JP2008505557A - マルチバンド受信機同期 - Google Patents

Abstract

【解決手段】パケット送信を検出することについて開示する。第一の帯域で受信された第一の同期波形を有する第一の信号を使用して、第一の複数の検出メトリックを決定する。第二の帯域で受信された第二の同期波形を有する第二の信号を使用して、第二の複数の検出メトリックを決定する。複数の結合検出メトリックを生成するために、第一及び第二の複数の検出メトリックを結合させる。複数の結合検出メトリックの少なくとも一つを使用して、パケット送信を検出する。更に、送信パケット内の境界を検出することについて開示する。帯域内で送信パケットの第一のシンボルを受信する。帯域内で送信パケットの第二のシンボルを受信する。第一及び第二のシンボルを比較する。少なくとも部分的には、第一のシンボル及び第二のシンボルの比較と、帯域とに基づいて、送信パケット内の境界を検出する。更に、信号を受信することについて開示する。第一の帯域で受信した信号を増幅する。増幅信号が飽和条件を満たすかを判断する。少なくとも部分的には、増幅信号が飽和条件を満たすことに基づいて、第二の帯域への変更を始動する。
【選択図】図１Ａ

Description

一部のワイヤレス通信システムは、パケットを送信する時に周波数ホッピングを利用する。送信パケットはシンボルを含み、周波数ホッピングを利用する時、送信機は、パケットの一部のシンボル間で周波数帯域を変更する。受信機は、様々な機能を実行してパケットを検出及び受信し、こうした機能の改善により、受信機の性能を改善し得る。様々な周波数帯域において様々な時点でシンボルを受信し得るマルチバンド受信機において、パケット検出の改善、ペイロード境界検出の改善、或いは飽和の処理の改善を行うことは有用である。

以下の詳細な説明及び添付図面において、本発明の様々な実施形態を開示する。

本発明は、処理、装置、システム、合成物、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体等のコンピュータ読み取り可能な媒体、又は光学又は電気通信リンクを介してプログラム命令が送信されるコンピュータネットワークを含め、多数の方法で実現可能である。本明細書において、こうした実施例、或いは本発明が取り得る他の任意の形態は、手法と呼ばれる場合がある。タスクを実行するように構成されたものとして説明されるプロセッサ又はメモリ等のコンポーネントは、特定の時期にタスクを実行するように一時的に構成された一般コンポーネントと、タスクを実行するために製造された固有コンポーネントとの両方を含む。一般に、開示された処理のステップの順序は、本発明の範囲内で変更してよい。

本発明の一つ以上の実施形態の詳細な説明は、本発明の原理を例示する添付図面を参照して以下に提示する。本発明について、こうした実施形態により説明するが、本発明は、任意の実施形態に限定されない。本発明の範囲は、特許請求の範囲のみにより限定され、本発明は、多数の代替物、変形例、及び等価物を包含する。以下の説明では、本発明の完全な理解を提供するために、多数の具体的な詳細について述べる。こうした詳細は、例示の目的で提供するものであり、本発明は、こうした具体的な詳細の一部又は全部がなくとも、特許請求の範囲に従って実施し得る。明確にする目的から、本発明に関連する技術分野において公知の技術的内容については、本発明を不必要に曖昧にしないため、詳細な説明は省略する。

パケット送信の検出について開示する。第一の帯域で受信した第一の信号を使用して、第一の複数の検出メトリックを決定する。第二の帯域で受信した第二の信号を使用して、第二の複数の検出メトリックを決定する。第一の複数の検出メトリックを第二の複数の検出メトリックと結合させ、複数の結合検出メトリックを生成する。一部の実施形態において、検出メトリックは、加算を使用して結合させる。パケット送信は、少なくとも一種類の複数の結合検出メトリックを使用して検出する。一部の実施形態では、最大検出メトリックを使用して、パケット送信を検出する。一部の実施形態では、閾値を使用して、パケット送信を検出する。

送信パケット内での境界の検出について更に開示する。一部の実施形態において、境界は、プリアンブルの終了に対応する。送信パケットの第一のシンボルと第二のシンボルとは、一定の帯域で受信される。一部の実施形態では、第一のシンボルと第二のシンボルとの間に受信される他のシンボルが存在する。第一及び第二のシンボルを比較し、少なくとも部分的には比較に基づいて、送信パケット内の境界を検出する。一部の実施形態において、第一及び第二のシンボルは、第一及び第二のシンボルのサンプルを相関させることで比較する。

第二の帯域への変更の始動について更に開示する。第一の帯域で受信した信号を増幅する。一部の実施形態において、受信信号は、パケットのプリアンブルシンボルに関連する。増幅信号が飽和条件を満たすかを判断する。第二の帯域への変更は、少なくとも部分的には、飽和条件を満たす増幅信号に基づいて始動される。一部の実施形態では、第一の帯域及び第二の帯域を使用して、周波数ホッピングを行う。一部の実施形態では、増幅信号が飽和条件を満たす場合に、第一及び／又は第二の帯域に関連する利得設定を調節する。

ワイヤレスデバイスは、互いを検出し、ネットワークを確立できる。ワイヤレスネットワークの構成デバイスは同じ送信周波数帯域（群）を共有するため、構成要素間の送信は、相互干渉を回避するように調整させ得る。調整は、デバイスの送信元−送信先ペア毎に特定のタイムスロットを割り当てることで、或いは、搬送波感知多重アクセス／衝突検出方式（ＣＳＭＡ／ＣＡ）を利用することで実行し得る。ワイヤレス媒体に自由にアクセスできると判断すると、デバイスは、送信先デバイス宛のパケットを送信する。送信先デバイスの受信機は、各パケットの存在を検出し、パケットの復調が開始される前に、パケットに同期する。ワイヤレス媒体の可変性のため、この同期は、各パケットの先頭において実施し得る。

多数のワイヤレスネットワークは、一組の同じ周波数帯域を占有し得る。一部のワイヤレスシステムにおいて、各ワイヤレスネットワークは、固有の周波数帯域ホッピングシーケンスを利用して、異なるワイヤレスネットワーク間の干渉を軽減する。周波数帯域ホッピングシーケンス（固有その他）は、時間周波数符号（ＴＦＣ）として公知であり、以下で更に詳細に説明する。

