JP2009044207A - 広帯域アンテナ - Google Patents

Abstract

【課題】 円偏波の送受信が可能な広帯域アンテナを提供する。
【解決手段】 平面上に直交して配置された線状又は板状の複数の導体からなる第１のＶ形導体１ａ，１ｂ及び第２のＶ形導体２ａ，２ｂと、コの字形の線路３−１、３−２とを備える。線路３−１、３−２は、概ね使用帯域中心周波数の波長の１／４の長さをもつ。第１のＶ形導体１ａ，１ｂ及び第２のＶ形導体２ａ，２ｂには、給電点４−１、４−２から差動信号が入力される。第１のＶ形導体１ａ，１ｂと第２のＶ形導体２ａ，２ｂは、Ｐを回転中心として回転対称に配置されるとともに、線路３−１と３−２は互いの磁界を打ち消すように平行かつ同じ方向に向けて配置されている。
【選択図】 図４

Description

この発明は、円偏波の送受信が可能な広帯域アンテナに関する。

近年種々の移動体通信が普及してきているが、通信路の状況により電波は、途中で反射したり回折したりして伝播した後受信されることから、偏波は送信時とは異なり途中で変化して受信されることになる。この場合、直線偏波を用いていると、ちょうど偏波が９０度回転した場合は、偏波が直交するため、全く受信されない場合が起こりうる。このような不具合を避けるため、偏波の回転の影響を受けない円偏波を用いて送受信を行うことが知られている。

また近年、伝送速度を高速化するため、各種の無線システムでは帯域幅を広げようとしているが、このような広帯域の伝送に用いるアンテナは一般に狭帯域のアンテナよりさらに大きくする必要があり、その結果大幅にサイズを大きくする必要があった。

C. A. Grime, J.L. Horn, F.Tefiku, R. Shahidain, D. M. Grimes, "An Experimental Investigation Into the Control of Antenna Input Impedance Through Cancellation of Near Field Standing Rnergy," Aerospace Conference, 1998. Proceedings., IEEE vol. 3, pp. 273-282 vol. 3, March, 1998

本発明は、円偏波の送受信が可能な広帯域アンテナを提供することを目的とする。

この発明に係る広帯域アンテナは、それぞれ、平面上に直交して配置された線状又は板状の複数の導体からなる第１のＶ形導体及び第２のＶ形導体を備え、
前記第１のＶ形導体及び前記第２のＶ形導体は、それぞれ、Ｖ形の交点に給電点をもち、
前記第１のＶ形導体の前記給電点と前記第２のＶ形導体の前記給電点の間を回転中心として、前記第１のＶ形導体と前記第２のＶ形導体は回転対称に配置され、
さらに、前記第１のＶ形導体の前記導体の一方と前記給電点の間に設けられたコの字型の第１線路と、前記第２のＶ形導体の前記導体の一方であって前記第１のＶ形導体の前記導体の一方と平行に配置された前記導体と前記給電点の間に設けられたコの字型の第２線路とを備え、
前記第１線路と前記第２線路は、互いの磁界を打ち消すように平行かつ同じ方向に向けて配置されている、ものである。

前記第１線路と前記第２線路は、好適には、概ね使用帯域の中心周波数の波長の１／４の長さをもつ。

本件発明の理解を容易にするために、まず比較例について説明し、その後、当該比較例と対比しつつ本件発明の実施の形態１に係る広帯域アンテナについて説明する。

［比較例］
比較例に係るアンテナの平面図を図１（ａ）に、そのＡ−Ａ矢視断面図を図１（ｂ）に示す。

図１において、１ａ及び１ｂは１対のアンテナ導体（第１のＶ形導体）、２ａ及び２ｂはもうひとつの１対のアンテナ導体（第２のＶ形導体）、３−１及び３−２は概ね使用帯域中心周波数において波の位相を９０°ずらすための線路、４−１は第１のＶ形導体の給電点、４−２は第２のＶ形導体の給電点、５は誘電体基板である。

以下の説明において、第１のＶ形導体１と記すことがあるが、これは一対のアンテナ導体１ａ及び１ｂを含むものである（線路３−１、３−２を含むこともある）。第２のＶ形導体２についても同様である。上記符号の−１は第１のＶ形導体１に関連する要素であることを示し、−２は第２のＶ形導体２に関連する要素であることを示す。以下の説明において、第１線路３−１、第２線路３−２と記すことにする。

