KR20080003349A

KR20080003349A - Ｏｆｄｍ 시스템에서의 감소된 복잡성 채널 추정

Info

Publication number: KR20080003349A
Application number: KR1020077023920A
Authority: KR
Inventors: 짐 스벤손; 레이프 윌헬름손
Original assignee: 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍)
Priority date: 2005-04-21
Filing date: 2006-04-07
Publication date: 2008-01-07
Also published as: KR20080003438A; DE602006009496D1; JP4856171B2; EP1875694B1; WO2006111275A3; ATE444634T1; EP1875696A1; EP1875697A2; JP4917595B2; EP1875697B1; ES2334383T3; WO2006111277A1; JP2008537417A; ES2308738T3; HK1123139A1; EP1875694A1; WO2006111276A1; JP2008537415A; KR101256696B1; WO2006111275A2

Abstract

채널 응답 추정은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템에서 2 이상의 상이한 파일럿 반송파를 포함하는 수신된 신호로부터 생성된다. 이것은, 각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및,수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 회전량을 결정하는 것을 포함한다. 수신된 신호는 고속 푸리에 변환에 의해 처리되어, 처리된 신호를 생성한다. 채널 추정 프로세스의 부분으로서 주파수 보간을 실행하기 전에, 처리된 신호는 회전량만큼 회전된다. 채널 응답은 적어도 부분적으로 회전되는 처리된 신호 상에서 채널 추정 프로세스를 실행함으로써 추정된다.

채널 응답 추정, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템, 파일럿 반송파, 주파수 분리, 지연 확산

Description

ＯＦＤＭ 시스템에서의 감소된 복잡성 채널 추정{REDUCED COMPLEXITY CHANNEL ESTIMATION IN OFDM SYSTEMS}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)가 이용되는 디지털 통신에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 OFDM 통신 시스템에서의 채널 추정에 관한 것이다.

OFDM은 디지털 정보를 송신하는데 점점 더 일반적인 방법이다. 현재, 예컨대, Digital Audio Broadcasting(DAB), DVB-Terrestrial (DVB-T)와 같은 Digital Video Broadcasting(DVB) 및, IEEE 802.11a 및 IEEE 802.11g와 같은 어떤 Wireless Local Area Network (WLAN) 표준에 이용된다. OFDM를 이용하는 이유 중 하나는, 수신기측에서 적당한 복잡성을 이용하여 상당한 시간 분산 채널을 통한 통신을 고려한다는 것이다.

OFDM 시스템에서, 많은 부반송파 (이하, 간략히 "반송파"라 한다)는 제각기 그 자신의 데이터로 독립적으로 변조된다. 이 변조는, Quadrature Amplitude Modulation (QAM) 또는 n-ary Phase Shift Keying (n-PSK)과 같은 많은 공지된 기술에 따를 수 있다. OFDM 시스템에서의 기저대 신호는 이때 이들 변조된 부반송파의 합이다. 이때, 기저대 신호는 주 무선 주파수(RF) 신호를 변조하는데 이용된다. 이와 같은 신호를 복조하는 중요한 양태(이에 의해 하위(underlying) 기저대 신호 를 검색함)는 Fast Fourier Transform (FFT)에 의해 그것을 처리하는 것을 포함한다.

채널이 상당히 시간 분산되든 분산되지 않든 간에 시스템에 의해 이용되는 심볼율에 의존한다. 경험칙(rule-of-thumb)으로서, 채널은, 채널의 평균 제곱근(root mean square)(rms) 지연 확산이 심볼 지속 기간의 10 % 미만일 경우에 비분산으로서 고려될 수 있다. 따라서, OFDM의 이점은, 지원된 데이터율이 증대될 시에 더욱더 나타나며, 이는 정확히 대부분의 최신 시스템의 경우이다.

OFDM에 기초로 하는 시스템에 대한 상당한 지연 확산을 처리하는 방법은 경계(guard) 구간(GI)을 이용하는 것이다. GI(또한, 문헌에서 "순환 프리픽스(cyclic prefix)", 또는 "CP"로서 지칭됨)는 간단히, 실제 심볼 전에 송신되는 OFDM 심볼의 최종 부분의 카피이다. 이것은 많은 심볼을 도시한 도 1에 개략적으로 도시된다. 심볼(101)의 예시적인 하나는 이전의 경계 구간(105)(도면에서 좌측으로부터 우측으로의 시간 흐름)으로서 송신되는 마지막 부분(103)을 포함한다. 다른 경계 구간은 마찬가지로 이들의 바로 연속 심볼의 종단 부분으로부터 형성된다.

OFDM에 기초로 하는 시스템에 대해, 심볼간 간섭(ISI)으로서 공지된 시간 분산 채널의 효과는, GI의 길이, T_G가 적어도 채널의 임펄스 응답의 지속 기간만큼 길 경우에, 회피될 수 있는 것으로 공지되어 있다. 이하, 용어 T_m은, 여기서, 예컨대, 평균 제곱근(rms) 지연 확산값에 반대되는 최대 지연 확산을 나타내는데 이용된다. 상당한 지연 확산을 처리하는 OFDM 시스템의 능력 때문에, 브로드캐스팅에 이용되 는 소위 Single Frequency Networks (SFN)에 매우 적절하다. (단일 주파수 네트워크에서, 지리적으로 일정한 간격을 이룬 송신기는 동일한 주파수로 동작한다. 간섭을 감소시키기 위해, 이들은 서로 시간적으로 동기화된다.)

OFDM 심볼의 정보 반송 부분이 t = 0에서 개시하고, 경계 구간의 길이가 T_G라고 가정한다. 이 채널이 최대 지연 확산 T_m을 가지면, FFT 윈도의 개시의 요구 조건은 다음에 의해 주어진다:

(1)

따라서, T_m ≤ T_G이면, t가 식(1)에 따라 선택될 경우에 ISI를 회피할 수 있다. 그러나, T_m ＞ T_G이면, 문제는 ISI의 효과가 최소화되도록 t를 선택할 수 있다. SFN에 이용하기 위해 설계된 시스템의 경우, 경계 구간은 통상적으로 첫번째 상황이 적절할 정도로 크다.

이제는, 상술한 바와 같이, ISI 프리(free) 수신이 T_m ≤ T_G일 때마다 가능하다. 그러나, 이것은 신호의 정보 반송 부분의 개시를 식별하는 것을 필요로 한다. 이런 이유로, OFDM 수신기는 수신된 신호의 타이밍 및 주파수를 추정하는 장치를 포함한다.

성능을 더욱 개선하기 위해, OFDM 수신기는 통상적으로 잡(job)이 채널 응답을 동적으로 결정할 수 있는 채널 추정기를 포함한다. 이 정보는 이때 수신기가 채널의 시간 분산 효과를 보상하는 식으로 수신된 신호를 처리하도록 하는데 이용된 다.

OFDM 수신기에서의 채널 응답을 결정하는 통상의 방식은 파일럿 신호를 전송할 시에 이용하기 위한 반송파 중 어떤 반송파를 전용하는 것이다. 파일럿 신호는, 채널 추정기가 실제 수신된 신호를 예상 신호(즉, 수신기가 이상적 채널 조건하에 수신기에 예상하는 신호)와 비교함으로써 특정 시간 순간에 반송파 주파수 상의 채널 응답을 결정하도록 하는 공지된 정보를 포함한다. 파일럿 신호를 전송하는 반송파는, 파일럿 반송파 간에 있는 반송파의 채널 응답이 파일럿 반송파에 결정된 채널 응답을 보간함으로써 정확히 추정되도록 하는 량만큼 주파수에서 떨어져 간격을 이룬다.

도 2는 예시적인 OFDM 수신기의 블록도이다. 무선 주파수 신호의 기저대를 수신하여 하향 변환함으로써 생성된 아날로그 신호 r(t)는 아날로그-디지털(A/D) 변환기(201)에 공급된다. 무선 주파수로부터의 하향 변환은 수개의 단계에서 선택적으로 실행됨으로써, A/D 변환기(201)의 입력에서의 신호가 중간 주파수(IF)에 있으며, 여기서, IF에서 기저대로의 하향 변환은, 이제 기술되는 다른 처리 전에 A/D 변환기 직후에 행해진다.