パケットを受信する際に、或いは受信を試行する際には、受信機において様々な処理を実行してよい。実行してよい一処理は、パケット検出である。別の処理は、受信機が送信パケットと実質的に同期して周波数帯域を変更するように、受信機のタイミングを補正することにしてよい。別の処理は、送信パケットの同期プリアンブルと情報保持部との間の境界等、パケット内の境界を決定することにしてよい。別の処理は、飽和の検出及び応答にしてよい。こうした処理については、以下で更に詳細に説明する。一部の実施形態では、説明した処理の一部は実行されず、或いは、説明したものに加えて、追加処理を実行してよい。

図１Ａは、三シンボル期間のＴＦＣ期間による帯域ホッピングを使用して送信されるパケットの例を示している。図示した例において、各長方形は、周波数帯域の一つにおいて送信されるシンボルに対応する。パケット１００は、同期に使用されるシンボルと、データの搬送に使用されるシンボルとを含む。パケット同期（ＰＳ）シンボル１０１〜１０３は、それぞれ周波数帯域Ｂ１、Ｂ２、及びＢ３において送信される。シーケンス（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）は反復され、パケットの他のシンボルを送信するのに使用される。この周波数帯域のシーケンスがＴＦＣであり、本例では（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）となる。ＴＦＣ期間は、どのくらいの頻度でシーケンスが反復するか（即ち、ＴＦＣの長さ）であり、本例では、三シンボル期間となる。全てのＰＳシンボルが送信された後、フレーム同期（ＦＳ）シンボル１１１〜１１３が、同じＴＦＣ（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）を使用して送信される。その後、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボル１２１〜１２３が、同じＴＦＣを使用して送信される。ＯＦＤＭシンボルは、データの搬送に使用される。

図１Ｂは、六シンボル期間のＴＦＣ期間による帯域ホッピングを使用して送信されるパケットの例を示す図である。図示した例において、パケット１５０は、ＴＦＣ（Ｂ１、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ３）を使用して送信される。送信に三つの周波数帯域が使用されるが、本例のＴＦＣ期間は、六シンボル期間である。ＰＳシンボル１５１〜１５６は、ＴＦＣ（Ｂ１、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ３）を使用して送信される。本例において、ＦＳシンボル１６２、１６４、及び１６６は、ＰＳシンボル１６１、１６３、及び１６５にインタリーブされる。ＰＳシンボル１６１及びＦＳシンボル１６２は、周波数帯域Ｂ１において送信され、ＰＳシンボル１６３及びＦＳシンボル１６４は、周波数帯域Ｂ２において送信され、ＰＳシンボル１６５及びＦＳシンボル１６６は、周波数帯域Ｂ３において送信される。その後、ＯＦＤＭシンボル１７１〜１７６は、同じＴＦＣ（Ｂ１、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ３）を使用して送信される。

一部の実施形態では、パケット形式が指定される。例えば、電気電子技術者協会（ＩＥＥＥ）又はマルチバンドＯＦＤＭアライアンス（ＭＢＯＡ）等の業界団体が定めた仕様により、パケットの形式を指定し得る。

各シンボル期間は、サイレント時間間隔（図示なし）を含む。例えば、ＰＳシンボル１０１が送信された後、ＰＳ１０２が送信される前に、サイレント時間間隔が存在する。この間隔は、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の影響を低減するために使用される。シンボル間干渉は、例えば、受信機において、フィルタの過渡状態又はマルチパス伝搬により発生し得る。

一部の実施形態において、ワイヤレスシステムにより使用されるＴＦＣは、例示したものとは異なる。両方の例において、ＴＦＣの全要素は三周波数帯域のセットから選択されているが、任意の数の周波数帯域及び任意のＴＦＣを使用してよい。

パケットの最初の部分は、同期プリアンブルとも呼ばれ、ＰＳシンボル及びＦＳシンボルからなる。例示したように、ＰＳシンボル及びＦＳシンボルは、インタリーブさせても、させなくてもよい。図１Ａに図示したパケット構造では、ＰＳシンボルの最初のシーケンスの後に、三つのＦＳシンボルが続く。図１Ｂに図示したパケット構造では、ＰＳシンボルの最初のシーケンスの後に、インタリーブさせたＰＳ及びＦＳシンボルのシーケンスが続く。ＰＳシンボル及びＦＳシンボル等の同期シンボルは、受信機が送信パケットに同期するのを支援するために使用される。この例において、三つのシンボルは、ＯＦＤＭ変調されていないが、代わりに、同期波形又は同期シーケンスとして公知である１２８個の二位相偏移変調（ＢＰＳＫ）シンボルの特定のシーケンスからなる。本例において、ＢＰＳＫ変調速度は、５２８ＭＨｚであるが、他の変調手法及び速度も使用し得る。一部の実施形態では、固有の同期シーケンスが、ワイヤレスネットワーク毎に定義される。一部の実施形態において、ＦＳシンボルは、１８０°の位相シフトを除いて、ＰＳシンボルと同一である。１８０°の位相関係は、パケットの同期プリアンブルとＯＦＤＭ変調部分との間の境界を決定するために受信機が使用し得る。一部の実施形態において、第一のＰＳシンボルは、常に、ＴＦＣの第一の周波数帯域において送信される。例えば、Ｂ１は両方のＴＦＣにおいて第一の位置にある帯域であるため、ＰＳシンボル１０１及び１５１は、両方ともＢ１において送信される。

周波数ホッピングを使用して同期プリアンブルとＯＦＤＭシンボルとを送信するワイヤレスシステムの一つは、マルチバンド直交周波数分割多重（ＭＢ−ＯＦＤＭ）である。ＭＢ−ＯＦＤＭは、超広帯域（ＵＷＢ）ワイヤレス通信用の手法であり、ＯＦＤＭ変調を帯域ホッピングと組み合わせる。以下の図では、ＭＢ−ＯＦＤＭシステムを例示する。ＭＢ−ＯＦＤＭ以外の他のワイヤレスシステムでも、説明する手法を利用し得る。

一部の実施形態では、異なるパケット構造を使用してもよい。例示したパケットは二種類の同期シンボルを含むが、使用する同期シンボルの種類は幾つでもよい。例えば、全ての同期シンボルを固有とし、固有同期シンボルのシーケンスを公知のものとしてよい。一部の実施形態では、方法の組み合わせを使用してパケットを送信する。例えば、同期シンボルは、一つの周波数帯域を使用して送信し、データシンボルは、帯域ホッピングを使用して送信してよい。同期シンボルを送信するのに使用する一つの周波数帯域は、固定してもよく、或いは各パケットで変更してもよい。

