JP2009069129A - 電波修正時計 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の電波修正時計は、フィルタ回路のＱ値がどのようなタイムコードを受信する場合においても一定であり、受信するタイムコードによって感度に差が出るという問題があった。
【解決手段】本発明の電波修正時計は、内蔵する受信回路に、Ｑ値可変型のフィルタ回路と制御部とを有する。制御部は受信するタイムコードに応じた選局命令信号をフィルタ回路へ出力し、フィルタ回路は選局命令信号に基づいてＱ値を切り換える。このような構成により、フィルタ回路は受信するタイムコードに対して最適なＱ値を得ることができ、その結果、タイムコードによらず良好な受信感度を得ることができる。
【選択図】図４

Description

本発明は、複数の標準電波を受信することができる電波修正時計に関し、特にフィルタ回路を有する電波修正時計に関するものである。

現在、日本やアメリカ、ドイツ等の各国において、時刻情報入りの標準電波が送出されており、この標準電波を受信する時刻受信装置の一種として、計時時刻を修正する電波修正時計が実用化されている。

標準電波は１分間を１フレームとして１月１日からの累積日数から時、分までの時刻データをバイナリーコードで直列に送出している。具体的には１秒間に１つの矩形パルスで搬送波を振幅変調し、矩形パルスのパルス幅で”０”、”１”等を表現している。（以降、この矩形パルスのことをタイムコードと呼ぶ。）
そして、この”０”、”１”等の組み合わせで時刻情報が表わされるため、電波修正時計において、標準電波を受信し、その中からタイムコードを抽出することで、正確な時刻情報を得ることができる。

標準電波は国によって重畳されているタイムコードのパルス幅および搬送波の周波数が異なる。例えば、日本における標準電波は、タイムコードのパルス幅は２００ｍｓ、５００ｍｓ、８００ｍｓの３種類であり、その搬送波周波数は４０ｋＨｚおよび６０ｋＨｚの２種類が使用されている。一方、ドイツにおける標準電波は、タイムコードのパルス幅は１００ｍｓ、２００ｍｓ、１０００ｍｓの３種類であり、搬送波周波数は７７．５ｋＨｚである。

電波修正時計の受信回路は、一般的にストレート方式が用いられる。そのブロック図を図９に示す。１はアンテナ、２は同調部、３は増幅回路、５はフィルタ回路、６は検波回路を示している。
アンテナ１および同調部２で同調を取り、標準電波を受信する。そして受信した標準電波を増幅回路３で増幅し、フィルタ回路５で必要な周波数成分だけを通過させた後、検波回路６で包絡線を抽出し、タイムコードを得る。
高い受信感度を得るためには、フィルタ回路５に高いＱ値が求められる。このため、フィルタ回路５には、水晶振動子を使用した所謂水晶フィルタ回路が用いられる。
Ｑ値とは、振動の状態を表すものであって、共振のピークを示す値として知られるものである。このＱ値が高いほどピークが鋭くなる。

ストレート方式の受信回路は、簡単な構成で標準電波の受信が可能となるが、フィルタ回路５に水晶フィルタ回路を用いる場合、高いＱ値を得られる反面、複数の周波数の標準電波を受信するには不向きとなる。
それは、水晶フィルタ回路が通過させる周波数が、使用する水晶振動子の特性により１つに決まってしまうため、複数の周波数に対して使用する場合には、その周波数の数だけ水晶振動子を使用する必要があるためである。
つまり、複数の周波数の標準電波を受信するには、その周波数の数だけ水晶振動子を設置しなければならず、回路規模の増大を招いてしまう。

そこで複数の周波数の標準電波を効率よく受信する方式として、スーパーヘテロダイン方式が用いられている。スーパーへテロダイン方式とは、混合回路を用いて周波数変換を行うことにより、複数の周波数の信号を同一の周波数に変換して扱う方式のことであり、
様々な技術が考案されている（例えば特許文献１参照。）。

