JP2008521192A - 電圧フィードバックコントローラを備える高輝度放電ランプドライバ - Google Patents

Abstract

高輝度放電ランプ又は超高圧放電ランプを作動させるための回路配置であって、ＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力値を制御する制御回路と、電流転換器とを有する。制御回路は２つの制御ループを有し、その一方は、ランプ電流の絶対平均値を制御し、その他方は、基準値の近くでランプ電流の僅かの変化を制御して、最小限とする。第１及び第２のループコントローラの適応制御は、それらのコントローラをシステムダイナミクスの変化に適応させるために使用され得る。

Description

本発明は、ガス放電ランプ用バラストとして使用可能な回路配置に関する。

ガス放電ランプ、特に、超高圧放電（ＵＨＰ）ランプ用の高輝度放電（ＨＩＤ）ランプを作動させるために、ランプバラストとして知られる専用の回路が、所望の照明特性を達成し、且つ、ガス放電ランプの早過ぎる劣化を回避するために用いられる。ランプを比較的低い周波数を有する矩形波電流に従わせることは、照明特性及びランプの耐久力の両方に関して満足な結果をもたらすことが知られる。ランプバラストは、配電網によって供給される正弦波を、ガス放電ランプへ印加されるべき適切な矩形波電流へ変換する役割を有する。従って、ランプバラスト回路は、少なくとも整流器と、ＤＣ−ＤＣコンバータと、電流転換器とを有するパワーエレクトロニクス装置である。整流器は、配電網へ接続され、実質的に一定の直流電圧を供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータは、整流器によって生成された電圧を、ガス放電ランプによって必要とされる電圧に適応させる。電流転換器は、一般に、低周波の矩形波周期の半周期ごとに直流電流の方向を反転させる４つのスイッチング素子を有するフルブリッジである。

配電網（主に、前置調整器）へ接続されたランプバラストの側には、ランプバラストが配電網から多くの無効電力を引き出して、スイッチング動作により生ずる高周波電流成分を配電網に戻すことを回避するために、通常は付加的なフィルタ手段が設けられる。

標準的な照明用途に関して、ランプ耐久力は支配的な要素であり、一方、例えば、プロジェクタやプロジェクションテレビジョンなどの投射装置などにおけるガス放電ランプの新しい用途分野は、フリッカリング現象及び光出力性能の長期劣化を回避するために、極めて一定の光出力を必要とする。ガス放電ランプ及びランプバラスト形態の組合せは、通常は共振回路である動的システムである。更に、それは弱く減衰する。従って、強い発振動作が、電流転換器のスイッチングイベントごとにランプの両端の電圧及びランプを流れる電流に観察され得る。この発振動作は、やはりフリッカリング及び更なる可聴ドライバ雑音をもたらす。可聴ドライバ雑音は、特に、投射用途にとって好ましくない。

ガス放電ランプの光出力は、ランプを流れる電流に特に依存するので、一定の絶対値にランプ電流を保持することは明らかな解決法である。これは、例えば、ランプ電流のフィードフォワード制御又はフィードバック制御ループによって達成可能である。更に、フィードバック制御ループでさえも基準信号の変更又はプラント出力への付加的な外乱を扱うことができる。「プラント出力」とは、この場合にはランプ電流である。しかし、このような制御方式は、動的システム自体の変動を扱うには、むしろ不適切である。従って、このような制御方式は、バラスト及びランプを含むシステムの動的特性が著しく変化する場合には、満足な性能を提供することができない。更に、特にガス放電ランプは、それ自体の寿命全体に亘って著しく変化する動的特性を示すことが知られる。また、コールドランプがオンに切り換えられる場合に、ランプのシステムダイナミクスは、ランプがその動作温度に達するまで著しく変化する。これには、数秒から数分を要する。更に、これまでは、ランプ電流の絶対値はＤＣ−ＤＣコンバータによって設定され、一方、その符号は電流転換器によって制御されることが考えられてこなかった。ユーザがランプの輝度レベルを手動で調整しない限り、ランプ電流の絶対値は、定常動作の間、一定のままである。他方で、ランプ電流の符号は、矩形波周期により周期的に変化する。バラスト及びランプを含む動的システムは、主に、電流転換器が矩形波の１つの半周期から次の半周期へ切り替わる場合の突然の変化に反応する。従って、２つの制御タスクが存在する。それらは他方とは極めて異なるものである。ランプ電流の絶対値を調整するためには遅い応答時間で十分であるが、電流転換器のスイッチングイベントの後に生ずる発振の抑制は、高速な応答制御ループを必要とする。他方で、トラッキングエラーは、ランプ電流の絶対値に関連する制御タスクにとっては望ましくない。