그 후, 디지털 신호 r(k)는, 수신 신호의 타이밍 및 주파수 오프셋의 대충(coarse) 추정을 생성하는 대충 타이밍 및 주파수 추정 유닛(203)에 공급된다. (주파수 오프셋은 송신된 신호의 주파수와 수신된 신호의 주파수간의 차이다.) 이 정보는 주파수 정정 유닛(205) 뿐만 아니라 GI 제거 유닛(207)에도 공급된다. GI 제거 유닛(207)은 또한 주파수 정정 유닛(205)의 출력을 수신한다. 이용 가능한 최 상의 타이밍 및 주파수 정보에 기초로 하여, GI 제거 유닛(207)은 GI를 제거하여, 수신된 신호의 정보 부분을 FFT 유닛(209)에 공급하며, 이 유닛(209)의 출력은 나머지 수신기에 공급되고, FFT 출력 신호로부터 더욱 정확한 타이밍 및 주파수 정보를 생성시킬 수 있는 미세(refined) 타이밍 및 주파수 추정 유닛(211)을 포함한다. 더욱 정확한 주파수 정보는 수신기의 성능을 개선하도록 주파수 정정 유닛(205)으로 피드백된다. 더욱 정확한 타이밍 정보는 유사하게 수신기의 성능을 개선하도록 GI 제거 유닛(207)으로 피드백된다.

FFT 유닛(209)의 출력은 또한, 상술한 바와 같이, 채널 응답의 완전한 추정을 생성하는 채널 추정기(213)에 공급된다.

식(1)을 충족하는 어떤 값 t가 심볼간 간섭(ISI)을 확실히 회피시킬지라도, t의 선택은 수신기의 성능에 영향을 줄 수 있다. 특히, FFT 윈도의 개시가 ε 샘플에서 너무 일찍 이루어지면(ε≥0), FFT의 출력에서의 제 k 반송파 상의 효과, 는 다음과 같을 것이다:

(2)

여기서, X(k)는 ε=0일 경우에 무슨 FFT 출력이고, N은 하나의 심볼의 정보 반송 부분의 지속 기간에 대응하는 샘플의 수이며, k는 반송파의 위치를 나타내는 인덱스이다.

따라서, 상이한 반송파는, 인덱스 k로 나타낸 바와 같이, 그들의 위치에 따라 상이하게 회전될 것이다. 결과적으로, 주파수 도메인에서 보간이 행해지면(즉, 파일럿을 포함하는 반송파를 이용하여 데이터를 포함하는 반송파에 대한 채널 응답이 추정되면), 보간을 실행하는 것이 불필요하게 곤란해진다. 결과적으로, 동일한 성능이 FFT 윈도가 ε 샘플에 너무 일찍 위치될 시에도 획득될지라도, 그것은 보통 더욱 복잡한 채널 추정 절차를 필요로 하게 된다.

FFT 윈도의 ε 샘플에 너무 일찍 위치하는 효과가 알려지므로, 그것은 채널 추정을 실행하기 전에

와 곱함으로써 간단히 보상될 수 있다. 이것은 공지되어 있으며, 예컨대, A. Palin and J. Rinne, "Enhanced symbol synchronization method for OFDM system in SFN 채널," Globecom'98, Sydney, pp. 2788-2793에 기술되어 있다. 따라서, 채널 추정을 행하기 전에 신호를 적절히 회전함으로써 FFT 윈도의 비최적의 배치를 보상하는 것으로 알려져 있다. 그러나, ε가 공지되면, 또한 최적 위치 내로 FFT 윈도를 이동할 수 있으며, 이에 의해 FFT 후에 보상이 행해진 경우에 요구되는 엑스트라 계산을 회피할 수 있다.

FFT 윈도에 대한 최적 선택 위치를 이용하면, 주파수 내의 보간을 위한 요구된 복잡성이 채널의 지연 확산에 의존한다. 따라서, 채널의 지연 확산이 추정되면, 이런 지식은 (Wiener) 필터를 설계할 수 있을 뿐만 아니라, 필터가 얼마나 복잡해지는가를 결정하는데 이용될 수 있다. 이것은, Leif Wilhelmsson 등에 의해 명칭이 "Channel Estimation by Adaptive Interpolation"인 미국 특허 출원 제10/920,928호에 상세히 기술되어 있다. US 10/920,928에서 행해진 결론은, 최적 필터를 설계하기 위해, 지연 확산 (예컨대, rms 지연 확산 또는 최대 지연 확산)만을 추정하기에는 불충분하며, 채널에 대한 (주파수 방향의) 상관 함수가 또한 요구된다.

채널 추정이 양호한 성능을 획득하기 위해 OFDM 시스템에서 가장 중요한 부분 중 하나이므로, 보간 성능이 상당한 고 품질을 가져야 하는 것이 매우 중요하다. 게다가, 채널 추정이 계산적 복잡성의 중요한 부분을 차지하므로, 또한, 이용되는 보간 필터의 복잡성을 감소시키는 것이 중요하다.

본 명세서에 이용되는 용어 "포함한다/포함하는"는 상술한 특징, 완전체, 단계 또는 구성 요소의 존재를 열거하도록 취해지지만, 하나 이상의 다른 특징, 완전체, 단계, 구성 요소 또는 이의 그룹의 존재 또는 첨가를 배제하지 않는다는 것이 강조된다.

본 발명의 한 양태에 따르면, 상기 및 다른 목적은, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템에서 2 이상의 상이한 파일럿 반송파를 포함하는 수신된 신호로부터 채널 응답 추정을 생성하는 방법 및 장치에서 달성된다. 이것은, 각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및,수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 회전량을 결정하는 것을 포함한다. 수신된 신호는 처리되어, 처리된 신호를 생성한다. 이 처리는 고속 푸리에 변환에 의한 처리를 포함한다. 채널 추정 프로세스의 부분으로서 주파수 보간을 실행하기 전에, 처리된 신호의 반송파 성분은 대응하는 회전량만큼 회전된다. 채널 응답은 적어도 부분적으로 회전되는 처리된 신호 상에서 채널 추정 프로세스를 실행함으로써 추정된다.

일부 실시예에서, 회전량은 다음에 따라 결정된다.

여기서, k는 수신된 신호 내에 포함된 반송파의 위치를 식별하는 인덱스이고, △f는 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리이며, T_ds는 채널의 지연 확산을 나타내며, c_ds는 상수이다. 채널의 지연 확산은, 예컨대, 최대 지연 확산 T_m (c_ds는 이 경우에 1/2와 동일함) 또는 평균 제곱근 지연 확산, T_rms(c_ds는 이 경우에 1과 동일함)일 수 있다.

선택적인 실시예에서, 회전량은 다음에 따라 결정된다:

여기서, ε는 FFT 윈도가 너무 일찍 배치되는 량을 나타내고, N은 수신된 신호 상으로 변조되는 하나의 심볼의 정보 반송 부분의 지속 기간에 대응하는 샘플의 수이며, k는 수신된 신호 내에 포함되는 반송파의 위치를 식별하는 인덱스이고, △f는 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리이며, T_ds는 채널의 지연 확산을 나타내며, c_ds는 상수이다. 채널의 지연 확산은, 예컨대, 최대 지연 확산 T_m (c_ds는 이 경우에 1/2와 동일함) 또는 평균 제곱근 지연 확산, T_rms(c_ds는 이 경우에 1과 동일함)일 수 있다.

다른 실시예에서, 회전량은 채널의 상관 함수에 기초로 하여 결정된다.

일부 실시예의 다른 양태에서, 수신된 신호는 경계 구간 다음의 심볼을 포함하고, 방법은 채널의 지연 확산 (예컨대, 최대 지연 확산 또는 평균 제곱근 지연 확산)의 초기 추정치로서 경계 구간의 지속 기간을 이용하는 것을 포함한다.

또 다른 대안에서는, 회전량만큼 처리된 신호를 회전하는 것은, 채널의 지연 확산과 사전 정해진 값 간의 비교가 사전 정해진 관계를 만족할 경우에만 실행될 수 있다.

또 다른 실시예에서, 회전량을 결정하여, 대응하는 회전량만큼 처리된 신호의 반송파 성분을 회전하는 것은, 각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 초기 회전량을 생성하고; 대응하는 회전량만큼 수신된 신호의 반송파 성분을 회전하며; 서로 상이한 반송파 주파수 상에서 회전된 신호의 비교에 기초로 하여 초기 회전량을 반복적으로 조정하여, 반복 종료 조건이 충족될 때까지 조정된 회전량만큼 이전에 회전된 처리된 신호를 다시 회전하는 것을 포함한다.

또 다른 실시예에서, 회전은, 고속 푸리에 변환으로 처리되기 전에 수신된 신호의 샘플을 시프트함으로써 달성된다.

본 발명의 목적 및 이점은 도면과 함께 다음의 상세한 설명을 판독함으로써 이해될 것이다.

도 1은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 경계 구간에 의해 분리되는 심볼의 개략도이다.

도 2는 예시적인 OFDM 수신기의 블록도이다.

도 3a는 본 발명에 따른 OFDM 수신기의 예시적인 실시예의 블록도이다.

도 3b는 본 발명에 따른 OFDM 수신기의 예시적인 선택적 실시예의 블록도이다.

도 4는 DVB-T 표준에 따른 신호 프레임 구조를 도시한 타이밍도이다.

