JP2009015575A - 2自由度ディジタル制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 1つの目標指令のみを与えるローコスト指令装置を用いて、制御出力を目標指令にオーバーシュートおよび定常偏差がなく高速高精度に追従させることができる2自由度ディジタル制御装置を提供する。
【解決手段】 目標指令を入力しフィードフォワード操作量を出力するフィードフォワード補償器13と、目標指令を入力しフィードフォワード指令を出力する前置補償器10と、フィードフォワード指令と制御出力との偏差を入力しフィードバック操作量を出力するフィードバック補償器15と、フィードフォワード操作量とフィードバック操作量との和を入力し制御対象18に操作量を出力するホールダ17と、制御対象18の出力をサンプリングして制御出力を出力するサンプラ19と、を備えた2自由度ディジタル制御装置において、前置補償器10は、前置遅れ器11と前置フィルタ12とで構成する。
【選択図】図1
【解決手段】 目標指令を入力しフィードフォワード操作量を出力するフィードフォワード補償器13と、目標指令を入力しフィードフォワード指令を出力する前置補償器10と、フィードフォワード指令と制御出力との偏差を入力しフィードバック操作量を出力するフィードバック補償器15と、フィードフォワード操作量とフィードバック操作量との和を入力し制御対象18に操作量を出力するホールダ17と、制御対象18の出力をサンプリングして制御出力を出力するサンプラ19と、を備えた2自由度ディジタル制御装置において、前置補償器10は、前置遅れ器11と前置フィルタ12とで構成する。
【選択図】図1
Description
本発明は、簡単な構成で目標指令追従特性を良好にするディジタル制御装置に関する。
産業上ほとんどの制御システムでは、制御出力を目標指令に対して完全追従させることが理想的な目標である。このような理想的な目標を実現するため、制御対象の逆モデルを用いてフィードフォワード制御を行う必要がある。ところが、実際の制御対象には遅れ要素が存在し、特にディジタル制御を行う際にパルス伝達関数に不安定零点を生じることもあるので、制御対象の逆モデルを実現することが不可能である。すなわち、完全追従制御を達成することは不可能である。しかし、目標指令に対する追従遅れをなるべく少なくするような制御方法が提案されている。
従来、2自由度制御型のマルチレートフィードフォワード制御を導入している(例えば、特許文献1参照)。
図2は従来技術を用いた2自由度ディジタル制御装置の構成を示すブロック線図である。同図において、22はフィードフォワード制御器、24はフィードバック制御器、26は制御対象である。また、21は目標指令Xd(t)を入力サンプリング周期Trでサンプリングする入力サンプラ、25はフィードフォワード制御器22の出力uff(i)とフィードバック制御器24の出力ufb(i)との差である操作量u(i)をホールド周期Tuでホールドするホールダ、27は制御対象26の出力を出力サンプリング周期Tyでサンプリングする出力サンプラである。
ここに、制御系には目標指令r(i)が直接与えられず、制御対象の各状態量の指令Xdの1入力サンプリング周期ステップの未来信号Xd(i+1)が与えられている。また、ホールド周期Tuと出力サンプリング周期Tyとが等しく、そして入力サンプリング周期Trと出力サンプリング周期Tyとの倍数が制御対象の状態量の数と等しくなるようにしている。よって、Xd(i+1)から各状態量X(i)を各々の指令Xd(i)に追従させるための必要な操作量を計算できる。また、この必要な操作量をフィードフォワード指令uff(i)とすることで、制御対象のモデルが正確に同定された場合に制御対象の各状態量X(i)を制御対象の各状態量の指令Xd(i)に追従させ、すなわち、制御出力y(i)を目標指令r(i)に追従させることができる。
特開2001−325005号公報(第17−18頁、図1)
従来、2自由度制御型のマルチレートフィードフォワード制御を導入している(例えば、特許文献1参照)。
図2は従来技術を用いた2自由度ディジタル制御装置の構成を示すブロック線図である。同図において、22はフィードフォワード制御器、24はフィードバック制御器、26は制御対象である。また、21は目標指令Xd(t)を入力サンプリング周期Trでサンプリングする入力サンプラ、25はフィードフォワード制御器22の出力uff(i)とフィードバック制御器24の出力ufb(i)との差である操作量u(i)をホールド周期Tuでホールドするホールダ、27は制御対象26の出力を出力サンプリング周期Tyでサンプリングする出力サンプラである。
