JP2008167017A

JP2008167017A - 電力増幅・検波回路及びそれを用いた送信器、送受信器

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Publication number: JP2008167017A
Application number: JP2006352700A
Authority: JP
Inventors: Katsuhide Ichikawa; 勝英市川; Toshio Nagashima; 敏夫長嶋
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2006-12-27
Filing date: 2006-12-27
Publication date: 2008-07-17

Abstract

【課題】本発明は、検波回路の検波電圧感度の不足により送信出力制御が十分に実施できないこと、ならびに電力増幅用トランジスタのコレクタ端子に生ずる寄生成分による出力電力・利得低下を克服することを目的とする。
【解決手段】従来、電力増幅用トランジスタのコレクタ端子側で検波を行っていたものをエミッタ端子側で行う。これにより出力整合回路への入力信号の電力低下を防止する。また、検波用トランジスタのベース端子への入力をバイアス用トランジスタで増幅するとともにエミッタ端子に定電流源を配しインピーダンスを向上させることで、検波用トランジスタのベース電位を引き上げる。
【選択図】図１

Description

本発明は携帯電話機や無線ＬＡＮ等の送受信機や、ＴＶ、ＣＡＴＶ、衛星放送、衛星通信等の受信機と、それらに用いられる電力増幅回路に関する。

今日携帯電話サービスは国内で９０００万契約以上がなされ、生活基盤のひとつとして認識されている。またオフィスにおいては配線等の煩雑さを排除するために無線ＬＡＮやＢＬＵＥＴＯＯＴＨ（ＴＭ）といった近距離無線通信機器がごく一般的に用いられている。さらにはＴＶ、衛星放送といった受像機、ＣＡＴＶや衛星通信といった送受信機も広く普及している。

これらには、送信信号の出力レベルの妥当性を検証する検波という共通の課題が存在する。本発明者が検討した技術として、検波回路を有した電力増幅回路（電力増幅・検波回路）の従来技術に関しては、たとえば一例として図９に示すような構成のものが考えられる。

図９に示す電力増幅・検波回路２０００は、無線ＬＡＮシステムにおいて変調された無線周波信号（ＲＦ信号）をアクセスポイントあるいは無線ＬＡＮシステムを搭載している他のパーソナルコンピュータ等に送信するための送信部に用いられている電力増幅回路の一例を示したものである。ここで、入力される信号は周波数が５ＧＨｚ帯のＲＦ信号であり、電源電圧は３.３Ｖである。

図９の検波回路を有した電力増幅・検波回路２０００は、ＲＦ信号入力端子１と、ＲＦ信号出力端子２と、電力増幅回路の電源端子３と、検波回路の電源端子４と、基準電圧端子５と、検波電圧出力端子６と、電力増幅回路３０と検波回路４０により構成される。

電力増幅回路３０は電力増幅用トランジスタ７と、入力整合回路９と、出力整合回路１０とバイアス回路１１とバイアス用抵抗１６とバイアス用インダクタ１７と、電流調整用抵抗２０と、接地容量１２，１３により構成される。電力増幅用トランジスタ７のエミッタ端子は接地される。この電力増幅用トランジスタ７のベース端子は入力整合回路９を介してＲＦ信号入力端子１に接続されると共に、バイアス用インダクタ１７とバイアス用抵抗１６を介してバイアス回路１１に接続される。また、電力増幅用トランジスタ７のコレクタ端子は出力整合回路１０を介しＲＦ信号出力端子２及び電源端子３に接続される。

一方、検波回路４０は検波用トランジスタ８とピックアップ用抵抗１８とピックアップ用容量１９と接地容量１４、１５とバイアス用抵抗２１，２２と電流調整用抵抗２３より構成される。この検波用トランジスタ８のエミッタ端子は接地容量１５と電流調整用抵抗２３により接地されるとともに、検波電圧出力端子６に接続される。この検波用トランジスタ８のコレクタ端子は電源端子４に接続される。さらに検波用トランジスタ８のベース端子はピックアップ用容量１９とピックアップ用抵抗１８を介して、電力増幅用トランジスタ７のコレクタに接続する一方で、バイアス用抵抗２１を介し、検波回路の電源端子４に接続される。あわせて検波用トランジスタ８のベース端子はバイアス用抵抗２２により接地される。