ここで特許文献１に示した従来技術を、図１０を用いて説明する。図１０は、特許文献１に示した従来技術を、説明しやすいようにその主旨が変わらない範囲で簡略化した図である。４は混合回路、７は制御部、８は局部発振回路を示している。なお、すでに説明した構成には同一の番号を付与している。

図１０に示した受信回路は、異なる２つの周波数（周波数ｆ１またはｆ２）の標準電波を受信する。制御部７は、受信する標準電波の周波数に応じて、選局命令信号を同調部２へ出力する。同調部２は、入力された選局命令信号に従って同調周波数を設定する。このようにして、アンテナ１および同調部２は、複数の周波数の標準電波を受信する。

増幅回路３は、受信した信号を増幅し、混合回路４へ出力する。混合回路４は、増幅回路から入力される信号と、局部発振回路８から入力される信号とを混合し、それらの周波数の和と差とにあたる周波数の信号を出力する。これらの成分のうち、どちらか片方を信号として使用することになるが、特許文献１に示した従来技術によれば、局部発振回路８の発振周波数ｆ０を（ｆ１＋ｆ２）／２とすることで、受信する周波数によらず一定の中間周波数の信号を出力することができる。（以降、中間周波数をｆｉと表わし、周波数ｆｉの信号を中間周波数信号と呼ぶ。）
その後、フィルタ回路５で必要な周波数成分だけを通過させた後、検波回路６で包絡線を抽出し、タイムコードを得る。

このように、混合回路４を用いて周波数変換を行い、複数の周波数の信号をほぼ等しい周波数に変換することで、ひとつのフィルタ回路５を、全ての周波数の標準電波に対して使用することができる。もちろん、フィルタ回路５に水晶フィルタ回路を用いてもよく、その場合であっても、複数の水晶振動子は必要ない。
このような構成は、特に、高感度な電波修正時計の受信回路において、スーパーへテロダイン方式は、回路の簡素化、外付け部品点数の削減など点で大きなメリットを持っている。

特開２００４−８００７３号公報（第５項、第２図）

特許文献１に示した従来技術は、フィルタ回路５に水晶フィルタ回路を用いて複数の周波数の標準電波を受信する場合においても、１つの水晶振動子で高いＱ値のフィルタを得ることができ、高いＳＮ比を実現できるが、受信するタイムコードによって受信感度に差が出てしまうことがわかった。
それは、入力される信号の周波数帯域幅に対してフィルタ回路の通過帯域幅が十分に広くない場合、受信に必要なスペクトル成分までカットされてしまい、搬送波の包絡線である検波波形を抽出した時に、その包絡線になまりが生じてしまうためである。

ここで包絡線になまりが生じてしまう理由について説明する。
図１１は、６１はタイムコードのスペクトルを、６２は搬送波をタイムコードによって振幅変調した標準電波のスペクトルを、６３は中間周波数信号のスペクトルをそれぞれ模式的に示した図である。図の横軸は周波数を、縦軸は電力を示している。
搬送波周波数は、例えば、４０ｋＨｚおよび６０ｋＨｚであり、その周波数をｆｃとすると、標準電波のスペクトルはこのｆｃを中心に、タイムコードのスペクトルと同じスペクトル形状となる。

混合回路４によって周波数変換を行うと、スペクトルの中心周波数は変化するが、そのスペクトル形状は変わらない。そのため、中間周波数信号のスペクトルは中間周波数ｆｉを中心に、タイムコードのスペクトルと同じスペクトル形状となる。
このようなスペクトル形状を持った中間周波数信号から、検波回路などによって包絡線を抽出することによってタイムコードを得ることができる。この操作は周波数軸で考えると、標準電波のスペクトルを、その形状を変えることなく中心周波数を０Ｈｚへ戻す操作に相当する。この操作によって中間周波数信号は元のタイムコードと同じスペクトルとなり、その波形は当然、タイムコードと同じ波形となる。
しかしＳＮ比を向上させるためにＱ値の高いフィルタ回路を通すと、図１１に示した中間周波数信号のスペクトル形状が変化してしまう。つまり、本来受信に必要な中間周波数信号の周波数成分まで除去されてしまうのである。検波回路などによってスペクトルの中心周波数を０Ｈｚへ戻しても、そのスペクトル形状は元のタイムコードのスペクトル形状とは異なり、その時の波形も元のタイムコードとは異なる。