ここに、制御系には目標指令r(i)が直接与えられず、制御対象の各状態量の指令Xdの1入力サンプリング周期ステップの未来信号Xd(i+1)が与えられている。また、ホールド周期Tuと出力サンプリング周期Tyとが等しく、そして入力サンプリング周期Trと出力サンプリング周期Tyとの倍数が制御対象の状態量の数と等しくなるようにしている。よって、Xd(i+1)から各状態量X(i)を各々の指令Xd(i)に追従させるための必要な操作量を計算できる。また、この必要な操作量をフィードフォワード指令uff(i)とすることで、制御対象のモデルが正確に同定された場合に制御対象の各状態量X(i)を制御対象の各状態量の指令Xd(i)に追従させ、すなわち、制御出力y(i)を目標指令r(i)に追従させることができる。
従来の制御装置は、制御対象の各状態量の指令を与える必要があるので、指令装置が複雑となりコストが高いという問題があった。また、フィードフォワード指令は状態量の指令から計算されるため、制御出力が制御対象の状態量でない場合に、状態量の指令の量子化によりフィードフォワード指令と目標指令の誤差が生じ、定常偏差が残る問題もあった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、1つの目標指令のみを与えるローコスト指令装置を用いて、制御出力を目標指令にオーバーシュートおよび定常偏差がなく、高速高精度に追従させることができる2自由度ディジタル制御装置を提供することを目的とする。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、1つの目標指令のみを与えるローコスト指令装置を用いて、制御出力を目標指令にオーバーシュートおよび定常偏差がなく、高速高精度に追従させることができる2自由度ディジタル制御装置を提供することを目的とする。
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したものである。
請求項1に記載の発明は、目標指令を入力しフィードフォワード操作量を出力するフィードフォワード補償器と、前記目標指令を入力しフィードフォワード指令を出力する前置補償器と、前記フィードフォワード指令と制御出力との偏差を入力しフィードバック操作量を出力するフィードバック補償器と、前記フィードフォワード操作量と前記フィードバック操作量との和を入力し制御対象に操作量を出力するホールダと、前記制御対象の出力をサンプリングして制御出力を出力するサンプラと、を備えた2自由度ディジタル制御装置において、前記前置補償器は、前置遅れ器と前置フィルタとで構成したものである。
また、請求項2に記載の発明によれば、前記前置補償器のパルス伝達関数は、前記フィードフォワード補償器のパルス伝達関数と前記制御対象の離散化モデルとの乗積と等しくするように構成したものである。
また、請求項3に記載の発明によれば、前記前置フィルタは、原点におけるパルス伝達関数の値が1となるように構成したものである。
また、請求項4に記載の発明によれば、前記前置フィルタは、FIR(Finite Impulse Response)システムで構成したものである。
請求項1に記載の発明は、目標指令を入力しフィードフォワード操作量を出力するフィードフォワード補償器と、前記目標指令を入力しフィードフォワード指令を出力する前置補償器と、前記フィードフォワード指令と制御出力との偏差を入力しフィードバック操作量を出力するフィードバック補償器と、前記フィードフォワード操作量と前記フィードバック操作量との和を入力し制御対象に操作量を出力するホールダと、前記制御対象の出力をサンプリングして制御出力を出力するサンプラと、を備えた2自由度ディジタル制御装置において、前記前置補償器は、前置遅れ器と前置フィルタとで構成したものである。
また、請求項2に記載の発明によれば、前記前置補償器のパルス伝達関数は、前記フィードフォワード補償器のパルス伝達関数と前記制御対象の離散化モデルとの乗積と等しくするように構成したものである。
また、請求項3に記載の発明によれば、前記前置フィルタは、原点におけるパルス伝達関数の値が1となるように構成したものである。
また、請求項4に記載の発明によれば、前記前置フィルタは、FIR(Finite Impulse Response)システムで構成したものである。
請求項1に記載の発明によると、1つの指令だけで制御系を構成することができ、ローコストで実現することができる。また、請求項2に記載の発明によると、制御出力をフィードフォワード指令に追従させることができ、目標指令に対してオーバーシュートが発生しないようにすることができる。また、請求項3に記載の発明によると、目標指令とフィードフォワード指令の定常偏差を0にすることができ、目標指令と制御出力の定常偏差を0にすることができる。また、請求項4に記載の発明によると、フィードフォワード指令と目標指令との遅れ時間を有限にすることができ、高速高精度に制御系を整定することができる。