以上の電力増幅・検波回路２０００は、ＲＦ信号入力端子１に入力された５ＧＨｚ帯のＲＦ信号を増幅用トランジスタ７により増幅し、ＲＦ信号出力端子２に出力する。この出力信号の一部を検波回路に入力することにより、その入力された信号レベルに対応した検波電圧が、検波電圧出力端子６より出力される（例えば、特許文献１参照）。

次に、検波回路４０についての動作を説明する。

この検波回路４０はピックアップ用抵抗１８とピックアップ用容量１９を介して電力増幅用トランジスタ７の出力信号の一部が検波用トランジスタ８のベース端子に入力される。検波用トランジスタ８のベース・エミッタ間はダイオードのＰＮ接合とみなせるため、検波用トランジスタ８のベース端子に入力される出力信号の振幅が、ダイオードの順方向電圧降下量である約０.７Ｖを超えると、出力信号が正振幅のときに、検波用トランジスタ８のベースとエミッタを介し高周波電流が流れ、ベースとエミッタ間電圧が約０.７Ｖにクリップされる。

出力信号が負振幅のときは、ベースとエミッタ間に逆方向の振幅電圧が加わるため、検波用トランジスタ８のベース電位の平均値は検波回路４０に入力される出力信号レベルが大きくなると減少する方向となる。したがって、出力信号が大きくなるに従い、検波用トランジスタ８のベース電位が下がるため、ベース電流が増加しコレクタ電流が増えることから、エミッタ電位が上昇し、検波電圧出力端子６より出力される検波電圧が上昇する。

具体的には、電力増幅用トランジスタ７からの出力信号の一部が検波用トランジスタ８のベースに入力されると、入力された出力信号が正振幅のときに検波用トランジスタ８のベース端子とエミッタ端子を介して高周波電流が流れる。このことから、ベース・エミッタ間電圧が小さくなることで、ベース電流及びコレクタ電流が増加し、検波電圧が上昇する。
特開２００１−１４４６６０号公報、図１

上記従来技術で示す電力増幅回路では、電力増幅回路３０から出力される信号レベルが小信号レベルのときと大信号レベルのときの検波電圧出力端子６から出力される検波電圧の差が約１Ｖ程度しか得られない。従って、図９で示した検波回路４０を用いて電力増幅回路３０の出力パワーの制御を行なう場合、検波回路の検波電圧感度が不足し、十分なパワー制御ができないという課題を有していた。

また、検波用トランジスタ８のベース・コレクタ間電圧は温度が上昇すると小さくなる傾向にあるため、ベース端子に流れる電流が増加し、検波電圧出力端子６から出力される検波電圧も上昇する。逆に温度が低下するとベース・コレクタ間電圧が大きくなるため、ベースに流れる電流が減少する。これにより、検波電圧出力端子６の検波電圧は低下する。このように、温度により検波電圧が変動してしまうので電力増幅回路のパワー制御が温度の影響を受けやすいという課題を有していた。

更に、上記従来技術で示す検波回路では電力増幅用トランジスタ７のコレクタ端子からの出力電力の一部を検波回路４０にピックアップすることによる出力パワーに損失が生じるのに加え、ピックアップ用抵抗１８とピックアップ用容量１９を接続することで電力増幅用トランジスタ７のコレクタ端子側に寄生成分が増加することで、電力増幅回路の出力電力や利得が不足するという課題を有していた。

本発明は、検波回路の検波電圧感度の不足及び温度変化により送信出力制御が十分に実施できないことを克服することを目的とする。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。

本発明にかかわる電力増幅・検波回路は電力増幅用トランジスタと電力増幅用トランジスタの出力信号の一部をピックアップしてベース端子より入力し、電力増幅用トランジスタの出力レベルに対応した検波電圧をエミッタ端子より出力する検波用トランジスタを含み、電力増幅用トランジスタのエミッタ端子の出力を検波用トランジスタの入力とすることを特徴とする。

また、この電力増幅・検波回路は検波用トランジスタのベース端子にはバイアス用トランジスタより出力されるバイアス電圧が印加されていても良い。さらにこのバイアス用トランジスタのベース端子が容量により接地されていても良く、この容量と並列にＰＮ接合ダイオードまたはベース端子及びコレクタ端子を共通接合したトランジスタで接地してもよい。