도 5는, 샘플링 포인트가 이상적이고(즉, ε= 0), 주파수 보간이 선형 보간을 기초로 하며, 채널이 균일한 지연 프로파일 및 T_m = 20㎲의 최대 지연 확산과 정적이며, 사전 회전이 실행되지 않은 경우에 대한 IQ-다이어그램이다.

도 6은, 샘플링 포인트가 이상적이고(즉, ε= 0), 주파수 보간이 선형 보간을 기초로 하며, 채널이 균일한 지연 프로파일 및 T_m = 20㎲의 최대 지연 확산과 정적이며, 이상적 사전 회전(즉, 채널의 공지된 상관 함수에 기초로 한 사전 회전)이 실행된 경우에 대한 IQ-다이어그램이다.

도 7은, 샘플링 포인트가 이상적이고(즉, ε= 0), 주파수 보간이 선형 보간을 기초로 하며, 채널이 균일한 지연 프로파일 및 T_m = 50㎲의 최대 지연 확산과 정적이며, 사전 회전이 실행되지 않은 경우에 대한 IQ-다이어그램이다.

도 8은, 샘플링 포인트가 이상적이고(즉, ε= 0), 주파수 보간이 선형 보간을 기초로 하며, 채널이 균일한 지연 프로파일 및 T_m = 50㎲의 최대 지연 확산과 정적이며, 이상적 사전 회전(즉, 채널의 공지된 상관 함수에 기초로 한 사전 회전)이 실행된 경우에 대한 IQ-다이어그램이다.

도 9는, 샘플링 포인트가 이상적이고(즉, ε= 0), 주파수 보간이 선형 보간을 기초로 하며, 채널이 균일한 지연 프로파일 및 T_m = 100㎲의 최대 지연 확산과 정적이며, 사전 회전이 실행되지 않은 경우에 대한 IQ-다이어그램이다.

도 10은, 샘플링 포인트가 이상적이고(즉, ε= 0), 주파수 보간이 선형 보간을 기초로 하며, 채널이 균일한 지연 프로파일 및 T_m = 100㎲의 최대 지연 확산과 정적이며, 이상적 사전 회전(즉, 채널의 공지된 상관 함수에 기초로 한 사전 회전)이 실행된 경우에 대한 IQ-다이어그램이다.

도 11은, 주파수 도메인 내의 보간이 선형 보간에 기초로 하고, T_m = 100㎲, 이상적 샘플링 포인트가 추정되며, 본 발명에 따른 사전 회전이 상관 함수의 추정에 기초로 할 시에(이 아래에서는 더욱더) 생성된 IQ-다이어그램이다.

도 12는, 주파수 도메인 내의 보간이 입방(cubic) 보간에 기초로 하고, T_m = 100㎲, 이상적 샘플링 포인트가 추정되며, 사전 회전이 실행되지 않을 시에 생성된 IQ-다이어그램이다.

도 13은 본 발명의 양태에 따라 적절한 사전 회전량을 결정하도록 반복이 실행되는 예시적인 실시예의 흐름도이다.

도 14는, 주파수 도메인 내의 보간이 입방 보간에 기초로 하고, 최대 지연 확산 T_m = 100㎲, 이상적 샘플링 포인트가 추정되며, 최적의 사전 회전이 실행될 시에 생성된 예시적인 신호를 도시한 IQ-다이어그램이다.

도 15는, 주파수 도메인 내의 보간이 입방 보간에 기초로 하고, 최대 지연 확산 T_m = 100㎲, 이상적 샘플링 포인트가 추정되며, 잘못 추정된 사전 회전이 실행될 시에 생성된 예시적인 신호를 도시한 IQ-다이어그램이다.

도 16은, 주파수 도메인 내의 보간이 입방 보간에 기초로 하고, 최대 지연 확산 T_m = 100㎲, 이상적 샘플링 포인트가 추정되며, 사전 생성된 사전 회전 결과가, 파일럿 신호를 이용하여 반복적으로 갱신되어, 상이한 반송파 간의 회전을 최소화하기 위해 사전 회전을 얼마나 갱신해야 하는 지를 추정할 시에 생성된 예시적인 신호를 도시한 IQ-다이어그램이다.

이하, 본 발명의 여러 특징은 도면을 참조로 기술되며, 여기서, 동일한 부분은 동일한 문자로 나타낸다.

이하, 본 발명의 여러 양태는 많은 예시적인 실시예와 관련하여 더욱 상세히 기술될 것이다. 본 발명의 이해를 용이하게 하기 위해, 본 발명의 많은 양태는 컴퓨터 시스템의 소자에 의해 실행되는 동작의 시퀀스에 의해 기술된다. 각 실시예에서, 여러 동작은, 특수화 회로 (예컨대, 특수화 기능을 실행하도록 상호 접속된 이산 논리 게이트), 하나 이상의 프로세서에 의해 실행되는 프로그램 명령, 또는 양방의 조합에 의해 실행될 수 있다. 더욱이, 본 발명은 부가적으로, 프로세서가 여기에 기술된 기술을 실행하도록 하는 적절한 세트의 컴퓨터 명령을 포함하는 고상(solid-state) 메모리, 자기 디스크, 광 디스크 또는 반송파 (예컨대, 무선 주파 수, 가청 주파수 또는 광 주파수 반송파)와 같은 어떤 형식의 컴퓨터 판독 가능한 반송파 내에서 전적으로 실시되는 것으로 고려될 수 있다. 따라서, 본 발명의 여러 양태는 많은 상이한 형식으로 실행될 수 있고, 이와 같은 모든 형식은 본 발명의 범주 내에서 고려된다. 본 발명의 여러 양태의 각각에 대해, 이와 같은 어떤 형식의 실시예는 여기에서 기술된 동작을 실행하도록 "구성된 논리", 또는 선택적으로 기술된 동작을 실행하는 "논리"로서 지칭될 수 있다.

예컨대, OFDM 수신기에서 채널 추정을 위해 이용되는 보간 필터의 복잡성을 상당히 감소시키는 것을 가능하게 하는 채널 추정에 대한 개선점이 개시된다. 채널의 임펄스 응답이 어떤 지를 추정하지 않고, 본 발명의 실시예에 따라 개선이 달성될 수 있다. 그러나, 최대 이득을 획득하기 위해, 채널의 상관 함수가 공지되는 것이 바람직하다. 채널의 상관 함수를 추정하는 것이 오히려 동작을 복잡하게 하므로, 많은 선택적 접근법이 개시되며, 이 접근법의 각각은 최소의 추가적인 복잡성을 부가한다.

한 양태에서, OFDM 시스템에 이용하고, 복잡성을 감소시키는 채널 추정을 실행하는 방법 및 장치가 개시된다. 일부 실시예에서, 이것은, FFT 후에 채널의 임펄스 응답의 개시 및 지연 확산을 추정함으로써 달성된다. 이런 개시 및 지연 확산을 고려함으로써, 주파수 방향의 보간이 최저 가능 복잡성에서 행해질 수 있도록 신호는 회전될 수 있다. 회전이 FFT 전에 샘플의 재배열(reordering)로 대체되는 선택적 구성이 또한 개시된다. 본 발명의 이들 및 다른 양태는 이제 더욱 상세히 기술될 것이다.

본 발명의 여러 양태의 이해를 용이하게 하기 위해, 다음의 설명은 데이터가 지상 디지털 비디오 브로드캐스팅 (DVB-T)의 표준으로부터 취해지는 예시적인 실시예를 제공한다. ETSI EN 300 744 V.1.4.1 (2001-01), Digital Video Broadcasting (DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television 참조. 그러나, 예시적인 실시예에 제공된 특정 수는 결코 제한적이지 않다. 오히려, 당업자는, 본 발명의 여러 양태를 지상 DVB용 표준에 따르지 않는 다른 시스템에 쉽게 적용할 수 있을 것이다.

이때, OFDM 심볼 T_u의 정보 반송 부분의 지속 기간은 896㎲와 동일하고, GI의 길이가 T_u/4=224㎲인 것으로 추정될 것이다.

채널은, 랜덤 채널 탭이 동일한 (평균) 세기를 가지고, 2개의 탭 간의 거리(시간)가 T_m와 동일한 2-탭 채널로서 모델링되는 것으로 가정한다. 많은 경우에, 이것은 너무 간소화된(over-simplified) 채널 모델이지만, 그것은 단일 주파수 네트워크(SFN)가 수반될 시에 아주 실제적일 수 있는데, 그 이유는 이와 같은 네트워크에서 수신된 신호가 수신기에 대한 매우 상이한 거리로 2개의 상이한 송신기로부터 도래할 수 있기 때문이다. 게다가, 채널 모델은 개시된 사상의 설명을 간략화한다. (주파수 도메인 내에서) 이 채널에 대한 상관 함수는 이때 다음과 같이 기록될 수 있다:

(3)

여기서, △f는 상관 함수가 추정되는 2개의 반송파 간의 주파수 분리이다.