電流測定は、通常、短絡によって実行される。短絡は、通常、多くの体積及び電力を要するので、電流を測定するための代替の回路配置が必要とされる。

従来技術の上記欠点を解決するために、本発明は、高輝度ガス放電（ＨＩＤ）ランプを作動させるための回路配置を提供する。

当該回路配置は、供給電圧源への接続のための入力端子と、該入力端子へ結合され、前記供給電圧源によって供給される供給電圧から直流電流を発生させるＤＣ−ＤＣコンバータと、基準値Ｉｒｅｆによって表される値で前記直流電流を制御する制御回路と、ランプ接続端子を有し、前記直流電流を整流する電流転換器とを有する。当該回路配置は、前記制御回路が、前記直流電流の平均を前記基準値Ｉｒｅｆへと制御する第１の制御ループと、前記直流電流の前記整流によって生じた前記基準値Ｉｒｅｆ近辺の前記直流電流の僅かの変動を制御する第２の制御ループとを有する、ことを特徴とする。このような制御方式は、考えられる回路配置において２つの制御タスクが実行される必要があるという事実の説明となる。第１のタスクは、ＤＣ−ＤＣコンバータから流れ出る電流の絶対値を可能な限り一定に保つことである。第２のタスクは、前記電流転換器がランプ電流の方向を周期的に反転させることによって引き起こされるランプ電流の発振と、パルス動作及び他の外乱とを低減することである。

本発明の一実施例において、前記基準値Ｉｒｅｆは、所望の出力電力値に依存して決定される。高輝度放電ランプが点灯されると、ランプを流れる電流は、作用点及び、従って、ランプの両端の電圧及びランプによって消費される電力を決定する。従って、ランプ電力消費の制御は、ランプ電流を制御することによって達成される。ランプ特性及び動作の許容範囲が知られる場合に、ランプ電流の基準値Ｉｒｅｆは、ランプの電力消費（及びそのおおよその光出力）が所望の値に匹敵するところの作用点に従って決定され得る。

関連する実施例において、前記基準値Ｉｒｅｆは、更に前記電流転換器の入力部で測定された電圧に依存して決定される。高輝度放電ランプの電流−電圧特性は少々複雑であるが、ランプを流れる電流は、ランプの両端の電圧の測定が利用可能であって、ランプの電流−電圧特性が知られる場合に推定され得る。この方法では、電流測定のための更なる労力は回避可能である。

本発明の一実施例において、前記第１の制御ループは、前記電流転換器への入力電圧のための測定ユニットと、分圧器と、直流遮断回路とを有する。これは、小さな交流信号の測定を可能にする。前記分圧器は、測定された電圧を調整するために使用され、前記直流遮断回路は、電圧の直流成分を除去する。測定された小さな交流信号の振幅が大きすぎない場合には、前記測定された電圧を与えるランプバラスト及び放電ランプを有する動的システムは、作用点の近くで線形化されうる。この理由のために、単純な制御装置しか有さない第１の制御ループでさえも、良好な制御結果を達成することができる。

本発明の一実施例において、前記第１の制御ループは、高帯域を有し、前記高輝度放電ランプ及びランプバラストを有する動的システムを制御するよう構成される。この動的システムは、当該動的システムの制御ループが高帯域を扱うことができなければならないように、通常は、極めて小さい時定数を有する。前記高輝度放電ランプは前記ランプバラストへ接続されるので、それらの結合された動的システムは、前記高輝度放電ランプのみのシステムよりもむしろ考慮されるべきである。

前記第２の制御ループは、測定された電圧信号及び前記所望の出力電力値から前記基準値Ｉｒｅｆを決定するよう構成された手段を有しても良い。前記第２の制御ループは、ランプ電流の平均絶対値を制御することに伴って変更される。それは、また、高輝度放電ランプの電流消費を制御する。ランプ及び／又はランプバラストの特性の変化を説明するために、ランプ電流の基準値Ｉｒｅｆは、測定された電圧の関数として決定される。ランプの瞬時電圧及び所望の出力電力値を知った場合に、前記基準値Ｉｒｅｆは決定され得る。

本発明の一実施例において、前記第１の制御ループの反転出力は、前記第２の制御ループの出力へ加えられ、その結果は、制御信号として前記ＤＣ−ＤＣコンバータへ印加される。この方法では、第１及び第２の制御ループの夫々によって決定された制御信号の重ね合わせが計算される。従って、重ね合わせ制御信号は、前記第２の制御ループによって与えられる高帯域小交流制御信号と、前記第１の制御ループによって与えられる平均絶対ランプ電流の更なる不活性信号とを含む。２つの信号を加えることは、アナログ回路及びデジタル回路の両方で容易に機能する。