さらに上述の電力増幅・検波回路の検波用トランジスタのエミッタ端子がカレント・ミラー回路に印加されてもよく、この際の参照電流として、バイアス用トランジスタのベース端子から入力される電流を用いてもよい。この際、検波用トランジスタのエミッタ端子が容量によって接地されていても良い。

また、電力増幅用トランジスタと検波用トランジスタの接地が別個に行われていればなお良い。

上述する電力増幅・検波回路を用いて送信器または送受信機の出力電力制御を行うことも可能である。

本発明によれば、検波電圧感度が高く、温度変動による検波電圧の変動の小さい検波回路が得られることにより、出力パワー制御が行い易く、温度変動の少ない検波回路を有した電力増幅・検波回路を得ることができる。

さらに、検波回路を付加したことによる出力パワーの損失や利得の低下が小さい電力増幅・検波回路を得られる。また、この電力増幅・検波回路を送信機ならびに送受信機に用いることで、バラツキや温度変動に対し出力電力制御が行い易く、出力電力がより大きい送信性能に優れた送信機ならびに送受信機を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態について図を用いて説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明による電力増幅・検波回路１００１の実施の形態１を示す回路図である。図２は、本発明の第1の実施の形態による電力増幅・検波回路を集積化したものについてのＩＣレイアウト及びワイヤ・ボンディング方法について具体的に示したものである。図３は５．２ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮ端末の送信部の電力増幅・検波回路として用いた場合の図１で示した第１の実施の形態による電力増幅・検波回路と、図９で示した従来技術による電力増幅・検波回路において、電力増幅回路のＲＦ信号端子より出力される出力パワーに対する検波電圧特性を比較したシミュレーション結果である。

まず図１の電力増幅・検波回路１００１の回路図について説明する。ここでは図９と共通する部分については同一符号を用い説明は省略する。

この電力増幅・検波回路１００１は従来の電力増幅・検波回路２０００同様、電力増幅回路３０と検波回路５０１から構成される。そして、電力増幅回路３０については特に従来のものと変化はない。ただし、電力増幅用トランジスタ７のエミッタ出力は接地端子１０１で接続されており、接地端子１０２で接地される検波回路５０１とそれぞれ独立に接地されている。

検波回路５０１は、従来の検波回路４０に含まれていた検波用トランジスタ８に加え、能動部品としてバイアス用トランジスタ１０３、電流源トランジスタ１０４、電圧源トランジスタ１０５を含む。また受動部品として接地容量１０６、安定化抵抗１０７、電流調整用抵抗１０８を内包する。

検波回路５０１の検波用トランジスタ８のコレクタ端子は安定化抵抗１０７を介して検波回路の電源端子４に接続される。また、検波用トランジスタ８のエミッタ端子は接地容量１５を介して接地端子１０２で接地される。この検波用トランジスタ８のエミッタ端子は直接検波電圧出力端子６に接続されるとともに、エミッタ端子が接地された電流源トランジスタ１０４のコレクタ端子にも直接接続される。この検波用トランジスタ８のベース端子はバイアス用トランジスタ１０３のエミッタ端子に直接接続されると共に、ピックアップ用容量１９およびピックアップ用抵抗１８を介して電力増幅回路３０に含まれる電力増幅用トランジスタ７のエミッタ端子に接続される。

バイアス用トランジスタ１０３のベース端子はバイアス用抵抗２１とバイアス用抵抗２２の接続点に接続されるとともに、接地容量１０６を介して接地端子１０２で接地されている。すなわち、バイアス用抵抗２２と接地容量１０６は並列的に接続、接地されている。なお、この接地容量１０６は存在しなくとも一定の効果はあげることができる。

バイアス用トランジスタ１０３のエミッタ端子は前述のとおり検波用トランジスタ８のベース端子に直接接続される共に、ピックアップ用容量１９及びピックアップ用抵抗１８を介して電力増幅回路３０の電力増幅用トランジスタ７のエミッタ端子に接続される。このバイアス用トランジスタ１０３のコレクタ端子は直接検波回路の電源端子４に接続される。

電流源トランジスタ１０４と電圧源トランジスタ１０５はカレント・ミラー回路（定電流回路）を構成している。この回路構成のため電流源トランジスタ１０４のベース端子と電圧源トランジスタ１０５のベース端子は直接接続されている。そしてこの接続点から電流調整用抵抗１０８を介して検波回路５０１の電源端子４に接続されている。

