JP2009020550A - 急速充電回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧出力回路において立ち上がりの時間を短縮する。
【解決手段】第１抵抗部となる抵抗Ｒ１，Ｒ３と第２抵抗部となる抵抗Ｒ２とコンデンサＣを備え、コンデンサＣを充電することによって出力電圧Ｖ１を得る電圧出力回路において、コンデンサＣを第１抵抗部を介して電圧源Ｖｃｃから充電する。このとき、基準電圧Ｖ２と出力電圧Ｖ１とを比較し、出力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２以上の場合における第１抵抗部の抵抗値を、基準電圧Ｖ２が出力電圧Ｖ１より小さい場合における第１抵抗部の抵抗値よりも大きく設定すると共に、出力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２以上となった場合に基準電圧Ｖ２をより小さな値に変更する。
【選択図】図１

Description

本発明は、バイアス電圧源のオペアンプ等の動作点を決定するためのコンデンサの急速充電回路に関する。

従来の電圧出力回路は、図４に示すように、電圧源Ｖｃｃを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割して抵抗Ｒ２の端子電圧を供給する基本構成としている。一般的に、使用電圧源電圧の範囲が広い場合、内部のアンプ等の動作点を決めるため、バイアス電圧源は電圧源Ｖｃｃを利用して抵抗分割により所定の出力電圧Ｖ１を発生させることが多い。この場合、電圧変動（電圧源リップル）が抵抗を介して伝わってしまうおそれがある。そこで、コンデンサＣを並列に設けて、変動分をコンデンサＣにより吸収する方法が用いられている。ただし、コンデンサＣを付加することによって電圧の立ち上がりが遅くなってしまうため、回路の立ち上げ初期にコンデンサＣを急速充電して立ち上がりを早めることが一般的である。

急速充電する場合、立ち上がりの初期段階のみにおいて動作させ、定常状態となった後は急速充電回路をオフさせておく必要がある。従来回路では、図４に示すように、コンパレータを利用し、基準電圧Ｖ２と出力電圧Ｖ１とを比較し、急速充電状態と定常状態とを切り替えている。

基準電圧Ｖ２は、抵抗Ｒ４，Ｒ５により電圧源電圧Ｖｃｃを分割したときの抵抗Ｒ５の端子電圧となっている。電圧源ＶｃｃからコンデンサＣへの充電初期には、コンデンサＣの端子電圧は基準電圧Ｖ２よりも低いので、コンパレータのトランジスタＱ１がオン状態となり、トランジスタＱ４もオン状態、トランジスタＱ３もオン状態となる。これにより、抵抗Ｒ１は抵抗Ｒ３と並列接続された状態となり、電圧源からコンデンサＣまでの経路の抵抗値はＲ１・Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ３）となりコンデンサＣへの急速充電が行われる。

コンデンサＣへの充電が進むと、コンデンサＣの充電電圧が基準電圧Ｖ２よりも大きくなり、コンパレータのトランジスタＱ１がオフ状態となる。それに伴ってトランジスタＱ４もオフ状態、及び、トランジスタＱ３もオフ状態となる。したがって、電圧源ＶｃｃとコンデンサＣの間は抵抗Ｒ１のみで接続された状態となり、最終的にコンデンサＣの端子電圧は抵抗Ｒ１，Ｒ２で電圧源電圧Ｖｃｃを分圧した値となる。

上記電圧出力回路では、立ち上がり初期段階のみにおいて急速充電回路を動作させ、定常状態では動作させないようにする必要がある。そこで、バイアス電圧源Ｖ１が所定の電圧（抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗分割比で決定される定格電圧）の７０％程度に達したなら、急速充電を停止するように抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵抗値を設定してコンパレータ用基準電圧Ｖ２を設定している。

急速充電が終了した後は、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣがゆっくりと充電されるので、電圧Ｖ１が所望の電圧に達するまでに時間がかかってしまうという問題が生ずる。その結果、動作点が最適なところとならず、アンプ等の性能を最大限に引き出すまでの時間が長くなってしまっていた。