이제, 저역 통과 필터에 의해, 채널이 중간 주파수에서 어떻는지를 결정하도록 △f만큼 분리되는 파일럿을 이용하면, 그것은

가 얼라이싱(aliasing)을 회피하기 위한 필요한 조건인 것으로 나타날 수 있다. F.Classen, M. Speth, and H. Meyer, "Channel estimation units for an OFDM system suitable for mobile communication," in ITG Conference on Mobile Radio, Neu-Ulm, Germany, Sept. 1995 참조.

이제, 채널의 지연 확산의 효과가 FFT 윈도의 너무 이른 배치가 FFT 출력 신호 상에서 가질 시에 FFT의 출력에서의 신호에 유사한 효과를 나타내며, 즉, 상이한 반송파가 (인덱스 k로 나타내는) 이들의 위치에 따라 상이하게 회전되는 것으로 관측된다. 따라서, 유사한 방식으로, FFT 윈도의 너무 이른 배치를 보상하도록 행해질 수 있을 시에, 본 발명의 양태에서, 주파수 도메인에 필요로 하는 보간 필터의 복잡성은, 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리에 기초로 한 채널 추정 전에 신호, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치를 회전시킴으로써 감소될 수 있다. 물론, 실제적 실시예에서, (본 발명을 실시하는데 필수적이진 않지만) 양방의 목적: 보간 필터 복잡성의 감소 및, FFT 윈도의 너무 이른 배치의 보상을 달성하는 량만큼 신호를 회전시킬 수 있다.

특히, 채널에 대한 상관 함수가 식(3)으로 주어지고, T_m이 공지되며, FFT 윈도가 량 ε만큼 너무 일찍 배치된다고 가정한다. 그 후, 다음만큼 신호의 각 반송 파, k를 회전시키기 보다는,

(4)

이는 잘못 배치된 FFT 윈도만을 보상하며, 신호의 각 반송파, k는 다음만큼 회전되며,

(5)

이는 FFT 윈도의 너무 이른 배치만을 보상하지 않지만, 또한 보간 필터 복잡성을 감소시킨다. 일반적으로, 보간 필터 복잡성의 감소는, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리의 함수인 량, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치만큼 채널 추정 전에 신호를 회전시킴으로써 가능해진다. 예컨대, FFT 윈도의 배치의 보상과 무관하지만, 그럼에도 불구하고, 보간 필터 복잡성을 감소시킬 수 있기를 원하면, 회전량은

이며, 이는 적어도 부분적으로 △f (2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리)의 함수, T_m (채널의 지연 확산) 및, k (수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치를 나타내는 인덱스)이다.

상술한 바와 같이, 상기 논의는 2-탭 채널 모델의 경우에 관련되며, 여기서, 랜덤 채널 탭은 동일한(평균) 세기를 가지고, 2개의 탭 간의 거리(시간)는 T_m과 동일하다. 이제는 더욱 일반적인 경우를 고려하면, FFT 윈도의 너무 이른 배치를 보상할 뿐만 아니라, 보간 필터 복잡성을 감소시키며, 신호의 각 반송파, k가 채널 추정 전에 받는 회전량은 다음과 같으며:

(5')

여기서, k는 수신된 신호 내에 포함되는 반송파의 위치를 식별하는 인덱스이고, △f는 인접한 반송파 간의 주파수 분리이며, T_ds는 채널의 지연 확산(예컨대, 최대 지연 확산 또는 rms 지연 확산)을 나타내며, c_ds는 이 함수에 이용되는 무슨 타입의 지연 확산에 의존하는 상수이다. 예컨대, 최대 지연 확산, T_m이 이용되는 경우, c_ds는 1/2와 동일하다. 이것은 상기 식(5)으로 나타낸다. 다른 예를 취하기 위해, rms 지연 확산, T_rms이 이용되는 경우, c_ds는 1과 동일하며, 요구된 회전량은 다음과 같다:

(5")

모든 경우에서, 신호가 채널 추정 전에 받는 회전량은, 적어도 부분적으로, 반송파 간의 주파수 분리(△f), 지연 확산 (예컨대, 어떤 T_ds, T_m 및 T_rms) 및 반송파(k)의 위치의 함수인 식으로 주어진다.

반면에, 샘플링 에러는 완전한 보상이 달성 가능한 결정론적인 반송파 의존 회전을 생성하고, 채널의 지연 확산은 확률론적인 회전을 생성하지만, 여기서, 회전의 예상된 값은 보상될 수 있다.

도 3a는 본 발명에 따른 OFDM 수신기의 예시적인 실시예의 블록도이다. 무선 주파수 신호를 수신하여 하향 변환함으로써 생성된 아날로그 신호 r(t)는 아날로그 -디지털 (A/D) 변환기(301)에 공급된다. 무선 주파수로부터의 하향 변환은 선택적으로 A/D 변환기(301)의 입력에서의 신호가 중간 주파수에 있도록 수개의 단계로 실행될 수 있으며, 여기서, IF에서 기저대로의 하향 변환은, 이하 다른 처리가 기술되기 전에, A/D 변환기(301) 직후에 행해진다.

그 후, 디지털 신호 r(k)는, 수신된 신호의 타이밍 및 주파수 오프셋의 대충 추정치를 생성하는 대충 타이밍 및 주파수 추정 논리(303)에 공급된다. (주파수 오프셋 송신된 신호의 주파수와 수신된 신호의 주파수간의 차이다.) 이 정보는 주파수 정정 논리(305) 뿐만 아니라 GI 제거 논리(307)에도 공급된다. GI 제거 논리(307)는 또한 주파수 정정 논리(305)의 출력을 수신한다. 이용 가능한 최상의 타이밍 및 주파수 정보에 기초로 하여, GI 제거 논리(307)는 GI를 제거하여, 수신된 신호의 정보 부분을 FFT 논리(309)에 공급하며, 이 논리(309)의 출력은 나머지 수신기에 공급되고, FFT 출력 신호로부터 더욱 정확한 타이밍 및 주파수 정보를 생성시킬 수 있는 미세 타이밍 및 주파수 추정 논리(311)를 포함한다. 더욱 정확한 주파수 정보는 수신기의 성능을 개선하도록 주파수 정정 논리(305)로 피드백된다. 더욱 정확한 타이밍 정보는 유사하게 수신기의 성능을 개선하도록 GI 제거 논리(307)로 피드백된다.

FFT 논리(309)의 출력은 또한 신호 회전 논리(312)에 공급되며, 이 논리(312)는, 적어도 부분적으로, 반송파 간의 주파수 분리(△f), 지연 확산 (예컨대, 어떤 T_ds, T_m 및 T_rms) 및 반송파 인덱스(k)의 함수인 량만큼 신호를 회전시킨다. 예컨대, 신호 회전 논리(312)는, 어떤 실시예에서, 식(5)에 따라 신호 회전을 실행하도록 설계될 수 있다. 식(5)이 채널의 지연 확산의 추정을 요구하기 때문에, 지연 확산 추정기(313)는 또한 이 정보를 생성시켜 공급하기 위해 포함된다.

회전된 신호(또한, 채널 추정 프로세스의 부분으로서 주파수 보간을 실행하기 전에 회전이 실행되므로, 여기서는 "사전 회전된" 신호로서 지칭됨)는 이때 파일럿 추출 논리(315)에 공급되며, 이 논리(315)의 출력은 수신된 신호 r(t)에 포함되는 사전 회전된 파일럿 신호를 포함한다. 그 후, 사전 회전된 파일럿 신호는, 수신된 파일럿 신호와 관련된 반송파에 대한 보간된 파일럿 신호를 생성하는 시간 보간 논리(317)에 공급된다. (양방의 실제 및 시간 보간된) 파일럿 신호의 세트는 이때 주파수 보간 논리(319)에 공급되며, 이 논리(319)는, 어떤 파일럿 신호를 반송하지 않는 반송파에 대한 보간된 파일럿 신호의 완전한 세트를 생성시키도록 주파수 방향으로 보간을 적용한다. 이의 함수를 실행하기 위해, 주파수 보간 논리(319)는 또한 지연 확산 추정기(313)로부터의 출력에 의존한다.

또한, 이 실시예에는 채널 등화기(321)가 있으며, 이 채널 등화기(321)는 신호 회전 논리(312)로부터 사전 회전된 신호를 수신하며, 또한 주파수 보간 논리(319)로부터 채널 추정의 완전한 세트를 수신한다. 채널 등화기(321)는 모든 반송파로 송신된 심볼에 대한 추정치를 생성한다. 모든 반송파에 대한 이들 추정치를 구분함으로써, 소위 I-Q 다이어그램이 획득된다. 신호 회전 논리(312)에 의해 제공된 사전 회전 때문에, 주파수 보간 논리(319)는 도 2에 도시된 통상의 채널 추정기(213) 내에 포함된 (도시되지 않은) 주파수 보간 논리보다 덜 복잡하도록 설계될 수 있다.