関連する実施例において、前記基準値Ｉｒｅｆを決定するよう構成された前記手段は、前記電流転換器の測定された入力電圧及び所望の出力電力を前記基準値に関連付けるよう構成されたルックアップテーブルである。このようなルックアップテーブルは、２つの列を有しうる。１つの列には前記電流転換器の測定された入力電圧が格納され、他の列には基準値Ｉｒｅｆが格納される。グループを成す、即ち、前記ルックアップテーブルの同じ行に属する値の夫々の組は、ランプの同じ電力消費を導く。また、異なった出力電力値に夫々対応する幾つかのページを有するルックアップテーブルを有することも考えられる。前記ルックアップテーブルの１ページを他のページへ切り換えることによって、ランプの輝度調整は、適当な範囲内で達成され得る。ルックアップテーブルを使用することによって、複雑な非線形依存性でさえも実施され得る。

他の関連する実施例において、前記基準値Ｉｒｅｆを決定するよう構成された前記手段は、リアルタイムでプログラムを実行するよう構成されたマイクロプロセッサである。マイクロプロセッサの使用は、周期的に又は必要とされる場合に（例えば、割り込みによって）実行されるプログラムによって、基準値Ｉｒｅｆを計算することを可能にする。

本発明の一実施例において、前記第１の制御ループはアナログコントローラを有し、前記第２の制御ループはデジタルマイクロプロセッサを有する。前記第２の制御ループの高帯域制御タスクは、それが連続的な信号を扱うので、このタスクに適したアナログ回路によって実行される。前記第２の制御ループで使用されるデジタルマイクロプロセッサは、平均ランプ電流のデジタル制御を形成する。これは、比較的遅いプロセッサによってさえも達成可能である。しかし、前記第１の制御ループのマイクロプロセッサの使用は、基準値Ｉｒｅｆの計算機能又は実施を著しく容易にする。

本発明の代替の実施例において、前記第１の制御ループ及び前記第２の制御ループは、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を有し、前記第２の制御ループの高帯域制御タスクと、前記第１の制御ループの低帯域制御タスクをデジタルで実行する。この実施は、例えばＤＳＰなどの、第１の計算を実行することができる装置が、両方の制御ループに対して使用され得るという利点を有する。両方の制御ループを扱う単一の計算装置を有することは、回路配置の部品点数を削減する。これは、最終的に、回路配置の複雑性の低減及び必要とされる空間の狭小化をもたらす。

本発明の一実施例において、前記制御回路は、前記高輝度放電ランプ及びランプバラストを有する制御システムの変化に従って前記第１の制御ループ及び前記第２の制御ループの少なくとも１つを調整する適応フィードバックコントローラを有する。起動中に、寿命の延長に伴って、高輝度放電ランプは、その電気的及び動的動作に関して変化を示す。この理由のために、高輝度放電ランプ及びランプバラストの特定の組合せに合わせられる制御ループは、前記高輝度放電ランプの寿命が延びるとともに性能劣化を生ずる。適応フィードバック制御ループにより、第１及び／又は第２の制御ループは、例えば、高速な応答時間、小さなオーバーシュート、及び小さな又は全くないトラッキングエラーなどの制御基準が、ランプの全寿命の間、前記制御ループによって満足されるように、実際のシステム動作に適応される。

関連する実施例に従って、前記第１の制御ループは電流フィードバックループであり、前記第２の制御ループは、減衰を達成するための電圧フィードバックループである。主な制御タスクは電流制御である。しかし、作用点の近くでの小さな交流変動に関して、電圧フィードバックループは同様の結果を達成することができる。従って、実際の電流フィードバック制御ループは、電流の準直流成分のみに必要とされる。電流制御ループにおけるフィードバックは、トラッキングエラーを低減し、且つ、システム出力に影響を及ぼす外乱に反応する能力を提供する。

前記第１の制御ループは、前記電流転換器の前の短絡と、前記適応フィードバックコントローラへの少なくとも１つの接続を有する第１のフィードバックコントローラとを有しても良い。短絡は、前記電流転換器に流れ込む電流の測定を保証する。前記第１の制御ループの前記第１のフィードバックコントローラと、前記適応フィードバックコントローラとの間の接続は、前記第１のフィードバックコントローラが前記適応フィードバックコントローラによって調整されることを可能にする。前記適応フィードバックコントローラは、実際のシステム動作の解析に基づいて前記第１のフィードバックコントローラにとって最適な値を決定する。