本発明は、上記課題を鑑み、立ち上がりの時間を短縮した急速充電回路を提供することを目的とする。

本発明の１つの態様は、第１抵抗部を介して電圧源に接続されたコンデンサを備え、前記コンデンサの出力電圧を出力する電圧出力回路、の前記コンデンサを前記第１抵抗部を介して前記電圧源から充電する急速充電回路であって、前記第１抵抗部は、第１の抵抗値と、前記第１の抵抗値よりも低い第２の抵抗値と、に変更可能であり、第１の基準電圧よりも大きい第２の基準電圧と前記出力電圧とを比較し、前記出力電圧と前記第２の基準電圧との差が所定値以上の場合、前記第１抵抗部の抵抗値を前記第２の抵抗値に設定し、前記出力電圧と前記第２の基準電圧との差が前記所定値より小さくなった場合に、前記第２の基準電圧から前記第１の基準電圧に変化させて前記出力電圧と比較することを特徴とする。

これにより、前記コンデンサへの急速充電状態から低速充電状態へ移行させることができるとともに、急速充電状態から低速充電状態への移行が一旦行われた後は前記基準電圧を下げて急速充電状態へ誤って戻ることを防ぐことができる。

例えば、前記電圧源を抵抗分割して前記第１の基準電圧または前記第２の基準電圧を発生させる第３抵抗部と第４抵抗部と、前記第１の基準電圧または前記第２の基準電圧と前記出力電圧とを比較するコンパレータと、スイッチの開閉により前記第４抵抗部の抵抗値を変化させるスイッチング素子と、を備え、前記コンパレータは、前記出力電圧と前記第２の基準電圧との差が前記所定値より小さくなった場合に、当該スイッチング素子を動作させて前記第４抵抗部の抵抗値を変化させて、前記第２の基準電圧から前記第１の基準電圧に変化させて前記出力電圧と比較する。

また、例えば、スイッチの開閉により前記第１抵抗部の抵抗値を変化させるスイッチング素子をさらに備え、前記コンパレータは、前記出力電圧が前記第１の基準電圧以下となった場合に当該スイッチング素子を動作させて前記第１抵抗部の抵抗値を前記第２の抵抗値に変化させる。これにより、前記コンデンサへの急速充電状態から低速充電状態へ移行させることができる。

本発明によれば、電圧出力回路において立ち上がりの時間を短縮できる。その結果、アンプ等の性能を最大限に引き出せる動作点に早く達することができる。

＜構成＞
本発明の実施の形態における急速充電回路１００は、図１に示すように、抵抗Ｒ１〜Ｒ６、トランジスタＱ１〜Ｑ４、電流源ＳＩ及びコンデンサＣを含んで構成される。

抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、電圧源Ｖｃｃを抵抗分割して出力電圧Ｖ１として出力する。抵抗Ｒ１の一端は電圧源Ｖｃｃに接続され、他端は抵抗Ｒ２の一端と接続される。抵抗Ｒ２の他端は接地される。トランジスタＱ３のコレクタは電圧源Ｖｃｃに接続され、エミッタは抵抗Ｒ３の一端に接続される。抵抗Ｒ３の他端は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続される。ここで、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３の並列回路が第１抵抗部を構成し、抵抗Ｒ２が第２抵抗部を構成する。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点から出力電圧Ｖ１がアンプ等の外部回路へ供給される。

コンデンサＣの一端は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続され、他端は接地される。コンデンサＣは、電圧源Ｖｃｃから流れ込む電流によって充電され、電圧源Ｖｃｃが変動した際に、電圧源Ｖｃｃの変動に伴って出力電圧Ｖ１が変動してしまうことを防ぐために設けられる。

抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６は、電圧源Ｖｃｃを抵抗分割して基準電圧Ｖ２を生成する回路を構成する。抵抗Ｒ４は第３抵抗部を構成し、抵抗Ｒ５，Ｒ６は第４抵抗部を構成する。抵抗Ｒ４の一端は電圧源Ｖｃｃに接続され、他端は抵抗Ｒ５の一端に接続される。また、抵抗Ｒ５の他端は抵抗Ｒ６の一端に接続される。さらに、抵抗Ｒ６の他端は接地される。抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点から基準電圧Ｖ２が得られる。

電流源ＳＩ及びトランジスタＱ１，Ｑ２はコンパレータを構成する。電圧源ＳＩはトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタに接続される。トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタは、それぞれ別の抵抗を介して接地される。トランジスタＱ１のベースは抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続される。これにより、トランジスタＱ１のベースには出力電圧Ｖ１が入力される。トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点に接続される。これにより、トランジスタＱ２のベースには基準電圧Ｖ２が入力される。また、トランジスタＱ１のエミッタにはトランジスタＱ４のベースが接続され、トランジスタＱ２のエミッタにはトランジスタＱ５のベースが接続される。