도 3a에 도시된 채널 추정 방법에서 고유한 것은, 적용된 회전량이 변화된 후, 시간 보간 논리(317)는 적절한 출력을 생성할 때까지 약간의 시간이 걸릴 것이다. 이것은, 시간 보간이 수개의 OFDM 심볼에 기초로 하여 계산됨을 관측함으로써 용이하게 보여진다. 이들 심볼이 동일한 량만큼 모두 사전 회전되지 않으면, 보간은 적절히 실행하지 않을 것이다. 그래서, 사전 회전량이 변화되면, 수신기가 "정착(settle)"하는데 약간의 시간이 걸리며, 다시 적절히 실행하면, 여기서 정착 시간은 시간 보간에 이용되는 OFDM 심볼량에 의존한다. 반복 기술이 (도 13을 참조로 아래에 더욱 상세히 기술되는) 적용할 사전 회전의 적절한 량을 결정하는데 이용되면, 각 반복에 필요로 하는 시간량은 시간 보간 필터의 사이즈에 의존한다. 이 "메모리" 효과에 따른 문제는, 수신기가 적절한 사전 회전량을 찾는데 약간 더 오래 걸리지는 않지만, 수신기의 추적 능력이 더 제한된다. 즉, FFT 후에 나타난 바와 같은 효율적인 채널은 저속으로 드리프트한다고 가정한다. 그 후, 이 드리프트는 이에 따라 사전 회전을 조정함으로써 보상될 수 있다. 그러나, 이 경우에 보상이 적용된 사전 회전량을 연속적으로 갱신한다는 것을 의미하므로, 이것은 어떤 저하의 생성을 회피하기에 충분히 저속으로 행해져야 한다.

이 문제를 회피하기 위해, 선택적 접근법이 채택될 수 있다. 도 3b는 이 선택적 접근법을 이용하는 OFDM 수신기의 예시적인 선택적 실시예의 블록도이다. 참조 번호(301, 303, 305, 307, 309 및 311)로 나타낸 블록은 도 3a에 대해 상술한 바와 같이 동작한다. 결과적으로, 이 설명은 여기서 반복될 필요가 없다.

도 3b의 구성에서, FFT 논리(309)의 출력은 또한 제 1 신호 회전 논리(351)에 공급되며, 이 논리(351)는, 적어도 부분적으로, 반송파 간의 주파수 분리(△f), 지연 확산 (예컨대, 어떤 T_ds, T_m 및 T_rms) 및 반송파 인덱스(k)의 함수인 량만큼 신호를 회전시킨다. 예컨대, 신호 회전 논리(351)는, 어떤 실시예에서, 식(5)에 따라 신호 회전을 실행하도록 설계될 수 있다. 식(5)이 채널의 지연 확산의 추정을 요구하기 때문에, 지연 확산 추정기(313)는 또한 이 정보를 생성시켜 공급하기 위해 포함된다.

FFT 논리(309)의 출력은 부가적으로 파일럿 추출 논리(353)에 공급되며, 이 논리(353)의 출력은 수신된 신호 r(t)의 반송파를 선택할 시에 송신되는 파일럿 신호를 포함한다. 그 후, 이 파일럿 신호는, 수신된 파일럿 신호와 관련된 이들 반송파에 대한 보간된 파일럿 신호를 생성하는 시간 보간 논리(355)에 공급된다. (양방의 실제 및 시간 보간된) 파일럿 신호의 세트는 이때 제 2 신호 회전 논리(357)에 공급되며, 이 논리(357)는, 제 1 사전 회전 논리(351)에 의해 행해질 시와 동일한 량만큼 파일럿 신호를 회전시킨다.

그 후, 사전 회전된 파일럿 신호는 주파수 보간 논리(359)에 공급되며, 이 논리(359)는 주파수 방향으로 보간을 적용하여, 어떤 파일럿 신호를 반송하지 않은 이들 반송파에 대한 보간된 파일럿 신호의 완전한 세트를 생성시킨다. 이의 함수를 실행하기 위해, 주파수 보간 논리(359)는 또한 지연 확산 추정기(313)로부터의 출력에 의존한다.

주파수 보간 논리(359)로부터의 사전 회전된 파일럿 신호뿐만 아니라 제 1 사전 회전 논리(351)로부터의 사전 회전된 신호는 이때 채널 등화기(361)에 공급되며, 이 채널 등화기(361)는 이들을 이용하여 송신된 심볼의 완전한 추정치를 생성한다.

이제, 도 3b의 예시적 실시예의 동작의 방법론에 대해 기술할 것이다. 여기서, 시간 보간이 실행된 후까지는 사전 회전이 실행되지 않는다. 이 회전이 이 동작에 영향을 미치지 않으므로, 시간 방향의 성능은 사전 회전량의 어떤 변화에 의해 완전히 영향을 받지 않는다. 주파수 방향의 보간이 하나의 OFDM 심볼만을 통하므로, 메모리 효과가 존재하지 않으며, 사전 회전량을 변경하여, 즉시 주파수 방향으로 (아마 상이한) 보간 필터를 적용할 수 있다. 그러나, 채널을 추정하는데 이용된 신호가 회전되므로, 실제 심볼은 또한 동일한 량만큼회전되어, 도시된 경로에서 제 1 및 2 사전 회전 논리(351, 357)를 이용해야 한다.

DVB 파라미터가 사실상 (즉, N = 8192 및 △f = 1116 Hz)임을 추정하면, T_m = 100㎲을 가진 2-탭 채널로 유발된 회전이 ε = 457 샘플의 샘플링 에러와 동일한 효과를 갖는 것을 계산하기가 용이하다.

무슨 이득이 획득될 수 있는지를 통찰(insight)하기 위해, Digital Video Broadcasting-Terrestrial (DVB-T) 표준에 기초로 한 약간의 예들이 이제 동상(In-phase)/직교 위상 (IQ)-다이어그램의 형식으로 제공된다.

도 4는 DVB-T 표준에 따른 신호 프레임 구조를 도시한 타이밍도이다. 주파수 도메인은 수평축을 따라 연장하고, 시간 도메인은 수직축을 따라 연장한다. 각 정사각형은 송신된 데이터를 나타내고; 이 정사각형의 수직 위치는 그의 송신 시간을 나타내며, 이 정사각형의 수평 위치는 송신되는 어느 반송파 주파수를 나타낸다. 블랙 정사각형은 파일럿 데이터를 나타낸다. 파일럿 데이터가 어떻게 시간 및 주파수의 양방에 걸쳐 공지된 패턴으로 산란되는지의 다이어그램으로부터 알 수 있다.

DVB-T에서, 보통, 먼저 시간 방향으로 보간을 실행하고나서, 주파수 방향으로 보간을 실행하여 채널 추정을 실행한다. 먼저 시간 보간을 실행하는 이유는 더욱 큰 지연 확산으로 채널 추정을 고려하는데, 그 이유는 시간 보간이 실행된 후, 매 제 3 반송파는 주파수 보간이 먼저 실행된 경우와 반대되는 파일럿을 포함하기 때문이며, 어느 경우에 매 제 12 반송파는 파일럿이다.

도 5 및 도 6은, 샘플링 포인트가 이상적이고(즉, ε= 0), 주파수 보간이 선형 보간을 기초로 하며, 채널이 균일한 지연 프로파일 및 T_m = 20㎲의 최대 지연 확산과 정적인 경우에 대한 IQ-다이어그램이다. 도 5에 도시된 데이터는 사전 회전이 실행되지 않은 경우에 대한 것인 반면에, 도 6에서는 이상적 사전 회전이(즉, 채널의 공지된 상관 함수에 기초로 한 사전 회전)이 실행된 경우에 대한 것이다. 나타낸 바와 같이, 그 차는 거의 알 수 없다. 이것은 이론상 처리될 수 있는 것과 비교하여 매우 작은 지연 확산 때문이다.

도 7 및 도 8은, 동일한 비교가 행해질 수 있지만, 이 시간이 T_m = 50㎲인 IQ-다이어그램이다. 이 경우에, 사전 회전이 이상적 위치에 매우 근접한 여러 반송 파로부터의 각 데이터 포인트의 IQ 위치를 이동할 시에 이득은 명백히 보여진다 (샘플링 포인트가 이상적인(즉, ε= 0) 경우에 대한 IQ-다이어그램을 도시한 도 5와 닮은, 본 발명에 따라 사전 회전의 이용으로부터 생성된 IQ-다이어그램을 도시된 도 8과 비교).