なお、図１には、説明の便宜上、回転中心Ｐと、座標軸ｘｙｚを示しているが、これらは比較例に係るアンテナの構成要素ではない。比較例に係るアンテナは、ｘｙ平面上に形成されている。

図１からわかるように、第１のＶ形導体１は、平面上に直交して配置された線状又は板状の複数の導体１ａ及び１ｂを備える。同様に、第２のＶ形導体２は、平面上に直交して配置された線状又は板状の複数の導体２ａ及び２ｂを備える。

第１のＶ形導体１及び第２のＶ形導体２は、それぞれ、Ｖ形の交点に給電点４−１，４−２をもつ。Ｖ形の交点とはＶ字の根元（要）のことであり、図１（ａ）でＶ形導体を構成する複数の導体を延長したときに交差する点である。

第１のＶ形導体１の給電点４−１と第２のＶ形導体２の給電点４−２の間（中間点）が回転中心Ｐとされる。第１のＶ形導体１と第２のＶ形導体２は回転対称に配置されている。すなわち、第１のＶ形導体１を回転中心Ｐに１８０度回転したとき、第２のＶ形導体２にぴったりと重なる。

第１線路３−１は、第１のＶ形導体１の導体の一方１ｂと給電点４−１の間に設けられたコの字型の線路である。第２線路３−２は、第２のＶ形導体２の導体の一方であって、第１のＶ形導体１の導体の一方１ｂと平行に配置されたもの（導体２ｂ）と給電点４−２の間に設けられたコの字型の線路である。第１線路３−１及び第２線路３−２は、それぞれ、概ね使用帯域中心周波数（例えば４．５ＧＨｚ）の波長の１／４の長さの線路である。なお、図１（ａ）において、第１線路３−１及び第２線路３−２も、回転対称に配置されている。すなわち、コの字の部分がいずれも外側を向いている。

図１では、給電点４−１と４−２に差動信号が入力されて、第１のＶ形導体導体１と第２のＶ形導体導体２が同時に差動励振され電波を放射する。給電点４−１は導体１ａに直接接続されている。給電点４−２と導体２ａについても同様である。給電点４−１と導体１ｂの間、及び、給電点４−２と導体２ｂの間には、それぞれ使用帯域中心周波数の波長の１／４の長さの線路３−１，３−２が設けられているので、図１（ａ）の水平方向の導体１ａと２ａから放射される波と、垂直方向の導体１ｂと２ｂから放射される波は互いに９０度の位相差をもつ。水平方向の導体１ａと２ａによる放射パターンは水平偏波となり、垂直方向の導体１ｂと２ｂによる放射パターンは垂直偏波となる。したがって、図１のアンテナから放射される電波は円偏波になることが期待できる。

アンテナ１，２は、図１（ｂ）に示すように、２つの誘電体基板５でサンドイッチされ、その間に導体１ａ、１ｂ、２ａ、２ｂや線路３−１、３−２が形成されている。

誘電体基板５の比誘電率は４．６、その厚さは０．５ｍｍである。導体１ａ、１ｂ、２ａ、２ｂの長さはそれぞれ１０ｍｍ、線路３−１、３−２の長さそれぞれ１０ｍｍである。導体１ａ、１ｂ、２ａ、２ｂは、概ね細長い台形状をしているが、その挟む角度（斜辺の傾斜角度）は１５度である。ただ、必ずしもこの形状に限らず、一般の線状のアンテナで同様の効果を得ることができる。

また誘電体基板５はなくてもよく、また１枚の誘電体基板５が片側にあるだけでもよい。誘電体基板５を減らすあるいは無くすと実効比誘電率が変化するため、線路３−１、３−２の線路長やアンテナサイズ（導体１ａ、１ｂ、２ａ、２ｂの大きさ）は、それに応じて修正する必要がある。

以上の説明は、後述の発明の実施の形態１についても適用できる。

図２は、図１のアンテナを８０Ωの実負荷で終端した場合の反射損失を示す。２．７ＧＨｚから５．１ＧＨｚにわたり反射損失−１０ｄＢより小さくなっており、実用上十分小さい反射損失である。

図３は、図１のアンテナの垂直偏波／水平偏波の利得の方向依存性を示す。図３は、図１(ａ)で指定した座標軸での４ＧＨｚにおける利得を示す（ｘｚ平面）。アンテナの導体１ｂを上（ｙ方向）に向け、ｘｚ面が水平になるようにした。外周は０ｄＢｉの利得を示す。４１は垂直偏波の利得を、４２は水平偏波の利得を示す。