前述のとおり、電流源トランジスタ１０４のコレクタ端子は検波用トランジスタ８のエミッタ端子に直接接続されている。また、この接続点から接地容量１５を介して接地端子１０２に接地されていると同時に、直接検波電圧出力端子６に接続される。一方電流源トランジスタ１０４のエミッタ端子は接地端子１０２を介して直接接地されている。

電圧源トランジスタ１０５のコレクタ端子もベース端子同様、電流調整用抵抗１０８を介して検波回路の電源端子４に接続される。また電圧源トランジスタ１０５のエミッタ端子は接地端子１０２を介して直接接地されている。

このカレント・ミラー回路の構成及び検波用トランジスタ８のコレクタ端子側に挿入した安定化抵抗１０７により、検波用トランジスタ８に入力された出力信号がコレクタを介して他の回路に漏れこむことを抑える構成になっている。

次にこの回路の動作について説明する。

ＲＦ信号入力端子１に入力されたＲＦ信号は、入力整合回路９を介し、電力増幅用トランジスタ７によって増幅される。コレクタ端子から出力される電力増幅後の信号は出力整合回路１０を介してＲＦ信号出力端子２より出力されるとともに、電力増幅用トランジスタ７のエミッタ端子からピックアップ用抵抗１８及びピックアップ用容量１９を経て検波用トランジスタ８のベース端子に入力される。この構成により、電力増幅回路３０からの出力信号の一部を検波回路５０１に入力する。

このとき、検波用トランジスタ８のベース端子にバイアス用トランジスタ１０３を介してバイアス電圧を供給する。これにより、入力される出力信号による検波用トランジスタ８のベース電位の低下をバイアス用トランジスタ１０３のエミッタ電位の上昇で補償する。

より具体的には、以下の通りになる。

本回路では、バイアス用トランジスタ１０３を介して検波用トランジスタ８のベースにバイアス電圧を付加するとともに、バイアス用トランジスタ１０３のベースを容量１０６により接地する構成になる。この接続により、電力増幅回路３０から入力された信号がバイアス用トランジスタ１０３のエミッタ端子にも加わる。このため、バイアス用トランジスタ１０３のエミッタ・ベース間が検波用トランジスタ８のベース・エミッタ間とは逆に、入力された出力信号が負振幅のときは高周波電流が流れる構成になる。これにより、バイアス用トランジスタ１０３のエミッタ端子の電位はバイアス用トランジスタ１０３のベース電位を基準とすると上昇する。

電力増幅回路３０から入力された信号の信号レベルが大きくなると、検波用トランジスタ８のベース電位が低下するのに対し、バイアス用トランジスタ１０３のエミッタ端子は電位が上昇するために検波用トランジスタ８のベース電位を引き上げる方向に働く。このため、検波用トランジスタ８のベース電流が増加し、検波電圧となるエミッタ端子の電圧も上昇する。この結果、検波回路５０１の検波電圧の感度アップが図られ、検波電圧感度の向上が期待できる。

また、検波用トランジスタ８のエミッタ端子に接続された電流調整用抵抗２３（図９参照）をカレント・ミラー回路の電流源に置き換えることで検波用トランジスタ８のエミッタ端子と接地端子１０２間のインピーダンスをより高くすることができる。これにより、コレクタ端子側の電流の増加に対するエミッタ端子側の電圧の上昇をより大きくすることで検波電圧感度が改善する。

更に、電力増幅用トランジスタ７のエミッタで検波信号をピックアップすると共に、電力増幅用トランジスタ７と検波回路５０１の接地をそれぞれ接地端子１０１および接地端子１０２で独立して行うことで、検波電圧感度を高い状態に保ったまま検波回路５０１を付加することによる電力増幅回路の出力電力や利得の低下を抑えることができる。

次に図２を用いて、図１の回路をパッケージ実装した際について説明する。

図２における検波回路は実施の形態１の回路構成要素以外に、半導体基板４０１、ＩＣパッケージフレーム４０２、ＩＣパッケージ４０３、ボンディングパッド４０４、ボンディングワイヤ４０５より構成される。また、電力増幅用トランジスタ７、バイアス回路１１、検波回路４０、バイアス用抵抗１６、バイアス用インダクタ１７、ピックアップ用抵抗１８、ピックアップ用容量１９は同一半導体基板４０１で集積化されており、ＩＣパッケージ４０３に封入されている。