前記第２の制御ループは、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検知する手段と、前記適応フィードバックコントローラへの少なくとも１つの接続を有する第２のフィードバックコントローラとを有しても良い。前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検知する手段はフィードバック信号を供給する。これは、前記コンバータの出力電圧が、前記電流転換器の入力電圧に等しく、従って、前記電流転換器の２つの導通スイッチング素子の両端の電圧降下を除いて、ランプ電圧にも等しいことによる。前記第２のフィードバックコントローラと前記適応フィードバックコントローラとの間の接続によって、前記適応フィードバックコントローラは、システムダイナミクスを最も密接に整合させるよう前記第２のフィードバックコントローラを調整することができる。この接続は、例えば、可変抵抗又は可変コンデンサなどの電気接続制御であっても良い。デジタル実施では、前記適応フィードバックコントローラと前記第２のフィードバックコントローラとの間の接続は、前記第２のフィードバックコントローラの定数に対応する変数の値を変更する指示であっても良い。この指示はメモリに記憶される。同じことが、前記第１の制御ループ及び前記第１のフィードバックコントローラでも言える。

前記制御回路は、一定電力レベルを確保するよう構成された第３の制御ループを更に有しても良い。ランプへの電力供給を所望の値に保つことは、ランプ光出力の輝度の不要な変化を最小限にする。それは、更に、ランプの起動相の間に有利である。ランプの起動相の間に、高輝度放電ランプは温まる。

関連する実施例において、前記第３の制御ループは電力計算ブロックを有する。前記電力計算ブロックは、ランプの電力消費に関する瞬時値を与える。これは、ランプ電流及びランプ電圧の積を決定することによって達成可能である。

前記第３の制御ループは、前記一定電力レベルへ加えられるべき予成形電流パルスを生成するよう構成されたパルス発生器を有しても良い。予成形電流パルスは、矩形波ランプ電流の夫々の半周期の開始時又は終了近くで加えられても良い。これは、高輝度放電ランプ内の２つの電極のうちの１つにおいて焦点に影響を及ぼすことによってフリッカリング現象を回避する。

関連する実施例において、前記パルス発生器は、光束に対する入力電力に関するＨＩＤランプの伝達関数においてローパス特性を補償するよう逆フィルタを有する。前記伝達関数のローパス特性を知っている場合には、前記パルス発生器は、前記逆フィルタによって信号を予め処理することができる。理想的には、前記ローパス特性及び前記逆フィルタは、伝達関数において無効にする。その利点は、前記予成形電流パルスが、その目標値が速やかに達成されるので、むしろ短く選択され得ることである。

関連する実施例において、前記逆フィルタはデジタルフィルタである。これは、前記パルス発生器が、それ自体、デジタルである場合に有利である。これは、信号発生の間にデジタル逆フィルタを予め考慮することを可能にする。本発明の一実施例に従って、前記適応フィードバックコントローラは前記パルス発生器を調整する。これは、ランプへ与えられる予成形電流パルスが、ランプダイナミクスが変化する場合でさえ、所望の形状を有する出力パルスを生ずることを保証する。

本発明に従う回路配置の実施例について、添付の図面を参照して説明する。

全ての図で、ランプドライバ及びガス放電ランプ１５は、ブロック形式で表される。ランプドライバは、ランプの要求に従って電流を調整するためにパワーエレクトロニクスを用いるランプバラストである。入力端子１０ａ及び１０ｂは、ランプドライバを供給電圧源へ接続することを目的とする。供給電圧源は、即ち、配電網であっても良い。ブロック１１、１２、１３及び１４は、パワーエレクトロニクス・サブシステムである。より具体的には、ブロック１１は、供給電圧源の回路配置の反作用を制限する電磁干渉（ＥＭＩ）フィルタである。このＥＭＩフィルタは、その入力端子では供給電圧源へ、一方、その出力側では力率補正（ＰＦＣ）段１２へ直接に接続されている。ＰＦＣ段１２は、回路配置によって消費又は生成される無効電力を小さく保つ役割を果たす。同時に、ＰＦＣ段１２は、また、整流器として働いて、電圧源によって供給される交流電圧を直流電圧へ変換する。ＰＦＣ段１２の直流側、即ち、その出力側で、ＰＦＣ段１２はＤＣ−ＤＣコンバータ１３へ接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータには、簡単且つ安価なバックコンバータから、より複雑なフルブリッジコンバータまで、どのような形式のものが使用されても良い。ガス放電ランプ用途のために、安定した固定の直流電圧は必要とされず、あるいは、望まれる場合でさえ、バックコンバータは、電気的及び経済的理由のために好まれる。いずれにせよ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、そのＤＣ−ＤＣコンバータ１３のデューティーサイクルを制御するために使用される制御入力部を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３のデューサイクルを変更することは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の入力側から出力側へ転換される、平均電流及び、相応じて平均電力を増大させる。電流転換器１４は、生成された直流電流を供給される。電流転換器１４は、通常、４つの電力スイッチング素子を有するフルブリッジ電流転換器である。その入力側で一定の直流電流を有すると、電流転換器１４は、ガス放電ランプ１５へ供給されるべき矩形波電流を生成することができる。電流転換器１４は、また、起動時にランプを点灯するための電圧を発生させるために使用される点灯装置を有する。ガス放電ランプ１５は、高輝度放電（ＨＩＤ）ランプ又は超高圧（ＵＨＰ）ランプであっても良い。このパワーエレクトロニクス構成は、基本的には、図１、２及び３で表される実施例に関して同じである。

