JP2008537416A - Ｏｆｄｍシステムにおける複雑度を低減したチャネル推定 - Google Patents

Abstract

直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）通信システムにおける２以上の異なるパイロットキャリアを含む受信信号からチャネル応答推定値を生成する。これにはキャリアのそれぞれに対して、少なくとも部分的に２つの隣接キャリア間の周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置の関数である回転量を決定するステップを含む。受信信号を高速フーリエ変換により処理し、それにより処理信号を生成する。チャネル推定処理の一部として周波数補間を実行する前に、処理信号を回転量により回転させる。少なくとも部分的に回転処理信号に関するチャネル推定処理を実行することによりチャネル応答を推定する。

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を使用するデジタル通信に関し、より詳細には本発明は、ＯＦＤＭ通信システムにおけるチャネル推定に関するものである。

ＯＦＤＭは、デジタル情報を伝送するために非常に普及した方法である。例えばデジタル・オーディオ・ブロードキャスティング（ＤＡＢ）、デジタル・ビデオ・ブロードキャスティング−テレストリアル（ＤＶＢ−Ｔ）などのデジタル・ビデオ・ブロードキャスティング（ＤＶＢ）、および、ＩＥＥＥ８０２．１１ａおよびＩＥＥＥ８０２．１１ｇのような幾つかの無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）規格に、現在この方法が使用されている。ＯＦＤＭを使用する１つの理由は、ＯＦＤＭでは、受信機側において適度な複雑度の方法を用いることにより大きく時間分散したチャネルを介した通信が可能になるからである。

ＯＦＤＭシステムでは、多数のサブキャリア（以降では単に”キャリア”と呼ぶ）はそれぞれ自身のデータにより独立して変調される。変調は、直交振幅変調（ＱＡＭ）またはｎ値位相変調（ｎ−ＰＳＫ）などの幾つかの公知の技術によることができる。ＯＦＤＭシステムにおけるベースバンド信号はこれら変調サブキャリアの総和となる。そして、ベースバンド信号は主無線周波数（ＲＦ）信号を変調するために使用される。このような信号を復調する重要な側面（それにより、基礎をなすベースバンド信号を取り出す）にはこのような信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により処理することが含むまれる。

チャネルが高度に時間分散していると考えるべきか否かはシステムにより使用する変調速度（シンボルレート）による。チャネルの遅延スプレッドの平方二乗平均（ｒｍｓ）がシンボル継続時間の１０％未満であれば、チャネルは大雑把に言って非分散と考えることができよう。従って、これは正に大部分の出現しつつあるシステムに当てはまるようにサポートするデータ速度が増すと、ＯＦＤＭの利点はさらに顕著になる。

ＯＦＤＭに基づくシステムにおいて大きな遅延スプレッドを処理する方法としてガードインターバル（ＧＩ）を使用する方法がある。ＧＩ（文献によっては”サイクリック・プレフィックス”または”ＣＰ”とも呼ばれる）は実際のシンボルの前に送信されるＯＦＤＭシンボルの最終部の単なるコピーである。これを、幾つかのシンボルを示す図１に概略的に示す。例示的なシンボルの１つであるシンボル１０１は先行するガードインターバル１０５として送信する最終部１０３を含んでいる（図において時間は左から右へ流れる）。同様に、他のガードインターバルは直後に続くシンボルの最終部から形成される。

ＯＦＤＭに基づくシステムでは、ＧＩの長さＴ_Ｇが少なくともチャネルのインパルス応答の継続時間と同程度に長ければ、シンボル間干渉（ＩＳＩ）として知られる時間分散チャネルの影響を回避できることは良く知られている。以後、本明細書では、例えば平方二乗平均（ｒｍｓ）遅延スプレッド値に対し、用語Ｔ_ｍを最大遅延スプレッドとして使用する。ＯＦＤＭシステムは大きな遅延スプレッドを扱うことができるため、放送（ブロードキャスティング）に使用される所謂単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）に非常に適している（単一周波数ネットワークでは、地理的に間隔をおいた送信機は同一周波数で動作する。そして、干渉を減らすために、送信機は互いに時間同期している。）。

ＯＦＤＭシンボルの情報搬送部分がｔ＝０において始まり、ガードインターバル長はＴ_Ｇであるとする。チャネルが最大遅延スプレッドＴ_ｍを有するとき、ＦＦＴ窓の開始に関する要求条件は次式で与えられる。

従ってＴ_ｍ≦Ｔ_Ｇである限り、式（１）を満たすｔを選択すればＩＳＩを回避することが可能である。しかしながら、Ｔ_ｍ＞Ｔ_Ｇの場合、ＩＳＩの影響を最小にするようなｔを選択することが問題になる。ＳＦＮにおいて使用するように設計されたシステムに対して、ガードインターバルは典型的には前者の状況に類似するものであるような長さである。

以上で考察したように、ＩＳＩの無い受信はＴ_ｍ≦Ｔ_Ｇであれば可能である。しかしながら、これには信号の情報搬送部分の開始を特定することが必要である。このため、ＯＦＤＭ受信機は受信信号のタイミングおよび周波数を推定する構成を含む。

性能をさらに改善するために、ＯＦＤＭ受信機は典型的にチャネル推定器を含み、これはチャネル応答を動的に決定する。この情報により、受信機は、チャネルが有する時間分散の影響を補償するように受信信号を処理することが可能になる。

ＯＦＤＭ受信機におけるチャネル応答を決定する従来の方法では、パイロット信号の搬送に幾つかのキャリアを当てる。パイロット信号は既知の情報を含み、実際の受信信号と予測信号（即ち、理想的なチャネル状態下において受信機が受信することが想定されるもの）とを比較することにより、チャネル推定器は個々の時点のキャリア周波数におけるチャネル応答を決定することが出来る。パイロット信号を搬送するキャリアは周波数方向にある量だけ間隔を置かれており、この量によりパイロットキャリアに対して決定したチャネル応答を補間することにより、パイロットキャリア間に存在するキャリアのチャネル応答を正確に推定することが可能になる。

図２は、例示的ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。無線周波数信号を受信し、ベースバンドにダウンコンバートすることにより生成したアナログ信号ｒ（ｔ）は、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器２０１に供給される。無線周波数からのダウンコンバートは幾つかの工程に代替して実行することができ、Ａ／Ｄ変換器２０１の入力における信号は中間周波数（ＩＦ）であり、ＩＦからベースバンドへのダウンコンバートは、以降で記載するさらなる処理の前でありＡ／Ｄ変換器の直後で行う。

そして、デジタル化された信号ｒ（ｋ）は、タイミングおよび周波数の粗推定ユニット２０３に供給され、ユニット２０３は受信信号のタイミングおよび周波数オフセットの粗推定値を生成する（周波数オフセットは送信信号周波数と受信信号周波数との間の差である。）。この情報はＧＩ除去ユニット２０７ならびに周波数修正ユニット２０５に供給される。また、ＧＩ除去ユニット２０７は、周波数修正ユニット２０５の出力を受信する。利用可能な最良のタイミングおよび周波数情報に基づき、ＧＩ除去ユニット２０７はＧＩを除去し、受信信号の情報部分をＦＦＴユニット２０９に供給し、ＦＦＴユニット２０９の出力は受信機の残部に供給され、受信機残部には、ＦＦＴ出力信号からさらに正確なタイミングおよび周波数情報を生成することができる、タイミングおよび周波数の精密推定ユニット２１１が含まれる。受信機の性能を改善するため、より正確な周波数情報が周波数修正ユニット２０５にフィードバックされる。また、同様に、受信機の性能を改善するため、より正確なタイミング情報がＧＩ除去ユニット２０７にフィードバックされる。

