JP2008510333A5

JP2008510333A5 -

Info

Publication number: JP2008510333A5
Application number: JP2007525377A
Authority: JP
Filing date: 2005-08-10
Publication date: 2010-04-22

Description

類似の共振回路トポロジーを有し、同じ較正信号を用いてプロセス変動を補償する単一チップのＬＮＡ及びＶＣＯ

概ね本発明は、無線周波数（ＲＦ）受信機に関し、特に、単一チップＲＦ受信機のデザインに関する。

略語を以下に定義する。
ＢＢベースバンド
ＩＣ集積回路
ＩＦ中間周波数（Intermediate Frequency）
ＬＮＡ低雑音増幅器（Low Noise Amplifier）
ＬＯ局部発振器（Local Oscillator）
ＰＬＬ位相ロックループ（Phase Lock Loop）
ＲＦ無線周波数（Radio Frequency）
ＲＸ受信機
ＶＣＯ電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator）
ＶＤＤ電源電圧

現在、ＩＣを用いて実装されたマルチバンド（多帯域）受信機は、複数のオフチップフィルタを含む受信機フロントエンドを内蔵する。これら複数のオフチップフィルタはマルチバンド送受信機のサイズ、複雑性、電力消費量及び組み立て費用を増大させ、これらの使用は一般に望ましくない。

当然のことながら、当業者はワンチップ・マルチバンドの受信機デザインを希望する。このようなワンチップ・マルチバンドの受信機デザインは、ＬＮＡと周波数ミキサとの間に典型的に配置された特定のフィルタ（イメージ除去フィルタ）を含む複数のオフチップフィルタを必要としないのが好ましい。同一出願人による米国特許出願公開第2003/0176174号（本明細書では、この米国特許出願公開明細書を全体として援用する），パウリ・セッピネン（Pauli Seppinen）、アールノ・パースシネン（Aarno Parssinen）、マイケル・グスタファソン（Mikael Gustafsson）及びミカ・マキタロ（Mika Makitalo）著，「Method and Apparatus Providing Calibration Technique for PF Performance Tuning」に説明されているように、通常、（複数の）イメージ除去フィルタは、（3G CDMAシステムのような）同時送受信モードを有する全二重システムの受信機入力への送信機出力の漏洩のために必要とされている。

ＬＮＡとミキサとの間にオフチップフィルタを設けない場合、別の手段によって信号のフィルタリングを行う必要がある。信号のフィルタリングを行わなかったり、不適切に行ったりする場合、ミキサの出力信号は、必要な信号成分に加えて不必要な信号成分を含むことになる。この不要な信号成分は、最悪の場合、必要な（複数の）信号成分の受信を完全に破壊することがある。

更に、受信機をマルチバンド化することへの要求は、ＬＮＡとミキサとの間で固定フィルタをもはや実装できなくなるようにフロントエンドを変質させてしまうおそれがある。これは、典型的に、関心のある周波数帯域ごとに一連の制御可能フロントエンド構成要素が用いられるために生じる。このため当業者は、周波数帯域ごとにフィルタを設けることに関連する複雑性なしに、マルチバンド動作に対応する、フロントエンドデザインをも望んでいる。

従来技術による受信機１００の一部（受信機「フロントエンド」）を図１に具体的に示す。この具体例では、受信機１００は５つの周波数帯域（Band_1〜Band_5）で動作する。受信機１００は、広帯域アンテナ１０５に接続されたフィルタリング及びインピーダンス整合要素（簡単にするため、フィルタと称する）１１１，１１５を含む。次に、フィルタ１１１，１１５はそれぞれＬＮＡ１２１，１２５に接続されている。次に、ＬＮＡ１２１，１２５の出力部はそれぞれイメージ除去フィルタ１５１，１５３，...１５５に接続され、従ってミキサ１３１，１３３，．．１３５に接続されている。ミキサ１３１〜１３５を用いて、信号は、更なる信号処理のためにベースバンド（例えば、０ヘルツ、０に近いヘルツ、または、スーパーヘテロダインまたは等価な受信機を実装する場合には任意の適切なＩＦ）にミックスダウン（ダウンコンバート）される。ＰＬＬ及び較正回路ブロック１４１〜１４５に含まれるＶＣＯは、それぞれミキサ１３１〜１３５に接続され、適切な混合周波数信号をミキサ１３１〜１３５に供給する。図１から明らかなように、較正回路（ＰＬＬ及び較正ブロック１４１〜１４５の一部）は、関心のある５つの周波数帯域を提供するために、個別に必要とされる。従来技術の限定されないこの例では、帯域１及び帯域２のために同じＰＬＬ及び較正ブロック１４１が機能を提供していることに留意すべきである。