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
図1は、本発明の2自由度ディジタル制御装置の構成を示すブロック線図である。同図において、10は前置補償器であり、前置遅れ器11と前置フィルタ12とで構成されている。13はフィードフォワード補償器、15はフィードバック補償器、17はホールダ、18は制御対象、19は出力サンプラである。
従来技術と異なり、図1に示した本発明の2自由度ディジタル制御系は、指令として制御出力の目標指令の1つだけを与えれば良い。また、フィードフォワード系の制御周期とフィードバック系の制御周期は一定な関係を持つ必要がない。
従来技術と異なり、図1に示した本発明の2自由度ディジタル制御系は、指令として制御出力の目標指令の1つだけを与えれば良い。また、フィードフォワード系の制御周期とフィードバック系の制御周期は一定な関係を持つ必要がない。
操作量uから制御出力yまでのパルス伝達関数、すなわち、制御対象18Pc(s)の離散化モデルG(z)を式(1)のように表す。
G(z)=z-mFp(z)P(z) (1)
ただし、zはz変換因子、P(z)は制御対象の離散化モデルの主要部であり、不安定零点を含めない。また、mは制御対象の離散化モデルの遅れステップ数である。また、Fp(z)は制御対象の離散化モデルのフィルタ部であり、式(2)を満たす。
Fp(0)=1 (2)
また、制御対象の離散化モデルG(z)には不安定な零点がある場合、その不安定零点をFp(z)に持たせることによって、P(z)には不安定零点がないことを保証できる。また、一般的に、制御対象Pc(s)の分子の次数が分母の次数より小さく、すなわち、G(z)が真にプローバーであるため、G−1(z)がプローバーでなくなる。ところが、mを適当な値に設定することによって、P−1(z)がプローバーとなるようにすることができる。
G(z)=z-mFp(z)P(z) (1)
ただし、zはz変換因子、P(z)は制御対象の離散化モデルの主要部であり、不安定零点を含めない。また、mは制御対象の離散化モデルの遅れステップ数である。また、Fp(z)は制御対象の離散化モデルのフィルタ部であり、式(2)を満たす。
Fp(0)=1 (2)
また、制御対象の離散化モデルG(z)には不安定な零点がある場合、その不安定零点をFp(z)に持たせることによって、P(z)には不安定零点がないことを保証できる。また、一般的に、制御対象Pc(s)の分子の次数が分母の次数より小さく、すなわち、G(z)が真にプローバーであるため、G−1(z)がプローバーでなくなる。ところが、mを適当な値に設定することによって、P−1(z)がプローバーとなるようにすることができる。
減算器14へのフィードバック信号を切り、式(3)に示すように目標指令rからフィードフォワード指令rffまでのパルス伝達関数と目標指令rから制御出力yまでのパルス伝達関数が等しくなるようにするため、前置遅れ器11のサンプリング周期数n、前置フィルタ12のパルス伝達関数F(z)およびフィードフォワード補償器13のパルス伝達関数M(z)をそれぞれ式(4)、式(5)および式(6)のように与えれば良い。
z-nF(z)=M(z)z-mFp(z)P(z) (3)
n=m (4)
F(z)=Fp(z) (5)
M(z)=P−1(z) (6)
また、P(z)には不安定零点がないことと、P−1(z)がプローバーであることが保証されているので、M(z)を安定なシステムで実現することができる。
そうすることで、フィードバック補償器15C(z)と関係なく、制御出力yを常にフィードフォワード指令rffに追従させることができる。すなわち、制御出力yが目標指令rに前置補償器10の遅れ量で追従する。
z-nF(z)=M(z)z-mFp(z)P(z) (3)
n=m (4)
F(z)=Fp(z) (5)
M(z)=P−1(z) (6)
また、P(z)には不安定零点がないことと、P−1(z)がプローバーであることが保証されているので、M(z)を安定なシステムで実現することができる。
そうすることで、フィードバック補償器15C(z)と関係なく、制御出力yを常にフィードフォワード指令rffに追従させることができる。すなわち、制御出力yが目標指令rに前置補償器10の遅れ量で追従する。