ＦＦＴユニット２０９の出力を、またチャネル推定器２１３に供給し、以上で説明したように推定器２１３は、チャネル応答の完全な推定値を生成する。

式（１）を満たす任意のｔの値は、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が回避されていることを保証するであろうが、ｔの選択は受信機性能への影響を有しうる。特にＦＦＴ窓の開始位置をεサンプル（ε≧０）早すぎる設定にした場合、その場合ＦＦＴの出力におけるｋ番目のキャリアへの影響Ｘ＾（ｋ）は次式のようになる。

ここで、Ｘ（ｋ）はε＝０におけるＦＦＴの出力であり、Ｎは１シンボル中の情報搬送部分の継続時間に相当するサンプル数であり、ｋはキャリアの位置を表すインデックスである。

従って種々のキャリアは、インデックスｋにより表すようにその位置に応じて種々に回転（rotation）するであろう。その結果周波数領域において補間を行う場合（即ち、パイロットを含むキャリアを使用して、データを含むキャリアに対するチャネル応答を推定する場合）、補間の実行は不必要に困難になるであろう。従って、ＦＦＴ窓の位置をεサンプル早すぎる設定にしても同じ性能を得ることはできるものの、通常はより複雑なチャネル推定手順を必要とするという犠牲を払うことになる。

ＦＦＴ窓の位置のεサンプル早すぎる設定による影響は既知であるので、チャネル推定を実行する前に単にｅ^{ｉ２πｋε／Ｎ}により乗算することにより、その影響を容易に補正することができる。これは良く知られており、例えば、”A. Palin and J. Rinne, "Enhanced symbol synchronization method for OFDM system in SFN channels," Globecom'98, Sydney, pp. 2788-2793”に記載されている。このようにチャネル推定を行う前に信号を適切に回転させることにより、ＦＦＴ窓の最適でない配置を補償することができることは良く知られている。一方εが既知であれば、ＦＦＴ窓を最適位置に移動することもでき、ＦＦＴの後に補償を行場合に必要になるであろう余分な計算を回避することができよう。

ＦＦＴ窓の位置を最適に選んだとき、周波数補間に必要な複雑さはチャネルの遅延スプレッドに依存する。従ってチャネルの遅延スプレッドを推定すれば、この知識を使用して、ウィーナ（Wiener）フィルタを設計することができるだけでなく、フィルタが必要とする複雑さを決定することができる。これはLeif Wilhelmssonらによる"Channel Estimation by Adaptive Interpolation"というタイトルの米国特許出願番号10/920,928号に詳細に記載されている。米国特許出願番号10/920,928号において為された結論は、最適フィルタを設計するためには遅延スプレッド（例えば、ｒｍｓ遅延スプレッドまたは最大遅延スプレッド）を推定するだけでは十分でなく、（周波数方向の）チャネルの相関関数も必要であるということである。

チャネル推定は良好な性能を得るためのＯＦＤＭシステムにおける最も重要な部分の１つであるので、補間性能が十分に高品質であることは非常に重要である。さらにチャネル推定は計算の複雑さのかなりの部分の占めるので、使用する補間フィルタの複雑度を低減することも重要である。

用語”含む”および”含んでいる”を本明細書で使用する場合、記述する特徴、数値、ステップまたは構成要素の存在を明記するものと受け取られるが、これらの用語の使用は１以上の他の特徴、数値、ステップ、構成要素またはそのグループの存在または追加を排除しないことを強調する。

本発明の１態様によれば、上述およびその他の目的は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）通信システムにおいて２以上の異なるパイロットキャリアを含む受信信号からチャネル応答推定値を生成する方法および装置において達成される。この態様はキャリアのそれぞれに対して、隣接する少なくとも２つのキャリア間の周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置の関数である、回転量を決定するステップを含む。受信信号を処理し、それにより処理信号を生成する。この処理ステップには高速フーリエ変換による処理ステップを含む。チャネル推定処理の一部である周波数補間を実行する前に、回転量の相当する量により処理信号のキャリア成分を回転させる。少なくとも部分的に回転させた処理信号に関するチャネル推定処理を実行することにより、チャネル応答を推定する。

幾つかの実施形態では、回転量を以下により決定する。

ここで、ｋは受信信号内に含まれるキャリアの位置を特定するインデックス、Δｆは隣接キャリア間の周波数間隔、Ｔ_ｄｓはチャネルの遅延スプレッドを表し、ｃ_ｄｓは定数である。チャネルの遅延スプレッドは、例えば最大遅延スプレッドＴ_ｍ（この場合ｃ_ｄｓは１／２に等しい）または遅延スプレッドの平方二乗平均Ｔ_ｒｍｓ（この場合ｃ_ｄｓは１に等しい）でありうる。

代替実施形態では、回転量を以下により決定する。

ここで、εはＦＦＴ窓の位置の早すぎる量（サンプル数）を表し、Ｎは１シンボル中の情報搬送部分の継続時間に相当するサンプル数であり、ｋは受信信号内に含まれるキャリアの位置を特定するインデックス、Δｆは隣接キャリア間の周波数間隔、Ｔ_ｄｓはチャネルの遅延スプレッドを表し、ｃ_ｄｓは定数である。チャネルの遅延スプレッドは、例えば最大遅延スプレッドＴ_ｍ（この場合ｃ_ｄｓは１／２に等しい）または遅延スプレッドの平方二乗平均Ｔ_ｒｍｓ（この場合ｃ_ｄｓは１に等しい）でありうる。

他の実施形態では、回転量をチャネルの相関関数に基づき決定する。

幾つかの実施形態の別の態様では、受信信号はシンボルが後続するガードインターバルを含み；本方法はチャネルの遅延スプレッド（例えば、最大遅延スプレッドまたは平方二乗平均遅延スプレッド）の初期推定値としてガードインターバルの継続時間を使用するステップを含む。

さらに他の代替態様では、チャネルの遅延スプレッドと所定の値との間の比較が所定の関係を満たす場合にのみ、回転量により処理信号を回転させるステップを実行する。

さらに他の実施形態では、回転量を決定し、回転量に相当する量により処理信号のキャリア成分を回転させるステップは、キャリアのそれぞれに対して、少なくとも部分的に、隣接する２キャリア間の周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置の関数である初期回転量を生成し；回転量に相当する量により処理信号のキャリア成分を回転させ；種々のキャリア周波数における回転信号の相互比較に基づき初期回転量を繰り返し調整し、次いで繰り返し終了条件を満たすまで調整回転量により以前の回転処理信号を再度回転させるステップを含む。

さらに他の実施形態では、高速フーリエ変換により受信信号を処理する前に、受信信号のサンプルをシフトさせることにより回転を完成する。

本発明の目的および利点は図面と共に以下の詳細な記述を読むことにより理解されるであろう。

次に、本発明の種々の特徴を、図面を参照して記述することにするが、同様の部分は同じ参照符号により示す。

次に、本発明の種々の態様を幾つかの例示的実施形態と共にさらに詳細に記述することにする。本発明の理解を容易にするために、本発明の多くの態様をコンピュータシステムにおける要素により実行される動作シーケンスにより記述する。実施形態のそれぞれにおいて、専用回路（例えば、専用機能を実行するために相互接続したディスクリート・ロジック・ゲート）、１以上のプロセッサにより実行されるプログラム命令、または両者の組み合わせにより、種々の動作を実行することができることが理解されるであろう。さらに加えて、本明細書において記述する技術をプロセッサにより実現させるためのコンピュータ命令の適切なセットを含む固体メモリ、磁気ディスク、光ディスクまたは搬送波（無線周波数、音声周波数または光周波数の搬送波など）などの任意の形式のコンピュータ可読の媒体により、本発明を完全に実施するものと考えることができる。このように、本発明の種々の態様を多くの異なる形式で実施することができ、全てのこのような形式は本発明の範囲内にあると考えられる。本明細書では本発明の種々の態様のそれぞれに対する任意の実施形態のこのような形式を、記述された動作を実行するように”構成されたロジック”、あるいは、記述された動作を実行する”ロジック”と呼ぶことができる。