図２は、ＭＢ−ＯＦＤＭ受信機の例を示すブロック図である。図示した例において、受信機２００は、アンテナ２０１を含む。ＲＦ信号は、アンテナ２０１からアナログサブシステム２０２へ送られる。同期サブシステム２１６及び復調復号サブシステム２１８には、アナログサブシステム２０２から同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）サンプルが送られる。同期サブシステム２１６は、Ｉ／Ｑサンプルを使用して、制御信号である利得制御信号、ＬＯ制御信号、及び開始信号を生成する。復調復号サブシステム２１８は、Ｉ／Ｑサンプルを使用して、ユーザデータを出力する。

アナログサブシステム２０２は、アンテナ２０１からＲＦ信号を受信し、復調復号サブシステム２１８及び同期サブシステム２１６に対してデジタルＩ／Ｑサンプルを出力する。ＲＦ信号は、可変利得増幅器２０４により増幅される。増幅器２０４の利得設定は、同期サブシステム２１６からの利得制御信号により制御される。増幅器２０４の出力は、局部発振器（ＬＯ）２０６からの出力と直角位相で混合され、二つの下方変換信号が生成される。ＬＯ２０６は、互いに位相が９０°ずれた二つの搬送信号を生成する。ＬＯ２０６により生成された搬送信号の周波数は、ＬＯ制御信号を使用する所望の周波数帯域の中心周波数に同調させる。下方変換処理は、図示した直接下方変換受信機を使用して、或いは下方変換処理における多数の段階を使用して、実行してよい。混合後、二つの下方変換信号は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０８及び２１０を通過させる。ＬＰＦ２０８及び２１０は、所望の周波数帯域に隣接する帯域を拒絶するために使用される。理想的には、ＬＯ２０６を同調させた帯域内の信号のみを、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）２１２及び２１４に到達させる。ＡＤＣ２１２及び２１４は、二つのアナログフィルタリング済み信号を、それぞれデジタル同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）サンプルへ変換する。ＡＤＣのサンプルレートは、ＰＳシンボルのＢＰＳＫ変調速度に設定してよい。ＭＢ−ＯＦＤＭシステムにおいて、これは５２８Ｍｓｐｓである。このサンプルレートでは、一シンボル期間は、シンボルとシンボル間のサイレント時間とを含め、長さ１６５サンプルとなる。

デジタルＩ／Ｑサンプルは、同期サブシステム２１６及び復調復号サブシステム２１８へ送られる。同期サブシステム２１６は、デジタルＩ／Ｑサンプルを使用して、利得制御信号を生成し、増幅器２０４の利得設定を制御する。入力されたＩ／Ｑサンプルは、ＬＯ制御信号と開始信号とを生成するのにも使用される。開始信号は、パケットのＯＦＤＭシンボルの開始に対応する。開始信号がアサートされると、復調復号サブシステム２１８は、デジタルＩ／Ｑサンプルを使用して、復調と誤り訂正復号とを実行する。結果として生じたユーザデータは、復調復号サブシステム２１８により出力される。

この例において、同期サブシステム２１６は、多数の機能を実行する。ＰＳシンボルを検出し、受信機のタイミングを補正する。受信機のタイミングの補正は、受信機が受信パケットを共に周波数帯域を変更するように、ＬＯ制御信号を使用して受信機周波数の切り替えを制御することを含んでよい。一部の実施形態では、パケットの検出と、受信機周波数の切り替えの制御とが関連付けされ、一方の処理の結果は、他方の処理に影響を与え得る。同期サブシステム２１６は、更に、アナログサブシステム２０２へ送られる利得制御信号を使用して、増幅器の利得設定を制御し得る。この制御は、飽和が発生した時に使用し得る。同期サブシステム２１６は、更に、第一のＯＦＤＭシンボルが受信された時に、復調復号サブシステム２１８に対して開始信号を提供し得る。

一部の実施形態では、異なる受信機構造が使用される。例えば、可変利得増幅器は、一つのみ図示されている。他の実施形態では、受信機全体で多数の可変利得増幅器を利用してよい。利得制御信号は、多数の利得設定に対応するために適切な形で修正してよい。同様に、一部の信号のタイミング又は機能は、説明のものと異なってもよい。例えば、開始信号のタイミングは変化させてよい。一部の実施形態において、開始は、第一のＯＦＤＭシンボルからのＩ／Ｑサンプルが復調復号サブシステム２１８へ渡されるのと同時にアサートされる。一部の実施形態において、開始信号は、第一のＯＦＤＭシンボルの受信が処理中である時に、先にアサートされる。

図３は、同期処理を実行する時期の例を示すタイムラインである。図示した例では、ＴＦＣ（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）を使用してパケットを送信する。多数の同期処理が、様々な期間に実行される。パケットの検出（即ち、ＰＳシンボルの検索）と、受信機のタイミングの補正（受信機が送信パケットと時間的に整合されるようにＬＯ周波数の切り替えを制御することが含まれる）とは、期間３００中に実行される。可変利得増幅器の利得設定の制御（即ち、利得補正）は、期間３００、３０２、及び３０４中に実行される。同期シンボルとＯＦＤＭシンボルとの間の境界の検出は、期間３０２に実行される。期間３０４のチャネル推定等、その他の処理も、上記の処理に加えて実行してよい。

期間３００中には、ＰＳシンボル検出と、受信機タイミング補正とが実行される。本例において、パケット検出は、ＰＳシンボル検出として実行される。即ち、パケットを検出するために、受信機は、ＰＳシンボルの検出を試みる。受信機タイミング補正は、受信パケットと受信機内のタイミング基準との間の時間オフセットの推定を含む。一部の実施形態において、受信機は、同期プリアンブルが検出されない限り、任意の長さの時間に渡ってＰＳシンボルの検出を試みる。送信機が同期プリアンブルの送信を開始し、ＰＳシンボルが検出されると、受信したシンボルの境界に整合させるために、受信機のタイミングが補正される。

第一の同期ホッピングが発生する時、期間３００が終了し、期間３０２が開始される。期間３０２中には、ＦＳシンボル検出（即ち、同期シンボルとＯＦＤＭシンボルとの間の境界の検出）が行われる。本例において、ＦＳシンボルは、ＰＳシンボルに対して位相が１８０°ずれている。最後のＦＳシンボルが検出された時に、期間３０２は終了し、期間３０４が開始される。期間３０４中には、ＯＦＤＭシンボルの復調及び誤り訂正復号が行われる。一部の実施形態において、パケット内の第一のＯＦＤＭシンボルは、チャネル推定に使用されるため、チャネル推定（ＣＥ）シンボルとして知られている。