その結果、復元されるタイムコードは元のタイムコードと比べると、主に高い周波数成分が除去されているため、その波形は角が丸くなり、なまったような形になってしまう。

つまり、ＳＮ比を高くするためにはフィルタ回路のＱ値は高い方が良いが、フィルタ回路のＱ値が高過ぎると回路の応答性が悪くなり、タイムコードがなまってしまう。ＳＮ比と応答性とは、トレードオフの関係になっているのである。

一般に電波時計においては、検波波形を比較器によって波形整形することでタイムコードを得る。前述したようにこのタイムコードのパルス幅を読み取ることによって時刻情報を得るが、検波波形がなまってしまうとタイムコードのパルス幅が変化してしまい、受信感度の悪化を引き起こす。すなわち、ＳＮ比と応答性との関係で、受信感度が最高となるベストなＱ値が存在するのである。
そして、そのベストなＱ値は、受信する信号の帯域幅、すなわちタイムコードに依存することになる。パルス幅の狭いタイムコードを受信する場合には、パルス幅の広いタイムコードを受信する場合より広い通過帯域幅がフィルタ回路に求められることになる。タイムコードによって、受信感度が最高となるＱ値が異なるのである。

しかし、特許文献１に示した従来技術は、フィルタ回路５のＱ値が、受信するタイムコードによらず一定であるため、あるタイムコードを受信する場合には、Ｑ値が高すぎ、またある別のタイムコードを受信する場合にはＱ値が低すぎといった状態となり、結果的に受信感度の低下を引き起こしてしまう。

本発明は上記問題点を解決するものであり、その目的とするところは、同一の電波修正時計で複数のタイムコードを受信する環境において、受信するタイムコードに応じてフィルタ回路のＱ値を最適な値に切り換えることによって、あらゆる標準電波を受信する場合においても高い受信感度を実現できる電波修正時計を提供するところにある。

上記の課題を解決するため、本発明の電波修正時計は、以下のような構成を採用する。

電波信号を受信するためのアンテナと、電波信号を同調させる同調部と、同調部の同調データを設定する選局手段と、選局手段に選局命令信号を送る制御部と、電波信号から所定の信号通過帯域を抽出するフィルタ回路と、フィルタ回路で抽出された信号を検波する検波回路と、を有する複数の標準電波を受信する電波修正時計において、
フィルタ回路は、所定の信号通過帯域を含む異なる複数の信号通過帯域を作り出すための複数の構成要素と、この構成要素同士の接続を切り換える切換手段と、を有し、切換手
段は、選局命令信号を入力して動作し、フィルタ回路は、切換手段が動作したとき、所定の信号通過帯域とは異なる別の信号通過帯域に帯域制限することを特徴とする。

フィルタ回路は、それぞれの信号通過帯域でも増幅率は、ほぼ等しいことを特徴とする。

電波信号とフィルタ回路が有する複数の信号通過帯域とは、その中心周波数がほぼ等しいことを特徴とする。

基準発振器と、基準発振器の出力周波数を発振出力基準周波数として発振する局部発振回路と、局部発振回路で作られた局発周波数と電波信号とをミキシングする混合回路と、を有し、フィルタ回路の信号通過帯域の中心周波数は、混合回路で作られた中間周波数とほぼ同一の周波数であることを特徴とする。

フィルタ回路が有する複数の信号通過帯域同士は、その中心周波数がほぼ等しいことを特徴とする。

外部入力手段を有し、制御部は、外部入力手段からの情報に基づいて選局命令信号を出力することを特徴とする。

本発明の電波修正時計に用いるフィルタ回路は、複数の信号通過帯域を作り出すための複数の構成要素と、この構成要素同士の接続を切り換える切換手段を有している。
このような構成とすることにより、複数の標準電波を受信する際に、タイムコードに応じた最適なＱ値を得ることができ、あらゆるタイムコードにおいて良好な受信感度を得ることが可能となる。

