上記高調波発振周波数と実質的に同一の周波数を有する搬送波を上記ベースバンド信号に従って振幅変調してなる高調波信号とを含む高周波信号を上記超再生検波回路に入力することにより上記負性抵抗素子により超再生検波させた後、上記超再生検波信号を包絡線検波することにより、上記ベースバンド信号を含む復調信号を得ることを特徴とする超再生検波方法。
9. 上記負性抵抗素子は、上記高周波信号を超再生検波しかつ包絡線検波することを特徴とする請求項８記載の超再生検波回路。
10. 上記高周波信号は、上記基本波信号と上記高調波信号とのいずれか１つのみを含むことを特徴とする請求項８又は９記載の超再生検波方法。
11. 上記帰還型発振器は上記基本発振周波数のみで発振することを特徴とする請求項８又は９記載の超再生検波方法。
12. 上記高周波信号は上記高調波信号のみを含むことを特徴とする請求項１１記載の超再生検波方法。
13. 上記帰還型発振器は上記高調波周波数のみで発振することを特徴とする請求項８又は９記載の超再生検波方法。
14. 上記高周波信号は上記基本波信号と上記高調波信号とのうち少なくとも一方を含むことを特徴とする請求項１３記載の超再生検波方法。