期間３００中には、長滞留が使用される。滞留は、ＬＯが特定の周波数帯域に対する同調を維持する持続時間である。長滞留の持続時間は、少なくとも一個のシンボルが観測されるように、ＴＦＣに基づいて選択される。送信機は、ＴＦＣを使用して、パケットのシンボルを送信し、周波数帯域を指定された順序で通過する。本例において、少なくとも一個のシンボルが観測されるのは、長滞留が少なくとも三シンボル期間となる場合である。更に一般的には、長滞留が少なくともＴＦＣ期間である場合、少なくとも一個のシンボルが、その帯域で受信される。長滞留の持続時間は、使用される特定のＴＦＣに応じて変化させてよい。例えば、ＴＦＣが（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ１、Ｂ３）である場合、長滞留は、帯域がＢ１の際に、少なくとも二シンボル期間にしてよい。しかしながら、Ｂ２又はＢ３に同調させる時には、四シンボル期間の長滞留が使用される。

一部の実施形態において、ＬＯは、期間３００中に一つのみの周波数帯域に同調させる（即ち、長滞留が期間３００の持続時間に等しい）。例えば、ＬＯは、期間３００中に周波数帯域Ｂ１のみに同調させてよく、したがって、Ｂ１において送信されるＰＳシンボルのみが検出される。一部の実施形態において、ＬＯは、各長滞留後に異なる周波数帯域に同調させる。例えば、ＬＯは、長滞留に渡って周波数帯域Ｂ１に同調させてよく、次の長滞留に渡って周波数帯域Ｂ２に同調させる。各長滞留後にＬＯを同調させる周波数帯域のシーケンスは、ＴＦＣと同じ周波数帯域のシーケンスにしても、異なるシーケンスにしてもよい。

期間３０２及び３０４中には、短滞留（即ち、通常滞留）が使用される。第一の同期ホッピング後、ＬＯは、周波数帯域Ｂ３に同調され、ＰＳシンボル３０６が受信される。一シンボル期間の短滞留後、ＬＯは、周波数帯域Ｂ１に同調され、ＰＳシンボル３０８が受信される。

期間３００及び３０２中には、利得設定が決定される（即ち、利得補正）。長及び短滞留から収集された情報は、利得設定を決定するのに使用される。周波数帯域毎に別個の利得設定が維持される。例えば、期間３００では、ＬＯは、長滞留に渡って周波数帯域Ｂ１に滞留してよい。その長滞留からの情報は、次にＬＯを周波数帯域Ｂ１に同調させる時に使用される利得設定を決定するために使用される。同様に、後続の長滞留からの情報は、周波数帯域Ｂ２に対する利得設定を決定するのに使用される。

期間３００中には、飽和の検出による再始動が発生し得る。飽和は、信号レベルが最大又は最小値である時に発生し、クリッピングと呼ばれる場合もある。一部の実施形態において、再始動は、期間３０２においても適用される。

図４は、同期サブシステムの例を示すブロック図である。図示した例において、同期サブシステム４００は、ＭＢ−ＯＦＤＭ受信機において使用し得る。デジタルＩ／Ｑサンプルは、同期サブシステム４００に入力される。自動利得制御（ＡＧＣ）４０２、パケット同期ブロック４０４、及びフレーム同期ブロック４０６は、デジタルＩ／Ｑサンプルを使用する。ＡＧＣ４０２は、可変利得増幅器を構成するのに使用される利得設定を生成する。パケット同期ブロック４０４は、パケットのＰＳシンボルを検出し、パケットと受信機のタイミング基準との間の時間オフセットを推定する。ｐｓ＿ｄｅｔｅｃｔ信号４１６は、ＰＳシンボルが検出された時にアサートされ、値ｔ＿ｏｆｆｓ４１８は、受信機のタイミングを補正するために使用される推定時間オフセットである。フレーム同期ブロック４０６は、デジタルＩ／Ｑサンプルを処理して、最後のＦＳシンボルを検出し、これが発生した時にｆｓ＿ｄｅｔｅｃｔ信号をアサートする。ＬＯインタフェース４０８は、ＬＯ（図示なし）が周波数帯域をいつ切り替えるかと、ＬＯがどの周波数帯域へ切り替えるかとの制御に関与する。スイッチ及び帯域信号を使用して、上記のようにＬＯを制御する。制御信号であるスイッチ４２０がアサートされると、ＬＯは、帯域が示す周波数帯域への変更を行う。

ＬＯインタフェース４０８は、取得時間基準ブロック４１０、通常時間基準ブロック４１２、及びＬＯコントローラ４１４を含む。ＬＯの切り替えは、二種類の時間基準、即ち取得時間基準（長滞留に関連）と通常時間基準（短滞留に関連）とを使用して制御される。時間基準は、取得時間基準ブロック４１０及び通常時間基準ブロック４１２が生成するチック及び帯域信号により表される。二組のチック及び帯域信号が取得時間基準ブロック４１０と通常時間基準ブロック４１２とにより同時に生じるが、両方の組の信号の使用は同時ではない。ＬＯコントロール４１４は、取得時間基準と通常時間基準との間で選択を行う。

チック信号は、関連する時間基準の周波数帯域への切り替えを行う時期を決定する。言い換えると、チック信号は、滞留の持続時間及び境界を決定する。本例において、取得時間基準ブロック４１０及び通常時間基準ブロック４１２は、両方とも、対象の滞留のカウントアップ又はダウンを行うチックカウンタを含む。取得チックカウンタは、取得時間基準に対する滞留（長滞留）に対応するクロック数をカウントアップ／ダウンし、通常チックカウンタは、通常時間基準の滞留（短滞留）に対応するクロック数をカウントする。チック信号は、それぞれのチックカウンタの出力である。したがって、チック信号は、実施例に応じてカウントアップ又はダウンを行う。チックカウンタが期限切れになると（即ち、所望の滞留時間に応じた最終値に達すると）、ＬＯ制御ブロック４１４は、スイッチ信号をアサートし、これによりＬＯは新たな周波数帯域へ切り替わる。例えば、取得時間基準が使用されており、取得チックカウンタがカウントダウンを行っている場合、チックカウンタの期限切れは、チック信号がゼロに等しくなることで示してよい。その後、チックカウンタは、新たな期間を開始する。チック信号は、所望の滞留、使用されるクロック周波数等に応じて様々な範囲を有してよい。

一部の実施形態において、取得チックカウンタ及び通常チックカウンタにより使用されるクロック信号は、異なる周波数を有する。例えば、取得時間基準により生じる長滞留は通常時間基準により生じる短滞留より長いため、より遅いクロック周波数を有する取得チックカウンタを、取得時間基準４１０のために使用してよい。チックカウンタのクロック信号を選択する時には、構成要素（オシレータ等）の価格、消費電力、既存のクロック信号、時間分解能、及びサイズ／面積といった設計上の事項を考慮し得る。各チックカウンタがカウントするクロック数を調整することで、様々なクロック周波数を使用して、様々な滞留を生成し得る。