従来技術の受信機デザイン１００の複雑性は、オフチップイメージ除去フィルタ１５１〜１５５の必要性によって更に増大する。有効回路の重複、機能の重複、及び、オフチップフィルタリング処理を組み込むためのチップ相互接続の必要性は、受信機の実装を複雑で高価なものにする。
米国特許出願公開第２００３／０１７６１７４号米国特許第６６２１３６５号米国特許第６６３９４７４号

好適な実施形態のまとめ

これらの教示につき現在好適である実施形態によれば、前述の問題及びその他の問題は克服され、その他の利点が実現される。

一側面では、本発明は、アンテナに組み合わせられる無線周波数受信機を提供する。この受信機は、
ダウンコンバージョンミキサと、アンテナに接続される入力部と、ミキサの第１入力部に接続され、受信した周波数信号をミキサに供給する出力部とを有する増幅器と、
ミキサの第２入力部に接続され、混合した周波数信号をミキサに供給する出力部を有する電圧制御発振器と、
を備える。好適な実施形態では、前記増幅器及び前記電圧制御発振器の構成要素は、実質的に同じ共振回路トポロジーを有し、同じ集積回路内に実装される。
共振回路は、構成要素のプロセス変動を補償し、しかも、必要に応じて複数の周波数帯域を選択するため、切り替え可能なキャパシタ及び同調可能バラクタのような同調可能素子を有することが好ましい。好適な実施形態では、増幅器及び電圧制御発振器の各々は、集積回路構成要素の値変動を補償するための較正信号に組み合わされる較正回路を備える。また、電圧制御発振器に用いられる較正信号は、増幅器にも用いられる。

別の側面では、本発明は、無線周波数受信機を較正する方法を提供する。この方法は、
ダウンコンバージョンミキサと、アンテナに接続される入力部と、ミキサの第１入力部に接続され、受信した周波数信号をミキサに供給する出力部とを有する増幅器と、
ミキサの第２入力部に接続され、混合した周波数信号をミキサに供給する出力部を有する電圧制御発振器と、
を準備することを含み、ここで、同じ集積回路内に実質的に同じ共振回路トポロジーを呈するように配される、少なくとも増幅器及び電圧制御発振器の構成要素が設けられる。
さらに、増幅器及び電圧制御発振器が、それぞれ、集積回路構成要素の値変動を補償するための較正信号に組み合わされる較正回路を備えるようにされる。
この方法は、集積回路構成要素の値変動に対して電圧制御発振器を較正するのに用いる較正信号を得ることと、前記得た較正信号を、集積回路構成要素の値変動に対して増幅器を較正するためにも用いることとを更に含む。

更なる側面では、本発明は、少なくとも１つのアンテナと、異なる無線周波数帯域で動作することができるマルチモード送受信機とを含む、例えば、限定はしないが携帯電話のような移動局を提供する。このマルチモード送受信機は、少なくとも１つのアンテナに接続される無線周波数送信機及び無線周波数受信機を含む。この受信機は、ダウンコンバージョンミキサ，アンテナに接続される入力部，ミキサの第１入力部に接続されて受信周波数信号をミキサに供給する出力部を有する増幅器と、ミキサの第２入力部に接続されて混合周波数信号をミキサに供給する出力部を有する同調可能な発振器とを含む。これらの増幅器及び発振器の構成要素は、実質的に同じ共振回路トポロジーを呈するように配置され、同じ集積回路内に実装されている。

移動局の好適な実施形態では、増幅器及び発振器の各々は、集積回路構成要素の値変動を補償するための較正信号に組み合わされる較正回路を含み、発振器に用いられる較正信号は増幅器にも用いられる。

集積回路構成要素の値変動に対して電圧制御発振器を較正するために用いられる較正信号を得て、それを、集積回路構成要素の値変動に対して増幅器を較正するためにも用いるように動作するコンピュータプログラム製品をも開示する。

本発明の前述の側面及びその他の側面は、以下の好適な実施形態の詳細な説明を添付図面と併せて理解することによって更に明らかになる。

好適な実施形態の詳細な説明

本発明に従って構成された受信機フロンドエンド２００を、簡略化した形で図２に示す。図１に示す従来技術の受信機フロントエンド１００の複数回路とは対照的に、共通のＩＣ（単一チップ）１０には、少なくともＬＮＡ２２０及びＰＬＬ２４０／ＶＣＯ２４５回路素子が実装されている。これに加えて、多くの場合では、ＲＦ信号に対して適切な利得を保証するため、ミキサ２３０をも同じチップ１０上に配置するのが望ましい。