チャネル推定の改善を開示するが、この改善は例えばＯＦＤＭ受信機におけるチャネル推定に使用する補間フィルタの複雑度をかなり低減することを可能にする。チャネルのインパルス応答の様子を推定することを必要とせず、本発明の実施形態により改善を得ることができる。しかし最大の利得を得るためには、チャネルの相関関数が既知であることが望ましい。チャネルの相関関数を推定することは幾分複雑な動作であるので、幾つかの代替手法を開示するが、それぞれは最低限ではあるが複雑さをさらに増す。

ある態様では、ＯＦＤＭシステムで使用される、複雑度を低減したチャネル推定を実行する方法および装置を開示する。幾つかの実施形態では、ＦＦＴの後でチャネルのインパルス応答の開始および遅延スプレッドを推定することにより、チャネルの推定を達成する。開始および遅延スプレッドを考慮することにより、周波数方向の補間を可能な最小の複雑度において実行することができるように信号を回転させることができる。ＦＦＴの前にサンプルを並べ替えることにより回転を代替する代替実装をまた開示する。次に本発明のこれらおよびその他の態様をさらに詳細に記述することにする。

本発明の種々の態様の理解を容易にするために、以下の記述では例示的実施形態を提示し、そのデータを地上デジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ−Ｔ）の規格から採用する。”ETSI EN 300 744 V.1.4.1(2001-01), Digital Video Broadcasting(DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television”を参照されたい。しかしながら、例示的実施形態において提示する特定の数値は決して限定的なものではない。むしろ当業者は容易に地上ＤＶＢの規格に準拠しない他のシステムに本発明の種々の態様を適用することができるであろう。

次に、ＯＦＤＭシンボルの情報搬送部分の継続時間Ｔ_ｕは８９６μｓに等しく、ＧＩの長さはＴ_ｕ／４＝２２４μｓであると仮定することにする。

チャネルを２タップチャネルとしてモデル化し、任意のチャネルタップは等しい（平均）強度を有し、２タップ間の距離（時間）はＴ_ｍに等しいと想定する。多くの場合、これは過剰に単純化したチャネルモデルであろうが、単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）を含む場合このモデルは極めて現実的である。なぜなら、このようなネットワークでは受信機と非常に異なる距離を有する異なる２台の送信機から受信信号が到来するからである。加えて、このチャネルモデルは開示する考え方の記述を簡単にする。その場合、このチャネルの相関関数（周波数領域）は以下のように書ける。

ここで、Δｆは相関関数を推定しようとする２キャリア間の周波数間隔である。

次に、ローパスフィルタにより中間の周波数におけるチャネルの様子を決定するためにΔｆＨｚだけ間隔をおいたパイロットを使用していれば、Ｔ_ｍ≦１／Δｆがエイリアシングを回避するための必要な条件として示される。”F. Classen, M. Speth, and H. Meyr, "Channel estimation units for an OFDM system suitable for mobile communication," in ITG Conference on Mobile Radio, Neu-Ulm, Germany, Sept. 1995”を参照されたい。

次に、ＦＦＴ窓の位置の早すぎる設定がＦＦＴの出力信号に及ぼすのと類似の影響が、チャネルの遅延スプレッドの影響によりＦＦＴの出力信号に現れる。即ち種々のキャリアの位置（インデックスｋにより表される）に応じて種々に回転することが観測される。それ故、ＦＦＴ窓の位置の早すぎる設定を補正するために行うことができるのと類似する方法で、本発明の態様では２つの隣接キャリア間の周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置に基づきチャネル推定の前に信号を回転させることにより、周波数領域において必要な補間フィルタの複雑度を低減することができる。勿論実際的な実施形態では、補間フィルタの複雑度の低減およびＦＦＴ窓の位置の早すぎる設定の補正の両目的を達成するであろう量により、（本発明を実行するために本質的ではないが）信号を回転させることが可能である。

特に、チャネルの相関関数が式（３）により与えられ、Ｔ_ｍが既知であり、ＦＦＴ窓の位置を量εだけ早すぎるように設定されることを想定する。その場合、誤って設定したＦＦＴ窓を補正するに過ぎない、

により、信号の各キャリアｋを回転させるのではなく、ＦＦＴ窓の位置の早すぎる設定を補正するのみならず、補間フィルタの複雑度の低減も可能にする、

により、信号の各キャリアｋを回転させる。より一般的に記述すれば、少なくとも部分的に２つの隣接キャリア間の周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置の関数である量によりチャネル推定の前に信号を回転させることにより、補間フィルタの複雑度の低減が可能になる。例えばＦＦＴ窓に関する設定の補正には関心がなく、にもかかわらず補間フィルタの複雑度の低減を可能にすることを望めば、回転量はｅ^{ｉ２πｋ（ΔｆＴｍ／２）}であろうが、これは少なくとも部分的にΔｆ（２つの隣接キャリア間の周波数間隔）、Ｔ_ｍ（チャネルの遅延スプレッド）、およびｋ（受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置を表すインデックス）の関数である。

以前に説明したように、以上の考察は２タップチャネルモデルの場合に関係し、このモデルでは任意のチャネルタップは等しい（平均）強度を有し、２タップ間の距離（時間の）はＴ_ｍに等しい。次にさらに一般的な場合を考察すれば、ＦＦＴ窓の位置の早すぎる設定を補正するために、加えて補間フィルタの複雑度の低減を可能にするためには、チャネル推定の前に信号の各キャリアｋが従うべき回転量は以下の通りである：

ここで、ｋは受信信号内に含まれるキャリアの位置を特定するインデックスであり、Δｆは隣接キャリア間の周波数間隔であり、Ｔ_ｄｓはチャネルの遅延スプレッド（例えば、最大遅延スプレッドまたはｒｍｓ遅延スプレッド）を表し、ｃ_ｄｓは関数に使用している遅延スプレッドのタイプに依存する定数である。例えば最大遅延スプレッドＴ_ｍを使用する場合、その場合ｃ_ｄｓは１／２に等しい。これは上述の式（５）により表される。別の例を採用するためにｒｍｓ遅延スプレッドＴ_ｒｍｓを使用すれば、その場合ｃ_ｄｓは１に等しく、必要な回転量は以下の通りである：

全ての場合に、チャネル推定の前に信号が従うべき回転量は、少なくとも部分的に、キャリア間の周波数間隔（Δｆ）、遅延スプレッド（例えば、Ｔ_ｄｓ、Ｔ_ｍ、およびＴ_ｒｍｓのいずれか）、およびキャリアの位置（ｋ）の関数である表現により与えられる。

サンプリングエラーは決定論的なキャリア依存の回転となり、これに対しては完全な補正が達成可能であるのに対し、チャネルの遅延スプレッドは確率的回転となるが、この場合回転の期待値を補正することができる。

図３ａは、本発明によるＯＦＤＭ受信機の例示的実施形態のブロック図である。無線周波数信号を受信し、ベースバンドにダウンコンバートすることにより生成したアナログ信号ｒ（ｔ）をアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器３０１に供給する。無線周波数からのダウンコンバートは幾つかのステップにおいて代わって実行することができ、従ってＡ／Ｄ変換器３０１の入力における信号は中間周波数（ＩＦ）にあり、ＩＦからベースバンドへのダウンコンバートは次に記載するさらなる処理の前のＡ／Ｄ変換器３０１の直後で行う。

