JP2009086963A - 温度制御装置及び温度制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】抵抗ヒータの温度制御において、消費電力を抑えるようにすることと、抵抗ヒータの電圧等の測定に関して分解能の低下や誤差の増大を抑えるようにする。
【解決手段】温度制御装置５は、温度依存性抵抗ヒータ１１と、ＰＷＭコントローラ７１と、ＰＷＭスイッチＳＷ１と、差動増幅器５５と、ＡＤＣ５６と、を備える。ＰＷＭコントローラ７１のＰＷＭ信号がオン状態である場合に、ＰＷＭスイッチＳＷ１によって電流が温度依存性抵抗ヒータ１１に流れる。ＰＷＭコントローラ７１のＰＷＭ信号がオフ状態である場合、ＰＷＭスイッチＳＷ１によって温度依存性抵抗ヒータ１１に電流が流れない。ＰＷＭコントローラ７１は、ＰＷＭ信号がオン状態の場合における差動増幅器５５及びＡＤＣ５６の信号に基づき、温度依存性抵抗ヒータ１１の温度を設定温度に近づけるようにＰＷＭ信号のデューティ比を新たに設定する。
【選択図】図２

Description

本発明は、温度制御装置及び温度制御方法に関し、特に、温度に依存して抵抗値が変化する特性を有した温度依存性抵抗ヒータによって温度を制御する温度制御装置及び温度制御方法に関する。

近年、エネルギー変換効率の高いクリーンな電源として燃料電池が注目されるようになり、燃料電池自動車や電化住宅などへの実用化が進められてきている。また、携帯電話機やノート型パソコンといった携帯型電子機器においても、燃料電池を電源として用いる研究・開発が進められている。

燃料電池は水素と酸素の電気化学反応により発電する装置である。燃料電池に供給する水素はメタノールといった液体燃料から生成されるので、液体燃料と水から水素を生成する反応装置が燃料電池に接続されている。反応装置は、液体燃料と水を気化させる気化器、気化された燃料と水を改質反応させて水素を生成する改質器、改質器で微量に生成された一酸化炭素を酸化により除去する一酸化炭素除去器等から構成されている。また、反応装置として、改質器と一酸化炭素除去器を一体化したものが開発されている（例えば、特許文献１参照）。具体的には、反応装置は複数の基板の接合体からなるものであり、これら基板の接合面に溝が形成され、溝の壁面に触媒が担持され、これら基板が接合されて溝が基板で覆われることによって、溝が改質器や一酸化炭素除去器の流路となっている。

また、改質器や一酸化炭素除去器において反応が効率よく起きる温度は室温よりも高いので、これら改質器や一酸化炭素除去器を加熱する必要がある。また、改質器や一酸化炭素除去器において最も効率よく起きる適温があり、改質器や一酸化炭素除去器を温度制御してその適温に維持する必要がある。

改質器や一酸化炭素除去器を適温に維持するためには、フィードバック制御法を用いるのが一般的である。つまり、抵抗ヒータによって改質器や一酸化炭素除去器を加熱し、改質器や一酸化炭素除去器の温度を熱電対など温度センサで測定し、その測定温度をフィードバックしてその測定温度に基づき抵抗ヒータの供給電力を制御する。これにより、改質器や一酸化炭素除去器を適温に維持することができる。

また、抵抗ヒータの抵抗値が温度に依存するのであるならば、抵抗ヒータの抵抗値から温度を測定することができるため、温度センサを省略することができる（例えば、特許文献２参照）。この場合、抵抗ヒータの電圧をオペアンプなどにより測定しながら、抵抗ヒータに流す電流を制御する。つまり、抵抗ヒータに流す電流の大きさを設定して、その大きさの電流を抵抗ヒータに流し、抵抗ヒータの電圧をオペアンプにより測定してフィードバックする。そして、設定した電流の大きさと測定電圧から抵抗ヒータの抵抗値が求まり、これにより抵抗ヒータの温度も求まる。その求まった抵抗値又は温度から電流の大きさを新たに設定し、新たに設定した大きさの電流を抵抗ヒータに流す。
特開２００５−３１４２０７号公報 特開２００５−１０８５５７号公報

しかしながら、抵抗ヒータを含む回路には一定の電源電圧が印加されているので、抵抗ヒータに流れる電流を調整しても、抵抗ヒータ以外の部分で電力が消費されてしまい、その無駄な電力の消費によって回路において発熱が生じる。

また、抵抗ヒータの電流を大きくすると、抵抗ヒータの応答電圧も大きくなる。そのため、抵抗ヒータの応答電圧を測定するために、オペアンプの入力電圧のレンジを広くとったり、入力電圧をアッテネータ等によって電圧範囲ごとに分割・減衰したりする必要がある。従って、抵抗ヒータの応答電圧の測定に関して分解能が低下したり、誤差要因が増えたりする。

そこで、本発明の課題は、抵抗ヒータの温度制御において、消費電力を抑えるようにすることと、抵抗ヒータの電圧等の測定に関して分解能の低下や誤差の増大を抑えるようにすることである。

以上の課題を解決するために、請求項１に係る発明によれば、
温度に依存して抵抗値が変化する特性を有した温度依存性抵抗ヒータと、
前記温度依存性抵抗ヒータに直列接続され、前記温度依存性抵抗ヒータの抵抗値より小さい抵抗値を有する固定抵抗と、
オン状態とオフ状態とに切り替わるＰＷＭ信号を出力するＰＷＭコントローラと、
前記ＰＷＭコントローラにより出力された前記ＰＷＭ信号がオン状態である場合に前記温度依存性抵抗ヒータ及び前記固定抵抗に電流を流すとともに、前記ＰＷＭコントローラにより出力された前記ＰＷＭ信号がオフ状態である場合に、その電流を止める切換部と、
前記固定抵抗の両端の電位差からなる電圧を測定する電圧測定器と、を備え、
前記ＰＷＭコントローラは、当該ＰＷＭコントローラにより出力された前記ＰＷＭ信号がオン状態である場合における前記電圧測定器の測定電圧に基づいて前記ＰＷＭ信号のデューティ比を新たに設定し、新たに設定したデューティ比の前記ＰＷＭ信号を出力することを特徴とする温度制御装置が提供される。

請求項２に係る発明によれば、
前記ＰＷＭコントローラは、当該ＰＷＭコントローラにより出力された前記ＰＷＭ信号がオン状態である場合における前記電圧測定器の測定電圧から前記温度依存性抵抗ヒータの温度を算出し、その算出した温度の値に基づいて前記ＰＷＭ信号の新たなデューティ比を設定することを特徴とする請求項１に記載の温度制御装置が提供される。