特に、オフチップアンテナ１０５の出力は、関心のある周波数帯域に同調することができる同調可能フィルタ２１０に結合されている。次に、フィルタ２１０はＬＮＡ２２０の入力に接続され、次に、ＬＮＡ２２０の出力は選択的ミキサ２３０の入力に接続されている。同調可能局部発振器（ＰＬＬ）２４０の較正関連出力は、フィルタ２１０及びＬＮＡ２２０に接続され、周波数信号出力（ＶＣＯＯＵＴ）はミキサ２３０に接続される。

図２を図１と比較すると、本発明の特徴は、関心のある周波数帯域ごとに同じ機能を実行する複数の重複回路を排除することであるということが図２から直ちに明らかになる。このことは、関心のある所望の周波数帯域に同調することができ、また、構成要素のばらつきを補償するために用いることのできる同調可能回路素子を、共振回路に実装することによって達成される。同調機能は、同調可能回路素子を所望の周波数帯域に同調するために用いられる関連の複数のリアクタンス回路素子（図２に示さず）によって達成される。

図示の受信機フロントエンドの素子２１０，２２０，２３０，２４０を単一チップに実装するのが好ましいので、これらの個々の回路素子を含む回路構成要素は、ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５を同調するのに用いられる複数のリアクタンス回路素子を含み、同じプロセス変動を受ける。このことは、ＶＣＯ２４５を較正するために生成される較正信号を、ＬＮＡ２２０を較正するためにも用いることができるという望ましい効果を奏する。ＬＮＡ２２０の負荷を同調すること、および入力インピーダンスを整合することのために同調信号を使用することができることは、ＬＮＡ２２０に対して別個の較正回路を設ける必要性を排除する。更に、この回路の実装は、別個のイメージ信号除去フィルタ、すなわち図１に示すフィルタ１５１〜１５５を不必要にさせる程度までＬＮＡ２２０の選択性（selectivity）を増大する。

図２に示す受信機フロントエンドトポロジーの特定の実装を図３に示す。ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５はミキサ２３０に誘導的に結合されている。ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５の各々は、スイッチ２７０，２８０によって切り替えられる関連の別個のスイッチドキャパシタアレイ２５０，２６０（キャパシタＣ１〜Ｃ６及びスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３）を有する。

外部の構成要素に依存しない単一チップ回路デザイン（single-chip circuit design）は、プロセス変動（プロセスのばらつき）の補償を必要とすることがある。数ＧＨｚまでの周波数では、キャパシタンス値の約±１０％のばらつきはＶＣＯ２４５の共振周波数に３００ＭＨｚ〜５００ＭＨｚのばらつきを生じさせることがある。動作周波数のこのばらつきを補償するため、キャパシタＣ１〜Ｃ６及びスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を用いてプロセスのばらつきを較正することが好ましい。ＬＮＡ２２０の選択性が増す場合、この場合も較正を実行する必要があるという同種の問題が生じることがある。更に、マルチバンド動作は、ＶＣＯ２４５及びＬＮＡ２２０に対して帯域選択機能を要求するが、切り替え可能なキャパシタは、その機能のためにも用いることができる。

本発明の望ましい特徴は、ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５の回路構成及び共振回路トポロジーの類似性、及び、単一ＩＣへのＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５の実装である。ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５の構造間の著しい違いは、ＶＣＯ２４５においてトランジスタＱ１，Ｑ２のゲートが正のフィードバックを構成するように交差接続されて振動状態を確立するのに対して、ＬＮＡ２２０においてはＱ１及びＱ２のゲートがＬＮＡ２２０の（差動）信号入力ノードを形成するということである。その他の側面では、ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５の回路構成は実質的に同じであって、それは、電流バイアス（Ｉｂｉａｓ）、電圧基準（Ｖｒｅｆ）及び電圧制御（Ｖｃｏｎｔ）信号の接続、電圧調整バラクタダイオードＶＲ１，ＶＲ２及び様々な関連トランジスタＱ３〜Ｑ８に関しても言えることである。構成要素の値も、（ＩＣプロセス変動の限界及び小信号利得の相違内で）実質的に同一であるのが好ましい。