本図では電力増幅用トランジスタ７のエミッタ端子からピックアップ用抵抗１８とピックアップ用容量１９で出力電圧をピックアップすると共に、電力増幅用トランジスタ７のエミッタの接地と検波回路５０１をそれぞれ別のパッケージピン１０１及びパッケージピン１０２で、それぞれ独立して接地する構成としている。

以上の構成では、電力増幅用トランジスタ７のエミッタで検波信号をピックアップすると共に、電力増幅回路３０と検波回路５０１の接地をそれぞれ独立して行う。これにより、検波電圧感度を高い状態に保ったまま検波回路５０１を付加することによる電力増幅回路３０の出力電力や利得の低下を抑えることが可能である。

次に図３のシミュレーション結果に基づき本実施の形態の効果を述べる。なおこのシミュレーションの条件は５．２ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮを想定しており、電源電圧を３．３Ｖとしている。

この図の縦軸は検波電圧出力端子から出力される検波電圧であり、横軸は電力増幅回路のＲＦ信号出力端子２より出力されるＲＦ信号レベルである。図９で示した従来技術の一例の検波電圧特性と本実施の形態の検波電圧特性を比較すると、図１で示した第１の実施の形態の検波電圧感度の方が優れていることが分かる。さらに、バイアス用トランジスタ１０３のベース端子を接地容量１０６で接地した場合と接地しなかった場合と比較すれば、接地した場合のほうが検波回路に入力される出力信号レベルに対するバイアス用トランジスタ１０３のエミッタ端子の電位の上昇がより大きくなる。従って、接地容量１０６がある方が、接地容量１０６がない場合に比べ検波電圧感度が優れていることが分かる。

（実施の形態２）
図４は、本発明による電力増幅・検波回路１００２の実施の形態２を示す回路図である。

本実施の形態にかかわる電力増幅・検波回路１００２の検波回路５０２では、バイアス用抵抗２２を温度補償用トランジスタ２０１、温度補償用トランジスタ２０２及びバイアス用抵抗２０３に置き換えられている点が電力増幅・検波回路１００１の検波回路５０１と相違する。その他の箇所については図１と同一の符号をつけ、説明については省略する。

具体的には以下の通りである。

温度補償用トランジスタ２０１のコレクタ端子及びベース端子はバイアス用抵抗２０３に接続されている。この温度補償用トランジスタ２０１のエミッタ端子は温度補償用トランジスタ２０２のベース端子及びコレクタ端子に接続されている。また、温度補償用トランジスタ２０２のエミッタ端子は直接接地端子１０２に接地されている。

これにより、バイアス用トランジスタ１０３のバイアス回路に温度補償用トランジスタ２０１及び温度補償用トランジスタ２０２のベース・エミッタ間のＰＮ接合ダイオードを挿入することで検波用トランジスタ８とバイアス用トランジスタ１０３のベース端子とエミッタ端子間の電圧の温度変動を温度補償用トランジスタ２０１及び温度補償用トランジスタ２０２のベース端子とエミッタ端子間の電圧の変動により打ち消すことができる。

具体的には、以下の動作がなされる。

検波用トランジスタ８のベース・エミッタ間電圧が温度上昇により小さくなった場合、温度補償用トランジスタ２０１及び温度補償用トランジスタ２０２のベース・エミッタ間電圧も小さくなる。これによりバイアス電圧も低下する。結果、温度上昇により検波用トランジスタ８のベース・エミッタ間電圧が小さくなっても、それを打ち消すようにバイアス電圧も小さくなるため、温度変動によるバイアス電流の変動が抑えられる。

以上のように温度変動の受けにくい検波回路を得ることができる。

なお、上述の通り、温度補償用トランジスタ２０１，温度補償用トランジスタ２０２はベース端子とコレクタ端子を共通接続することで、ベース・エミッタ間のＰＮ接合を利用している。従って、温度補償用トランジスタ２０１，温度補償用トランジスタ２０２をダイオードに置き換えても同様の効果が得られる。また、図上では温度補償用トランジスタ２０１及び温度補償用トランジスタ２０２と２つのトランジスタを用いているが、これは検波用トランジスタ８とバイアス用トランジスタ１０３との対比で２個つなげたものである。これらをひとつにまとめてもよいし、これ以上の部品で構成してもよい。