請求項３に係る発明によれば、
前記固定抵抗の抵抗値は、０．０６〜３０Ωの値を有することを特徴とする請求項１に記載の温度制御装置が提供される。

請求項４に係る発明によれば、
定電圧源と前記温度依存性抵抗ヒータと前記固定抵抗が直列に接続されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の温度制御装置が提供される。

請求項５に係る発明によれば、
前記ＰＷＭコントローラは、
次式
（前記温度依存性抵抗ヒータの抵抗値）＝｛（前記定電圧源の電圧）−（前記電圧測定器の測定電圧）｝×（前記固定抵抗の抵抗値）／（前記電圧測定器の測定電圧）
によって前記温度依存性抵抗ヒータの抵抗値を求め、その求めた抵抗値から前記温度依存性抵抗ヒータの温度を求め、その計算した求められた温度の値に基づいて前記ＰＷＭ信号の新たなデューティ比を設定することを特徴とする請求項４に記載の温度制御装置が提供される。

請求項６に係る発明によれば、
前記ＰＷＭコントローラは、当該ＰＷＭコントローラにより出力されたＰＷＭ信号がオン状態である場合における前記電圧測定器の測定電圧に基づきデューティ比を新たに設定したデューティ比のＰＷＭ信号を出力することによって前記温度依存性抵抗ヒータの温度を所定の設定温度に近づけることを特徴とする請求項１乃至５の何れか一項に記載の温度制御装置が提供される。

請求項７に係る発明によれば、
温度に依存して抵抗値が変化する特性を有した温度依存性抵抗ヒータによって温度を制御する温度制御方法において、
オン状態とオフ状態とに切り替わるＰＷＭ信号を出力し、
出力された前記ＰＷＭ信号がオン状態である場合に、前記温度依存性抵抗ヒータに直列接続された固定抵抗と前記温度依存性抵抗ヒータに電流を流し、出力された前記ＰＷＭ信号がオフ状態である場合に、その電流を止め、
前記ＰＷＭ信号がオン状態であるときの前記固定抵抗の両端の電位差からなる電圧を測定し、
前記固定抵抗の測定電圧をフィードバックし、該測定電圧に基づいて前記ＰＷＭ信号のデューティ比を新たに設定し、新たに設定したデューティ比の前記ＰＷＭ信号を出力することを特徴とする温度制御方法が提供される。

本発明によれば、ＰＷＭ信号のパルス幅によって温度依存性抵抗ヒータの消費電力を制御しているから、省電力化を図ることができる。つまり、ＰＷＭ信号がオンである場合には温度依存性抵抗ヒータの発熱に必要な電流が流れ、一方、ＰＷＭ信号のオフである場合には電流が温度依存性抵抗ヒータに流れないから、温度依存性抵抗ヒータ以外の部分での消費電力を抑えることができる。
また、固定抵抗の抵抗値を小さくすることにより、固定抵抗の応答電圧が小さく、固定抵抗での消費電力も小さい。そのため、固定抵抗の電圧を電圧測定器で測定するに際して、その分解能の低下や測定誤差要因の増加を抑えることができる。

以下に、本発明を実施するための好ましい形態について図面を用いて説明する。但し、以下に述べる実施形態には、本発明を実施するために技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲を以下の実施形態及び図示例に限定するものではない。

［第１の実施の形態］
図１は、発電装置１のブロック図である。この発電装置１は、例えばノート型パーソナルコンピュータ、携帯電話機、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、電子手帳、腕時計、デジタルスチルカメラ、デジタルビデオカメラ、ゲーム機器、遊技機、その他の電子機器に備え付けられるものであり、これらの電子機器本体を動作させるための電源として用いられる。

発電装置１は、燃料電池型発電セル２と、反応装置本体３と、燃料容器４とを備える。燃料容器４には、液体燃料（例えば、メタノール、エタノール、ジメチルエーテル、ガソリン）と水が別々に又は混合した状態で貯留されている。図示しないポンプによって燃料と水が混合した状態で反応装置本体３に供給される。なお、図１では、燃料容器４内の燃料がメタノールであるものとしている。

反応装置本体３は、気化器６と、改質器７と、一酸化炭素除去器８と、燃焼器９と、温度依存性抵抗ヒータ１０，１１と、を備える。これら気化器６、改質器７、一酸化炭素除去器８、燃焼器９及び温度依存性抵抗ヒータ１０，１１は密閉空間を有した断熱パッケージの内側に収容されており、熱エネルギーの放散が断熱パッケージによって抑えられている。

燃料容器４から反応装置本体３に供給される燃料と水は、まず、気化器６に送られる。燃料と水が気化器６により気化され、燃料と水の混合気が改質器７に送られる。気化器６の気化によって吸熱が起き、一酸化炭素除去器８の反応熱や温度依存性抵抗ヒータ１０の熱が気化器６の気化に用いられる。

改質器７は、気化した水と燃料から水素ガス等を触媒反応により生成し、更に微量ながら一酸化炭素ガスを生成する。燃料がメタノールの場合には、次式（１）、（２）のような化学反応が改質器７で起こる。改質器７における改質反応は吸熱反応であり、その改質反応に適した温度は室温よりも高く、約２８０℃である。そのため、燃焼器９の燃焼熱や温度依存性抵抗ヒータ１１の熱が改質器７の改質反応に用いられる。

ＣＨ₃ＯＨ＋Ｈ₂Ｏ→３Ｈ₂＋ＣＯ₂ …（１）
Ｈ₂＋ＣＯ₂→Ｈ₂Ｏ＋ＣＯ …（２）

改質器７で生成された水素ガス等は一酸化炭素除去器８に送られ、更に外部の空気が一酸化炭素除去器８に送られる。一酸化炭素除去器８は、副生された一酸化炭素を触媒により優先的に酸化させることで、一酸化炭素を選択的に除去する。以下、一酸化炭素を除去した混合気体を改質ガスという。一酸化炭素が酸化する反応は発熱反応であるが、一酸化炭素除去器８における選択酸化反応に適した温度が室温よりも高いため、一酸化炭素除去器８の温度がその適温に達していない場合には、温度依存性抵抗ヒータ１０によって加熱される。

燃料電池型発電セル２は、燃料極２０と、酸素極２１と、燃料極２０と酸素極２１との間に挟まされた電解質膜２２とから構成される。一酸化炭素除去器８から送られた改質ガスは燃料電池型発電セル２の燃料極２０に供給され、更に外部の空気が酸素極２１に送られる。そして、燃料極２０に供給された改質ガス中の水素が、電解質膜２２を介して、酸素極２１に供給された空気中の酸素と電気化学反応することによって、燃料極２０と酸素極２１との間で電力が生じる。燃料電池型発電セル２で取り出された電力が電子機器本体に供給され、電子機器本体の二次電池に電力が蓄電されたり、電子機器本体の負荷（液晶ディスプレイ等）が電力により動作したりする。