デジタル化された信号ｒ（ｋ）を次いで粗いタイミングおよび周波数推定ロジック３０３に供給し、ロジック３０３は受信信号のタイミングおよび周波数オフセットの粗い推定値を生成する。（周波数オフセットは送信信号周波数と受信信号周波数との間の差である。）この情報をＧＩ除去ロジック３０７ならびに周波数訂正ロジック３０５に供給する。ＧＩ除去ロジック３０７は、また周波数訂正ロジック３０５の出力を受信する。利用可能な最良のタイミングおよび周波数情報に基づき、ＧＩ除去ロジック３０７はＧＩを除去し、受信信号の情報部をＦＦＴロジック３０９に供給し、ＦＦＴロジック３０９の出力を受信機残部に供給し、受信機残部はＦＦＴ出力信号からさらに正確なタイミングおよび周波数情報を生成することができる、正確なタイミングおよび周波数推定ロジック３１１を含む。さらに正確な周波数情報を周波数訂正ロジック３０５にフィードバックし、受信機の性能を改善する。さらに正確なタイミング情報を同様にＧＩ除去ロジック３０７にフィードバックし、受信機の性能を改善する。

ＦＦＴロジック３０９の出力は、また信号回転ロジック３１２に供給され、信号回転ロジック３１２は、少なくとも部分的にキャリア間の周波数間隔（Δｆ）、遅延スプレッド（例えば、Ｔ_ｄｓ、Ｔ_ｍ、およびＴ_ｒｍｓのいずれか）およびキャリアの位置（ｋ）の関数である量により信号を回転させる。例えば信号回転ロジック３１２を、幾つかの実施形態で式（５）による信号の回転を実行するように設計することができる。式（５）はチャネルに関する遅延スプレッドの推定値を必要とするので、この情報の生成および供給のために遅延スプレッド推定器３１３も含まれる。

回転信号（チャネル推定処理の一部として周波数補間を実行する前に回転を行うため、本明細書では「前置回転（pre rotation）」信号とも呼ぶ）は次いでパイロット抽出ロジック３１５に供給され、パイロット抽出ロジック３１５の出力は受信信号ｒ（ｔ）に含まれていた前置回転パイロット信号を含む。前置回転パイロット信号は次いで時間補間ロジック３１７に供給され、時間補間ロジック３１７は受信パイロット信号に関連するこれらキャリアに対する補間パイロット信号を生成する。パイロット信号のセット（実際および時間補間の双方）を次いで周波数補間ロジック３１９に供給し、周波数補間ロジック３１９は周波数方向の補間を適用し、パイロット信号を搬送しなかったキャリアに対する補間パイロット信号の完全なセットを生成する。その機能を実行するために、周波数補間ロジック３１９はまた遅延スプレッド推定器３１３からの出力に頼る。

この実施形態にはまたチャネル等価器３２１があり、等価器３２１は信号回転ロジック３１２から前置回転信号を受信し、また周波数補間ロジック３１９からチャネル推定値の完全なセットを受信する。チャネル等価器３２１は全てのキャリアにおける送信シンボルに対する推定値を生成する。全てのキャリアに対するこれらの推定値の図を描くことにより、所謂ＩＱダイアグラムを得る。信号回転ロジック３１２により与える前置回転のため、図２に示す従来のチャネル推定器２１３内に含む周波数補間ロジック（図示せず）より複雑でないように周波数補間ロジック３１９を設計することができる。

図３ａに示すチャネル推定方式に固有であるのは、適用する回転量が変化した後、時間補間ロジック３１７は正しい出力を生成するまでにある時間を要することである。幾つかのＯＦＤＭシンボルに基づいて時間補間が計算されるのを観察することにより、このことは容易に分かる。これらのシンボルを同じ量によりすべて前置回転しなければ、補間は正しく動作しないであろう。それ故、一旦前置回転量が変化すると、受信機が”安定して”再び正しく動作するのにある時間を要し、安定時間は時間補間に使用するＯＦＤＭシンボル量に依存する。反復技術を使用して、適用する正しい前置回転量を決定すれば（図１３を参照して以下により詳しく記述する）、その場合各反復に要する時間量は時間補間フィルタのサイズに依存する。この”メモリ”効果の問題はそれほど大きくないので、受信機が適する前置回転量を見つけるのに幾らかより長くかかるが、それより大きな問題は受信機のトラッキング能力に限界があるであろうことである。即ちＦＦＴの後、有効なチャネルは緩やかにドリフトしていると想定する。その場合それに従って前置回転を調整することにより、このドリフトを補正することができる。一方この場合の補正は適用する前置回転量を連続的に更新することを意味するので、劣化を回避するために前置回転量の更新を十分緩やかに行わなければならない。

この問題を回避するために、代替手法を採用することができる。図３ｂは、代替手法を利用するＯＦＤＭ受信機の例示的代替実施形態のブロック図である。参照番号３０１、３０３、３０５、３０７、３０９、および３１１により示すブロックは図３ａに関して以上に記述したように動作する。従ってこの記述をここでは繰り返さない。

図３ｂの装置で、ＦＦＴロジック３０９の出力をまた第１の信号回転ロジック３５１に供給し、信号回転ロジック３５１は少なくとも部分的にキャリア間の周波数間隔（Δｆ）、遅延スプレッド（例えば、Ｔ_ｄｓ、Ｔ_ｍ、およびＴ_ｒｍｓのいずれか）、およびキャリアインデックス（ｋ）の関数である量により信号を回転させる。例えば信号回転ロジック３５１を、幾つかの実施形態において式（５）により信号回転を実行するように設計することができる。式（５）はチャネルの遅延スプレッド推定値を必要とするので、またこの情報を生成し、供給するために遅延スプレッド推定器３１３を含む。

ＦＦＴロジック３０９の出力はさらにパイロット抽出ロジック３５３に供給され、パイロット抽出ロジック３５３の出力は受信信号ｒ（ｔ）の中の選択されたキャリアにおいて送信されたパイロット信号を含む。パイロット信号を次いで時間補間ロジック３５５に供給し、時間補間ロジック３５５は受信パイロット信号に関連するこれらキャリアに対する補間パイロット信号を生成する。パイロット信号（実際及び時間補間の双方）のセットを次いで第２の信号回転ロジック３５７に供給し、信号回転ロジック３５７は第１の信号回転ロジック３５１により行うのと同じ量によりパイロット信号を回転させる。

前置回転パイロット信号は次いで周波数補間ロジック３５９に供給され、周波数補間ロジック３５９は周波数方向の補間を適用し、パイロット信号を搬送しなかったこれらキャリアに対する補間パイロット信号の完全なセットを生成する。その機能を実行するために、周波数補間ロジック３５９はまた遅延スプレッド推定器３１３からの出力に頼る。

第１の前置回転ロジック３５１からの前置回転信号ならびに周波数補間ロジック３５９からの前置回転パイロット信号は、次いでチャネル等価器３６１に供給され、等価器３６１はこれらを使用して、送信シンボルの完全な推定値を生成する。

図３ｂの例示的実施形態の動作理論を次に記述することにする。この実施形態では、時間補間の実行を終えるまで前置回転を実行しない。回転はこの動作に影響を及ぼさないので、時間方向の実行は前置回転量の変化により全く影響を受けない。周波数方向の補間は１ＯＦＤＭシンボルに対するのみであるのでメモリ効果はなく、前置回転量を変更し、周波数方向の（恐らく異なる）補間フィルタを直ちに適用することができる。一方チャネルを推定するのに使用する信号は回転しているので、実際のシンボルもまた同じ量により回転しなければならない。それ故図示する経路において第１および第２の前置回転ロジック３５１，３５７を使用することに注意されたい。