以下、本発明の電波修正時計の実施形態を図面に基づいて説明する。本発明の実施形態においては、受信したタイムコードを時刻情報へ変換する作業は、マイコンを使って行う場合を例にして説明する。なお、以下の説明にあたって、同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略もしくは簡略化する。

［全体構成の説明：図１〜図７］
本発明の電波修正時計の第１の実施形態では、図１から図７を参照して説明する。まず、図１は、本発明の電波修正時計のブロック図を示す。１はアンテナ、１１は受信回路、１２はマイコン、１３は時刻表示部を示している。
アンテナ１および受信回路１１で標準電波を受信し、タイムコードを得る。そしてマイコン１２でタイムコードを時刻情報へ変換し、時刻表示部１３を制御することで、正確な時刻を表示することができる。
本発明の電波修正時計では、日本の標準電波である６０ｋＨｚと、ドイツの標準電波である７７．５ｋＨｚとの２種類の標準電波を受信するものとして説明する。

［受信回路の全体説明：図２］
図２は、図１に示す受信回路１１の内部およびその接続を説明するためのブロック図である。図２において、２は同調部、３は増幅回路、４は混合回路、５はフィルタ回路、６は検波回路、７は制御部、８は局部発振回路である。また、９はスイッチを示している。
アンテナ１および同調部２で同調を取り、標準電波を受信する。そして、アンテナで受信した標準電波を増幅回路３で増幅して混合回路４に出力する。混合回路４は、増幅回路
３からの信号と局部発振回路８から入力される信号とを混合し、フィルタ回路５に出力する。フィルタ回路５で必要な周波数成分だけを通過させた後、検波回路６で包絡線を抽出し、搬送波に重畳されているタイムコードを復元し、復元したタイムコードをマイコン１２へ出力する。マイコン１２は、受信ＩＣから入力されたタイムコードから、時刻情報を抽出して、時刻表示部１３を制御する。

高い受信感度を得るためには、フィルタ回路５に高いＱ値が求められる。このため、フィルタ回路５には、水晶振動子を使用した所謂水晶フィルタ回路が用いられる。
スイッチ９は、外部操作による受信局変更手段であり、通常は”Ｌ”レベルを出力している。そしてスイッチが挿下されている場合のみ、”Ｈ”レベルの信号を制御部７へ出力する。ここで信号の”Ｈ”レベルおよび”Ｌ”レベルはそれぞれ、信号線の電圧レベルが高い状態と低い状態とを表わしている。

制御部７は、受信する標準電波の周波数に応じて選局命令信号を同調部２とフィルタ回路５と局部発振回路８とへ出力する。選局命令信号は、日本の標準電波の受信時には”Ｈ”レベル、ドイツの標準電波の受信時には”Ｌ”レベルとなる。

スイッチ９から”Ｌ”レベルの信号が入力されている場合には、前回の受信時と同じ信号を選局命令信号として出力し、スイッチ９から”Ｈ”レベルの信号が入力された場合には、前回の受信時と反対の信号を選局命令信号として出力する。
例えば、前回日本の標準電波を受信していた場合、スイッチ９からの信号が”Ｌ”レベルであれば前回と同じ”Ｈ”レベルを出力し、スイッチ９からの信号が”Ｈ”レベルであれば”Ｌ”レベルを出力する。

［同調部の説明：図２、図３］
同調部２は、選局命令信号に従って、アンテナ１との同調をとる。同調部２の回路例を図３に示す。図３において、２１、２２は容量素子、２３、２４はスイッチ、１０は接地（ＧＮＤレベル、例えば０Ｖ）を示している。
容量素子２１、２２は、それぞれ、アンテナ１と日本の標準電波である６０ｋＨｚおよびドイツの標準電波である７７．５ｋＨｚで共振するように容量値が設定されている。
”Ｈ”レベルの選局命令信号を受けた場合には、スイッチ２３を閉じ、スイッチ２４を開放することで、６０ｋＨｚの標準電波を受信する。また”Ｌ”レベルの選局命令信号を受けた場合には、スイッチ２３を開放してスイッチ２４を閉じることで７７．５ｋＨｚの標準電波を受信する。
このようにして、同調部２に選局命令信号を入力することで所定の周波数の標準電波を受信する。