次に本実施の形態の効果を説明する。

図５は本発明の第１の実施の形態の検波回路を含む電力増幅回路の検波電圧の温度特性を示すシミュレーション結果である。一方、図６は本発明の第２の実施の形態の検波回路を含む電力増幅回路の検波電圧の温度特性を示すシミュレーション結果である。図５及び図６のシミュレーション条件も、５．２ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮで電源電圧３．３Ｖでの適用を想定したものである。シミュレーション条件としては温度特性を−２５℃、２５℃、８５℃の３つの条件を想定している。これらのグラフの縦軸は検波回路から出力される検波電圧であり、横軸は電力増幅回路から出力されるＲＦ信号レベルである。

第１の実施の形態の検波回路の温度特性と、第２の実施の形態の検波回路の実施の形態の温度特性を比較すると、第２の実施の形態の検波回路のほうが温度差による特性のばらつきが少なく温度特性が優れていることがわかる。この違いが温度補償用トランジスタ２０１及び温度補償用トランジスタ２０２の存在によるものである。

（実施の形態３）
実施の形態２の電力増幅回路では、電流の流れる経路が１）電源端子４→検波用トランジスタ８→電流源トランジスタ１０４→接地端子１０２、２）電源端子４→電圧源トランジスタ１０５→接地端子１０２、３）電源端子４→温度補償用トランジスタ２０１→温度補償用トランジスタ２０２→接地端子１０２、の三系統存在した。このように多数の経路から電流が流れることは消費電力上好ましいことではない。

本発明にかかわる実施の形態３はこの消費電力の削減を狙ったものである。

図７は本発明による電力増幅・検波回路の実施の形態３を示す回路図である。本図を用い、第３の実施の形態の電力増幅・検波回路の構成及び動作を説明する。

本電力増幅回路は、電力増幅回路３０と検波回路５０３により構成される。本電力増幅回路の検波回路５０３は検波用トランジスタ８、バイアス用トランジスタ１０３、電流源トランジスタ１０４に加え、能動部品として、電圧源トランジスタ３０１、ベース電流補償用トランジスタ３０２、温度補償用トランジスタ３０３を含む。また受動部品として、接地容量１４、接地容量１５、ピックアップ用抵抗１８、ピックアップ用容量１９、バイアス用抵抗２１、接地容量１０６、安定化抵抗１０７に加え、バイアス用抵抗３０４を含む。以下、実施の形態1との相違点についてのみ着目して本実施の形態の説明を行う。

実施の形態１と異なり、本実施例では電圧源トランジスタ３０１のベース端子およびベース電流補償用トランジスタ３０２のエミッタ端子が電流源トランジスタ１０４のベース端子に接続される。そして、この電圧源トランジスタ３０１のコレクタ端子とベース電流補償用トランジスタ３０２のベース端子を共通接続し、この共通接続点が温度補償用トランジスタ３０３のエミッタ端子に接続される。

ベース電流補償用トランジスタ３０２のコレクタ端子は直接電源端子４に接続される。また、温度補償用トランジスタ３０３のベース端子とコレクタ端子は共通接続され、バイアス用抵抗３０４、バイアス用抵抗２１を介して電源端子４に接続される。

以上の構成をとることで、電流源トランジスタ１０４と電圧源トランジスタ３０１及びベース電流補償用トランジスタ３０２はカレント・ミラー回路を構成する。そして参照電流としてバイアス用トランジスタ１０３のベース端子の接続点からの電流を用いる。これにより本発明の実施の形態1の電流源トランジスタ１０４、電圧源トランジスタ１０５及び安定化抵抗１０７からなるカレント・ミラー回路相当の直流電流源回路としての機能を有する。

一方で、電流が流れる経路としては、１）電源端子４→検波用トランジスタ８→電流源トランジスタ１０４→接地端子１０２、２）電源端子４→温度補償用トランジスタ３０３→電圧源トランジスタ３０１→接地端子１０２、の二系統ですむため消費電力的に有利となる。

（応用）
図８は送受信機機能を含む５ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮ端末のブロック図を示したものである。この無線ＬＡＮ端末は送受信兼用アンテナ８０１、切り替え回路８０２、低雑音増幅回路８０３、バンドパスフィルタ８０４、ミクサ回路８０５、バンドパスフィルタ８０６、直交信号復調部８０７、ベースバンド信号処理部８０８、制御部８０９、局部発信回路８１０、ＰＬＬ回路８１１、直交信号変調部８１２、ミクサ回路８１３、バンドパスフィルタ８１４、電力増幅回路８１５、検波回路８１６、バンドパスフィルタ８１７より構成される。