ＤＶＢパラメータが有効である（即ち、Ｎ＝８１９２、およびΔｆ＝１１１６Ｈｚ）と仮定する場合、Ｔ_ｍ＝１００μｓである２タップチャネルに起因する回転はε＝４５７サンプルのサンプリング誤りと同じ影響があることを計算するのは容易である。

得られる利得を見通すために、ＤＶＢ−Ｔ規格に基づく幾つかのサンプルを次に同相位相／直交位相（ＩＱ）ダイアグラムの形式で提供する。

図４は、ＤＶＢ−Ｔ規格によるフレーム構成を示すタイミング図である。周波数領域は水平軸に沿って伸び、時間領域は垂直軸に沿って伸びる。各正方形は送信データを表し；正方形の垂直位置はその送信時間を示し、正方形の水平位置は送信するキャリア周波数を示す。黒い正方形はパイロットデータを示す。パイロットデータが時間および周波数双方に亘って既知のパターンで分散する様子を図から見ることができる。

ＤＶＢ−Ｔでは、まず時間方向の補間を実行し、次いで周波数方向の補間を実行することによりチャネル推定を行うのが決まりである。まず時間補間を実行する理由は、周波数補間を実行する場合は１２番目毎のキャリアがパイロットであるのに対し、時間補間を実行する場合は３キャリア毎にパイロットを含むので、これはより大きな遅延スプレッドを持つチャネルを推定することを可能にするからである。

図５および図６は、サンプル点が理想的（即ち、ε＝０）であり、周波数補間が線形補間に基づき、チャネルが静的で、一様な遅延プロファイルおよびＴ_ｍ＝２０μｓの最大遅延スプレッドを有する場合のＩＱダイアグラムである。図５に示すデータは前置回転を行わなかった場合に対するものであるが、図６では理想的前置回転（即ち、チャネルの既知相関関数に基づく前置回転）を行った。見てわかるように、差は殆ど見られない。これは理論によるものと比較して、遅延スプレッドが非常に小さいことによる。

図７および図８は、同じ比較を行うことを可能にするが、今度はＴ_ｍ＝５０μｓである。この場合、前置回転が種々のキャリアのデータ点のそれぞれのＩＱの位置を理想的な位置の非常に近くに移動させたので、利得が明らかに分かる（本発明による前置回転を使用することから得られるＩＱダイアグラムを示す図８が、サンプル点が理想的（即ち、ε＝０）である場合のＩＱダイアグラムを示す図５にどの程度類似するか比較されたい）。

試験条件を同じに保つが、Ｔ_ｍを１００μｓに増加させると、前置回転がある場合とない場合の差をまた図９および図１０においてそれぞれ明確に見ることができる。既に参照したLeif Wilhelmssonらによる"Channel Estimation by Adaptive Interpolation"というタイトルの米国特許出願番号10/920,928号では、実数値信号のみで動作するフィルタの代わりに複素値信号で動作する補間フィルタを使用することにより、取り扱える最大遅延スプレッドが２倍に増加することが見られた。図７および図１０のＩＱダイアグラムを比較すると、前置回転を使用することにより類似の結果に遭遇することを知ることができ、この結果では本発明による前置回転を使用する場合、復調誤りに関する類似の性能により２倍の遅延スプレッドを処理することができる。この類似性の理由は、前置回転には本質的に最適化補間フィルタが実数であるベースバンドに信号をダウンミックスする効果があるからである。

再び図７および図１０を参照すると、その結果本発明は設計者に、遅延スプレッド処理能力とフィルタの複雑度とをトレードオフすることを可能にすると結論付けられる。例えば所与の補間により、より大きな遅延スプレッドを処理することを選択することができよう。あるいは本明細書において記述する前置回転を所与の遅延スプレッド処理能力に必要な補間フィルタの複雑度を低減する手段として使用することができよう。

例えば図１１および図１２に示すＩＱダイアグラムを考察する。図１１は周波数領域における補間が線形補間に基づき、Ｔ_ｍ＝１００μｓであり、理想的なサンプル点を仮定し、本発明による前置回転が相関関数（詳細は後述）の推定に基づく場合に生成したＩＱダイアグラムである。比較のために、図１２は周波数領域における補間が３次元補間に基づき、Ｔ_ｍ＝１００μｓであり、理想的なサンプル点を仮定し、前置回転を行わなかった場合に生成したＩＱダイアグラムである。これら２つの図の比較から、前置回転と共に複雑度の小さい（線形補間フィルタなどの）フィルタが、前置回転のないより複雑な（３次元補間フィルタなどの）フィルタと同等にまたはより良好にさえ動作できることを知ることができる。回転を実行する計算の複雑度は、より計算の集中するフィルタを使用しなければならないことに起因して増加する複雑度より遥かに小さいので、前置回転はチャネル推定の総合的複雑度を低減する有効な手段である。

これまで、実際の実施形態では勿論当てはまらない、チャネルの相関関数が完全に既知であることを仮定した。相関関数を推定する１つの方法は、”M. Speth, S. Fechtel, G. Flock, and H.Meyr, "Optimum receiver design for OFDM-based broadband transmission - Part II : A case study," IEEE Trans. Commun., vol 49, pp. 571-578, Apr. 2001”に記載されるように、逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を使用することである。この考え方を使用して、チャネルのインパルス応答の長さを推定し、遅延プロファイルが一様であると仮定し、次いでこれに基づいて適する前置回転を計算すると、図１１に示す結果を得た。図１１を図１０と比較して分かるように、最適な前置回転により得るＩＱダイアグラム（図１０）と推定された前置回転に基づくもの（図１１）との間に実質上相違はない。

別の態様では、遅延スプレッドの長さは典型的に実際の（遅延プロファイルの形にも依存する）相関関数より推定が容易であるので、適する前置回転量を決定する方法を図１３に示す例示的実施形態のフローチャートを参照して次に記述することにする。まず、チャネル遅延スプレッドを推定する（ブロック１３０１）。例えばこれは最大遅延スプレッドでありうる。あるいはチャネル遅延スプレッドの平均平方根（ｒｍｓ）でありうる。

チャネル遅延スプレッドを決定する既知の方法は幾つか存在する。チャネル最大遅延スプレッドを推定する１つの方法はSpethらの論文を参照して以上に記述したようにＩＦＦＴを使用することである。あるいは本出願と同日出願のLeif Wilhelmssonらによる”Initial Parameter Estimation in OFDM Systems”というタイトルの米国特許出願番号＿号（代理人整理番号0110-016）に記載されるように最大遅延スプレッドをＦＦＴの前に推定することができる。

推定された遅延スプレッドを使用して、次いで以前に記述した手法で前置回転量を決定する（ブロック１３０３）。そして、信号（複数のキャリアを含む）を決定した前置回転量に基づいて前置回転させる（１３０５）。

前置回転が理想的であれば、その場合２キャリア間の期待回転はゼロであろうことに基づいて反復手法を次いで採用する。例示的実施形態では、これはパイロットを使用することにより達成される。２以上の前置回転パイロット信号を相互に比較する（ブロック１３０７）。相互がどの程度近さかに基づいて（例えば、比較するキャリア間の回転のゼロへの近さを比較することにより）、前置回転がさらに必要かを次いで決定する（決定ブロック１３０９）。さらに前置回転が必要であれば（決定ブロック１３０９からの”はい”の経路）、その場合新しい前置回転をキャリア間の回転に基づいて計算し（ブロック１３１１）、処理はブロック１３０５に戻り、ブロック１３０５で前置回転を含むループを再び実行するであろう。最後の前置回転を実行した後、既知パイロットの平均回転に基づいて、ブロック１３０７および１３０９を実行することができる。