ＬＮＡ２２０の出力及びＶＣＯ２４５の出力の双方が、それぞれのコイルＴ１を介してミキサ２３０のダイオードブリッジ（Ｄ１〜Ｄ４）にミキサコイルＴ２，Ｔ３により誘導的（誘導結合係数ｋ）に結合されていることに更に留意すべきである。この結合を図４に簡略化した図で示す。一般に、ミキサ接続及び動作周波数モード選択を、同一出願人による米国特許第6621365号（本明細書では、この米国特許明細書を全体として援用する），ジュハ・ハリーブオリ（Juha Hallivuori）及びパウリ・セッピネン（Pauli Seppinen）著，「Method and Apparatus Providing a Daul Mode VCO for an Adaptive Receiver」に記載されているようにすることができる。

ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５は実質的に同じ共振回路トポロジーを有し、同じＩＣに製造されたことによって同じプロセス変動を受けるということによって、ＶＣＯ２４５に対して決定されたプロセス変動の較正信号を用いてＬＮＡ２２０をも較正することができるということが有利に見出された。この較正信号を様々な方法で決定することができる。１つの適切且つ好ましい技術は、同一出願人による米国特許第６６３９４７４号，カル・アシカイネン（Kalle Asikainen）及びパウリ・セッピネン（Pauli Seppinen）著，「Adjustable Oscillator」（調整可能な発振器）に記載されている。本明細書では、この米国特許明細書を全体として援用する。例えば、このアプローチでは、調整可能な発振器が、少なくとも１つの共振回路を有しており、発振器の周波数は、上記少なくとも１つの共振回路の共振周波数を制御信号により変更することによって調整される。制御信号に関して、最小値及び最大値が、少なくとも１つのターゲット値であるように選択される。調整可能発振器の周波数は、ターゲット値にほぼ対応するように設定される。制御信号の値及びターゲット値が比較され、制御信号の値がターゲット値と明確に異なる場合には、上記少なくとも１つの共振回路の共振周波数を変更するべく、同調信号が生成される。

ＬＮＡ２２０がまだ較正されていない場合でも、ＶＣＯ２４５が較正されうることができること明らかである。というのも、好ましい（しかし、限定されない）アプローチにおいてはＲＦ入力信号を必要としないからである。

一般に、較正信号は、較正及び帯域選択のいずれに対しても、Ｃ１〜Ｃ６を選択するために、ＳＷ１〜ＳＷ３を制御することができる。キャパシタ及びインダクタに対する適切な構成要素の値は、実際の用途に依存する。しかし、このことに関して、良好なＱ値を仮定すれば、集積回路１０のコイル値が近似的に約０．５ｎＨ〜約６ｎＨの範囲内にあり、共振周波数（ｆ_０）が、インダクタンス（Ｌ）×キャパシタンス（Ｃ）の平方根を２π倍した値の逆数と定義されることに留意すべきである。

Ｌの値が固定される場合、周波数の変動は、Ｃの値の達成可能な変動から生じる。従って、Ｌ及びＣに対する構成要素の値をかなり制約することができる。上記に参照した同一出願人による米国特許第６６２１３６５号，ジュハ・ハリーブオリ（Juha Hallivuori）及びパウリ・セッピネン（Pauli Seppinen）著，「Method and Apparatus Providing a Daul Mode VCO for an Adaptive Receiver」の場合のように、Ｌの値が変更可能または同調可能である場合、より広い周波数範囲にわたって、より多くの周波数帯域を１つの受信機フロントエンドで提供することが可能となる。