様々な実施例が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の制御信号発生用の制御回路に関する。

図１では、制御回路２０は、ランプドライバの上記パワーエレクトロニクス部へ接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３と電流転換器１４との間の位置１７で、電圧測定が行われる。位置１６で、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３から電流転換器１４へ流れる電流の測定が行われる。制御回路２０内では、電圧測定信号及び電流測定信号の両方が、多数の装置又は機能ブロックへ分配される。第１のフィードバックコントローラ２３及び第２のフィードバックコントローラ２１は、調整機能を担う。調整可能な適応フィードバックコントローラ２５は、フィードバックコントローラ２１及び２３がＰ、ＰＩ、ＰＩＤコントローラなどである場合に、振幅係数又は時定数などのフィードバックコントローラ２１及び２３の内部制御パラメータに作用する。フィードバックコントローラ２１及び２３への適応フィードバックコントローラ２５の調整機能は、２本の点線によって示される。リミッタ２７は、電流測定が加算点２４へ加えられる前に、その電流測定を制限する。留意すべきは、電流測定の符号は、加算点２４によって反転される点である。電力計算ブロック２８は、入力として電流測定及び電圧測定の両方を受け取り、それらの測定値に従って瞬時電力値を計算する。パルス発生器２９は周期的にパルスを生成する。これらのパルスは制御信号へ加えられる。制御信号は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３へ加えられて、ＤＣ−ＤＣコンバータによって再生される。パルスは、電流転換器１４がランプ１５へ印加される電流の方向を反転させる前に電流値が増大するように、電流転換器１４の夫々の半周期の開始時又は終了近くのいずれかで現れる。このような電流形状は、ランプ１５内のアークで安定効果を有し、従って、ランプのフリッカリング効果を発生させる。前出の加算点２４に加えて、制御回路２０は、また、２つの更なる加算点２２及び２６を有する。