電解質膜２２が水素イオン透過性の電解質膜（例えば、固体高分子電解質膜）の場合には、燃料極２０では次式（３）のような反応が起き、燃料極２０で生成された水素イオンが電解質膜２２を透過し、酸素極２１では次式（４）のような反応が起こる。
Ｈ₂→２Ｈ⁺＋２ｅ^- …（３）
２Ｈ⁺＋１／２Ｏ₂＋２ｅ^-→Ｈ₂Ｏ …（４）

一方、電解質膜２２が酸素イオン透過性の電解質膜（例えば、固体酸化物電解質膜）の場合には、酸素極２１では次式（５）のような反応が起き、酸素極２１で生成された酸素イオンが電解質膜２２を透過し、燃料極２０では次式（６）のような反応が起こる。
１／２Ｏ₂＋２ｅ^-→２Ｏ^2- ・・・（５）
Ｈ₂＋２Ｏ^2-→Ｈ₂Ｏ＋２ｅ^- ・・・（６）

燃料極２０で電気化学反応せずに残った水素ガス等が燃焼器９に送られる。更に、外部の空気が燃焼器９に送られる。燃焼器９は、水素ガス（オフガス）と酸素を混合させて触媒反応により燃焼させる。

温度依存性抵抗ヒータ１０，１１は、共に、例えば金といった電熱材（電気抵抗材）からなるものである。温度依存性抵抗ヒータ１０，１１はその温度に依存してその抵抗値が変化する特性を持ち、特に温度と抵抗値に比例の関係が成り立つ。そのため、温度依存性抵抗ヒータ１０，１１は、抵抗値から温度を読み取る温度センサとしても機能する。ここで、温度依存性抵抗ヒータ１０，１１による測定温度が温度制御装置５にフィードバックされ、温度制御装置５がその測定温度に基づき温度依存性抵抗ヒータ１０，１１の発熱量を制御する。

反応装置本体３においては、例えば一酸化炭素除去器８と気化器６が積層されており、一酸化炭素除去器８と気化器６の組み体に温度依存性抵抗ヒータ１０が搭載されている。そのため、一酸化炭素除去器８及び気化器６が温度依存性抵抗ヒータ１０によって加熱される。また、例えば改質器７及び燃焼器９が積層されており、改質器７及び燃焼器９の組み体に温度依存性抵抗ヒータ１１が搭載されている。この場合、改質器７は燃焼器９及び温度依存性抵抗ヒータ１１によって加熱される。改質器７と燃焼器９の組み体は、一酸化炭素除去器８と気化器６の組み体にブリッジ部によって連結され、そのブリッジ部を通じて熱伝導する。そのブリッジ部には、改質器７から一酸化炭素除去器８に水素等を流すための流路が形成されている。

図２を用いて温度制御装置５について具体的に説明する。図２は、温度依存性抵抗ヒータ１１についての温度制御装置５の回路図である。温度依存性抵抗ヒータ１０についても図２と同様である。

この温度制御装置５は、ＰＷＭコントローラ５１と、オペアンプＯＰ４等を有する差動増幅器５５と、アナログデジタル変換器（以下、ＡＤＣと略称）５６と、ＰＷＭスイッチＳＷ１と、固定抵抗Ｒ８と、温度依存性抵抗ヒータ１１と、を備える。なお、「ＰＷＭ」は、「Puls Width Modulation」の略語である。

ＰＷＭコントローラ５１は、例えば中央演算処理装置（ＣＰＵ）及びＲＯＭ等を有する。ＰＷＭコントローラ５１は、ＲＯＭに記録されたプログラム等に基づく種々の制御動作を行う。具体的には、ＰＷＭコントローラ５１は、ＡＤＣ５６から供給されるデジタル信号に応じて、オン状態とオフ状態とに切り替わる一定周期のパルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ信号という。）を生成してそのＰＷＭ信号を出力する。つまり、ＰＷＭコントローラ５１は、ＡＤＣ５６からフィードバックされた信号に基づいてＰＷＭ信号のオン時の時間長をコントロールすることによってＰＷＭ信号のデューティ比を制御する。ＰＷＭコントローラ５１から出力されるＰＷＭ信号は所定の電圧値を有するものであり、ＰＷＭ信号がオン状態である場合とオフ状態である場合とではＰＷＭ信号のレベル（電圧値）が異なる。具体的にはＰＷＭ信号がオン状態である場合には、そのレベル（電圧）の極性は正であって所定のハイレベル電圧を有し、ＰＷＭ信号がオフ状態である場合には、そのレベルはローレベルであって、そのレベルは例えばゼロ［Ｖ］である。

ＰＷＭスイッチＳＷ１はエンハンスメント型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ＰＷＭスイッチＳＷ１のゲートにＰＷＭコントローラ５１の出力が接続されている。

電源入力端子５８とグランドとの間には、温度依存性抵抗ヒータ１１とＰＷＭスイッチＳＷ１と固定抵抗Ｒ８が直列接続されている。具体的には、ＰＷＭスイッチＳＷ１のドレインと電源入力端子５８との間に温度依存性抵抗ヒータ１１が接続され、ＰＷＭスイッチＳＷ１のソースとグランドとの間に固定抵抗Ｒ８が接続されている。この固定抵抗Ｒ８の抵抗値は既知である。なお、電源入力端子５８とグランドとの間に温度依存性抵抗ヒータ１１、ＰＷＭスイッチＳＷ１、固定抵抗Ｒ８が直列に接続されているのであれば、これらの並び順は図２の並び順に限定されるものではない。また、ＰＷＭスイッチＳＷ１は、ＭＯＳＦＥＴでなくとも、バイポーラトランジスタであっても良い。

電源入力端子５８には、直流の定電圧Ｖsが印加される。そして、ＰＷＭコントローラ５１から出力されるＰＷＭ信号がＰＷＭスイッチＳＷ１のゲートに入力され、ＰＷＭスイッチＳＷ１はＰＷＭコントローラ５１からのＰＷＭ信号に従って動作する。

つまり、ＰＷＭスイッチＳＷ１のゲートに入力されるＰＷＭ信号がオン状態であってハイレベル電圧であると、ＰＷＭスイッチＳＷ１がオン状態となって電源入力端子５８からグランドまでが通電状態となる。そのため、電流が電源入力端子５８から温度依存性抵抗ヒータ１１、ＰＷＭスイッチＳＷ１及び固定抵抗Ｒ８を介してグランドに流れる。これにより、温度依存性抵抗ヒータ１１が発熱する。一方、ＰＷＭスイッチＳＷ１のゲートに入力されるＰＷＭ信号がオフ状態であってゼロＶであると、ＰＷＭスイッチＳＷ１がオフ状態となる。ＰＷＭスイッチＳＷ１がオフ状態となることによって、電流が遮断され、電流が電源入力端子５８からグランドに流れない。