테스트 조건을 동일하게 유지하지만, T_m 을 100㎲으로 증대하며, 사전 회전을 가지지 않은 경우와 가진 경우의 차는 또한 제각기 도 9 및 도 10에서 명백히 알 수 있다. Leif Wilhelmsson 등에 의해 명칭이 "Channel Estimation by Adaptive Interpolation"인 상기 참조된 미국 특허 출원 제10/920,928호에서, 실수값 신호 상에서만 동작하는 필터 대신에 복수값 신호 상에서 동작하는 보간 필터를 이용함으로써, 처리될 수 있는 최대 지연 확산은 2의 계수만큼 증대되었음을 알았다. 도 7 및 도 10의 IQ 다이어그램을 비교하면, 사전 회전을 이용함으로써, 본 발명에 따라 사전 회전이 이용될 시에, 지연 확산이 복조 에러에 의해 유사한 성능으로 2배 처리될 수 있다는 점에서 유사한 결과가 나타남을 알 수 있다. 이 유사성의 이유는, 사전 회전이 본질적으로 신호를 기저대로 믹스 다운(mix down)하는 효과를 갖는다는 것이며, 여기서, 최적 보간 필터가 존재한다.

다시 도 7 및 도 10을 참조하면, 그래서, 본 발명은 설계자가 필터 복잡성에 의한 지연 확산 처리 능력을 트레이드 오프하도록 하는 것으로 결정된다. 예컨대, 주어진 보간 필터에 의해 더욱 큰 지연 확산을 처리하도록 선택하였다. 선택적으로, 여기에 기술된 사전 회전은 주어진 지연 확산 처리 능력에 대한 보간 필터의 요구된 복잡성을 감소시키는 수단으로서 이용되었다.

예컨대, 도 11 및 도 12에 도시된 IQ 다이어그램을 고려한다. 도 11은, 주파수 도메인 내의 보간이 선형 보간에 기초로 하고, T_m = 100㎲, 이상적 샘플링 포인트가 추정되며, 본 발명에 따른 사전 회전이 상관 함수의 추정에 기초로 할 시에(이 아래에서는 더욱더) 생성된 IQ-다이어그램이다. 비교를 위해, 도 12는, 주파수 도메인 내의 보간이 입방 보간에 기초로 하고, T_m = 100㎲, 이상적 샘플링 포인트가 추정되며, 사전 회전이 실행되지 않을 시에 생성된 IQ-다이어그램이다. 이들 2개의 도면의 비교로부터, 사전 회전과 함께 (선형 보간 필터와 같이) 저 복잡성을 가진 필터가 실행할 수 있을 뿐만 아니라, 사전 회전 없이 (입방 보간 필터와 같이) 더욱더 복잡한 필터보다 더 양호하게 실행할 수 있는 알 수 있다. 회전을 실행하는 계산상 복잡성이 더욱 계산적으로 철저한(intensive) 필터를 이용함으로써 생성된 부가적인 복잡성보다 매우 덜하므로, 사전 회전은 채널 추정의 전체 복잡성을 감소시키는 효율적인 수단이다.

이제까지, 물론, 실제적 실시예의 경우가 아닌 채널의 상관 함수가 완전히 공지된 것으로 추정되었다. 상관 함수를 추정하는 하나의 방법은, M. Speth, S. Fechtel, G. Flock, and H. Meyr, "Optimum receiver design for OFDM-based broadband transmission - Part Ⅱ: A case study," IEEE Trans. Commun., vol 49, pp. 571-578, Apr. 2001에 기재되어 있는 바와 같이, 역 FFT (IFFT)를 이용하는 것이다. 이 사상을 이용하여, 채널의 임펄스 응답의 길이를 추정하고, 지연 프로파일 이 균일한 것으로 추정하여, 이것에 기초로 하여 적절한 사전 회전을 계산하면, 도 11에 도시된 결과치가 획득되었다. 도 11을 도 10과 비교함으로써 알 수 있는 바와 같이, 최적 사전 회전으로 획득된 IQ-다이어그램(도 10)과, 추정된 사전 회전에 기초로 한 IQ-다이어그램(도 11) 간의 차는 거의 존재하지 않는다.

다른 양태에서, 지연 확산의 길이가 통상적으로 (또한 지연 프로파일의 형상에도 의존하는) 실제 상관 함수보다 더 쉽게 추정하므로, 적절한 사전 회전량을 결정하는 방법은 이제 도 13에 도시된 예시적인 실시예의 흐름도를 참조로 기술될 것이다. 먼저, 채널의 지연 확산이 추정된다(블록(1301)). 이것은, 예컨대, 최대 지연 확산일 수 있다. 선택적으로, 그것은 채널의 평균 제곱근(rms) 지연 확산일 수 있다.

채널의 지연 확산을 결정하는 공지된 많은 방법이 존재한다. 채널의 최대 지연 확산을 추정하는 한 방법은, Speth 등의 기사를 참조로 상술한 바와 같이 IFFT를 이용하는 것이다. 선택적으로, 최대 지연 확산은, 본 발명과 동일자로 출원되고, Leif Wilhelmsson 등에 의해 명칭이 "Initial Parameter Estimation in OFDM Systems"인 미국 특허 출원 제ㅡ호 (Attorney Docket No. 0110-016)에 기술된 방식으로 FFT 전에 추정될 수 있다.

추정된 지연 확산을 이용하여, 사전 회전량은 이때 상술한 방식으로 결정된다(블록(1303)). 그 후, (다수의 반송파를 포함하는) 신호는 결정된 사전 회전량을 기초로 하여 사전 회전된다(블록(1305)).

반복 접근법은 이때, 사전 회전이 이상적인 경우, 2개의 반송파 간의 예상 회전이 0이었다는 사실에 기초로 하여 채택된다. 예시적인 실시예에서, 이것은 파일럿을 이용함으로써 달성된다. 2 이상의 사전 회전된 파일럿 신호는 서로 비교된다(블록(1307)). 이들이 (예컨대, 비교된 반송파 간의 회전이 0에 얼마나 근접하는지를 비교함으로써) 서로에 얼마나 근접하는지에 기초로 하여, 더욱 많은 회전이 필요한지가 결정된다(결정 블록(1309)). 더욱 많은 회전이 필요하면(결정 블록(1309)에서의 "YES" 경로), 새로운 사전 회전량은 반송파 간의 회전에 기초로 하여 계산되고(블록(1311)), 처리는 블록(1305)으로 다시 복귀하며, 여기서, 사전 회전을 포함하는 루프는 다시 실행될 것이다. 블록(1307) 및 (1309)은 최종 사전 회전이 실행된 후에 공지된 파일럿의 평균 회전에 기초로 하여 실행될 수 있다.

2 이상의 사전 회전된 파일럿 신호의 비교는 더 이상 사전 회전이 필요하지 않음을 나타내면(결정 블록(1309)에서의 "NO" 경로), 처리는 종료한다.

이런 반복 접근법은 또한 샘플링 시간의 불량한 추정을 행하고, 이것이 적절한 사전 회전에 의해 확실히 보상되는 경우에 실행할 것이다. 이 반복 접근법의 성능 품질로의 통찰은 도 14, 15 및 16의 예시적인 IQ-다이어그램을 비교함으로써 획득될 수 있다. 도 14는, 주파수 도메인 내의 보간이 입방 보간에 기초로 하고, 최대 지연 확산 T_m = 100㎲, 이상적 샘플링 포인트가 추정되며, 최적의 사전 회전이 실행될 시에 생성된 예시적인 신호를 도시한 IQ-다이어그램이다. 도 15는, 주파수 도메인 내의 보간이 입방 보간에 기초로 하고, 최대 지연 확산 T_m = 100㎲, 이상적 샘플링 포인트가 추정되며, 잘못 추정된 사전 회전이 실행될 시에 생성된 예시적인 신호를 도시한 IQ-다이어그램이다. 도 15의 IQ-다이어그램은 T_m의 실제 추정된 값을 이용하여 고의로 사전 회전하지 않음으로써 생성된다. 도 16은, 주파수 도메인 내의 보간이 입방 보간에 기초로 하고, 최대 지연 확산 T_m = 100㎲, 이상적 샘플링 포인트가 추정되며, 도 15의 사전 회전 결과가, 파일럿 신호를 이용하여 반복적으로 갱신되어, 상이한 반송파 간의 회전을 최소화하기 위해 사전 회전을 얼마나 갱신해야 하는 지를 추정할 시에 생성된 예시적인 신호를 도시한 IQ-다이어그램이다.

도 16에 도시된 예에서, 파일럿 신호를 이용하여, 조정될 필요가 있는 원래의 사전 회전이 제 1 사전 회전 후에 공지된 파일럿의 평균 회전에 기초로 하였는지를 결정하는 프로세스가 실행되었다(이의 결과치는 도 15에 도시되어 있다). 파일럿은 반송파 k에서 위치된다고 가정하며, 여기서, k = 0, 3, 6, ..., 6816. 그 후, 반송파 간의 평균 회전은 원칙적으로 반송파 0과 반송파 6816 간의 회전을 고려함으로써 획득될 수 있다. 그러나, 위상 값이 -π와 π 사이이고, 상기 회전이 상당히 크므로, 이 추가적인 사전 회전량은, (초기 사전 회전 후에) 어떤 2개의 인접한 파일럿 간의 모든 위상차를 고려하여 이들 차를 합산함으로써 추정되었다.