トランジスタＱ４のコレクタは抵抗を介して電圧源Ｖｃｃに接続され、エミッタは接地される。トランジスタＱ４のコレクタはさらにトランジスタＱ３のベースに接続される。トランジスタＱ４がオフ状態であればトランジスタＱ３のベースには電圧源Ｖｃｃが印加されトランジスタＱ３はオフ状態となり、トランジスタＱ４がオン状態であればトランジスタＱ３のベースには電圧源Ｖｃｃよりも低い電圧が印加されトランジスタＱ３はオン状態となる。トランジスタＱ３がオン状態であれば抵抗Ｒ３が抵抗Ｒ１に並列に接続された状態となり第１抵抗部の抵抗値はＲ１・Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ３）となる（但し、トランジスタＱ３のオン抵抗は無視できるものとする）。トランジスタＱ３がオフ状態であれば抵抗Ｒ３は抵抗Ｒ１から切り離された状態となり第１抵抗部の抵抗値はＲ１となる。すなわち、トランジスタＱ４及びＱ３は、第１抵抗部の抵抗値を変更するためのスイッチ素子として機能する。

また、トランジスタＱ５のコレクタは抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続点に接続され、エミッタは接地される。トランジスタＱ５がオン状態であれば抵抗Ｒ６をバイパスして抵抗Ｒ５の一端が接地され、基準電圧Ｖ２は（Ｒ４＋Ｒ５）Ｖｃｃ／Ｒ４となる。（但し、トランジスタＱ５のオン抵抗は無視できるものとする）。トランジスタＱ５がオフ状態であれば抵抗Ｒ６はバイパスされず、基準電圧Ｖ２は（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）Ｖｃｃ／Ｒ４となる。すなわち、トランジスタＱ５は、第４抵抗部の抵抗値を変更するためのスイッチ素子として機能する。

＜回路起動時＞
以下、本実施の形態における急速充電回路１００の起動時について説明する。起動開始前にはコンデンサＣは充電されていないものとする。図２は、急速充電回路１００の起動時におけるコンデンサＣの端子電圧の変化を示すグラフである。横軸は時間を示し、縦軸はコンデンサＣの端子電圧の変化を示す。また、図２のグラフ中、実線が本実施の形態の急速充電回路１００におけるコンデンサＣの充電状況を示し、破線が従来の急速充電回路におけるコンデンサＣの充電状況を示している。

電圧源Ｖｃｃが急速充電回路１００に印加されるとコンデンサＣへ充電が開始される。起動初期においてコンデンサＣは充電されていないので、トランジスタＱ１がオン状態、トランジスタＱ２がオフ状態となる。すなわち、トランジスタＱ１のエミッタに流れる電流がトランジスタＱ２のエミッタに流れる電流よりも大きくなる。これに伴って、トランジスタＱ５はオフ状態となり、トランジスタＱ４はオン状態となる。トランジスタＱ５がオフ状態のとき、基準電圧Ｖ２は（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）Ｖｃｃ／Ｒ４となる。また、トランジスタＱ４がオン状態のとき、トランジスタＱ３もオン状態となり第１抵抗部の抵抗値はＲ１・Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ３）となる。したがって、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ３の両方を介してコンデンサＣに急速な充電が行われる。

コンデンサＣへの充電が進行すると、出力電圧Ｖ１が上昇してくる。出力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２（＝（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）Ｖｃｃ／Ｒ４）に近づき、コンパレータのトランジスタＱ２がオン状態となる。これにより、トランジスタＱ５もオン状態となり、基準電圧Ｖ２は（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）Ｖｃｃ／Ｒ４から（Ｒ４＋Ｒ５）Ｖｃｃ／Ｒ４へとより小さな値に変化する。