次にこの回路の動作を受信と送信とに分けて説明する。

まず受信について説明する。図８において、ベースバンド信号処理部８０８の制御部８０９は切り替え回路８０２を受信側に切り替えると共に、送信にかかわる箇所をオフ状態にして受信にかかわる箇所をオン状態にする。ここで「送信にかかわる箇所」とは直交信号変調部８１２、ミクサ回路８１３、バンドパスフィルタ８１４、電力増幅回路８１５、検波回路８１６及びバンドパスフィルタ８１７である。また「受信にかかわる箇所」とは低雑音増幅回路８０３、バンドパスフィルタ８０４、ミクサ回路８０５、バンドパスフィルタ８０６、直交信号復調部８０７である。

そして、図示しない無線ＬＡＮアクセスポイントあるいは他の図示しないパーソナルコンピュータから送信されたＲＦ信号は送受信兼用アンテナ８０１で受信され、切り替え回路８０２を介して低雑音増幅回路８０３に入力される。入力されたＲＦ信号は増幅されてバンドパスフィルタ８０４を介してミクサ回路８０５に入力され、ＰＬＬ回路８１１から出力される局部発信信号と乗算される。ミクサ回路８０５の出力は中間周波数信号であり、バンドバスフィルタ８０６を通して高周波成分を排除した後、直交信号復調部８０７に入力される。直交信号復調部８０７では、中間周波数信号がＩＱ成分の直交信号に復調された後、ベースバンド信号処理部８０８により、ベースバンドのデータ信号に復調される。そしてこの復調されたデータ信号はインターフェイスを介して、この送受信機を搭載しているパーソナルコンピュータのメモリ等に格納される。

次に送信について説明する。図８においてベースバンド信号処理部８０８の制御部８０９は切り替え回路８０２を送信側に切り替えると共に、受信部をオフ状態にして送信部をオン状態にする。

ベースバンド信号処理部８０８では、データ信号をＩ成分及びＱ成分の直交信号に変調し、直交信号変調部８１２に入力する。入力されたＩ成分及びＱ成分の直交信号は直行信号変調部において１ＧＨｚ帯の中間周波数信号として変調出力され、ミクサ回路８１３に入力される。入力された中間周波数信号はミクサ回路８１３において、局部発信回路８１０からの局部発信信号により、５．２ＧＨｚ帯のＲＦ信号に周波数変換出力される。ミクサ回路８１３の出力はバンドパスフィルタ８１４を介して電力増幅回路８１５に入力され、電力増幅を行う。電力増幅後の信号はバンドパスフィルタ８１７及び切り替え回路８０２を介して送受信用アンテナ８０１により送信すると共に、検波回路８１６において出力電力レベルに応じて検波電圧を制御部８０９に出力する。制御部８０９では、検波回路８１６からの検波電圧により最適な信号レベルで出力されるよう出力レベル制御を行う。

本図の電力増幅回路８１５と検波回路８１６に対して図１、図４、図７に示した電力増幅回路３０及び検波回路５０１、５０２、５０３を含んだ電力増幅回路のいずれかを用いる。これにより、出力電力がより大きく、ばらつきや温度変動に対して、出力電力制御のしやすい送信性能に優れた送受信機を得ることができる。

なお上記は送受信機に対しての本発明の応用を説明したが、単なる送信器に対しても本発明は適用可能であることは言うまでもない。

以上、本発明者によってなされた発明の実施に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態によって限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。特に図２相当のパッケージ実装時の模式図の説明を実施の形態２及び実施の形態３では省略しているが、これは、検波回路５０１を検波回路５０２もしくは検波回路５０３に乗せかえるだけなので説明を省略しているに過ぎない。

本発明の高周波増幅回路は無線ＬＡＮやセルラ電話等の送受信機、テレビ、ＣＡＴＶ、衛星放送、衛星通信等の受信機、それらに用いられる低雑音増幅回路、電力増幅回路に良好に適用可能である。