混合回路４は、増幅回路３から入力される信号と、局部発振回路８から入力される信号とを混合し、それらの和と差にあたる成分の信号を出力する。これらの成分のうち、どちらか片方を信号として使用することになるが、ここでは差の成分を使用する。
このとき、局部発振回路８から出力される信号の周波数は、制御部７から入力される選局命令信号に従って設定される。つまり、”Ｈ”レベルの選局命令信号が入力された場合には、６０ｋＨｚ＋Δｆの周波数の信号を出力し、”Ｌ”レベルの選局命令信号が入力された場合には７７．５ｋＨｚ＋Δｆの周波数の信号を出力する。
その結果、混合回路４からは、受信する標準電波の周波数によらず、一定の周波数Δｆの信号がフィルタ回路５に出力される。

［フィルタ回路の説明：図２、図４、図５、図６］
フィルタ回路５は、不要な周波数成分を除去し、必要な周波数成分のみを検波回路６に出力する。フィルタ回路５の回路例を図４に示す。図４において、５１は水晶振動子、５
２はＱ値減衰用の抵抗素子であり、ダンピング抵抗と呼ぶ。５３は帰還抵抗、５４は演算増幅器である。５５はＱ値調整用抵抗、５６は増幅率調整用抵抗、５７、５８はスイッチを示している。演算増幅器５４において、５４１は正の入力端子（以降ＩＮＰと呼ぶ）、５４２は負の入力端子（以降ＩＮＮと呼ぶ）を示している。

フィルタ回路５は、複数の信号通過帯域を作り出すための複数の構成要素を有している。また、それら構成要素を切り換える切換手段も有している。図４に示すフィルタ回路５の例では、ダンピング抵抗５２、Ｑ値調整用抵抗５５、帰還抵抗５３、増幅率調整用抵抗５６が信号通過帯域を作り出すための複数の構成要素である。
ダンピング抵抗５２とＱ値調整用抵抗５５とを並列接続するかどうかを切り換える切換手段として、スイッチ５７が設けてあり、帰還抵抗５３と増幅率調整用抵抗５６とを並列接続するかどうかを切り換える切換手段として、スイッチ５８が設けてある。

図５は、水晶振動子５１の等価回路を示している。５１１は等価直列抵抗、５１２は等価直列容量、５１３は等価直列インダクタンス、５１４は電極容量を示している。
等価直列抵抗５１１と等価直列容量５１２と等価直列インダクタンス５１３とは、直列に接続されており、これと並列に電極容量５１４が接続されている回路となっている。

図６は、水晶振動子５１の等価インダクタンス特性を模式的に示す図である。図６において、横軸は周波数を、縦軸は水晶振動子５１の等価インダクタンスを示している。水晶振動子５１の等価インダクタンスは、等価直列容量５１２と等価直列インダクタンス５１３との直列共振点においてゼロとなり、そのときの周波数をｆｒと表わす。周波数ｆｒにおける水晶振動子５１の両端のインピーダンスは、等価直列抵抗５１１の値とほぼ等しくなる。

周波数ｆｒより高い周波数においては、等価直列容量５１２と等価直列インダクタンス５１３との直列合成インダクタンスは、等価直列インダクタンス５１３が支配的となり、誘導性となる。そして水晶振動子５１の等価インダクタンスはその直列合成インダクタンスと電極容量５１４との並列共振点において無限大となる。そのときの周波数をｆａと表わす。

周波数ｆａより高い周波数においては電極容量５１４が支配的となり、水晶振動子５１の等価インダクタンスは容量性となる。

すなわち、水晶振動子５１は、周波数ｆｒおよび周波数ｆａにおいて特異点を持つが、周波数ｆａは、実装時や配線時などに発生する寄生容量の影響を受けやすい。そのため本実施形態では、周波数ｆｒの特性を利用する。