取得時間基準ブロック４１０及び通常時間基準ブロック４１２からの帯域信号は、ＴＦＣシーケンス内の現在位置を表すため、現在の周波数帯域に対するポインタと考えられる。本例において、取得時間基準ブロック４１０と通常時間基準ブロック４１２とは、両方とも帯域カウンタを含み、帯域信号がカウンタの出力となる。帯域カウンタは、関連するチックカウンタが期限切れとなり、対象の滞留が終了した時に増分される。一般に、ＴＦＣ長がＭであるワイヤレスシステムにおいて、帯域カウンタは、ｍｏｄｕｌｏ−Ｍカウンタとして実施してよく、ＴＦＣ内の位置は、０、１、．．．、Ｍ−１として列挙される。

ＬＯコントロール４１４により生成された帯域信号は、周波数帯域を表す。ＬＯコントロール４１４は、時間基準からの帯域信号を使用し、ＴＦＣ信号入力を用いて実際の周波数帯域に対して帯域信号をマッピングする。一部の実施形態では、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）を利用して、時間基準により生じた帯域信号（ＴＦＣ内の位置を表す）からＬＯコントロールにより生じた帯域信号へのマッピングを実行する。ＬＵＴのエントリは、ＴＦＣの周波数帯域であり、時間基準により生じた帯域信号は、ＬＵＴに対するポインタ又はアドレス指標として使用される。一部の実施形態では、滞留終了時にチェックを行い、次の帯域が前の帯域と同じであるかを判断する。同じである場合、ＬＯコントロール４１４が生成するスイッチ信号は、帯域の切り替えに関連するノイズを限定するために、アサートしなくてもよい。

ＬＯコントロール４１４は、二種類の時間基準のうち、どちらがＬＯ周波数の切り替えを制御するかの選択も行う。ＰＳシンボル検出と受信機タイミング補正との実行中には、取得時間基準が選択される。その他の場合、通常時間基準が選択される。リセットがアサートされた場合（例えば、ＰＳシンボル検出の開始時又は再始動時）、両方の時間基準は、同時に開始され、したがって関連付けされる。通常時間基準は短滞留を使用したＰＳシンボル検出中に継続的に作動するが、ＬＯコントロール４１４には選択されず、ＰＳシンボル検出中のＬＯ周波数の切り替えに影響しない。

パケット同期ブロック４０４は、ＰＳシンボルを検出し、時間オフセットを推定する。したがって、パケット同期ブロック４０４は、受信機がパケットの受信を試みる時に動作する。ＰＳシンボルが検出されると、ｐｓ＿ｄｅｔｅｃｔ信号がアサートされる。パケット同期ブロック４０４は、更に、通常時間基準と送信パケットのシンボル境界との間の時間オフセットを決定する。一部の実施形態では、時間オフセットが推定される。時間オフセットは、送信パケットの周波数ホッピングと同期するように通常時間基準を補正するために使用される。一部の実施形態において、パケット同期ブロック４０４は、ＰＳシンボル検出後に無効化されて、時間オフセットの推定が実行される。例えば、無効化は、消費電力を低減するためにクロック信号をオフにすることを含んでよい。

フレーム同期ブロック４０６は、ＰＳシンボルが検出され、受信機のタイミングが補正された後で処理を開始する。一部の実施形態において、フレーム同期ブロック４０６は、パケット同期ブロック４０４が処理を完了するまで有効とならない。フレーム同期ブロック４０６は、パケットの最後のＦＳシンボルが検出された時に、ｆｓ＿ｄｅｔｅｃｔ信号をアサートする。例えば、ｆｓ＿ｄｅｔｅｃｔは、ＦＳシンボル１１３又は１６６が検出された時にアサートされる。

ＡＧＣ４０２は、ＰＳシンボル及びＦＳシンボルの検出中と、ＯＦＤＭシンボルの処理中とに動作する。ＡＧＣ４０２は、可変利得増幅器の（複数の）利得設定を調整し、Ｉ／Ｑサンプルにおいて所望の信号レベルを達成する。ＡＧＣ４０２は、さらに、再始動信号をアサートすることで、ＰＳシンボル検出及び時間オフセット推定処理の再始動を開始する。再始動では、パケット同期ブロック４０４及び時間基準ブロック４１０及び４１２がリセットされる。再始動手順は、過剰な信号強度により二つのＡＤＣの何れかへの入力が飽和（即ち、クリッピング）したとＡＧＣ４０２が判断した時に開始される。飽和により生じた歪みは、場合により、推定時間オフセットの誤差につながる。この問題は、増幅器の（複数の）利得設定を低減しながら、ＰＳシンボル検出及び時間オフセット推定処理を再始動することで除去し得る。

図５Ａは、パケット同期ブロックの例を示すブロック図である。図示した例において、パケット同期ブロック５００は、同期サブシステム内に存在してよい。パケット同期ブロック５００は、ＰＳシンボルを検出し、入力されたＩ／Ｑサンプルを使用して時間オフセットを決定する。全ブロックの開始及び停止時間は、ＬＯ周波数の切り替えに同期させる。パケット同期ブロック５００の動作中、ＬＯ周波数の切り替えは、取得時間基準により制御され、ＬＯは、長滞留のためのＴＦＣの各周波数帯域に同調させる。

二つの同一信号検出（ＳＤ）ブロック５０２及び５０４は、ピンポン形式で動作する。長滞留の始めにＬＯが新たな周波数帯域に切り替わる度に、ＳＤブロックの一方は、全ての内部レジスタが消去された状態で動作を開始する。各長滞留の最初の幾つかのサンプルは、信号検出ブロックにより使用されない。こうしたＩ／Ｑサンプルは、例えば、アナログサブシステム内のフィルタその他の処理ブロックにおける過渡状態のために、破損している場合がある。各ＳＤブロックによる処理の開始は、ガード時間と呼ばれるサンプル数だけ遅延させ、こうした最初のサンプルの使用を回避する。ＳＤブロック５０２及び５０４は、ＰＳシンボルが受信されている尤度を表す信号検出メトリックを生成する。検出メトリックは、ガード時間中のサンプルを除き、長滞留における各入力Ｉ／Ｑサンプルについて出力される。一部の実施形態において、ＳＤブロック５０２及び５０４は、長滞留が終了しても処理が継続されるように、大きな内部遅延を有する。このような場合には、例示したように、ＳＤブロックの二つのインスタンス化を使用してよい。例えば、ＳＤブロック５０２が新たな長滞留を処理する一方で、ＳＤブロック５０４が以前の長滞留を処理する。滞留の最初の有効なメトリック値がＳＤブロックの出力に現れると、マルチプレクサ５０６が切り替わり、メトリック累算ブロック５０８は、有効な検出メトリックを累算する。