２以上の前置回転パイロット信号の比較が、さらに前置回転を必要でないことを示す場合（決定ブロック１３０９からの”いいえ”の経路）、処理は終了する。

この反復手法は不十分なサンプリング時間の推定を行った場合にも動作するであろうが、この場合正しい前置回転によりこれを補正することを保証するであろう。この反復手法の性能品質の見通しは図１４、図１５、および図１６の例示的ＩＱダイアグラムを比較することにより得ることができる。図１４は、周波数領域における補間が３次元補間に基づき、最大遅延スプレッドＴ_ｍ＝１００μｓであり、理想的サンプル点を仮定し、最適前置回転を行う場合に生成した例示的信号を示すＩＱダイアグラムである。図１５は、周波数領域における補間が３次元補間に基づき、最大遅延スプレッドＴ_ｍ＝１００μｓであり、理想的サンプル点を仮定し、誤った推定前置回転を行う場合に生成した例示的信号を示すＩＱダイアグラムである。図１５のＩＱダイアグラムは、実際に推定したＴ_ｍの値を使用して意図的に前置回転させないことにより生成した。図１６は、周波数領域における補間が３次元補間に基づき、最大遅延スプレッドＴ_ｍ＝１００μｓであり、理想的サンプル点を仮定し、異なるキャリア間の回転を最少にするためにパイロット信号を使用し、前置回転を更新すべき方法を推定して、図１５の前置回転結果を反復して更新する場合に生成した例示的信号を示すＩＱダイアグラムである。

図１６に示す例では、パイロット信号を使用して、元の前置回転を調整する必要があるかを決定する処理は、最初の前置回転を行った後（この結果を図１５に示す）の既知パイロットの平均回転に基づいた。パイロットを、ｋ＝０、３、６、．．．、６８１６である、キャリアｋに設定することを想定する。その場合キャリア間の平均回転は原則的にキャリア０とキャリア６８１６との間の回転を考慮することにより得ることができる。一方位相値は−πとπとの間であり、この回転はかなり大きいことがありうるので、この追加前置回転量を任意の２つの隣接パイロット間の全ての位相差を（初期前置回転後に）考慮し、次いでこれらの差を合計することにより推定した。

前置回転を含む代替実施形態では、ＦＦＴ前のサンプリング誤りをＦＦＴ後の正しい回転により補正することができるのと類似する方法で、入力サンプルを正しくシフトすることにより前置回転をＦＦＴの前に行うことができる。

さらに他の代替実施形態では、チャネルのインパルス応答の様子を実際に推定することなく前置回転を使用することが可能である。例えば、チャネルのインパルス応答長がＧＩ長に等しいことを最初に仮定し、対応する前置回転量を使用することができよう。Ｔ_ｍが小さい場合、これには負の影響があるであろうが、所与のフィルタにより扱うことができるＴ_ｍの最大値を増加させるであろう。その場合反復様式において、適用した前置回転を更新することができよう。

さらに他の代替実施形態ではチャネルの遅延スプレッドが所定値を超えるかに基づいて、前置回転を選択的に適用することができる。

本発明を個々の実施形態を参照して記述した。一方、上述したこれらの実施形態の他の特定の形式で本発明を実施することが可能であることは当業者には明らかであろう。記述した実施形態は単に説明するものであり、決して限定するものと考えるべきではない。本発明の範囲は以上の記述よりむしろ添付する特許請求の範囲により与えられ、特許請求の範囲には全ての変更および等価のものが包含される。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるガードインターバルにより分離されたシンボルの概略的説明図である。 例示的ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。 本発明によるＯＦＤＭ受信機の例示的実施形態のブロック図である。 本発明によるＯＦＤＭ受信機の例示的代替実施形態のブロック図である。 ＤＶＢ−Ｔ規格による信号のフレーム構成を示すタイミング図である。 サンプル点が理想的（ε＝０）であり、周波数補間が線形補間に基づき、チャネルが静的で、一様な遅延プロファイルおよびＴ_ｍ＝２０μｓの最大遅延スプレッドを有し、前置回転を実行しなかった場合のＩＱダイアグラムである。 サンプル点が理想的（ε＝０）であり、周波数補間が線形補間に基づき、チャネルが静的で、一様な遅延プロファイルおよびＴ_ｍ＝２０μｓの最大遅延スプレッドを有し、理想的前置回転（チャネルの既知相関関数に基づく前置回転）を実行した場合のＩＱダイアグラムである。 サンプル点が理想的（ε＝０）であり、周波数補間が線形補間に基づき、チャネルが静的で、一様な遅延プロファイルおよびＴ_ｍ＝５０μｓの最大遅延スプレッドを有し、前置回転を実行しなかった場合のＩＱダイアグラムである。 サンプル点が理想的（ε＝０）であり、周波数補間が線形補間に基づき、チャネルが静的で、一様な遅延プロファイルおよびＴ_ｍ＝５０μｓの最大遅延スプレッドを有し、理想的前置回転（チャネルの既知相関関数に基づく前置回転）を実行した場合のＩＱダイアグラムである。 サンプル点が理想的（ε＝０）であり、周波数補間が線形補間に基づき、チャネルが静的で、一様な遅延プロファイルおよびＴ_ｍ＝１００μｓの最大遅延スプレッドを有し、前置回転を実行しなかった場合のＩＱダイアグラムである。 サンプル点が理想的（ε＝０）であり、周波数補間が線形補間に基づき、チャネルが一様な遅延プロファイルおよびＴ_ｍ＝１００μｓの最大遅延スプレッドを有し、理想的前置回転（チャネルの既知相関関数に基づく前置回転）を実行した場合のＩＱダイアグラムである。 周波数領域における補間が線形補間に基づき、Ｔ_ｍ＝１００μｓであり、理想的サンプル点を仮定し、本発明による前置回転が相関関数の推定に基づく場合に生成されるＩＱダイアグラムである。 周波数領域における補間が３次元補間に基づき、Ｔ_ｍ＝１００μｓであり、理想的サンプル点を仮定し、前置回転を実行しなかった場合に生成されるＩＱダイアグラムである。 本発明の態様により適する前置回転量を決定するために反復を行う例示的実施形態のフローチャートである。 周波数領域における補間が３次元補間に基づき、最大遅延スプレッドＴ_ｍ＝１００μｓであり、理想的サンプル点を仮定し、最適前置回転を実行した場合に生成される例示的信号を示すＩＱダイアグラムである。 周波数領域における補間が３次元補間に基づき、最大遅延スプレッドＴ_ｍ＝１００μｓであり、理想的サンプル点を仮定し、誤った推定前置回転を実行した場合に生成される例示的信号を示すＩＱダイアグラムである。 周波数領域における補間が３次元補間に基づき、最大遅延スプレッドＴ_ｍ＝１００μｓであり、理想的サンプル点を仮定し、異なるキャリア間の回転を最少にするためにパイロット信号を使用し、前置回転を更新すべき方法を推定して、以前に生成した前置回転の結果を繰り返し更新する場合に生成される例示的信号を示すＩＱダイアグラムである。

Claims (54)

1. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおける２以上の異なるキャリアを含む受信信号からチャネル応答を推定する方法であって、
   キャリアの各々について、少なくとも一部が、隣接する２つのキャリアの周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および、前記受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置、の関数である回転量を決定するステップと、
   高速フーリエ変換による処理を含む処理により前記受信信号を処理し処理信号を生成するステップと
   チャネル推定プロセスの一部である周波数補間の実行に先立って、前記処理信号の複数のキャリア成分を各々が対応する回転量だけ回転するステップと、
   回転処理された信号の少なくとも一部に対して、チャネル推定プロセスを実行しチャネル応答を推定するステップと、
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記回転量は、
   