基準電圧Ｖ２が小さくなり、出力電圧Ｖ１が上昇すると、トランジスタＱ１はオフ状態となる。これによってトランジスタＱ４もオフ状態となり、トランジスタＱ３もオフ状態となる。これにより、抵抗Ｒ３が抵抗Ｒ１から切り離され、第１抵抗部の抵抗値はＲ１となる。すなわち、コンデンサＣには抵抗Ｒ１のみを介して充電が行われようになり、急速充電状態から低速充電状態へと移行する。その後は、出力電圧Ｖ１が所定値（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））より小さければコンデンサＣへ抵抗Ｒ１のみを介して充電が行われ、所定値（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））以上であればコンデンサＣから抵抗Ｒ２を介して放電が行われ、出力電圧Ｖ１がほぼ所定値（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））に維持される。

なお、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６は、トランジスタＱ５がオフ状態の時の基準電圧Ｖ２＝（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）Ｖｃｃ／Ｒ４が出力電圧Ｖ１の定格値の８０％以上となるように設定することが好適である。このような構成とすることにより、従来の急速充電回路よりも高い充電電圧（出力電圧Ｖ１の定格値の８０％）まで急速充電を行うことが可能である。また、トランジスタＱ５がオン状態の時の基準電圧Ｖ２＝（Ｒ４＋Ｒ５）Ｖｃｃ／Ｒ４が出力電圧Ｖ１の定格値の７０％以下となるように設定することが好適である。これにより、急速充電状態から低速充電状態へと一旦移行した後は、出力電圧Ｖ１が定格値の７０％以下にまで低下しない限り急速充電状態へと戻ることがなくなる。

また、本発明の基本的な思想は、出力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２以上となった場合に基準電圧Ｖ２をより小さな値に変更することにある。そこで、図３に示すように、急速充電回路１０２のような構成としてもよい。この場合、トランジスタＱ５がオフ状態のときにはトランジスタＱ６はオン状態となり抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ６とが並列接続されて基準電圧Ｖ２が高く設定され、トランジスタＱ５がオン状態になるとトランジスタＱ６がオフ状態となり抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ６とが切り離されて基準電圧Ｖ２が低く設定される。このように、回路構成を変更しても同様に作用・効果を得ることができる。

本発明の実施の形態における急速充電回路の構成を示す図である。 本発明の実施の形態における急速充電回路の作用を示す図である。 本発明の実施の形態における急速充電回路の構成の変型例を示す図である。 従来の急速充電回路の構成を示す図である。

符号の説明

１００，１０２ 急速充電回路、Ｃ コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ６ トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗、ＳＩ 電流源。

Claims (3)

1. 第１抵抗部を介して電圧源に接続されたコンデンサを備え、前記コンデンサの出力電圧を出力する電圧出力回路、の前記コンデンサを前記第１抵抗部を介して前記電圧源から充電する急速充電回路であって、
   前記第１抵抗部は、第１の抵抗値と、前記第１の抵抗値よりも低い第２の抵抗値と、に変更可能であり、
   第１の基準電圧よりも大きい第２の基準電圧と前記出力電圧とを比較し、前記出力電圧と前記第２の基準電圧との差が所定値以上の場合、前記第１抵抗部の抵抗値を前記第２の抵抗値に設定し、
   前記出力電圧と前記第２の基準電圧との差が前記所定値より小さくなった場合に、前記第２の基準電圧から前記第１の基準電圧に変化させて前記出力電圧と比較することを特徴とする急速充電回路。
2. 請求項１に記載の急速充電回路であって、
   前記電圧源を抵抗分割して前記第１の基準電圧または前記第２の基準電圧を発生させる第３抵抗部と第４抵抗部と、
   前記第１の基準電圧または前記第２の基準電圧と前記出力電圧とを比較するコンパレータと、
   スイッチの開閉により前記第４抵抗部の抵抗値を変化させるスイッチング素子と、を備え、
   前記コンパレータは、前記出力電圧と前記第２の基準電圧との差が前記所定値より小さくなった場合に、当該スイッチング素子を動作させて前記第４抵抗部の抵抗値を変化させて、前記第２の基準電圧から前記第１の基準電圧に変化させて前記出力電圧と比較することを特徴とする急速充電回路。
3. 請求項２に記載の急速充電回路であって、
   スイッチの開閉により前記第１抵抗部の抵抗値を変化させるスイッチング素子をさらに備え、
   前記コンパレータは、前記出力電圧が前記第１の基準電圧以下となった場合に当該スイッチング素子を動作させて前記第１抵抗部の抵抗値を前記第２の抵抗値に変化させることを特徴とする急速充電回路。

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