図３に示す放射パターンでは、ｚ軸方向では２つの利得が等しくなり、概ね円偏波となっている。一方、ｘ軸方向では水平になっているアンテナ導体が放射しない方向であるため垂直になっているアンテナの利得のみとなり直線偏波となっている。通常真横から電波が到来することは少ないので、大部分の方向で両方の偏波を受信することができる。

発明の実施の形態１．
発明の実施の形態１に係る広帯域アンテナの平面図を図４に示す。図４において、図１と同一相当部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

発明の実施の形態１に係る広帯域アンテナでは、第１線路３−１と第２線路３−２は、互いの磁界を打ち消すように平行かつ同じ方向に向けて配置されている。図１（ａ）において、第１線路３−１及び第２線路３−２も回転対称に配置されていて、コの字の部分がいずれも外側を向いていたが、図４では、回転対称ではなく、コの字の部分が同じ方向を向いている（図４では右側を向いているが、左側でもよい）。

発明の実施の形態１に係る広帯域アンテナの動作について説明する。前述のように、第１線路３−１と第２線路３−２は、互いの磁界を打ち消すように平行かつ同じ方向に向けて配置されている。このことについて説明を加える。

差動信号を給電点４−１と４−２に入力すると、第１線路３−１の電流の方向は図４で下から上へ、第２線路３−２の電流の方向は同じく上から下へと流れる。ここで、第１線路３−１のアンテナ導体１ａに近い水平部分（回転中心Ｐ寄りの水平部分、ｘ方向の部分）と、第２線路３−２のアンテナ導体２ａに近い水平部分に着目すると、互いに逆方向、すなわち磁界を打ち消しあう方向に電流が流れている（図４の矢印。給電点４−１と４−２に入力される信号は差動信号であり１８０度逆位相の信号である）。アンテナ導体１ａ、２ａに遠い方（言い換えれば、アンテナ導体１ｂ、２ｂに近い方）の水平部分も同様である。これは、第１線路３−１と第２線路３−２がコの字形をしていて、コの字の部分が同じ方向を向いているためである。ちなみに、図１（ａ）の配置では、図４とは逆に同じ方向に電流が流れ、磁界を強め合っている。

その結果、第１線路３−１の横方向に流れる電流で励起される磁界と、第２線路３−２の横方向に流れる電流で励起される磁界は打ち消しあう。従って、第１線路３−１と第２線路３−２の縦に（垂直方向、ｙ方向に沿って）配置された部分の電流だけが放射に役立つことになる。第１線路３−１と第２線路３−２は、それぞれ、アンテナ導体１ｂ、２ｂと一体となってアンテナの動作を行うが、アンテナ導体１ｂ、２ｂは縦に流れる電流で放射を行うので、第１線路３−１、第２線路３−２とアンテナ導体１ｂ、２ｂはともに縦に流れる電流で誘起される垂直偏波の放射を行い、水平偏波に寄与する横方向の電流による放射は抑制される。一方、アンテナ導体１ａ，２ａは水平偏波の放射を行う。

発明の実施の形態１に係るアンテナのこの動作は、比較例のアンテナとは以下の点で異なる。すなわち、図１（ａ）のように点対称の配置では、線路の横方向の部分は上下の線路間で位置のすこしずれたダイポールアンテナのように動作し、横方向には同じ方向に電流が流れるため水平方向の偏波も放射する。その意味で、比較例のアンテナは水平偏波を発明の実施の形態１に係るアンテナよりも多く放射することになる。

発明の実施の形態１に係るアンテナでは、垂直偏波のみを放射するアンテナ１ｂ、２ｂと水平偏波のみを放射するアンテナ１ａ，２ａが並列に接続されていることになっている。このような構成を説明した文献として、非特許文献１がある。

非特許文献１は、アンテナの独立なモードが並存した場合、位相が９０度ずれると入力インピーダンスの虚数部が打ち消しあうとしている。同文献はTMモードとTEモードに関して説明しており、偏波が直交している場合については言及していないが、偏波が直交している場合も相互作用しないという意味では同様であるため、同様なことが起きる可能性がある。その場合入力インピーダンスの虚数部が打ち消しあうと、実数部のみに近くなり、広帯域な特性が得られる可能性がある。そこで、発明の実施の形態１に係るアンテナの入力インピーダンスならびに反射損失を評価した。