[動作の説明：図７]
まず、ドイツの標準電波を受信する場合の動作を説明する。ドイツの標準電波を受信するとき、制御部７から”Ｌ”レベルの選局命令信号が入力され、スイッチ５７およびスイッチ５８が開放される。
演算増幅器５４は、非常に高い入力インピーダンスと非常に大きい増幅率を持っているため、演算増幅器５４の内部には電流は流れ込まず、ＩＮＰとＩＮＮとの電位は、ほぼ一定となるように動作する。このため、ＩＮＮは、接地電位となる。

水晶振動子５１とダンピング抵抗５２とを流れる電流をＩ１とし、水晶振動子５１の等価インピーダンスをＺｃとし、ダンピング抵抗５２の抵抗値をＲｄとすると、電流Ｉ１は、次式で示すことができる。
Ｉ１＝Ｖｉｎ／（Ｚｃ＋Ｒｄ）

演算増幅器５４の内部に電流は流れ込まないため、水晶振動子５１およびダンピング抵抗５２を流れた電流は全て帰還抵抗５３に流れる。そのため、帰還抵抗５３の抵抗値をＲｆとすると、帰還抵抗５３で発生する電圧は、Ｒｆ＊Ｉ１となる。
その結果、演算増幅器５４の出力電圧は、次式で示すことができる。
−（Ｒｆ／（Ｚｃ＋Ｒｄ））Ｖｉｎ

すなわち、図４に示す演算増幅器５４の増幅率は、−Ｒｆ／（Ｚｃ＋Ｒｄ）で与えられる。ここで符号がマイナスになっているのは、入力電圧の位相に対して出力電圧の位相が１８０°遅れていることを表わしているためである。

水晶振動子５１の等価インダクタンスは、図６に示すようになるため、図４に示す演算増幅器５４の増幅率周波数特性は図７のようになる。図７は、演算増幅器５４の増幅率周波数特性を模式的に示すものである。図７において、横軸は周波数を、縦軸は演算増幅器５４の増幅率を示している。
増幅率は、等価直列容量５１２と等価直列インダクタンス５１３との直列共振点の周波数ｆｒで最大値を取り、等価直列抵抗５１１の抵抗値をＲ１とすると、その時の増幅率は、次式で示すことができる。
Ｒｆ／（Ｒ１＋Ｒｄ）
周波数ｆｒは、水晶振動子５１の特性のみで決まるため、非常に精度の良いフィルタ特性を得ることができる。
また増幅率は、周波数ｆａにおいて最小となるが、この周波数は標準電波の周波数とは十分に離れているため、その影響は小さい。

このとき、フィルタ回路５のＱ値をＱＤＣＦ７７とし、等価直列インダクタンス５１３のインダクタンス値をＬ１とすると、ＱＤＣＦ７７は、次式で示すことができる。
ＱＤＣＦ７７＝（２πｆ０＊Ｌ１）／（Ｒ１＋Ｒｄ）
ダンピング抵抗５２がない場合のＱ値は、水晶振動子５１の特性で決まり、その値は非常に大きな値となる。そこに適当な抵抗値を持つダンピング抵抗５２を挿入することで、ドイツの標準電波の受信に最適なＱ値を得ることができる。

演算増幅器５４の増幅率をＡＤＣＦ７７とすると、ＡＤＣＦ７７は、次式で示すことができる。
ＡＤＣＦ７７＝Ｒｆ／（Ｒ１＋Ｒｄ）
つまり、帰還抵抗５３の抵抗値を調整する事により、フィルタ回路のＱ値とは独立に、フィルタ回路の増幅率を調整することができる。