사전 회전을 수반하는 선택적 실시예에서, 사전 회전은, FFT 전의 샘플링 에러가 FFT 후의 적절한 회전에 의해 보상될 시에 유사한 방식으로, 입력 샘플을 적절히 시프트함으로써 FFT 전에 행해질 수 있다.

또 다른 선택적 실시예에서, 채널의 임펄스 응답이 어떻는지를 실제로 추정하지 않고 사전 회전을 이용할 수 있다. 예컨대, 초기에, 채널의 임펄스 응답의 길 이가 GI의 길이와 동일하다고 추정하여, 대응하는 사전 회전량을 이용할 수 있다. 이것이 T_m이 작은 경우에 부정적 효과를 가질지라도, 그것은 주어진 필터에 의해 처리될 수 있는 T_m의 최대값을 증대시킬 것이다. 그 후, 반복 형식으로, 적용된 사전 회전을 갱신할 수 있다.

또 다른 선택적 실시예에서, 사전 회전은, 채널의 지연 확산이 미리 정해진 값을 초과하는지에 기초로 하여 선택적으로 적용될 수 있다.

본 발명은 특정 실시예를 참조로 기술되었다. 그러나, 당업자에게는, 상술한 실시예의 형식과 다른 특정 형식으로 본 발명을 실시할 수 있는 것은 자명하다. 기술된 실시예는 단지 예시적이고, 어떤 방식으로 제한하는 것으로 고려되지 않는다. 본 발명의 범주는, 상술한 설명보다는 오히려, 첨부한 청구범위에 의해 주어지며, 이 청구범위의 범주 내에서 모든 변형 및 등가는 여기서 채택될 것으로 의도된다.

Claims

직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템에서 2 이상의 상이한 반송파를 포함하는 수신된 신호로부터 채널 응답을 추정하는 방법에 있어서,

각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 회전량을 결정하는 단계;

수신된 신호를 처리하여, 처리된 신호를 생성하는 단계로서, 이에 의한 처리는 고속 푸리에 변환에 의한 처리를 포함하는 단계;

채널 추정 프로세스의 부분으로서 주파수 보간을 실행하기 전에, 처리된 신호의 반송파 성분은 대응하는 회전량만큼 회전하는 단계 및;

적어도 부분적으로 회전되는 처리된 신호 상에서 채널 추정 프로세스를 실행함으로써 채널 응답을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 1 항에 있어서,

회전량은 다음에 따라 결정되며:

여기서, k는 수신된 신호 내에 포함된 반송파의 위치를 식별하는 인덱스이 고, △f는 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리이며, T_ds는 채널의 지연 확산을 나타내며, c_ds는 상수인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 2 항에 있어서,

T_ds는 채널의 최대 지연 확산, T_m을 나타내며, c_ds는 1/2과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 2 항에 있어서,

T_ds는 채널의 평균 제곱근 지연 확산, T_rms을 나타내며, c_ds는 1과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 1 항에 있어서,

회전량은 다음에 따라 결정되며:

여기서, ε는 FFT 윈도가 너무 일찍 배치되는 량을 나타내고, N은 수신된 신호 상으로 변조되는 하나의 심볼의 정보 반송 부분의 지속 기간에 대응하는 샘플의 수이며, k는 수신된 신호 내에 포함되는 반송파의 위치를 식별하는 인덱스이고, △f는 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리이며, T_ds는 채널의 지연 확산을 나타내 며, c_ds는 상수인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 5 항에 있어서,

T_ds는 채널의 최대 지연 확산, T_m을 나타내며, c_ds는 1/2과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 5 항에 있어서,

T_ds는 채널의 평균 제곱근 지연 확산, T_rms을 나타내며, c_ds는 1과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 회전량은 채널의 상관 함수에 기초로 하여 결정되는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 채널의 지연 확산은 채널의 최대 지연 확산인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 채널의 지연 확산은 채널의 평균 제곱근 지연 확산인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 수신된 신호는 경계 구간 다음의 심볼을 포함하고;

상기 방법은 채널의 지연 확산의 초기 추정치로서 경계 구간의 지속 기간을 이용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 1 항에 있어서,

처리된 신호의 반송파 성분을 회전하는 단계는, 채널의 지연 확산과 사전 정해진 값 간의 비교가 사전 정해진 관계를 만족할 경우에만 실행되는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 1 항에 있어서,

회전량을 결정하여, 대응하는 회전량만큼 처리된 신호의 반송파 성분을 회전하는 단계는,

각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 초기 회전량을 생성하는 단계;

대응하는 회전량만큼 수신된 신호의 반송파 성분을 회전하는 단계 및;

서로 상이한 반송파 주파수 상에서 회전된 신호의 비교에 기초로 하여 초기 회전량을 반복적으로 조정하여, 반복 종료 조건이 충족될 때까지 조정된 회전량만큼 이전에 회전된 처리된 신호를 다시 회전하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템에서 2 이상의 상이한 반송파를 포함하는 수신된 신호로부터 채널 응답을 추정하는 방법에 있어서,

각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 회전량을 결정하는 단계;

고속 푸리에 변환에 의해 수신된 신호를 처리하기 전에, 상기 회전량에 기초로 한 량만큼 수신된 신호의 샘플을 시프트하는 단계;

고속 푸리에 변환에 의해 시프트된 신호를 처리하여, 상기 회전량에 기초로 하여 회전되는 회전된 처리된 신호를 생성하는 단계 및;

상기 회전된 처리된 신호에 기초로 하여 채널 응답을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 14 항에 있어서,

회전량은 다음에 따라 결정되며:

여기서, k는 수신된 신호 내에 포함된 반송파의 위치를 식별하는 인덱스이고, △f는 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리이며, T_ds는 채널의 지연 확산을 나타내며, c_ds는 상수인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 15 항에 있어서,

T_ds는 채널의 최대 지연 확산, T_m을 나타내며, c_ds는 1/2과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 15 항에 있어서,

T_ds는 채널의 평균 제곱근 지연 확산, T_rms을 나타내며, c_ds는 1과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 14 항에 있어서,

회전량은 다음에 따라 결정되며:

여기서, ε는 FFT 윈도가 너무 일찍 배치되는 량을 나타내고, N은 수신된 신 호 상으로 변조되는 하나의 심볼의 정보 반송 부분의 지속 기간에 대응하는 샘플의 수이며, k는 수신된 신호 내에 포함되는 반송파의 위치를 식별하는 인덱스이고, △f는 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리이며, T_ds는 채널의 지연 확산을 나타내며, c_ds는 상수인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 18 항에 있어서,

T_ds는 채널의 최대 지연 확산, T_m을 나타내며, c_ds는 1/2과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 18 항에 있어서,

T_ds는 채널의 평균 제곱근 지연 확산, T_rms을 나타내며, c_ds는 1과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 회전량은 채널의 상관 함수에 기초로 하여 결정되는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 채널의 지연 확산은 채널의 최대 지연 확산인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 채널의 지연 확산은 채널의 평균 제곱근 지연 확산인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 수신된 신호는 경계 구간 다음의 심볼을 포함하고;

상기 방법은 채널의 지연 확산의 초기 추정치로서 경계 구간의 지속 기간을 이용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 14 항에 있어서,

회전량에 기초로 한 량만큼 수신된 신호의 샘플을 시프트하는 단계는, 채널의 지연 확산과 사전 정해진 값 간의 비교가 사전 정해진 관계를 만족할 경우에만 실행되는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
제 14 항에 있어서,

회전량을 결정하고, 회전량에 기초로 한 량만큼 수신된 신호의 샘플을 시프트하여, 고속 푸리에 변환에 의해 시프트된 신호를 처리하는 단계는,

각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분 리, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 초기 회전량을 생성하는 단계;

회전량에 기초로 한 초기 량만큼 수신된 신호의 샘플을 시프트하는 단계;

고속 푸리에 변환에 의해 시프트된 신호를 처리하여, 초기 회전량만큼 회전되는 초기 회전된 처리된 신호를 생성하는 단계 및;

서로 상이한 반송파 주파수 상에서 회전된 신호의 비교에 기초로 하여 초기 회전량을 반복적으로 조정하고, 조정된 회전량에 기초로 한 량만큼 수신된 신호의 샘플을 다시 시프트하여, 반복 종료 조건이 충족될 때까지 고속 푸리에 변환에 의해 시프트된 신호를 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 방법.
직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템에서 2 이상의 상이한 반송파를 포함하는 수신된 신호로부터 채널 응답을 추정하는 장치에 있어서,

각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 회전량을 결정하는 논리;