本発明を適切な技術的な状況に置くため、図５を参照する。図５には、本発明を実施する少なくとも１つの移動端末または移動局（ＭＳ）１００を含む無線通信システムの一実施形態の簡略化したブロック図を示す。例えば、パケットデータネットワークつまりＰＤＮのようなデータ通信ネットワークに接続するネットワークノード３０と、少なくとも１つの基地局コントローラ（ＢＳＣ）４０と、所定の無線インターフェース規格に従ってフォワードまたはダウンリンク方向に物理チャネル及び論理チャネルの双方を移動局１００へ送信する複数の基地受信機局（ＢＴＳ）５０とを有する例示的なネットワークオペレータも示す。各ＢＴＳ５０はセルをサポートすると仮定される。モバイル発信アクセスリクエスト及びトラフィックを搬送するリバースまたはアップリンク通信パスも移動局１００からネットワークオペレータに存在する。無線インターフェース規格を任意の適切な規格またはプロトコルに従わせることができ、データトラフィック使用可能インターネット７０のアクセス及びウェブページダウンロードのような音声トラフィック及びデータトラフィックの双方を使用可能にすることができる。無線インターフェースの１つの適切なタイプはＴＤＭＡに基づき、ＧＳＭまたは高度なＧＳＭプロトコルをサポートすることができる。しかし、本発明は、ＴＤＭＡまたは、ＧＳＭまたはＧＳＭ関連の無線通信システムに限定されるものではない。実際には、ＷＣＤＭＡのような別の無線システム及び無線インターフェースは、図５に示す無線通信システムによって作用される地理的領域の少なくとも一部に作用することができ、この場合、好適な実施形態では、ＭＳ１００は、ＧＳＭネットワークまたはＷＣＤＭＡネットワークのどちらかで動作することができるマルチバンド端末である。あるいはまた、ＭＳ１００を、ＷＣＤＭＡシステムのみで動作するシングルバンド（単一帯域）端末とすることができる。移動局１００は、表示装置１４０の入力に接続される出力と、キーボードまたはキーパッド１６０の出力に接続される入力とを有するマイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）１２０を代表的に含む。移動局１００を、携帯電話またはパーソナルコミュニケータのようなハンドヘルド無線電話とすることができる。移動局１００を、使用中、別の装置に接続されたカードまたはモジュール内に含めることもできる。例えば、移動局１０を、ラップトップまたはノート型コンピュータ、または、ユーザによって装着できるコンピュータのような携帯用データプロセッサ内に使用中導入されるＰＣＭＣＩＡまたは類似のタイプのカードまたはモジュール内に含めることができる。ＭＳ１００は、限定されない例としてＰＤＡ、またはゲーム装置、または、無線通信機能を有するインターネット機器を統合することもできる。ＭＣＵ１２０は、動作プログラムを格納する読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）と、必要とされるデータ、スクラッチパッドメモリ、受信したデータ、送信するデータなどを一時的に格納するランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）とを含む何らかのタイプのメモリ１３０を含む、または、これに結合されていると仮定される。別個の取り外し可能なＳＩＭ（図示せず）をも設けることができ、ＳＩＭは、例えば、好適な公衆移動網（ＰＬＭＮ）リスト及びその他の加入者関連情報を格納する。ＲＯＭは、本発明の目的のため、無線通信システムにおいて動作するのに必要とされるソフトウェアルーチン、層及びプロトコルを実行し、表示装置１４０及びキーパッド１６０を介して適切なユーザインターフェース（ＵＩ）をユーザに提供するため、ＭＣＵ１２０を使用可能にするプログラムを格納すると仮定される。格納されたプログラムは、ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５に対して適切な共同の較正手続きを実行するように動作することができる。図示されていないが、ユーザが従来通りに音声呼び出しを行うことができるマイクロホン及びスピーカをも設けることができる。移動局１００は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１８０または等価な高速プロセッサまたは、論理あるいは制御ユニットと、送信機（Ｔｘ）１９０及び（ＬＮＡ２２０を含む）受信機（Ｒｘ）１９５を含む無線送受信機とを含む無線セクションをも含む。送信機（Ｔｘ）１９０及び受信機（Ｒｘ）１９５の双方は、ＢＴＳ５０を介してネットワークオペレータと通信するため、アンテナ１０５に結合されている。少なくとも１つの局部発振器（ＬＯ）は、ＶＣＯ２４５を有するＰＬＬ２４０を含み、送受信機を同調するために設けられている。デジタル化音声及びパケットデータのようなデータはアンテナ１０５を介して送信及び受信される。本発明を１．９ＧＨｚ及び２．１ＧＨｚＷＣＤＭＡ、並びに９００／１８００ＭＨｚＧＳＭ帯域で用いることができるが、本発明の教示は、任意の特定の周波数帯域で用いることに限定されない。本発明は、任意の特定タイプの無線構造で用いることにも限定されない。例えば、直接変換受信機及びスーパーヘテロダイン受信機を特徴とする構造で本発明を用いることができる。