次に、日本の標準電波を受信する場合について説明する。日本の標準電波を受信する場合には、制御部７から”Ｈ”レベルの選局命令信号が入力される。それによってスイッチ５７およびスイッチ５８は閉じられ、ダンピング抵抗５２と並列にＱ値調整用抵抗５５が、帰還抵抗５３と並列に増幅率調整用抵抗５６が、それぞれ挿入される。
このとき、フィルタ回路５のＱ値をＱＪＪＹとし、Ｑ値調整用抵抗５５とダンピング抵抗５２の並列合成抵抗値をＲａとすると、ＱＪＪＹは、次式で示すことができる。
ＱＪＪＹ＝（２πｆ０＊Ｌ１）／（Ｒ１＋Ｒａ）
つまり、Ｑ値調整用抵抗５５の抵抗値を適当な値に設定することで、日本の標準電波の受信に最適なＱ値を得ることができる。

スイッチ５７およびスイッチ５８を閉じた場合の演算増幅器５４の増幅率をＡＪＪＹとし、増幅率調整用抵抗５６と帰還抵抗５３との並列合成抵抗値をＲｂとすると、ＡＪＪＹは、次式で示すことができる。
ＡＪＪＹ＝Ｒｂ／Ｒａ
つまり、増幅率調整用抵抗５６の抵抗値であるＲｂを適当な値に設定することで、”Ｌ”レベルの選局命令信号が入力されている状態、すなわちドイツの標準電波を受信する場合と等しい増幅率を得ることができるのである。

このように、受信するタイムコードに応じてフィルタ回路５のＱ値を最適な値に切り換えることで、タイムコードによらず良好な受信感度を得ることができる。

以上の説明では、日本の標準電波とドイツの標準電波を受信する場合を例にして説明したが、もちろん、それに限定するものではない。大切なことは、受信する標準電波に対応してフィルタ回路５のＱ値を最適な値に変更するというものであり、本発明の電波修正時計の仕様により、受信する標準電波の種類は適宜変更されるものである。

［全体構成の説明：図８］
次に、本発明の電波修正時計の第２の実施形態を説明する。第２の実施形態は、フィルタ回路を複数設ける場合である。図８を参照して説明する。図８において、３０および４０はフィルタ回路を示している。３１、４１は水晶振動子、３２、４２はダンピング抵抗、３３、４３は帰還抵抗、３４、４４は演算増幅器である。６１、６２はスイッチである。

フィルタ回路３０は、水晶振動子３１とダンピング抵抗３２とを直列に接続するとともに、ダンピング抵抗３２を演算増幅器３４のＩＮＮに接続している。演算増幅器３４のＩＮＰは、接地（ＧＮＤレベル、例えば０Ｖ）に接続している。演算増幅器３４の出力端子とＩＮＮとの間に帰還抵抗３３を接続している。
フィルタ回路４０の構成および各構成の接続形態は、フィルタ回路３０と同じであるため説明は省略する。

フィルタ回路３０は、日本の標準電波の６０ｋＨｚの電波を受信する際に使用するフィルタ回路であり、水晶振動子３１の直列共振周波数は、６０ｋＨｚとなっており、ダンピング抵抗３２は比較的小さな値となっている。

フィルタ回路４０は、ドイツの標準電波の７７．５ｋＨｚの電波を受信する際に使用するフィルタ回路であり、水晶振動子４１の直列共振周波数は、７７．５ｋＨｚとなっており、ダンピング抵抗４２はダンピング抵抗３２に比べて大きな値となっている。

このように、本発明の電波修正時計の第２の実施形態のフィルタ回路は、２つのフィルタ回路から構成しており、フィルタ回路３０とフィルタ回路４０とで、複数の信号通過帯域を作り出すための複数の構成要素となっている。
また、これらの構成要素を切り換える切換手段も有しており、スイッチ６１、６２である。図８に示すフィルタ回路の例では、フィルタ回路３０とフィルタ回路４０とのどちらを使用するかを切り換える切換手段として設けている。

帰還抵抗３３および帰還抵抗４３は、フィルタ回路３０の増幅率とフィルタ回路４０の増幅率とが等しくなるような値に設定されている。

”Ｈ”レベルの選局命令信号が入力されると、スイッチ６１は閉じられ、スイッチ６２は開放される。それによって信号は、フィルタ回路３０を通過する。
”Ｌ”レベルの選局命令信号が入力されると、スイッチ６２が閉じられ、スイッチ６１が開放される。それによって信号は、フィルタ回路４０を通過する。