このように、ＰＷＭコントローラ５１がＰＷＭ信号のデューティ比を制御することによって、温度依存性抵抗ヒータ１１に電流が流れる時間（オン状態の期間）が制御され、これにより温度依存性抵抗ヒータ１１の発熱量が調整される。

差動増幅器５５は、固定抵抗Ｒ８の両端の電位差からなる電圧を表す信号をＡＤＣ５６に出力する。なお、差動増幅器５５は周知の回路であるため、差動増幅器５５についてはオペアンプＯＰ４以外のフィードバック抵抗等の図示を省略する。

ここで、差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧から固定抵抗Ｒ８の電流が一義的に求まる。つまり、（固定抵抗Ｒ８の電流）＝（差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧）／（固定抵抗Ｒ８の抵抗値） である。
また、固定抵抗Ｒ８、ＰＷＭスイッチＳＷ１及び温度依存性抵抗ヒータ１１が直列接続されているので、固定抵抗Ｒ８に流れる電流と温度依存性抵抗ヒータ１１に流れる電流は等しい。
また、固定抵抗Ｒ８、ＰＷＭスイッチＳＷ１及び温度依存性抵抗ヒータ１１が直列接続され、電源入力端子５８の電圧が定電圧Ｖsであるので、固定抵抗Ｒ８の電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧が一義的に求まる。つまり、（温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧）＝（定電圧Ｖs）−（差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧） である。ここでは、オン状態のＰＷＭスイッチＳＷ１の抵抗値が、固定抵抗Ｒ８及び温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値に比較して極めて小さいので、ＰＷＭスイッチＳＷ１のソース−ドレイン電圧をゼロに収束するものとして考慮する。オン状態のＰＷＭスイッチＳＷ１の抵抗値が、固定抵抗Ｒ８及び温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値に比較して無視できない程小さくないのであれば、（温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧）＝（定電圧Ｖs）−（差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧）−（オン状態のＰＷＭスイッチＳＷ１の電圧） である。
従って、固定抵抗Ｒ８の電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値や消費電力が一義的に求まる。つまり、（温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値）＝｛（定電圧Ｖs）−（差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧）｝×（固定抵抗Ｒ８の抵抗値）／（差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧） であり、（温度依存性抵抗ヒータ１１の消費電力）＝（温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧）×（温度依存性抵抗ヒータ１１の電流）＝｛（定電圧Ｖs）−（差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧）｝×（差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧）／（固定抵抗Ｒ８の抵抗値） である。一方、オン状態の時のＰＷＭスイッチＳＷ１の電圧を無視しないのであれば、（温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値）＝｛（定電圧Ｖs）−（差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧）−（オン状態のＰＷＭスイッチＳＷ１の電圧）｝×（固定抵抗Ｒ８の抵抗値）／（差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧） であり、（温度依存性抵抗ヒータ１１の消費電力）＝（温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧）×（温度依存性抵抗ヒータ１１の電流）＝｛（定電圧Ｖs）−（差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧）−（オン状態のＰＷＭスイッチＳＷ１の電圧）｝×（差動増幅器５５で測定された固定抵抗Ｒ８の電圧）／（固定抵抗Ｒ８の抵抗値） である。
更に、温度依存性抵抗ヒータ１１がその温度に依存してその抵抗値が変化する特性を持つので、固定抵抗Ｒ８の電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の温度が一義的に求まる。

ＡＤＣ５６は、差動増幅器５５から入力される信号をアナログからデジタルに変換し、固定抵抗Ｒ８の電圧を表すデジタル信号をＰＷＭコントローラ５１に出力する。上記したように、ＰＷＭコントローラ５１に入力されるデジタル信号は、固定抵抗Ｒ８の電圧のほか、固定抵抗Ｒ８及び温度依存性抵抗ヒータ１１の電流、温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値も表す。なお、ＡＤＣ５６がＰＷＭコントローラ５１に内蔵され、ＰＷＭコントローラ５１とＡＤＣ５６が１チップ化していてもよい。

ＰＷＭコントローラ５１は、ＰＷＭ信号がオン状態のときにおいてＡＤＣ５６からフィードバックされた信号から温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値を読み取って、その抵抗値から温度依存性抵抗ヒータ１１の温度として認識する。

ＰＷＭコントローラ５１は、ＰＷＭ信号がオン状態のときにおける温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値から新たなデューティ比を求め、その新たなデューティ比のＰＷＭ信号をＰＷＭスイッチＳＷ１に出力する。

温度制御装置５の動作について図３を用いて説明する。図３は、ＰＷＭ信号の１周期又はその整数倍の間に行われる処理の流れを示したものである。
まず、ＰＷＭコントローラ５１は初期のデューティ比を設定し、設定したデューティ比のＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号がオン状態のときには、ＰＷＭスイッチＳＷ１がオンになり、電流が温度依存性抵抗ヒータ１１に流れる。一方、ＰＷＭ信号がオフ状態のときには、ＰＷＭスイッチＳＷ１がオフになり、電流が温度依存性抵抗ヒータ１１に流れない。

そして、固定抵抗Ｒ８の電圧が差動増幅器５５により測定され、固定抵抗Ｒ８の電圧を表すデジタル信号がＡＤＣ５６からＰＷＭコントローラ５１に出力される。ＰＷＭコントローラ５１は、ＰＷＭ信号のオン状態に同期して温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧を読み取る（ステップＳ１）。

そして、ＰＷＭコントローラ５１は、差動増幅器５５により測定された固定抵抗Ｒ８の電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値・温度を計算する（ステップＳ２）。つまり、（温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値）＝｛（定電圧Ｖs）−（固定抵抗Ｒ８の電圧）｝×（固定抵抗Ｒ８の抵抗値）／（固定抵抗Ｒ８の電圧） であり、この式がＰＷＭコントローラ５１に予め設定され、ＰＷＭコントローラ５１がこの式よって温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値を計算する。また、温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値を求めるべく、定電圧Ｖsの値及び固定抵抗Ｒ８の抵抗値がＰＷＭコントローラ５１に予め設定されている。また、温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値又は固定抵抗Ｒ８の電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の温度を求めるための式又はデータテーブルがＰＷＭコントローラ５１に予め設定され、ＰＷＭコントローラ５１はその式又はそのデータテーブルを参照して、温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値又は固定抵抗Ｒ８の電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の温度を計算する。なお、ＰＷＭスイッチＳＷ１の電圧降下を無視しないのであれば、（温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値）＝｛（定電圧Ｖs）−（固定抵抗Ｒ８の電圧）−（オン状態のＰＷＭスイッチＳＷ１の電圧）｝×（固定抵抗Ｒ８の抵抗値）／（固定抵抗Ｒ８の電圧） である。