メトリック累算ブロック５０８は、多数の長滞留に渡って信号検出メトリック値を累算することで、ノイズ及び干渉が存在する状態での検出の信頼性の向上を試みる。累算メトリック値（Ｚ）と、その位置（ｐｏｓ）とは、メトリック累算ブロック５０８から最大値検出ブロック５１０へ送られる。最大累算メトリック値は、最大値検出ブロック５１０により検出され、閾値ブロック５１２へ送られる。閾値ブロック５１２は、最大値を検出閾値と比較する。検出閾値を上回る場合、ｐｓ＿ｄｅｔｅｃｔをアサートして、同期プリアンブルの存在を示す。ｔ＿ｏｆｆｓは、受信機の通常時間基準に対する送信パケットの推定時間オフセットであり、この推定時間オフセットは、受信機のタイミングを補正するのに使用される。

長滞留の持続時間は、幾つかの要素を使用して決定し得る。例えば、各帯域での長滞留は、各長滞留において一個の完全なＰＳシンボルが観測され、破損の恐れのある最初のサンプルが使用されないことを保証するために、少なくともＴＦＣ期間にガード間隔を加えたものに設定してよい。長滞留の持続時間を決定する他の要素には、各周波数帯域に少なくとも一度は滞留することと、ＰＳシンボルの検出及び時間オフセットの推定を迅速に行うこととを含めてよい。したがって、一部の実施形態において、ＴＦＣ期間Ｍに対して、長滞留は、Ｍシンボル期間に上記の条件を満たすガード時間を加えたものとなる。本例において、ＴＦＣ期間は、三シンボル期間であり、一シンボル期間（サイレント時間を含む）には１６５個の試料が存在し、ガード時間は、１０サンプルである。したがって、拡張滞留は、本例において５０５個のＩ／Ｑサンプルを有する。

ＴＦＣ期間にガード時間分のＩ／Ｑサンプルを加えたものは長滞留毎に一方の信号検出ブロックへ入力されるが、各信号検出ブロックは、これより少ない数の有効な信号検出メトリックを出力する。ガード時間に対応するＩ／Ｑサンプルは使用されないため、これらのサンプルについて有効な検出メトリックは出力されない。残りのＩ／Ｑサンプルについては、Ｉ／Ｑペア毎に有効な信号検出メトリック値が出力される。以前の例を使用すると、一回の長滞留につき、４９５個の信号検出メトリック値が出力される。一部の実施例において、これは、信号検出ブロックの一部の無効な出力に対応し得る。メトリック累算器５０８は、信号検出ブロック５０２及び５０４からの無効な出力が累算されないように制御し得る。

図５Ｂは、パケットを検出し、時間オフセットを決定する例を示すフローチャートである。図示した例では、５５０において、信号検出メトリックを一定期間に渡って決定する。こうした検出メトリックは、５５２において、多数の期間に渡って結合させる。多数の期間は、同じ持続時間にしてよく、或いは、様々な持続時間を使用してもよい。５５４において、結合させたメトリックの一つを選択する。一部の実施形態では、最大値を選択する。判断５５６において、選択されたメトリックがパケットの検出を示すかを判断する。一部の実施形態では、閾値を使用して、パケットが検出されたかを判断する。イエスである場合、５５８において、パケットが検出されたことを示す。そうでない場合、処理は５５０へ進む。５５８でパケットが検出されたことを示した後、５６０において、選択されたメトリックを使用して時間オフセットを決定する。例えば、時間オフセットは、選択された検出メトリックの位置又はインデックスに基づいてよい。

図６は、ＰＳシンボル検出及び受信機タイミング補正の例を示すタイミング図である。図示した例において、ＴＦＣは、（Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２）となる。観測された信号エネルギは、ＬＯを同調させた周波数帯域において観測されたエネルギである。本例において、受信機は、ＬＯを同調させたものと同じ周波数帯域において送信されたシンボルのみを観測可能である。当初は、受信機側で同期情報を利用できないことから、ＬＯは、一個の完全なＰＳシンボルが観測される状態を保証するために、長滞留で各周波数帯域に同調させる。本実施形態では、ＴＦＣ期間Ｍに対して、長滞留の長さは、Ｍ個のシンボルにガード時間を加えたものとなる。

滞留タイムライン６３０は、どのくらいの長さ、どの周波数帯域にＬＯを同調させるかを示す。ＰＳシンボルの検出と時間オフセットの推定とを試みる間に、ＬＯの切り替えは、取得時間基準により制御される。通常時間基準は、時間オフセットの推定の元となる受信機の時間基準の役割を果たすものであり、図６の下部に図示している。所望のホップタイミング（例えば、ＰＳシンボル６００の送信開始）と、通常時間基準に関する最初のホップタイミング（例えば、通常時間基準の開始）との間の時間を、時間オフセットとする。この時間オフセットが推定され、通常時間基準を遅延させて、所望のホップタイミングを達成するために使用される。時間オフセットのその他の定義を使用してもよい。例えば、時間オフセットは、所望のホップタイミングを達成するために通常時間基準を進める時間量となるように定めてもよい。

各長滞留の開始時には、信号検出ブロックの一方を有効にする。第一の信号検出ブロックは、帯域Ｂ２における第一の長滞留を処理し、信号検出ブロックを介した内部遅延（ＳＤ＿ｄｅｌａｙ）後に、ＳＤ１出力を生成する。信号検出ブロックは、長さが一ＴＦＣ期間である時間不確定性ウィンドウ内で、各入力サンプルについて、一個の信号検出メトリック値を生成する。有効な出力検出メトリックは、ガード時間に対応する最初のサンプルを除き、長滞留中の全ての入力サンプルについて出力される。ＴＦＣ期間Ｍの一般的な場合において、時間不確定性ウィンドウの長さは、Ｗ＝Ｍ・Ｎサンプルであり、ここでＮは、一シンボル期間当たりのサンプル数である。ＴＦＣ期間が３である、ＭＢＯＡが指定するＭＢ−ＯＦＤＭシステムにおいて、不確定性ウィンドウ内のサンプル数は、３・１６５＝４９５となる。信号検出ブロックによる処理の結果、信号検出メトリックのサンプルは、観測されたＰＳシンボルの境界でピークを示す。本例において、ピークが発生するのは、長滞留中に完全なＰＳシンボルが観測された場合のみである。ＰＳシンボル６００が帯域Ｂ０で送信され、ＰＳシンボル６０２が帯域Ｂ１で送信される時、ＬＯは、周波数Ｂ２に同調し、ピークは発生しない。第一の長滞留からピークが発生しないのは、周波数帯域Ｂ２におけるＰＳシンボル６０４の一部のみが観測されるためである。