ところが、Fp(z)がIIR(Infinite Impulse Response)システムである場合、F(z)を式(5)のように実現すれば、目標指令rが一定の目標値に達しても、フィードフォワード指令rff又は制御出力yが完全に一定の目標値に達するのは長い時間が掛かる。すなわち、高精度整定を行う場合に整定時間が長いと言う問題がある。そこで、F(z)をIIRシステムではなく、近似的にFIR(Finite Impulse Response)システムで実現する。そうすると、フィードフォワード指令rffが有限なステップ数で目標指令rに遅れて一定の目標値に達することができる。もちろん、フィードフォワード指令rffと制御出力yとの偏差が少し生じるが、その分はフィードバック制御によって修正される。最終的に、制御出力yを短時間に一定の目標値に到達させることができる。
また、F(z)の次数を適当に定め、その係数は、F(z)のカットオフ周波数がFp(z)のカットオフ周波数と一致するように決めるか、一定の指令パターンに対してフィードバック補償器15の出力を切った状態でフィードフォワード指令rffと制御出力yとの偏差eに基づいて最小2乗法によって決める。
また、F(z)の次数を適当に定め、その係数は、F(z)のカットオフ周波数がFp(z)のカットオフ周波数と一致するように決めるか、一定の指令パターンに対してフィードバック補償器15の出力を切った状態でフィードフォワード指令rffと制御出力yとの偏差eに基づいて最小2乗法によって決める。
このように、1つ目標指令だけを与えることで制御系を構成することができ、ローコストで実現することができる。また、目標指令からフィードフォワード指令までのパルス伝達関数をオープンループにおける目標指令から制御出力までのパルス伝達関数と一致させることによって、制御出力をフィードフォワード指令に完全追従させることができ、目標指令に対してオーバーシュートがないように達成することができる。また、前置フィルタの原点におけるパルス伝達関数の値が1となるように構成されることによって、目標指令とフィードフォワード指令の定常偏差を0にすることができ、目標指令と制御出力の定常偏差を0にすることができる。また、F(z)をFIRシステムで実現することによって、フィードフォワード指令と目標指令の遅れ量を有限にすることができ、高速高精度に制御系を整定することができる。
以下、本発明の技術を、モータを駆動するサーボ制御系に適用した例について説明する。
簡単のため、電流制御の遅れを無視し、制御対象として、式(7)で表されるモータ発生トルクTeからモータ回転角度θまでの伝達関数を考える。
簡単のため、電流制御の遅れを無視し、制御対象として、式(7)で表されるモータ発生トルクTeからモータ回転角度θまでの伝達関数を考える。
ただし、Jはモータの回転子および機械可動部の合成イナーシャである。
上式を、零次ホールドを用いてサンプリング周期Tで離散化すると、
上式を、零次ホールドを用いてサンプリング周期Tで離散化すると、
となる。制御対象の離散化モデルG(z)には不安定零点−1が含まれる。ところが、mおよびFp(z)をそれぞれ式(9)および式(10)のように与える。
m=1 (9)
Fp(z)=0.5+0.5z−1 (10)
そうすると、P(z)は式(11)のようになり、不安定零点を含まない。
m=1 (9)
Fp(z)=0.5+0.5z−1 (10)
そうすると、P(z)は式(11)のようになり、不安定零点を含まない。
従って、前置補償器およびフィードフォワード補償器を式(12)〜(14)のように構成する。
n=1 (12)
F(z)=0.5+0.5z−1 (13)
M(z)=J(1−2z−1+z−2)/T2 (14)
また、フィードバック補償器15はPID制御器を用いれば良い。
以上のように構成されたサーボ制御系は図3のように表すことができる。図3より、前置補償器の遅れ量はただの1.5ステップである。一方、従来技術は1入力サンプリング周期ステップの各状態量指令の未来値を用いていた。また、サーボ系の状態数が2であるため、入力サンプリング周期を出力サンプリング周期の2倍とする必要であるので、実際上制御出力が目標指令に対して2出力サンプリング周期ステップで遅れる。よって、本発明の技術を用いる場合は、従来技術を用いる場合と較べ、制御出力の目標指令に対する追従遅れ時間が短い。
n=1 (12)
F(z)=0.5+0.5z−1 (13)
M(z)=J(1−2z−1+z−2)/T2 (14)
また、フィードバック補償器15はPID制御器を用いれば良い。
以上のように構成されたサーボ制御系は図3のように表すことができる。図3より、前置補償器の遅れ量はただの1.5ステップである。一方、従来技術は1入力サンプリング周期ステップの各状態量指令の未来値を用いていた。また、サーボ系の状態数が2であるため、入力サンプリング周期を出力サンプリング周期の2倍とする必要であるので、実際上制御出力が目標指令に対して2出力サンプリング周期ステップで遅れる。よって、本発明の技術を用いる場合は、従来技術を用いる場合と較べ、制御出力の目標指令に対する追従遅れ時間が短い。