そして、ＰＷＭコントローラ５１は、求めた温度依存性抵抗ヒータ１１の温度から新たなデューティ比を計算する（ステップＳ３）。例えば、ＰＷＭコントローラ５１は、ＰＩＤ法により、新たなデューティ比を計算する。すなわち、制御開始からｎ回目に求めた温度依存性抵抗ヒータ１１の温度Ｔ_{R_n}と設定温度（適温）Ｔ_setの偏差をｅ_n＝Ｔ_{R_n}−Ｔ_setとしたとき、温度依存性抵抗ヒータ１１の温度を設定温度（適温）Ｔ_setに近づけるための新たなデューティ比Ａを、事前に定めた比例加重係数P、積分加重係数I、微分加重係数Dを用いて、一般的な関係式A=P{e_n+IΣe_n+D(e_n-e_n-1)}によって設定することができる。このようにして、ＰＷＭコントローラ５１は、求めた温度依存性抵抗ヒータ１１の温度（抵抗値）に従って、温度依存性抵抗ヒータ１１の温度を設定温度Ｔ_setに近づけるための新たなデューティ比を計算する（ステップＳ３）。そして、ＰＷＭコントローラ５１は、出力するＰＷＭ信号のデューティ比を、新たに求めたデューティ比に設定する（ステップＳ４）。そして、ＰＷＭコントローラ５１は、新たに求めたデューティ比に設定されたＰＷＭ信号をＰＷＭスイッチＳＷ１に出力する（ステップＳ５）。その後、上述した図３の処理が繰り返され行われる。これにより、温度依存性抵抗ヒータ１１の温度が設定温度に近づいて、その設定温度に保たれる。

以上のように本実施形態によれば、温度依存性抵抗ヒータ１１の温度を適温に設定・維持する温度制御にＰＷＭ制御法を用いているので、温度依存性抵抗ヒータ１１以外の部分での電力消費を抑えることができ、温度依存性抵抗ヒータ１１以外の部分での発熱を抑えることができる。つまり、ＰＷＭ制御法を用いているので、固定抵抗Ｒ８の抵抗値を十分に小さくすることができ、ＰＷＭ信号がオン状態である場合には、固定抵抗Ｒ８やＰＷＭスイッチＳＷ１における電力消費を抑えることができ、温度依存性抵抗ヒータ１１において殆どの電力が消費される。

また、温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値・温度を計算するために、温度依存性抵抗ヒータ１１に直列接続された固定抵抗Ｒ８の電圧を測定している。固定抵抗Ｒ８の抵抗値を小さくすれば、固定抵抗Ｒ８の応答電圧が小さく、固定抵抗Ｒ８での消費電力も小さい。そのため、固定抵抗Ｒ８の電圧を計測することは、温度依存性抵抗ヒータ１１の電流・電圧を計測することよりも高精度である。よって、より正確な温度制御を行うことができる。

［第２の実施の形態］
図４に示された温度制御装置５Ａは、図１、図２に示された温度制御装置５に代えて用いられるものである。図４に示すように、この温度制御装置５Ａは、図２に示された温度制御装置５の構成に加えて、差動増幅器５４を具備する。この差動増幅器５４は、定電圧Ｖsと、温度依存性抵抗ヒータ１１とＰＷＭスイッチＳＷ１の接続部の電圧との差を表す信号、つまり、温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧を表す信号をＡＤＣ５６に出力する。差動増幅器５４は周知の回路であるため、差動増幅器５４についてはオペアンプＯＰ３以外のフィードバック抵抗等の図示を省略する。

ＡＤＣ５６は、差動増幅器５４から入力される信号をアナログからデジタルに変換し、温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧を表すデジタル信号をＰＷＭコントローラ５１に出力する。勿論、このＡＤＣ５６は、差動増幅器５５から入力される信号もアナログからデジタルに変換する。

差動増幅器５４で測定された電圧は、温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧である。第１実施形態で述べたように、差動増幅器５５で測定された電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の電流が一義的に求まる。それゆえ、差動増幅器５４・差動増幅器５５で測定された電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値・温度が一義的に求まる。つまり、（温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値）＝（差動増幅器５４で測定された電圧）×（固定抵抗Ｒ８の抵抗値）／（差動増幅器５５で測定された電圧） である。

第２実施形態の温度制御装置５Ａにおいても、温度依存性抵抗ヒータ１１の温度が設定温度に近づいてその設定温度に維持されるために、ＰＷＭコントローラ５１が差動増幅器５４・差動増幅器５５で測定された電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値・温度を計算する（図３のステップＳ２）。この場合、その計算に際しては、ＰＷＭ信号のオン状態の時において差動増幅器５４・差動増幅器５５で測定された電圧が用いられる（ステップＳ１、ステップＳ２）。そして、ＰＷＭコントローラ５１は、求めた温度依存性抵抗ヒータ１１の温度から新たなデューティ比を計算・設定し（ステップＳ３、ステップＳ４）、新たに求めたデューティ比のＰＷＭ信号をＰＷＭスイッチＳＷ１に出力する（ステップＳ５）。このようなＰＷＭコントローラ５１の処理が繰り返される。

［第３の実施の形態］
図５に示された温度制御装置５Ｂは、図１、図２に示された温度制御装置５に代えて用いられている。図５に示すように、切換部に相当するＰＷＭスイッチＳＷ２が、エンハンスメント型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ６１と、エンハンスメント型のｐチャネルＭＯＳＦＥＴ６２と、抵抗Ｒ９とを備える。電源入力端子５８とグランドとの間には、ＭＯＳＦＥＴ６２と固定抵抗Ｒ８と温度依存性抵抗ヒータ１１とが直列接続されている。具体的には、温度依存性抵抗ヒータ１１が固定抵抗Ｒ８とグランドとの間に接続され、固定抵抗Ｒ８がＭＯＳＦＥＴ６２のドレインと固定抵抗Ｒ８との間に接続され、ＭＯＳＦＥＴ６２のソースが電源入力端子５８に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ６１のソースがグランドに接続され、ＭＯＳＦＥＴ６１のドレインがＭＯＳＦＥＴ６２のゲートに接続され、その接続部と電源入力端子５８との間に抵抗Ｒ９が接続されている。

この差動増幅器５４は、温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧を表す信号をＡＤＣ５６に出力する。差動増幅器５５は、固定抵抗Ｒ８の電圧を表す信号をＡＤＣ５６に出力する。ＡＤＣ５６は、差動増幅器５４から入力される信号をアナログからデジタルに変換し、温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧を表すデジタル信号をＰＷＭコントローラ５１に出力する。ＡＤＣ５６は、差動増幅器５５から入力される信号もアナログからデジタルに変換し、そのデジタル信号をＰＷＭコントローラ５１に出力する。