   

   に従って決定され、ここで、ｋは前記受信信号に含まれるキャリアの位置を識別するインデックス、Δｆは隣接する２つのキャリアの周波数間隔、Ｔ_ｄｓはチャネルの遅延スプレッド、ｃ_ｄｓは定数、であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの最大遅延スプレッドＴ_ｍを示し、ｃ_ｄｓは１／２に等しいことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドＴ_ｒｍｓを示し、ｃ_ｄｓは１に等しいことを特徴とする請求項２に記載の方法。
5. 前記回転量は、
   

   

   に従って決定され、ここで、εはＦＦＴ窓の位置の早すぎる量、Ｎは前記受信信号に変調された１シンボルの情報搬送部分の継続時間に対応するサンプル数、ｋは前記受信信号に含まれるキャリアの位置を識別するインデックス、Δｆは隣接する２つのキャリアの周波数間隔、Ｔ_ｄｓはチャネルの遅延スプレッド、ｃ_ｄｓは定数、であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの最大遅延スプレッドＴ_ｍを示し、ｃ_ｄｓは１／２に等しいことを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドＴ_ｒｍｓを示し、ｃ_ｄｓは１に等しいことを特徴とする請求項５に記載の方法。
8. 前記回転量は、前記チャネルの相関関数に基づいて決定されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. 前記チャネルの遅延スプレッドは、前記チャネルの最大遅延スプレッドであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 前記チャネルの遅延スプレッドは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
11. 前記受信信号は、シンボルが後続するガードインターバルを含み、
    前記方法は、前記ガードインターバルの継続時間を前記チャネルの遅延スプレッドの初期推定値として使用するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
12. 前記処理信号の複数のキャリア成分を回転する前記ステップは、前記チャネルの遅延スプレッドと所定の値との比較が所定の関係を満たす場合にのみ実行されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
13. 回転量を決定する前記ステップおよび処理信号の複数のキャリア成分を各々が対応する回転量だけ回転する前記ステップは、
    キャリアの各々について、少なくとも一部が、隣接する２つのキャリアの周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および、前記受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置、の関数である初期回転量を生成するステップと、
    前記処理信号の複数のキャリア成分を各々が対応する回転量だけ回転するステップと、
    他のキャリア周波数と相互に異なる複数の回転された信号の比較に基づいて前記初期回転量を反復的に調整し、反復終了条件を満たすまで前回回転処理された信号を調整された回転量だけ再度回転するステップと、
    を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
14. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおける２以上の異なるキャリアを含む受信信号からチャネル応答を推定する方法であって、
    キャリアの各々について、少なくとも一部が、隣接する２つのキャリアの周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および、前記受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置、の関数である回転量を決定するステップと、
    高速フーリエ変換による前記受信信号の処理に先立って、前記受信信号のサンプルを前記回転量に基づく量だけシフトするステップと、
    高速フーリエ変換によりシフトされた信号を処理し、前記回転量に基づいて回転された回転処理された信号を生成するステップと、
    前記回転処理された信号に基づいて、チャネル応答を推定するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
15. 前記回転量は、
    

    

    に従って決定され、ここで、ｋは前記受信信号に含まれるキャリアの位置を識別するインデックス、Δｆは隣接する２つのキャリアの周波数間隔、Ｔ_ｄｓはチャネルの遅延スプレッド、ｃ_ｄｓは定数、であることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
16. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの最大遅延スプレッドＴ_ｍを示し、ｃ_ｄｓは１／２に等しいことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
17. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドＴ_ｒｍｓを示し、ｃ_ｄｓは１に等しいことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
18. 前記回転量は、
    

    

    に従って決定され、ここで、εはＦＦＴ窓の位置の早すぎる量、Ｎは前記受信信号に変調された１シンボルの情報搬送部分の継続時間に対応するサンプル数、ｋは前記受信信号に含まれるキャリアの位置を識別するインデックス、Δｆは隣接する２つのキャリアの周波数間隔、Ｔ_ｄｓはチャネルの遅延スプレッド、ｃ_ｄｓは定数、であることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
19. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの最大遅延スプレッドＴ_ｍを示し、ｃ_ｄｓは１／２に等しいことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
20. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドＴ_ｒｍｓを示し、ｃ_ｄｓは１に等しいことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
21. 前記回転量は、前記チャネルの相関関数に基づいて決定されることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
22. 前記チャネルの遅延スプレッドは、前記チャネルの最大遅延スプレッドであることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
23. 前記チャネルの遅延スプレッドは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドであることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
24. 前記受信信号は、シンボルが後続するガードインターバルを含み、
    前記方法は、前記ガードインターバルの継続時間を前記チャネルの遅延スプレッドの初期推定値として使用するステップを含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
25. 前記受信信号のサンプルを前記回転量に基づく量だけシフトするステップは、前記チャネルの遅延スプレッドと所定の値との比較が所定の関係を満たす場合にのみ実行されることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
26. 回転量を決定する前記ステップ、前記受信信号のサンプルを前記回転量に基づく量だけシフトする前記ステップ、および、高速フーリエ変換によりシフトされた信号を処理するステップは、
    キャリアの各々について、少なくとも一部が、隣接する２つのキャリアの周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および、前記受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置、の関数である初期回転量を生成するステップと、
    前記受信信号のサンプルを前記回転量に基づく初期量だけシフトするステップと、
    高速フーリエ変換によりシフトされた信号を処理し、前記初期回転量だけ回転された初期回転処理された信号を生成するステップと、
    他のキャリア周波数と相互に異なる複数の回転された信号の比較に基づいて前記初期回転量を反復的に調整し、反復終了条件を満たすまで、前記受信信号のサンプルを調整された回転量に基づく量だけ再度シフトし、シフトされた信号を高速フーリエ変換により処理するステップと、
    を含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
27. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおける２以上の異なるキャリアを含む受信信号からチャネル応答を推定する装置であって、
    キャリアの各々について、少なくとも一部が、隣接する２つのキャリアの周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および、前記受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置、の関数である回転量を決定するロジックと、
    高速フーリエ変換による処理を含む処理により前記受信信号を処理し処理信号を生成するロジックと
    チャネル推定プロセスの一部である周波数補間の実行に先立って、前記処理信号の複数のキャリア成分を各々が対応する回転量だけ回転するロジックと、
    回転処理された信号の少なくとも一部に対して、チャネル推定プロセスを実行しチャネル応答を推定するロジックと、
    を含むことを特徴とする装置。
28. 前記回転量は、
    

    

    に従って決定され、ここで、ｋは前記受信信号に含まれるキャリアの位置を識別するインデックス、Δｆは隣接する２つのキャリアの周波数間隔、Ｔ_ｄｓはチャネルの遅延スプレッド、ｃ_ｄｓは定数、であることを特徴とする請求項２７に記載の装置。
29. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの最大遅延スプレッドＴ_ｍを示し、ｃ_ｄｓは１／２に等しいことを特徴とする請求項２８に記載の装置。
30. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドＴ_ｒｍｓを示し、ｃ_ｄｓは１に等しいことを特徴とする請求項２８に記載の装置。
31. 前記回転量は、
    

    