10 前置補償器
11 前置遅れ器
12 前置フィルタ
13 フィードフォワード補償器
14、23 減算器
15 フィードバック補償器
16 加算器
17、25 ホールダ
18、26 制御対象
19、27 出力サンプラ
21 入力サンプラ
22 フィードフォワード制御器
24 フィードバック制御器
11 前置遅れ器
12 前置フィルタ
13 フィードフォワード補償器
14、23 減算器
15 フィードバック補償器
16 加算器
17、25 ホールダ
18、26 制御対象
19、27 出力サンプラ
21 入力サンプラ
22 フィードフォワード制御器
24 フィードバック制御器
Claims (4)
- 目標指令を入力しフィードフォワード操作量を出力するフィードフォワード補償器と、前記目標指令を入力しフィードフォワード指令を出力する前置補償器と、前記フィードフォワード指令と制御出力との偏差を入力しフィードバック操作量を出力するフィードバック補償器と、前記フィードフォワード操作量と前記フィードバック操作量との和を入力し制御対象に操作量を出力するホールダと、前記制御対象の出力をサンプリングして前記制御出力を出力するサンプラと、を備えた2自由度ディジタル制御装置において、
前記前置補償器は、前置遅れ器と前置フィルタとで構成することを特徴とする2自由度ディジタル制御装置。 - 前記前置補償器のパルス伝達関数は、前記フィードフォワード補償器のパルス伝達関数と前記制御対象の離散化モデルとの乗積と等しくすることを特徴とする請求項1記載の2自由度ディジタル制御装置。
- 前記前置フィルタは、原点におけるパルス伝達関数の値が1となることを特徴とする請求項1記載の2自由度ディジタル制御装置。
- 前記前置フィルタは、FIR(Finite Impulse Response)システムで構成することを特徴とする請求項1記載の2自由度ディジタル制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007176271A JP2009015575A (ja) | 2007-07-04 | 2007-07-04 | 2自由度ディジタル制御装置 |
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JP2007176271A JP2009015575A (ja) | 2007-07-04 | 2007-07-04 | 2自由度ディジタル制御装置 |
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Publication Number | Publication Date |
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JP (1) | JP2009015575A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010267144A (ja) * | 2009-05-15 | 2010-11-25 | Nikon Corp | 制御装置及び露光装置 |
JP2011170442A (ja) * | 2010-02-16 | 2011-09-01 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 制御装置 |
EP2267559A3 (en) * | 2009-06-02 | 2012-06-20 | Honeywell International, Inc. | Method and system for combining feedback and feedforward in model predictive control |
CN103731013A (zh) * | 2013-12-31 | 2014-04-16 | 华为技术有限公司 | 数字电源控制方法、装置及系统 |
-
2007
- 2007-07-04 JP JP2007176271A patent/JP2009015575A/ja active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN103731013B (zh) * | 2013-12-31 | 2016-09-28 | 华为技术有限公司 | 数字电源控制方法、装置及系统 |
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