第３実施形態の温度制御装置５Ｂでは、ＰＷＭコントローラ５１がＰＷＭ信号をＭＯＳＦＥＴ６１のゲートに出力する。そのＰＷＭ信号がオン状態である場合には、ＭＯＳＦＥＴ６１，６２共にオンになり、電流が温度依存性抵抗ヒータ１１に流れ、ＰＷＭ信号がオフ状態である場合には、ＭＯＳＦＥＴ６１，６２共にオフになり、電流が温度依存性抵抗ヒータ１１に流れる。

また、温度依存性抵抗ヒータ１１の温度が設定温度に近づいてその設定温度に維持されるために、ＰＷＭコントローラ５１が差動増幅器５４・差動増幅器５５で測定された電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値・温度を計算する（図３のステップＳ２）。この場合、その計算に際しては、ＰＷＭ信号のオン状態の時において差動増幅器５４・差動増幅器５５で測定された電圧が用いられる（ステップＳ１、ステップＳ２）。そして、ＰＷＭコントローラ５１は、求めた温度依存性抵抗ヒータ１１の温度から新たなデューティ比を計算・設定し（ステップＳ３、ステップＳ４）、新たに求めたデューティ比のＰＷＭ信号をＰＷＭスイッチＳＷ１に出力する（ステップＳ５）。このようなＰＷＭコントローラ５１の処理が繰り返される。
なお、ステップＳ２において、ＰＷＭコントローラ５１が差動増幅器５５で測定された電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値・温度を計算するものとしてもよい。その計算は、第１実施形態の場合と同様である。

＜比較例＞
図６は、比較例の温度制御装置３００を示すものである。この温度制御装置３００は、温度依存性抵抗ヒータ１１、差動増幅器５４及びＡＤＣ５６については図４の温度制御装置５Ａと同様である。そして、この温度制御装置３００においては、トランジスタのスイッチング素子ＳＷ３１、オペアンプＯＰ３１及び抵抗Ｒ３１から定電流回路３１０が構成されている。

ＣＰＵ３２０がデジタル信号をデジタルアナログ変換器（以下、ＤＡＣと略称）３３０に出力すると、そのデジタル信号がＤＡＣ３３０によってアナログに変換され、デジタル信号に応じたレベルの電圧がオペアンプＯＰ３１の非反転入力端子に入力され、その電圧レベルに応じた大きさの定電流が温度依存性抵抗ヒータ１１に流れる。つまり、ＣＰＵ３２０は温度依存性抵抗ヒータ１１に流れる電流の大きさを調整する。

その定電流が流れている時の温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧が差動増幅器５４及びＡＤＣ５６により測定され、ＣＰＵ３２０にフィードバックされる。ＣＰＵ３２０は温度依存性抵抗ヒータ１１の測定電圧から温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値、温度、電力を演算し、その求めた抵抗値、温度、電力に基づき温度依存性抵抗ヒータ１１に流れる電流の大きさを調整する。

図６に示された温度制御装置３００について、具体的な数値を交えて、回路設計の一例について説明する。この温度制御装置３００を図１に示された温度制御装置５に変えて用いたものとし、温度依存性抵抗ヒータ１１はその温度が280℃である時に抵抗値が250Ωであるものを用いる。

初期状態において、起動時に温度依存性抵抗ヒータ１１に１２０［ｍＡ］の定電流を流すものとすれば、２８０［℃］に到達した時においては温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧が３０［Ｖ］であり、電力が３．６［Ｗ］である。オペアンプＯＰ３の入力の最大は、このときの電圧であり、８ｂｉｔのＡＤＣ５６及びＣＰＵ ３２０にてオペアンプＯＰ３の出力電圧を処理する場合、３０／２５６＝１１７［ｍＶ／ｄｉｇｉｔ］の分解能となる。この分解能を温度で考えると、２８０／２５６＝１．０９［℃／ｄｉｇｉｔ］となり、１℃単位での温度管理が求められる触媒反応に対して適切な精度が得られている。

このような状態から反応装置本体３の全体に熱が伝播し、熱平衡状態となったときの改質器７の熱損失が１．５［Ｗ］であるとすれば、温度依存性抵抗ヒータ１１の電力も同じく１．５［Ｗ］となる。このとき、改質器７の温度は２８０［℃］で一定であり、温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値も２５０［Ω］で一定であるため、温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧が１９．４［Ｖ］、電流が７７．５［ｍＡ］として、温度制御がなされていることになる。

以上のような熱平衡状態から燃料や水の供給がなされて、改質器７において改質反応が開始し、燃焼器９にて燃焼が生じた時（運転状態）、改質器７を２８０［℃］に維持するために必要な温度依存性抵抗ヒータ１１による供給熱量が０．４［Ｗ］であるとすれば、このとき温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧が１０［Ｖ］、電流が４０［ｍＡ］である。なお、この状態においてもオペアンプＯＰ３のゲインは起動時におけるゲインと同じであるから、この温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧はＡＤＣ５６にて１０［Ｖ］／１１７［Ｖ］＝８５［ｄｉｇｉｔ］のみでの測定となる。これは温度で考えると、２８０［℃］／８５［ｄｉｇｉｔ］＝３．２９［℃／ｄｉｇｉｔ］ の分解能となり、フィードバック制御に用いる温度としては適切な精度が得られていないことがわかる。

＜実施例＞
図２に示された温度制御装置５について、具体的な数値を交えて、回路設計の一例について説明する。

まず、ＰＷＭ信号の周波数は、次の２つの条件のもと、オペアンプＯＰ４の計測速度等を加味して決定される。１つめの条件は、ＰＷＭ信号がオン状態である時に温度依存性抵抗ヒータ１１に流れる電流が安定し得る周波数であるという上限の条件である。２つ目の条件は、ミリ秒オーダーである改質器７の温度の追従速度よりも速い周波数であるという下限の条件である。

いま、オペアンプＯＰ４での計測に２０［μｓ］の時間が必要であるとして、さらにＰＷＭ信号のデューティの切り替えと、温度依存性抵抗ヒータ１１に流れる電流の安定に１０［μｓ］の余裕を持たせるならば、ＰＷＭ信号のオン状態の時間は３０［μｓ］以上必要ということになる。但し、改質器７において改質反応が開始し、燃焼器９にて燃焼が生じた時の運転状態においては、非常に低いデューティでの制御が予想され、このときの温度制御性を確保するためにＰＷＭ信号の周波数はできるだけ下限条件から離れた、上限条件に近い速さとしたい。