このように、受信するタイムコードに応じてフィルタ回路を構成するフィルタ回路３０とフィルタ回路４０とを切り換え、Ｑ値を最適な値に切り換えることができる。このため、タイムコードによらず高い受信感度を得ることができる。

本発明の電波修正時計は、フィルタ回路のＱ値を切り換えることによって、受信するタイムコードに応じた最適なＱ値を得ることができる。そのため、複数の標準電波を受信する電波修正時計に好適である。

本発明の電波修正時計を説明するためのブロック図である。 本発明の電波修正時計における受信回路を説明するためのブロック図である。 本発明の電波修正時計における同調部を説明するための回路図である。 本発明の電波修正時計におけるフィルタ回路を説明するための回路図である。 水晶振動子の等価回路図である。 水晶振動子の等価インダクタンス特性を模式的に示す図である。 本発明の電波修正時計におけるフィルタ回路の周波数特性を説明する図である。 本発明の電波修正時計における異なるフィルタ回路を説明する回路図である。 従来技術を説明するブロック図である。 特許文献１に示した従来技術を説明するブロック図である。 標準電波の周波数スペクトルを模式的に示した図である。

符号の説明

１ アンテナ
２ 同調部
３ 増幅回路
４ 混合回路
５ フィルタ回路
６ 検波回路
７ 制御部
８ 局部発振回路
９ スイッチ
１１ 受信回路
１２ マイコン
１３ 時刻表示部
５１ 水晶振動子
５２ ダンピング抵抗
５３ 帰還抵抗
５４ 演算増幅器
５５ Ｑ値調整用抵抗
５６ 増幅率調整用抵抗
５７、５８はスイッチ
５４１ 正の入力端子（ＩＮＰ）
５４２ 負の入力端子（ＩＮＮ）
６１ タイムコードのスペクトル
６２ 標準電波のスペクトル
６３ 中間周波数信号のスペクトル

Claims (6)

1. 電波信号を受信するためのアンテナと、
   該電波信号を同調させる同調部と、
   該同調部の同調データを設定する選局手段と、
   該選局手段に選局命令信号を送る制御部と、
   前記電波信号から所定の信号通過帯域を抽出するフィルタ回路と、
   該フィルタ回路で抽出された信号を検波する検波回路と、
   を有する複数の標準電波を受信する電波修正時計において、
   前記フィルタ回路は、前記所定の信号通過帯域を含む異なる複数の信号通過帯域を作り出すための複数の構成要素と、
   該構成要素同士の接続を切り換える切換手段と、
   を有し、
   前記切換手段は、前記選局命令信号を入力して動作し、
   前記フィルタ回路は、前記切換手段が動作したとき、前記所定の信号通過帯域とは異なる別の信号通過帯域に帯域制限することを特徴とする電波修正時計。
2. 前記フィルタ回路は、それぞれの信号通過帯域でも増幅率は、ほぼ等しいことを特徴とする請求項１に記載の電波修正時計。
3. 前記電波信号と前記フィルタ回路が有する前記複数の信号通過帯域とは、その中心周波数がほぼ等しいことを特徴とする請求項１または２に記載の電波修正時計。
4. 基準発振器と、
   前記基準発振器の出力周波数を発振出力基準周波数として発振する局部発振回路と、
   前記局部発振回路で作られた局発周波数と前記電波信号とをミキシングする混合回路と、
   を有し、
   前記フィルタ回路の信号通過帯域の中心周波数は、前記混合回路で作られた中間周波数とほぼ同一の周波数であることを特徴とする請求項１または２に記載の電波修正時計。
5. 前記フィルタ回路が有する前記複数の信号通過帯域同士は、その中心周波数がほぼ等しいことを特徴とする請求項４に記載の電波修正時計。
6. 外部入力手段を有し、
   前記制御部は、前記外部入力手段からの情報に基づいて前記選局命令信号を出力することを特徴とする請求項１から５のいずれか１つに記載の電波修正時計。

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