수신된 신호를 처리하여, 처리된 신호를 생성하는 단계로서, 이에 의한 처리는 고속 푸리에 변환에 의한 처리를 포함하는 논리;

채널 추정 프로세스의 부분으로서 주파수 보간을 실행하기 전에, 처리된 신호의 반송파 성분은 대응하는 회전량만큼 회전하는 논리 및;

적어도 부분적으로 회전되는 처리된 신호 상에서 채널 추정 프로세스를 실행함으로써 채널 응답을 추정하는 논리를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 27 항에 있어서,

회전량은 다음에 따라 결정되며:

여기서, k는 수신된 신호 내에 포함된 반송파의 위치를 식별하는 인덱스이고, △f는 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리이며, T_ds는 채널의 지연 확산을 나타내며, c_ds는 상수인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 28 항에 있어서,

T_ds는 채널의 최대 지연 확산, T_m을 나타내며, c_ds는 1/2과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 2 8항에 있어서,

T_ds는 채널의 평균 제곱근 지연 확산, T_rms을 나타내며, c_ds는 1과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 27 항에 있어서,

회전량은 다음에 따라 결정되며:

여기서, ε는 FFT 윈도가 너무 일찍 배치되는 량을 나타내고, N은 수신된 신호 상으로 변조되는 하나의 심볼의 정보 반송 부분의 지속 기간에 대응하는 샘플의 수이며, k는 수신된 신호 내에 포함되는 반송파의 위치를 식별하는 인덱스이고, △f는 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리이며, T_ds는 채널의 지연 확산을 나타내며, c_ds는 상수인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 31 항에 있어서,

T_ds는 채널의 최대 지연 확산, T_m을 나타내며, c_ds는 1/2과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 31 항에 있어서,

T_ds는 채널의 평균 제곱근 지연 확산, T_rms을 나타내며, c_ds는 1과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 27 항에 있어서,

상기 회전량은 채널의 상관 함수에 기초로 하여 결정되는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 27 항에 있어서,

상기 채널의 지연 확산은 채널의 최대 지연 확산인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 27 항에 있어서,

상기 채널의 지연 확산은 채널의 평균 제곱근 지연 확산인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 27 항에 있어서,

상기 수신된 신호는 경계 구간 다음의 심볼을 포함하고;

상기 장치는 채널의 지연 확산의 초기 추정치로서 경계 구간의 지속 기간을 이용하는 논리를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 27 항에 있어서,

처리된 신호의 반송파 성분을 회전하는 논리는, 채널의 지연 확산과 사전 정해진 값 간의 비교가 사전 정해진 관계를 만족할 경우에만 동작하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 27 항에 있어서,

회전량을 결정하는 논리 및, 대응하는 회전량만큼 처리된 신호의 반송파 성분을 회전하는 논리는,

각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 초기 회전량을 생성하는 논리;

대응하는 회전량만큼 수신된 신호의 반송파 성분을 회전하는 논리 및;

서로 상이한 반송파 주파수 상에서 회전된 신호의 비교에 기초로 하여 초기 회전량을 반복적으로 조정하여, 반복 종료 조건이 충족될 때까지 조정된 회전량만큼 이전에 회전된 처리된 신호를 다시 회전하는 논리를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템에서 2 이상의 상이한 반송파를 포함하는 수신된 신호로부터 채널 응답을 추정하는 장치에 있어서,

각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 회전량을 결정하는 논리;

고속 푸리에 변환에 의해 수신된 신호를 처리하기 전에, 상기 회전량에 기초 로 한 량만큼 수신된 신호의 샘플을 시프트하는 논리;

고속 푸리에 변환에 의해 시프트된 신호를 처리하여, 상기 회전량에 기초로 하여 회전되는 회전된 처리된 신호를 생성하는 논리 및;

상기 회전된 처리된 신호에 기초로 하여 채널 응답을 추정하는 논리를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 40 항에 있어서,

회전량은 다음에 따라 결정되며:

여기서, k는 수신된 신호 내에 포함된 반송파의 위치를 식별하는 인덱스이고, △f는 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리이며, T_ds는 채널의 지연 확산을 나타내며, c_ds는 상수인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 41 항에 있어서,

T_ds는 채널의 최대 지연 확산, T_m을 나타내며, c_ds는 1/2과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 41 항에 있어서,

T_ds는 채널의 평균 제곱근 지연 확산, T_rms을 나타내며, c_ds는 1과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 40 항에 있어서,

회전량은 다음에 따라 결정되며:

여기서, ε는 FFT 윈도가 너무 일찍 배치되는 량을 나타내고, N은 수신된 신호 상으로 변조되는 하나의 심볼의 정보 반송 부분의 지속 기간에 대응하는 샘플의 수이며, k는 수신된 신호 내에 포함되는 반송파의 위치를 식별하는 인덱스이고, △f는 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리이며, T_ds는 채널의 지연 확산을 나타내며, c_ds는 상수인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 44 항에 있어서,

T_ds는 채널의 최대 지연 확산, T_m을 나타내며, c_ds는 1/2과 동일한 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 44 항에 있어서,

T_ds는 채널의 평균 제곱근 지연 확산, T_rms을 나타내며, c_ds는 1과 동일한 것 을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 40 항에 있어서,

상기 회전량은 채널의 상관 함수에 기초로 하여 결정되는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 40 항에 있어서,

상기 채널의 지연 확산은 채널의 최대 지연 확산인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 40 항에 있어서,

상기 채널의 지연 확산은 채널의 평균 제곱근 지연 확산인 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 40 항에 있어서,

상기 수신된 신호는 경계 구간 다음의 심볼을 포함하고;

상기 장치는 채널의 지연 확산의 초기 추정치로서 경계 구간의 지속 기간을 이용하는 논리를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 40 항에 있어서,

회전량에 기초로 한 량만큼 수신된 신호의 샘플을 시프트하는 논리는, 채널의 지연 확산과 사전 정해진 값 간의 비교가 사전 정해진 관계를 만족할 경우에만 동작하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
제 40 항에 있어서,

회전량을 결정하는 논리, 회전량에 기초로 한 량만큼 수신된 신호의 샘플을 시프트하는 논리 및, 고속 푸리에 변환에 의해 시프트된 신호를 처리하는 논리는,

각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 초기 회전량을 생성하는 논리;

회전량에 기초로 한 초기 량만큼 수신된 신호의 샘플을 시프트하는 논리;

고속 푸리에 변환에 의해 시프트된 신호를 처리하여, 초기 회전량만큼 회전되는 초기 회전된 처리된 신호를 생성하는 논리 및;

서로 상이한 반송파 주파수 상에서 회전된 신호의 비교에 기초로 하여 초기 회전량을 반복적으로 조정하고, 수신된 신호의 샘플을 다시 시프트하여, 반복 종료 조건이 충족될 때까지 고속 푸리에 변환에 의해 시프트된 신호를 처리하는 논리를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 응답을 추정하는 장치.
직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템에서 2 이상의 상이한 반송파를 포함하는 수신된 신호로부터 채널 응답을 추정하기 위해 프로그램 명령 세트를 저 장한 머신 판독 가능 저장 매체에 있어서,

상기 프로그램 명령 세트는 프로세서 및 관련된 논리가,

각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 회전량을 결정하는 단계;

수신된 신호를 처리하여, 처리된 신호를 생성하는 단계로서, 이에 의한 처리는 고속 푸리에 변환에 의한 처리를 포함하는 단계;

채널 추정 프로세스의 부분으로서 주파수 보간을 실행하기 전에, 처리된 신호의 반송파 성분은 대응하는 회전량만큼 회전하는 단계 및;

적어도 부분적으로 회전되는 처리된 신호 상에서 채널 추정 프로세스를 실행함으로써 채널 응답을 추정하는 단계를 실행하도록 하는 것을 특징으로 하는 머신 판독 가능 저장 매체.
직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 통신 시스템에서 2 이상의 상이한 반송파를 포함하는 수신된 신호로부터 채널 응답을 추정하기 위해 프로그램 명령 세트를 저장한 머신 판독 가능 저장 매체에 있어서,

상기 프로그램 명령 세트는 프로세서 및 관련된 논리가,

각 반송파에 대해, 적어도 부분적으로 2개의 인접한 반송파 간의 주파수 분리, 채널의 지연 확산 및, 수신된 신호 내의 다른 반송파에 대한 반송파의 위치의 함수인 회전량을 결정하는 단계;

고속 푸리에 변환에 의해 수신된 신호를 처리하기 전에, 회전량에 기초로 한 량만큼 수신된 신호의 샘플을 시프트하는 단계;

고속 푸리에 변환에 의해 시프트된 신호를 처리하여, 회전량에 기초로 하여 회전되는 회전된 처리된 신호를 생성하는 단계 및;

회전된 처리된 신호에 기초로 하여 채널 응답을 추정하는 단계를 실행하도록 하는 것을 특징으로 하는 머신 판독 가능 저장 매체.