ここで、制御の分解能を最大限確保する狙いで最低必要時間３０［μｓ］を１［％］相当のデューティと設定したならば、ＰＷＭ信号の周期は３［ｍｓ］（３３０［Ｈｚ］）とミリ秒オーダーまで遅くなってしまい、温度が制御周期に追従して乱れる可能性がある。一方、逆に１０［％］より高いデューティに相当させるならば、オフ状態のデューティの最大が９０［％］未満の比率となり、改質器７において改質反応が起こっている時の運転状態においては、温度依存性抵抗ヒータ１１による消費電力が過剰となってしまう可能性がある。これらの要素も考慮して、ここでは電圧測定に必要な最低限の時間３０μｓを５［％］のデューティに相当させ、ＰＷＭ信号を５［％］から１００［％］のデューティにて行うことと設定する。このとき、ＰＷＭ信号の周期は６００［μｓ］（１．６［ｋＨｚ］）となる。また、電流の測定に用いる固定抵抗Ｒ８の抵抗値は、測定する電圧を低く抑えるため、例えば０．１［Ω］と小さく設定する。そして、ＭＯＳＦＥＴであるＰＷＭスイッチＳＷ１のオン状態の時の抵抗を低く抑えるため、例えばその抵抗が１６［ｍΩ］であるＴＰＣＡ８０１６−Ｈ（東芝製）を利用する場合を考える。

なお、ここで適用可能なＰＷＭ信号の周波数の範囲について、ＡＤＣ５６にはＬＴ１２９６（リニアテクノロジー製）というＩＣを選定した場合の例を挙げておく。このＩＣは動作クロック周波数が最速で１［ＭＨｚ］であり、このときのサンプリング時間が２．５［クロック］≒２．５［μｓ］であり、変換完了までの時間が２２［クロック］≒２２［μｓ］となる。このサンプリング時間を１０［％］のデューティに相当させ、ＰＷＭ信号がオン状態である時の電流がナノ秒オーダーで安定する(待ち時間不要)とすると、ＰＷＭ震央の周波数は２５［μｓ］＝４０［ｋＨｚ］となる。これは変換完了時間２２［μｓ］より長い時間であり、連続してＡＤ変換を行ったとしても問題ない周波数である。一方、温度制御を１００［ｍｓ］間隔で行う場合、最大値と最小値を除いた３つの値の平均として測定値を求められるよう、この間隔の間に最低５回は測定を行っておきたい。このときＰＷＭ信号の周波数は１００［ｍｓ］／５＝２０［ｍｓ］＝５０［Ｈｚ］であり、１［％］相当のデューティの時間が２００［μｓ］となるから、この場合にはこの１［％］をＡＤ変換に充てれば十分である。ただし、この周波数を検討するのは、温度が制御の周期で変動しないよう、温度応答速度が２０［ｍｓ］より十分遅いと確認できた際に限るのが望ましい。以上より、ＡＤＣ５６にはＬＴ１２９６（リニアテクノロジー製）を用いた場合、ＰＷＭ信号の周波数の上限は４０［ｋＨｚ］、加減は５０［Ｈｚ］と求めることができる。

ＰＷＭ信号の周波数を１．６［ｋＨｚ］とした設計によると、起動時の初期状態においては、ＰＷＭ信号のデューティが９０［％］である場合に、２８０℃の時の温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値（２５０［Ω］）に対応するオン状態の時の電流が１２６［ｍＡ］となり、電圧が３１．５［Ｖ］となる。このときの電圧が制御上の最大電圧であり、ここでは０．５［Ｖ］の余裕を持つべく定電圧Ｖsの値を３２［Ｖ］として設定する。この場合の電流が１２８［ｍＡ］となる。

改質器７が熱平衡状態になった場合において、定電圧Ｖsの値を３２［Ｖ］に保って、オン状態の時の温度依存性抵抗ヒータ１１の電力が１．５［Ｗ］となるようなデューティは３６［％］である。改質器７で改質反応が起きている運転状態においては、オン状態の時の温度依存性抵抗ヒータ１１の電力が０．４［Ｗ］となるようなデューティは１０［％］である。ここで、この運転状態においても、ＰＷＭ信号のためのマージンを分解能の５［％］程度は確保できていることが確認できた。

また、オペアンプＯＰ４の入力の最大は、温度依存性抵抗ヒータ１１の電流が１２８［ｍＡ］とすれば、１２．８［ｍＶ］（０．１［Ω］×１２８［ｍＡ］）に抑えられ、これを８ｂｉｔのＡＤＣ５６により処理すれば、温度で考えた分解能は、（同じ温度で同じビット数であるので当然、）比較例の場合の初期状態で求めた値と同じ２８０［℃］／２５６＝１．０９［℃／ｄｉｇｉｔ］となる。ただし、ここで設計した温度制御装置５の全ての状態において、この温度分解能での測定ができる点が優れている。(電圧分解能は１２．８［ｍＶ］／２５６＝５０［μＶ／ｄｉｇｉｔ］となる。)

実際の測定では、温度依存性抵抗ヒータ１１の温度が２８０［℃］（それに相当する抵抗値は２５０［Ω］）である状態においては、デューティに依らず、固定抵抗Ｒ８のオン状態の時の電圧＝０．１［Ω］×１２８［ｍＡ］＝１２．８［ｍＶ］のみを測定し、まず、この逆算より温度依存性抵抗ヒータ１１のオン状態の時の電流（１２８［ｍＡ］）を得る。固定抵抗Ｒ８の電圧とＰＷＭスイッチＳＷ１の電圧の和は１４．８［ｍＶ］となり、温度依存性抵抗ヒータ１１の電圧は３２［Ｖ］−１４．８［ｍＶ］＝３１．９９［Ｖ］であると計算される。これらの値より、温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値を２４９．９［Ω］と高精度に求めることができる。
次に，固定抵抗Ｒ８に適用可能な抵抗値の値について説明する。まず、固定抵抗Ｒ８の最大値は、定電圧Ｖｓの電圧値が一定の条件で、温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値が最小の値Ｒminであるときに、温度依存性抵抗ヒータ１１に、ＰＷＭ信号がオン状態のときに最大電流Ｉmaxが流れたときに、計測すべき電圧が電圧計測用のオペアンプの入力上限電圧V_refと等しくなるような場合である。実施例の場合、温度依存性抵抗ヒータ１１の温度係数は正であるから、システム起動時の室温の状態が抵抗値が最小のＲminとなり、これは１６０Ωであった。そして、V_S=３２ [V]、V_ref=５[V]であるとき、最大電流Ｉmaxの値は、Ｖ_S= (Ｒmin+Ｒ８)×Ｉmax、Ｒ８×Ｉmax= Ｖ_ref の関係より、Ｉmax=１６８．８[mA]と定まり、Ｒ８の最大値は２９．６[Ω]と求められる。この場合には、Ｖ_refを最大限に利用し、電圧計測精度を最大とすることができる。ＡＤＣ５６の入力基準電圧がここで考えるアンプのＶ_refと等しい場合には、電圧計測用のオペアンプを省いて起電圧をＡＤＣ５６によって直接計測することも可能である。ただし、システム側でＲ８×Ｉmax²=８４５[mW] の電力を消費することになるため効率が悪く、またＶs−Ｖ_refの電圧しか温度依存性抵抗ヒータ１１に印加できないため、温度依存性抵抗ヒータ１１に必要な消費電力に合わせたＶsの再設定が必要となる。
次いで、固定抵抗Ｒ８の最小値は、定格運転温度（実施例では２８０℃）における温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗値をＲ_h、そのPWM信号がオン状態のときに、温度依存性抵抗ヒータ１１に流れる電流をＩ_hとし、その温度域での触媒反応制御に必要な１℃単位の温度精度に対応する温度依存性抵抗ヒータ１１の抵抗変化量をΔＲ_h（実施例では０．３Ω）、その抵抗変化量に対応する電流の変化をΔＩ_h、電圧計測用のオペアンプの入力電圧分解能をＶ_opとしたときに、Ｒ８×ΔＩ_h≧Ｖ_opを満たすような場合である。ここで、Ｒ_h>>Ｒ８よりＶ_S=Ｒ_h×Ｉ_hとなる関係に基づき、Ｖ_S=(Ｒ_h+ΔＲ_h)×（Ｉ_h−ΔＩ_h）から、ΔＩ_h=Ｉ_h−（Ｖ_S／（Ｒ_h＋ΔＲ_h））となり、例えば電圧計測のオペアンプに高精度計装アンプ(リニアテクノロジー社LTC2053等)を用いれば、Ｖ_op=１０[μV]程度であるから、実施例の場合、Ｒ８の最小値は０．０６５[Ω]となる。この場合、電圧計測のオペアンプの性能を生かすことで、システム側での消費電力を最小とすることができる。ただし、実際には固定抵抗やアンプのコスト等を考慮する必要があるため、上述の実施例では、Ｒ８として０．１[Ω]の値を用いた場合について述べた。