本発明の好適な実施形態による移動局１００では、受信機１９５は同調可能であって、関心のある複数の周波数帯域にわたって動作する。関心のある周波数帯域は、ＣＤＭＡ周波数帯域またはＴＤＭＡ周波数帯域を含むことができる。より一般的には、関心のある周波数帯域は、ＧＳＭ、ＷＣＤＭＡ、ＵＷＢ（例えば、３．１ＧＨｚ及び４．８ＧＨｚ）、ＷＬＡＮ（例えば、２．４ＧＨｚ及び５ＧＨｚ）、ブルートゥース（登録商標）（２．４ＧＨｚ）、ＤＶＢ‐Ｈ（例えば、ＵＨＦ，４７０〜８３８ＭＨｚ）、ＧＰＳ、ＦＭ及びＲＦ‐ＩＤ（例えば、８６８ＭＨｚ）周波数帯域を含むがこれらに限定されない任意の好適な周波数帯域を含むことができる。

前述に基づいて、本発明の実施形態は、単一チップ上に実装され、受信機アンテナに接続される同調可能な広帯域フィルタを含むことができる受信機デザインに関することが認識されるだろう。同調可能な広帯域フィルタはＬＮＡ２２０に組み合わされ、ＬＮＡ２２０の出力は周波数選択的ミキサ２３０に接続される。周波数選択性は、ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５の負荷を変更することによって、従って、ミキサ２３０の入力共振を変更することによって、達成される。ＰＬＬ２４０は、ミキサ２３０に接続されるマルチバンド電圧制御発振器２４５を含む。ＶＣＯ２４５及びＬＮＡ２２０は、それぞれ関連する共振回路を有するが、これらは単一チップに実装されるので、同じプロセス変動を受ける。本発明の好適な実施形態では、ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５の構成要素は、実質的に同じ共振回路トポロジーを呈するように配され、結果として、ＶＣＯ２４５を較正するために用いられる同じ集積回路較正信号を、ＬＮＡ２２０を較正する目的にも使用することができる。この好適なデザインの１つの有利な結果は、ＬＮＡ２２０の選択性をかなり向上させて、従来技術のようにオフチップイメージ除去フィルタ１５１を別に設ける必要性をなくすることができるということである。

本発明は、複数のオフチップフィルタ特に、望まれないイメージ信号を除去するオフチップイメージ除去フィルタの必要性を除去するワンチップ受信機デザインを提供することによって、従来技術の制限を克服する。好適な実施形態では、ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５は共通の半導体基板上の単一チップ内に製造され、ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５は、同じチップ製造プロセス変動を受ける、実質的に同じ共振回路を有する。ＬＮＡ２２０を較正目的でＶＣＯ２４５に組み合わせることができるので、ＬＮＡ較正回路を別に設ける必要性を回避することができる。

本発明の好適な実施形態では、ＬＮＡ２２０及びＶＣＯ２４５の各々は、マルチバンド受信機フロントエンドにおいて帯域選択を実行する帯域選択信号に組み合わされる較正／帯域選択回路を備え、好ましくは、ＶＣＯ２４５及びＬＮＡ２２０に対して同じ帯域選択信号が用いられる。本発明の好適な実施形態では、関心のある帯域に従って選択することができる特定の周波数に対して較正が実行されるので、較正信号及び帯域選択信号は同じ信号である。このように、プロセス変動に対して実行される較正と、帯域選択とを同時に達成することができる。較正／帯域選択回路は同調可能インダクタを含むことができる。

前述では、本発明を実行するため、発明者によって意図された最善の方法及び装置の充分且つ有益な説明を、例示的、且つ限定されない例によって行った。しかし、添付図面及び請求項と併せて理解する前述の説明を考慮して様々な変更及び修正形態が当業者に明らかになる。特定の回路構造は、図３に示す回路構造から逸脱することができるので、幾つかの例として、その他の類似または等価なワンチップフロントエンド受信機デザインの使用を当業者によって試みることができる。しかし、本発明の教示のこのような変更及び類似の変更のすべては、依然として本発明の範囲内にある。

更に、本発明の特徴の幾つかを用いて、その他の特徴を対応して用いることなしに利益を与えることができる。従って、前述の説明は、本発明の原理のみを例示したものであって、本発明を限定するものではないと考えられるべきである。

従来技術に従って構成された無線受信機デザインの一側面を示す簡略化したブロック図である。本発明の好適な実施形態に従って構成された無線受信機デザインの一側面を示す簡略化したブロック図である。図２に示すＬＮＡ、ＶＣＯ及びミキサの構成を詳細に示し、ＬＮＡ及びＶＣＯの類似の共振回路トポロジーを強調する回路図である。図２及び図３のミキサ、ＬＮＡ及びＶＣＯの誘導結合を示す簡略化した図である。本発明に従って構成され動作されるＲＦフロントエンドを有する移動局を含む無線通信システムのブロック図である。