制御回路２０は、３つのフィードバック制御ループを扱うことができる。第１の制御ループは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３によって供給される直流電流の平均を制御する。この第１の制御ループは、電流測定点１６と、リミッタ２７と、加算点２４と、フィードバックコントローラ２３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３と、点灯装置を備えた電流転換器１４と、ランプ１５とを有する。制御されるべきシステム、即ち、制御システム用語における「プラント」は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３と、電流転換器１４における点灯装置と、ランプ１５とによって構成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、電気的又は磁気的エネルギーを蓄えることができる素子を有するので、電流転換器１４の出力コンデンサ及び点灯装置並びにランプ１５と相互に作用する。このことは動的システムをもたらす。結果として得られる動的システムは、発振３次システムによって近似可能である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、また、制御ループにおいて作動装置の役割を担う。制御されるべきシステム、即ち、プラントの出力は、ランプへ供給される電流である。留意すべきは、電流の測定は、電流転換器１４の入力部で達成される点である。このことは、電流転換器１４の入力部での電流の絶対値が実際的にはランプ１５に流れる電流と同じであるので、認められる。他方で、電流転換器１４の入力部で測定される電流の符号は、電流転換器１４の他の半周期ごとしか、実際のランプ電流に従わない。この測定点１６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３が電流の符号を除いて、その絶対値のみを制御することができるので、意図的に選択される。この理由のために、ランプ電流の絶対値は、測定点１６で測定される。このことは、絶対値の決定のための付加的な回路又は計算ブロックを省く。リミッタ２７は、ランプ電流の測定信号の飽和のように作用する。これは、他の制御ループによって生成された最終的な制御信号への貢献に優先順位を付けるために、この第１の制御ループによって生成された最終的な制御信号への貢献の一時的なオーバーライドをもたらす。更に詳細には、本明細書の後で記載する。リミッタ２７を通ると、電流測定信号は加算点２４へ送られる。制限された電流測定信号の符号は反転される。加算点２４の下から来る矢印は、ランプ電流の絶対平均値のための基準値を表す。この基準値の発生については後で記載する。加算点２４の結果は、第１の制御ループの制御偏差を表す。フィードバックコントローラ２３は、選択された制御方式に従ってこの制御偏差を最小限とするよう設けられる。ランプ電流の絶対平均値に関する制御偏差は、遅い時間依存性を有すると期待されるので、フィードバックコントローラ２３は高速である必要はない。更に、ランプ電流の絶対平均値に関する制御偏差は、極めて発振するとは期待されないので、フィードバックコントローラ２３は発振を抑制する必要もない。他方で、如何なるトラッキングエラーも、即ち、零ではない制御偏差をもたらすシステム出力と基準との間の静的差は、最終的には消えるべきである。フィードバックコントローラ２３の対応する出力は、加算点２２に送られて、最終的にＤＣ−ＤＣコンバータ１３へ加えられる。加算点２２の機能については本明細書の後で記載する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、例えば、パルス幅変調方式を用いることによって、コンバータ内のスイッチング素子に対して１又は幾つかの適切なゲート信号を発生させる。ＤＣ−ＤＣコンバータのデューティーサイクルは、その出力部で期待される大きさの電流が得られるように調整される。留意すべきは、プラントには電流転換器部分が設けられているが、上述された第１の制御ループの電流転換器部分はランプの電流の如何なる整流も行わない点である。更に、これは、ランプ電流の絶対平均値を調整することが目的とされるので、第１の制御ループには必要とされない。

図１の第２の制御ループは、電流転換器１４によるランプ電流の整流、付加的な電流パルス及び他の外乱によって引き起こされる、基準値近辺のランプ電流の僅かな、急速な変化を制御する。この第２の制御ループは、電圧測定点１７と、フィードバックコントローラ２１と、加算点２２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３と、電流転換器１４と、ランプ１５とを有する。第１の制御ループに関して、プラントはＤＣ−ＤＣコンバータ１３と、電流転換器１４と、ランプ１５とによって形成される。第１の制御ループに反して、ランプ電流の整流は、対抗手段が設けられない場合には、全ての整流が動的システムを励起して、ランプ電流の発振をもたらすので、もはや無視することができない。このような発振は安定な光出力を妨げるので、微小な量まで低減されることが望ましい。これが第２の制御ループの課題である。この第２の制御ループでは、フィードバックコントローラ２１は、制御偏差の代わりに電圧測定信号に作用する。加算点２２で、フィードバックコントローラ２１の出力は、第２の制御ループの基準から減じられる。第２の制御ループの基準は、第１の制御ループの制御信号に等しい。従って、加算点２２は、第１の制御ループ及び第２の制御ループの寄与によって作られたＤＣ−ＤＣコンバータの制御信号を生成する。

第１の制御ループ及び第２の制御ループの両方に関して、プラントはＤＣ−ＤＣコンバータ１３と、電流転換器１４と、ランプ１５とによって表される。ＨＩＤ及びＵＨＰランプは、エージングに起因して、それらの特性の著しい変化を示す。これは、制御パラメータがランプドライバの製造中に１度だけ設定される場合には、満足な結果がランプの寿命のわずかな期間しか期待できないので、第１の制御ループ及び第２の制御ループの有効なチューニングを妨げる。残りの寿命の間に、光出力の安定性の顕著な劣化が起こる。適応フィードバックコントローラ２５は、制御回路２０に設けられる。この適応フィードバックコントローラは、測定点１６の電流測定及び測定点１７の電圧測定の両方を入力として受け取る。適応フィードバックコントローラ２５は、例えば、利得、ステップ応答時間、発振周波数、オーバーシュートなど、動的システムの固有特性を決定することができる。更に、それは、例えば、Ｐ、ＰＩ、及びＰＩＤコントローラのような所与のコントローラ方式に対して最適値を決定することができる。このような最適化された値は、フィードバックコントローラ２１及び２３と適応フィードバックコントローラ２５との間の破線を介して、フィードバックコントローラ２１及び２３へ送られる。この調整動作は、制御回路２０が例えばマイクロプロセッサであるならば、制御回路のメモリ内の対応する制御パラメータを変更するステップを有する。第１の制御ループ及び第２の制御ループのうちの少なくとも１つがアナログ素子によって形成される場合には、適応フィードバックコントローラ２５は、コントローラ２１及び２３のうちの少なくとも１つの特性を決定する可変な抵抗又は静電容量に作用しても良い。これは、長く使われたランプでさえも、制御ループの耐久性能を保証する。更に、ランプ特性が許容範囲内にある限りは、ランプドライバはそれ自体をランプ特性に即座に適応させることができるので、同じランプドライバを有する異なったランプを使用することが可能である。これは、特定のランプに対する専用ランプドライバの必要性を取り除く。