周波数帯域Ｂ０での次の長滞留の開始時、第一の信号検出器ブロックは、依然として第一の長滞留からのデータを処理している。そのため、二つの信号検出器ブロックが使用される。第二の信号検出器ブロックは、第二の長滞留からのデータを処理し、ＳＤ２出力を出力する。周波数帯域Ｂ０では、ＬＯがその帯域に同調する間に完全なＰＳシンボルが送信されるため、ＰＳシンボル６０６からピーク６１０が発生する。周波数帯域Ｂ１での第三の長滞留では、ＳＤ１出力のピーク６１４がＰＳシンボル６１２から発生し、第四の長滞留では、ピーク６２０がＰＳシンボル６１６及び６１８から発生する。

ピーク６１０、６１４、及び６２０により例示したように、ピークの位置は、受信機が滞留中の帯域により変化する。この影響は、検出メトリックを多数の長滞留に渡って累算する前に除去される。各長滞留にガード時間を含めることで、更に、長滞留の開始に対して、ＰＳシンボルの位置の経時的なドリフトが発生する。こうした両方の影響は、検出メトリックを累算前に時間移動させることで除去され、時間移動出力は、ＳＤ１出力とＳＤ２出力とを時間移動させた結果となる。その後、時間移動メトリックを多数の長滞留に渡って累算する。例えば、累算ピーク６２８は、時間移動ピーク６２２、６２４、及び６２６の合計にしてよい。一部の実施形態において、時間移動及び累算は、メトリック累算ブロック等、単一の実体により実行される。

第四の長滞留を処理した後、累算メトリックの累算ピーク６２８は、検出閾値を超え、ＰＳ検出が宣言される。累算ピーク６２８のインデックス又は位置は、時間オフセットの推定をもたらす。本例において、ゼロの推定時間オフセットは、完全な時間整合性に対応し、補正の必要がないことを意味する。

推定時間オフセットは、通常時間基準を補正するのに使用される。本例において、推定時間オフセットに等しい遅延を通常時間基準に適用するが、通常時間基準の前進を利用してもよい。受信機は、取得時間基準から通常時間基準へ切り替わり、ＦＳシンボル検出を開始する。ＬＯの切り替えは通常時間基準により駆動されるようになり、受信機は、全ての短（即ち、通常）滞留でホッピングする。

一部の実施形態において、長滞留を整数のシンボル期間として、時間移動を簡略化する。例えば、ＴＦＣ（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）では、四シンボル期間の長滞留を使用してよい。四シンボル期間の長滞留により、各長滞留では、少なくとも一個の完全なＰＳシンボルが観測される。しかしながら、長滞留は正確に四シンボル期間であるため、送信パケットのＰＳシンボルは、拡張滞留の開始に対してドリフトしない。結果として、時間移動を簡略化し得る。上記のように、長滞留は、設計の簡易性を含む様々な要素に従って選択し得る。一部の実施形態では、ＴＦＣ期間に等しい長滞留が使用される。

図示した例において、推定時間オフセットは、位置シンボル期間より短い。結果として、本例においては、通常帯域カウンタを補正する必要はなく、通常チックカウンタのみを補正する必要がある。一般に、推定時間オフセットは、ゼロと完全なＴＦＣ期間との間になり、チックカウンタと帯域カウンタとの両方が更新される。Ｎがシンボル期間当たりのサンプル数を示し、ｔ＿ｏｆｆｓが推定時間オフセットを示すものとする。ＭＢＯＡにより定義されるＭＢ−ＯＦＤＭシステムでは、Ｎ＝１６５となる。通常チックカウンタに適用されるチックカウンタ補正は、ｔｉｃｋ＿ｃｏｒｒ＝ｒｅｍ（ｔ＿ｏｆｆｓ，Ｎ）として計算され、ここでｒｅｍ（ｘ，ｙ）は、整数除算ｘ／ｙの後の余りを示す。一例として、通常チックカウンタがダウンカウンタとして実現されるものとする。カウンタ値は、Ｎ−１に設定され、その後、サンプルクロックサイクル毎に減分される。通常チックカウンタは、ゼロに達するとリセットされ、ＬＯ周波数が切り替えられる。ｔｉｃｋ＿ｃｏｒｒサンプル期間によりＬＯの切り替えを遅延させるために、通常チックカウンタの現在値にｔｉｃｋ＿ｃｏｒｒを加える。これにより、現在の周波数帯域において費やされる時間を効果的に延長し、次のホップを所望のホップ時間に合わせる。通常チックカウンタは、補正の結果としてカウンタ値が一時的にＮ−１を上回ることができるように実現してよい。

帯域補正は、ｂａｎｄ＿ｃｏｒｒにより表され、ｆｌｏｏｒ（ｔ＿ｏｆｆｓ／Ｎ）として計算され、ここでｆｌｏｏｒ（ｘ）は、ｘ以下の最も大きな整数である。帯域カウンタは、Ｍを法としてｂａｎｄ＿ｃｏｒｒを減算することで更新され、ここでＭはＴＦＣ期間である。一部の実施形態において、帯域カウンタは、カウンタへの加算を行うことで更新される。

通常時間基準の調整は、様々な方法を使用して実行し得る。通常チックカウンタと通常帯域カウンタとの両方を調整することは、通常時間基準を迅速に調整する上で有益である。通常チックカウンタが追加サイクルをカウントダウンすると、通常時間基準は、送信パケットに同期される。通常チックカウンタは、多くとも一回の追加的な通常滞留だけ遅延される。他の方法も利用し得る。例えば、ｔ＿ｏｆｆｓ全体を通常チックカウンタに追加してもよい。これにより、受信機のタイミングを補正する時間は増加し得るが、より単純な受信機設計を使用し得る。