以上より、ここでの設計によるパラメータにて、比較例による制御を、実施例で提示するＰＷＭ制御と電流測定値による抵抗値計算との組み合わせに置き換えることができることを示した。この実施例の制御方法の置き換えにより、制御回路側での熱としての電力消費が抑えられるため、システムとしてのエネルギー効率を上げることができ、また、放熱対策が不要となるため、回路の小型化を図ることができる。さらに、基準抵抗の応答電圧を小さく抑えることができ、これを高いゲインで増幅することで測定電圧そのもの、そしてそこから求める温度の精度を高めることができる。

図１は、本発明に係る温度制御装置を備えた発電装置の概略構成を示したブロック図である。 図２は、本発明の第１実施形態における温度制御装置の概略回路構成を示した回路図である。 図３は、上記温度制御装置による処理の流れを示したフローチャートである。 図４は、本発明の第２実施形態における温度制御装置の概略回路構成を示した回路図である。 図５は、本発明の第３実施形態における温度制御装置の概略回路構成を示した回路図である。 図６は、比較例の温度制御装置の概略回路構成を示した回路図である。

符号の説明

５ 温度制御装置
１０、１１ 温度依存性抵抗ヒータ
５１ ＰＷＭコントローラ
５５ 差動増幅器
５６ アナログデジタル変換器
ＯＰ４ オペアンプ
Ｒ８ 固定抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２ ＰＷＭスイッチ

Claims (7)

1. 温度に依存して抵抗値が変化する特性を有した温度依存性抵抗ヒータと、
   前記温度依存性抵抗ヒータに直列接続され、前記温度依存性抵抗ヒータの抵抗値より小さい抵抗値を有する固定抵抗と、
   オン状態とオフ状態とに切り替わるＰＷＭ信号を出力するＰＷＭコントローラと、
   前記ＰＷＭコントローラにより出力された前記ＰＷＭ信号がオン状態である場合に前記温度依存性抵抗ヒータ及び前記固定抵抗に電流を流すとともに、前記ＰＷＭコントローラにより出力された前記ＰＷＭ信号がオフ状態である場合に、その電流を止める切換部と、
   前記固定抵抗の両端の電位差からなる電圧を測定する電圧測定器と、を備え、
   前記ＰＷＭコントローラは、当該ＰＷＭコントローラにより出力された前記ＰＷＭ信号がオン状態である場合における前記電圧測定器の測定電圧に基づいて前記ＰＷＭ信号のデューティ比を新たに設定し、新たに設定したデューティ比の前記ＰＷＭ信号を出力することを特徴とする温度制御装置。
2. 前記ＰＷＭコントローラは、当該ＰＷＭコントローラにより出力された前記ＰＷＭ信号がオン状態である場合における前記電圧測定器の測定電圧から前記温度依存性抵抗ヒータの温度を算出し、その算出した温度の値に基づいて前記ＰＷＭ信号の新たなデューティ比を設定することを特徴とする請求項１に記載の温度制御装置。
3. 前記固定抵抗の抵抗値は、０．０６〜３０Ωの値を有することを特徴とする請求項１に記載の温度制御装置。
4. 定電圧源と前記温度依存性抵抗ヒータと前記固定抵抗が直列に接続されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の温度制御装置。
5. 前記ＰＷＭコントローラは、
   次式
   （前記温度依存性抵抗ヒータの抵抗値）＝｛（前記定電圧源の電圧）−（前記電圧測定器の測定電圧）｝×（前記固定抵抗の抵抗値）／（前記電圧測定器の測定電圧）
   によって前記温度依存性抵抗ヒータの抵抗値を求め、その求めた抵抗値から前記温度依存性抵抗ヒータの温度を求め、その計算した求められた温度の値に基づいて前記ＰＷＭ信号の新たなデューティ比を設定することを特徴とする請求項４に記載の温度制御装置。
6. 前記ＰＷＭコントローラは、当該ＰＷＭコントローラにより出力されたＰＷＭ信号がオン状態である場合における前記電圧測定器の測定電圧に基づきデューティ比を新たに設定したデューティ比のＰＷＭ信号を出力することによって前記温度依存性抵抗ヒータの温度を所定の設定温度に近づけることを特徴とする請求項１乃至５の何れか一項に記載の温度制御装置。
7. 温度に依存して抵抗値が変化する特性を有した温度依存性抵抗ヒータによって温度を制御する温度制御方法において、
   オン状態とオフ状態とに切り替わるＰＷＭ信号を出力し、
   出力された前記ＰＷＭ信号がオン状態である場合に、前記温度依存性抵抗ヒータに直列接続された固定抵抗と前記温度依存性抵抗ヒータに電流を流し、出力された前記ＰＷＭ信号がオフ状態である場合に、その電流を止め、
   前記ＰＷＭ信号がオン状態であるときの前記固定抵抗の両端の電位差からなる電圧を測定し、
   前記固定抵抗の測定電圧をフィードバックし、該測定電圧に基づいて前記ＰＷＭ信号のデューティ比を新たに設定し、新たに設定したデューティ比の前記ＰＷＭ信号を出力することを特徴とする温度制御方法。

Images