    に従って決定され、ここで、εはＦＦＴ窓の位置の早すぎる量、Ｎは前記受信信号に変調された１シンボルの情報搬送部分の継続時間に対応するサンプル数、ｋは前記受信信号に含まれるキャリアの位置を識別するインデックス、Δｆは隣接する２つのキャリアの周波数間隔、Ｔ_ｄｓはチャネルの遅延スプレッド、ｃ_ｄｓは定数、であることを特徴とする請求項２７に記載の装置。
32. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの最大遅延スプレッドＴ_ｍを示し、ｃ_ｄｓは１／２に等しいことを特徴とする請求項３１に記載の装置。
33. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドＴ_ｒｍｓを示し、ｃ_ｄｓは１に等しいことを特徴とする請求項３１に記載の装置。
34. 前記回転量は、前記チャネルの相関関数に基づいて決定されることを特徴とする請求項２７に記載の装置。
35. 前記チャネルの遅延スプレッドは、前記チャネルの最大遅延スプレッドであることを特徴とする請求項２７に記載の装置。
36. 前記チャネルの遅延スプレッドは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドであることを特徴とする請求項２７に記載の装置。
37. 前記受信信号は、シンボルが後続するガードインターバルを含み、
    前記装置は、前記ガードインターバルの継続時間を前記チャネルの遅延スプレッドの初期推定値として使用するロジックを含むことを特徴とする請求項２７に記載の装置。
38. 前記処理信号の複数のキャリア成分を回転する前記ロジックは、前記チャネルの遅延スプレッドと所定の値との比較が所定の関係を満たす場合にのみ実行されることを特徴とする請求項２７に記載の装置。
39. 回転量を決定する前記ロジックおよび処理信号の複数のキャリア成分を各々が対応する回転量だけ回転する前記ロジックは、
    キャリアの各々について、少なくとも一部が、隣接する２つのキャリアの周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および、前記受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置、の関数である初期回転量を生成するロジックと、
    前記処理信号の複数のキャリア成分を各々が対応する回転量だけ回転するロジックと、
    他のキャリア周波数と相互に異なる複数の回転された信号の比較に基づいて前記初期回転量を反復的に調整し、反復終了条件を満たすまで前回回転処理された信号を調整された回転量だけ再度回転するロジックと、
    を含むことを特徴とする請求項２７に記載の装置。
40. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおける２以上の異なるキャリアを含む受信信号からチャネル応答を推定する装置であって、
    キャリアの各々について、少なくとも一部が、隣接する２つのキャリアの周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および、前記受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置、の関数である回転量を決定するロジックと、
    高速フーリエ変換による前記受信信号の処理に先立って、前記受信信号のサンプルを前記回転量に基づく量だけシフトするロジックと、
    高速フーリエ変換によりシフトされた信号を処理し、前記回転量に基づいて回転された回転処理された信号を生成するロジックと、
    前記回転処理された信号に基づいて、チャネル応答を推定するロジックと、
    を含むことを特徴とする装置。
41. 前記回転量は、
    

    

    に従って決定され、ここで、ｋは前記受信信号に含まれるキャリアの位置を識別するインデックス、Δｆは隣接する２つのキャリアの周波数間隔、Ｔ_ｄｓはチャネルの遅延スプレッド、ｃ_ｄｓは定数、であることを特徴とする請求項４０に記載の装置。
42. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの最大遅延スプレッドＴ_ｍを示し、ｃ_ｄｓは１／２に等しいことを特徴とする請求項４１に記載の装置。
43. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドＴ_ｒｍｓを示し、ｃ_ｄｓは１に等しいことを特徴とする請求項４１に記載の装置。
44. 前記回転量は、
    

    

    に従って決定され、ここで、εはＦＦＴ窓の位置の早すぎる量、Ｎは前記受信信号に変調された１シンボルの情報搬送部分の継続時間に対応するサンプル数、ｋは前記受信信号に含まれるキャリアの位置を識別するインデックス、Δｆは隣接する２つのキャリアの周波数間隔、Ｔ_ｄｓはチャネルの遅延スプレッド、ｃ_ｄｓは定数、であることを特徴とする請求項４０に記載の装置。
45. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの最大遅延スプレッドＴ_ｍを示し、ｃ_ｄｓは１／２に等しいことを特徴とする請求項４４に記載の装置。
46. Ｔ_ｄｓは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドＴ_ｒｍｓを示し、ｃ_ｄｓは１に等しいことを特徴とする請求項４４に記載の装置。
47. 前記回転量は、前記チャネルの相関関数に基づいて決定されることを特徴とする請求項４０に記載の装置。
48. 前記チャネルの遅延スプレッドは、前記チャネルの最大遅延スプレッドであることを特徴とする請求項４０に記載の装置。
49. 前記チャネルの遅延スプレッドは、前記チャネルの平方二乗平均遅延スプレッドであることを特徴とする請求項４０に記載の装置。
50. 前記受信信号は、シンボルが後続するガードインターバルを含み、
    前記装置は、前記ガードインターバルの継続時間を前記チャネルの遅延スプレッドの初期推定値として使用するロジックを含むことを特徴とする請求項４０に記載の装置。
51. 前記受信信号のサンプルを前記回転量に基づく量だけシフトするロジックは、前記チャネルの遅延スプレッドと所定の値との比較が所定の関係を満たす場合にのみ実行されることを特徴とする請求項４０に記載の装置。
52. 回転量を決定する前記ロジック、前記受信信号のサンプルを前記回転量に基づく量だけシフトする前記ロジック、および、高速フーリエ変換によりシフトされた信号を処理するロジックは、
    キャリアの各々について、少なくとも一部が、隣接する２つのキャリアの周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および、前記受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置、の関数である初期回転量を生成するロジックと、
    前記受信信号のサンプルを前記回転量に基づく初期量だけシフトするロジックと、
    高速フーリエ変換によりシフトされた信号を処理し、前記初期回転量だけ回転された初期回転処理された信号を生成するロジックと、
    他のキャリア周波数と相互に異なる複数の回転された信号の比較に基づいて前記初期回転量を反復的に調整し、反復終了条件を満たすまで、前記受信信号のサンプルを調整された回転量に基づく量だけ再度シフトし、シフトされた信号を高速フーリエ変換により処理するロジックと、
    を含むことを特徴とする請求項４０に記載の装置。
53. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおける２以上の異なるキャリアを含む受信信号からチャネル応答を推定するプログラム命令セットが記録されたコンピュータ可読の記録媒体であって、該プログラム命令セットは、プロセッサと関連するロジックに、
    キャリアの各々について、少なくとも一部が、隣接する２つのキャリアの周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および、前記受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置、の関数である回転量を決定するステップと、
    高速フーリエ変換による処理を含む処理により前記受信信号を処理し処理信号を生成するステップと
    チャネル推定プロセスの一部である周波数補間の実行に先立って、前記処理信号の複数のキャリア成分を各々が対応する回転量だけ回転するステップと、
    回転処理された信号の少なくとも一部に対して、チャネル推定プロセスを実行しチャネル応答を推定するステップと、
    を実行させることを特徴とする記録媒体。
54. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおける２以上の異なるキャリアを含む受信信号からチャネル応答を推定するプログラム命令セットが記録されたコンピュータ可読の記録媒体であって、該プログラム命令セットは、プロセッサと関連するロジックに、
    キャリアの各々について、少なくとも一部が、隣接する２つのキャリアの周波数間隔、チャネルの遅延スプレッド、および、前記受信信号内の他のキャリアに対するキャリアの位置、の関数である回転量を決定するステップと、
    高速フーリエ変換による前記受信信号の処理に先立って、前記受信信号のサンプルを前記回転量に基づく量だけシフトするステップと、
    高速フーリエ変換によりシフトされた信号を処理し、前記回転量に基づいて回転された回転処理された信号を生成するステップと、
    前記回転処理された信号に基づいて、チャネル応答を推定するステップと、
    を実行させることを特徴とする記録媒体。

Images