図５〜図７は、発明の実施の形態１に係るアンテナを８０Ωの実負荷で終端した場合の反射損失の比較を示す。これらの図において、比較例も併せて表示している。実線が発明の実施の形態１に係るアンテナを示し、点線が比較例を示す。図５は入力インピーダンスの虚部を示し、図６は入力インピーダンスの実部を示し、図７は反射損失Ｓ１１を示す。

図５によれば、比較例のアンテナの入力インピーダンスの虚部は８ＧＨｚ近傍で大きく上下しているが、発明の実施の形態１のアンテナでは、その領域で０の近傍でわずかに変動しているだけで、虚数部が打ち消し合っている様子が見られる。図６によれば、発明の実施の形態１のアンテナの入力インピーダンスの実数部も、上下動が大幅に抑制されていることがわかる。図５及び図６によれば、発明の実施の形態１のアンテナの入力インピーダンスは、比較例のアンテナに比べて、その変動幅が抑制されており、非常に広い帯域にわたって変化が少なくなっている。

これに伴い、発明の実施の形態１のアンテナの反射損失も改善されている。図７によれば、比較例のアンテナの反射損失が−１０ｄＢ以下となる帯域幅が２ＧＨｚ程度（２．６ＧＨｚ〜５．１ＧＨｚ）しかないのに対し、発明の実施の形態１のアンテナの反射損失は、８ＧＨｚ程度（２．６ＧＨｚ〜１０．５ＧＨｚ）であり、大幅に広帯域化されている。線路３−１と３−２の向きを変えただけで大幅な改善を実現できたのである。

次に、発明の実施の形態１のアンテナの放射パターンを図８に示す。図８の放射パターンは、比較例の場合と同じくアンテナのｙ方向を上に向け、ｘｚ面が水平方向になるようにした。図８（ａ）は４ＧＨｚの放射パターンを示し、外周は５ｄＢｉの利得を示す。図８（ｂ）は８ＧＨｚの放射パターンを示し、外周は０ｄＢｉの利得を示す。図中、６１は４ＧＨｚにおける垂直偏波の利得を、６２は水平偏波の利得を示す。また、６３は８ＧＨｚにおける垂直偏波の利得を、６４は８ＧＨｚにおける水平偏波の利得を示す。

図８によれば、発明の実施の形態１のアンテナの放射パターンは比較例とほぼ同じであり、ｚ軸方向近傍で円偏波を実現できている。

発明の実施の形態１によれば、円偏波の送受信が可能な広帯域アンテナを実現できる。コの字形の線路を設けるだけで広帯域化が可能であり、アンテナを小型化することができる。

本発明は、以上の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることは言うまでもない。

比較例のアンテナの平面図及び断面図である。 比較例のアンテナの反射損失のグラフである。 比較例のアンテナの放射パターンである。 発明の実施の形態に係るアンテナの平面図及び断面図である。 発明の実施の形態に係るアンテナの入力インピーダンスの虚部のグラフである。 発明の実施の形態に係るアンテナの入力インピーダンスの実部のグラフである。 発明の実施の形態に係るアンテナの反射損失のグラフである。 発明の実施の形態に係るアンテナの放射パターンである。

符号の説明

１ 第１のＶ形導体
１ａ、１ｂ アンテナ導体
２ 第２のＶ形導体
２ａ、２ｂ アンテナ導体
３−１、３−２ 線路
４−１、４−２ 給電点
５ 誘電体基板
Ｐ 回転中心

Claims (2)

1. それぞれ、平面上に直交して配置された線状又は板状の複数の導体からなる第１のＶ形導体及び第２のＶ形導体を備え、
   前記第１のＶ形導体及び前記第２のＶ形導体は、それぞれ、Ｖ形の交点に給電点をもち、
   前記第１のＶ形導体の前記給電点と前記第２のＶ形導体の前記給電点の間を回転中心として、前記第１のＶ形導体と前記第２のＶ形導体は回転対称に配置され、
   さらに、前記第１のＶ形導体の前記導体の一方と前記給電点の間に設けられたコの字型の第１線路と、前記第２のＶ形導体の前記導体の一方であって前記第１のＶ形導体の前記導体の一方と平行に配置された前記導体と前記給電点の間に設けられたコの字型の第２線路とを備え、
   前記第１線路と前記第２線路は、互いの磁界を打ち消すように平行かつ同じ方向に向けて配置されている、ことを特徴とする広帯域アンテナ。
2. 前記第１線路と前記第２線路は、概ね使用帯域の中心周波数の波長の１／４の長さをもつことを特徴とする請求項１記載の広帯域アンテナ。

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