本発明の第１の実施の形態に関する電力増幅・検波回路の回路図である。本発明の第１の実施の形態に関する電力増幅・検波回路をパッケージ実装した際の模式図である。本発明による第１の実施の形態に関する電力増幅・検波回路と従来技術の電力増幅・検波回路との検波電圧特性の比較を示すシミュレーション結果である。本発明の第２の実施の形態に関する電力増幅・検波回路の回路図である。本発明による第１の実施の形態に関する電力増幅・検波回路と従来の電力増幅・検波回路の温度特性の比較を示すシミュレーション結果である。本発明による第２の実施の形態に関する電力増幅・検波回路と従来の電力増幅・検波回路の温度特性の比較を示すシミュレーション結果である。本発明の第３の実施の形態に関する電力増幅・検波回路の回路図である。送受信機中の電力増幅・検波回路の使用箇所を表すブロック回路図である。従来の検波回路を有する電力増幅回路の一例を示す回路図である。

符号の説明

７…電力増幅用トランジスタ、８…検波用トランジスタ、９…入力整合回路、１０…出力整合回路、１１…バイアス回路、３０…電力増幅回路、４０…検波回路、
１０３…バイアス用トランジスタ、１０４…電流源トランジスタ、１０５…電圧源トランジスタ、２０１…温度補償用トランジスタ、２０２…温度補償用トランジスタ、３０１…電圧源トランジスタ、３０２…ベース電流補償用トランジスタ、３０３…温度補償用トランジスタ、５０１…検波回路、５０２…検波回路、５０３…検波回路、
８０１…アンテナ、８０２…切り替え回路、８０３…低雑音増幅回路、８０４…バンドパスフィルタ、８０５…ミクサ回路、８０６…バンドパスフィルタ、８０７…直交信号復調部、８０８…ベースバンド信号処理部、８０９…制御部、８１０…局部発信回路、８１１…ＰＬＬ回路、８１２…直交信号復調部、８１３…ミクサ回路、８１４…バンドパスフィルタ、８１５…電力増幅回路、８１６…検波回路、８１７…バンドパスフィルタ。

Claims

電力増幅用トランジスタと前記電力増幅用トランジスタの出力信号の一部をピックアップしてベース端子より入力し前記電力増幅用トランジスタの出力レベルに対応した検波電圧をエミッタ端子より出力する検波用トランジスタを含む電力増幅・検波回路であって、
前記電力増幅用トランジスタのエミッタ端子の出力を前記検波用トランジスタの入力とすることを特徴とする電力増幅・検波回路。
請求項１記載の電力増幅・検波回路であって、前記検波用トランジスタのベース端子にはバイアス用トランジスタより出力されるバイアス電圧が印加されていることを特徴とする電力増幅・検波回路。
請求項２記載の電力増幅・検波回路であって、前記バイアス用トランジスタのベース端子が容量により接地されていることを特徴とする電力増幅・検波回路。
請求項３記載の電力増幅・検波回路であって、ＰＮ接合ダイオードにより前記容量と並列に接地されていることを特徴とする電力増幅・検波回路。
請求項３記載の電力増幅・検波回路であって、ベース端子及びコレクタ端子を共通接合したトランジスタにより前記容量と並列に接地されていることを特徴とする電力増幅・検波回路。
請求項１ないし５のいずれか一項に記載の電力増幅・検波回路であって、前記検波用トランジスタのエミッタ端子がカレント・ミラー回路に印加されていることを特徴とする電力増幅・検波回路。
請求項６記載の電力増幅・検波回路であって、前記カレント・ミラー回路の参照電流として前記バイアス用トランジスタのベース端子から入力される電流を用いることを特徴とする電力増幅・検波回路。
請求項６または７記載の電力増幅・検波回路であって、前記検波用トランジスタのエミッタ端子が容量によって接地されていることを特徴とする電力増幅・検波回路。
請求項１ないし８のいずれか一項に記載の電力増幅・検波回路であって、前記電力増幅用トランジスタと前記検波用トランジスタの接地が別個に行われていることを特徴とする電力増幅・検波回路。
請求項1ないし９のいずれか一項に記載の電力増幅・検波回路であって、前記バイアス用トランジスタがエミッタ・ホロワ構成であり、前記検波用トランジスタのベース端子にバイアス電圧を印加することを特徴とする電力増幅・検波回路。
請求項１ないし１０のいずれか一項に記載の電力増幅・検波回路を用い出力電力制御を行うことを特徴とする送信器。
請求項１ないし１０のいずれか一項に記載の電力増幅・検波回路を用い出力電力制御を行うことを特徴とする送受信器。