第３の制御ループは、光出力の一定電力を保持する。ランプの瞬時電力消費は、例えば、電圧及び電流を掛け合わせることによって、測定された電流及び電圧から電力計算ブロック２８によって導出される。電力計算ブロック２８は、前出の第１の制御ループの主電流基準値と見なされる出力を生成する。更に、電流基準値は、加算点２６によって電力計算ブロック２８の出力に加えられるパルスを含む。パルスは、電流転換器１４の半周期に等しい割合でパルス発生器２９によって発生する。光束に対する入力電力に関する伝達関数のローパス特性を補償するために、逆フィルタが設けられる。デジタルパルス発生器の特定の実施例では、望ましくは、フィルタは、また、デジタル方式で実施される。

図２は、本発明の第２の実施例を示す。最初に、第２の制御ループについて説明する。先と同じく、電圧測定は、測定点１７で行われる。この対応する信号は、信号調整ブロック３１へ送られる。信号調整ブロック３１は、測定された電圧を分圧器によって低下させ、測定信号の直流成分を遮断する。従って、交流信号が信号調整ブロック３１の出力に残る。この交流信号は、スケーリング係数を別にすれば、電流転換器１４の夫々の整流の後に観察されるランプ電流の発振に対応する。信号調整ブロック３１の出力は加算点２２へ送られる。実際には、加算点２２の機能は、図１を参照して記載された第１の実施例と同じである。先と同じく、電圧の測定信号は、対応する基準信号から減じられ、結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３へ加えられる制御信号が得られる。プラントは、ランプ電流及びランプ電圧の出力信号を含むこの制御信号に反応する。それらの出力信号のうちランプ電圧は測定点１７で測定される。この第２の制御ループは、望ましくは、アナログ部品によって実施される。

図２の第１の制御ループは、同様に、測定点１７における電圧測定から始まる。しかし、この信号は、マイクロプロセッサ又はマイクロコントローラ３０へ送られる。ルックアップテーブル３５は、マイクロプロセッサのメモリに、望ましくは読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）に記憶されている。ルックアップテーブル３５の右の列には、複数の基準電流値が格納されている。ルックアップテーブルを用いると、ランプ電流の基準値は、左の列に格納された値を検索することによって決定可能である。左の列に格納された値は、測定電圧に最も密接に対応する。電流の対応する基準値は、同じ行の右列領域の値を求めることによって得られる。測定されたランプ電圧及びランプ電流の基準値から成る全ての組は、ルックアップテーブルの他の行への切り換え時に輝度の変化が生じないように、同じ電力消費値をもたらす。決定された基準値は加算点２２に送られ、そこで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３に対する制御信号を形成するよう信号調整ブロック３１の出力と結合される。

図３は、本発明の第３の実施例を示す。それは、図２に関連して記載された実施例に類似するが、本実施例では、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３４がマイクロプロセッサの代わりに使用される。ＤＳＰ３４は、高帯域要求を有する第２の制御ループに関してさえも、対応する制御タスクが補償されるように、高速計算を行うことができる。従って、第１の制御ループのコントローラのみがデジタルコントローラとして実施されるのではなく、第２の制御ループもデジタルコントローラとして実施される。測定された電圧は、信号調整ブロック３３を通されて、測定信号の直流成分を除去される。ＤＳＰ３４内でデジタル方式で実施される加算点３２では、信号調整ブロック３３の出力は、第１の制御ループによって生成された基準電流信号から減じられる。加算点３２によって計算された差分は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３へ制御信号として送られ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、その制御信号を、上述された方法で処理する。第１の制御ループは、図２を参照して記載された第２の実施例の第１の制御ループと同様に実施される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３へ送られる制御信号は、第１及び第２の制御ループの制御信号の結合である。

ランプを接続された本発明に従う回路配置の第１の実施例を示す。 ランプが接続された本発明に従う回路配置の第２の実施例を示す。 ランプが接続された本発明に従う回路配置の第３の実施例を示す。

Claims (22)

1. 供給電圧源への接続のための入力端子と、該入力端子へ結合され、前記供給電圧源によって供給される供給電圧から直流電流を発生させるＤＣ−ＤＣコンバータと、基準値によって表される値で前記直流電流を制御する制御回路と、ランプ接続端子を有し、前記直流電流を整流する電流転換器とを有する、高輝度放電ランプ、又はＨＩＤランプを作動させる回路配置であって、
   前記制御回路は、前記直流電流の平均を前記基準値へと制御する第１の制御ループと、前記直流電流の前記整流によって生じた前記基準値近辺の前記直流電流の僅かの変動を制御する第２の制御ループとを有する、ことを特徴とする回路配置。
2. 前記基準値は、所望の出力電力値に依存して決定される、請求項１記載の回路配置。
3. 前記基準値は、更に前記電流転換器の入力部で測定された電圧に依存して決定される、請求項２記載の回路配置。
4. 前記第１の制御ループは、前記電流転換器への入力電圧のための測定ユニットと、分圧器と、直流遮断回路とを有する、請求項１乃至３のうちいずれか一項記載の回路配置。
5. 前記第１の制御ループは、高帯域を有し、前記高輝度放電ランプ及びランプバラストを有する動的システムを制御するよう構成される、請求項１乃至４のうちいずれか一項記載の回路配置。
6. 前記第２の制御ループは、測定された電圧信号及び前記所望の出力電力値から前記基準値を決定するよう構成された手段を有する、請求項２乃至５のうちいずれか一項記載の回路配置。
7. 前記第１の制御ループの反転出力は、前記第２の制御ループの出力へ加えられ、その結果は、制御信号として前記ＤＣ−ＤＣコンバータへ印加される、請求項１乃至６のうちいずれか一項記載の回路配置。
8. 前記基準値を決定するよう構成された前記手段は、前記電流転換器の測定された入力電圧及び所望の出力電力を前記基準値に関連付けるよう構成されたルックアップテーブルである、請求項６又は７記載の回路配置。
9. 前記基準値を決定するよう構成された前記手段は、リアルタイムでプログラムを実行するよう構成されたマイクロプロセッサである、請求項６又７記載の回路配置。
10. 前記第１の制御ループはアナログコントローラを有し、前記第２の制御ループはデジタルマイクロプロセッサを有する、請求項４乃至９のうちいずれか一項記載の回路配置。
11. 前記第１の制御ループ及び前記第２の制御ループは、デジタル信号プロセッサ又はＤＳＰを有し、前記第１の制御ループの高帯域制御タスクと、前記第２の制御ループの低帯域制御タスクをデジタルで実行する、請求項４乃至９のうちいずれか一項記載の回路配置。
12. 前記制御回路は、前記高輝度放電ランプ及びランプバラストを有する制御されたシステムの変化に従って前記第１の制御ループ及び前記第２の制御ループの少なくとも１つを調整する適応フィードバックコントローラを有する、請求項１乃至４のうちいずれか一項記載の回路配置。
13. 前記第１の制御ループは電流フィードバックループであり、前記第２の制御ループは電圧フィードバックループである、請求項１２記載の回路配置。
14. 前記第１の制御ループは、前記電流転換器の前の短絡と、前記適応フィードバックコントローラへの少なくとも１つの接続を有する第１のフィードバックコントローラとを有する、請求項１２又は１３記載の回路配置。
15. 前記第２の制御ループは、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検知する手段と、前記適応フィードバックコントローラへの少なくとも１つの接続を有する第２のフィードバックコントローラとを有する、請求項１２乃至１４のうちいずれか一項記載の回路配置。
16. 前記制御回路は、一定電力レベルを確保するよう構成された第３の制御ループを更に有する、請求項１２乃至１５のうちいずれか一項記載の回路配置。
17. 前記第３の制御ループは電力計算ブロックを有する、請求項１６記載の回路配置。
18. 前記第３の制御ループは、前記一定電力レベルへ加えられるべき予成形電流パルスを生成するよう構成されたパルス発生器を有する、請求項１６又は１７記載の回路配置。
19. 前記パルス発生器は、光束に対する入力電力に関するＨＩＤランプの伝達関数においてローパス特性を補償するよう逆フィルタを有する、請求項１７記載の回路配置。
20. 前記逆フィルタはデジタルフィルタである、請求項１９記載の回路配置。
21. 前記適応フィードバックコントローラは前記パルス発生器を調整する、請求項１８乃至２０のいずれか一項記載の回路配置。
22. 請求項１乃至２１のうちいずれか一項記載の回路配置へ結合された高輝度放電ランプを有する投射装置。

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