図７は、信号検出ブロックの実施形態を示すブロック図である。図示した例において、信号検出器７００は、デジタルＩ／Ｑサンプルを入力し、信号検出メトリックを出力する。Ｉ／Ｑサンプルは、長滞留の集合の中で信号検出器７００により処理される。しかしながら、全てのＩ／Ｑサンプルが使用される訳ではない。ガード時間に対応する最初のサンプルは、信号検出器７００により処理されない。ガード時間の終わりに処理が開始されると、入力Ｉ／Ｑサンプルは、マルチプレクサ７０２を通過して、相関器７０４へ入る。

相関器７０４は、入力されたＩ及びＱサンプルストリームをＰＳシンボルの同期シーケンスに相関させ、事実上、整合フィルタとして動作する。一部のワイヤレスシステムでは、ワイヤレスネットワーク毎に固有の同期シーケンスを確立し、その固有のシーケンスに相関器７０４を合わせる。相関器７０４は、複素数値入力サンプルに対して動作するものと見なすことができる。結果として生じた復素相関値のストリームは、振幅ブロック７０６へ送られる。振幅ブロック７０６は、各復素相関値の振幅（即ち、絶対値）を決定する。一部の実施形態において、振幅は、推定又は近似値である。例えば、絶対値の区分的線形近似を使用し得る。

振幅は、振幅ブロック７０６から信号エネルギ推定器７０８及びノイズフロア推定器７１０へ送られる。長滞留の振幅は、ＰＳシンボルの検出に対応するピークを含む。信号エネルギ推定器７０８は、ノイズフロア推定器７１０からの対数ノイズフロア推定値（Ｎ）と比較される対数信号エネルギ推定値（Ｓ）を出力する。減算ブロック７１２は、対数推定値を比較するために使用され、検出メトリック（Ｙ）を出力する。

ＦＩＦＯバッファ７３０は、特定のＩ／Ｑサンプルを保存するために使用される。長帯域に渡って、Ｎ・Ｍの有効な検出メトリックが、信号検出器７００により出力される。しかしながら、内部遅延のため、信号検出器７００は、受信機が次の長滞留のために周波数帯域を変更する時、依然としてデータを処理している。例えば、一部のデータは、依然として、相関器７０４、振幅ブロック７０６、ＭＡ７１４等の中にある。追加Ｉ／Ｑサンプルは、残りの検出メトリックを出力するために使用され、ＦＩＦＯバッファ７３０から取得される。信号検出ブロック７００がガード時間後にＩ／Ｏサンプルの処理を開始する時、ＦＩＦＯ７３０は、ガード時間後のサンプルを保存する。マルチプレクサ７０２は、着信Ｉ／Ｑサンプルを選択し、こうしたサンプルが保存されている間、ＦＩＦＯ７３０の出力を選択しない。保存されるＩ／Ｑサンプルの数は、信号検出ブロック７００を介した内部遅延に対応する。長滞留が終了し、受信機が周波数帯域を変更すると、マルチプレクサ７０２は、ＦＩＦＯ７３０の出力へ切り替わる。保存Ｉ／Ｑサンプルが処理され、残りの検出メトリックが信号検出ブロック７００により出力される。したがって、Ｎ・Ｍの有効な検出メトリックが、信号検出ブロック７００により出力される。

信号エネルギ推定器７０８は、カスケード状の移動平均（ＭＡ）フィルタ７１４及び７１６を含む。ＭＡフィルタは、長方形のインパルス応答を有する。二つのＭＡフィルタをカスケード状にする時、全体のインパルス応答は、三角形の形状となる。一部の実施形態では、無限インパルス応答（ＩＩＲ）等、他の低域通過フィルタを使用する。カスケードＭＡフィルタの効果は、最大値を増加させ、ピークが示すばらつきの少ない応答の中央へピークの位置を移動させることである。ＭＡフィルタ７１６の出力は、遅延要素７１８へ送られる。信号エネルギ推定値とノイズフロア推定値とを比較するために（例えば、信号対雑音比を決定するために）除算を実行する代わりに、推定値を対数スケールに変換して減算する。Ｌｏｇ７２０は、この変換を行い、対数信号エネルギ推定値を出力する。

ノイズレベルは様々なノイズ及び干渉を含む場合があり、滞留毎に大きく変化し得るため、検出メトリックは、現在の滞留のノイズフロアと相対的に測定される。これにより、検出メトリックを後で累算する時に、高レベルの干渉又はノイズを有する滞留からの寄与を低減し得る。ノイズフロア推定器７１０は、ＭＡ７２２を含む。一部の実施形態において、ＭＡフィルタ７２２は、ＭＡフィルタ７１４及び７１６より長い時定数を有する。ＭＡ７２２からの出力は、遅延要素７２４及びＭａｘ７２６へ送られる。したがって、二本のノイズフロア推定値経路が使用され、一方は他方の遅延バージョンとなり、どちらも同じフィルタを使用して形成される。Ｍａｘ７２６は、遅延要素７２４からの遅延された（即ち、後期）移動平均出力と、現在の移動平均出力との間で最大を選択し、二つのうち大きな方を伝達する。

信号エネルギ推定器７０８と、ノイズフロア推定器７１０とは、両方とも、減算ブロック７１２へ送られる対数スケールの推定値を出力する。結果は、対数スケールの信号対雑音比（Ｙ）となる。対数の使用により、リアルタイムで除算を行う必要が回避される。対数スケールへの変換は、ルックアップテーブル、区分的線形近似、又はその組み合わせを使用して実行してよい。対数ブロック７２０及び７２８は、それぞれ遅延要素７１８及び７２４の前に配置してもよい。一部の実施形態では、指数変換ブロックが出力に追加され、信号対雑音比を再び線形スケールへ変換する。この選択肢は、性能の向上を提供するが、信号検出メトリックのダイナミックレンジを増加させる望ましくない効果を有し得る。

遅延要素７１８及び７２４を介した遅延は、対数信号エネルギ推定値（Ｓ）の一つを生成するのに使用される振幅のグループが、対応する初期ノイズフロア推定値を生成するのに使用される振幅のグループと、対応する後期ノイズフロア推定値を生成するのに使用される振幅のグループとの間で、中央になるように選択される。一般に、遅延ＤＮは、後期ノイズフロア推定値の振幅のグループが初期ノイズフロア推定値の振幅のグループから、どのくらい遠く離れているかを決定する。ＤＳは、各信号エネルギ推定値の振幅のグループが上記二つの間で中央になるように決定される。遅延の決定については、以下で詳細に説明する。

図８は、信号検出ブロックの振幅ブロックから出力される振幅の例を示す波形である。図示した例において、波形８００は、長滞留に対応する。ガード時間に対応する最初の幾つかのＩ／Ｑサンプルは、処理されず、振幅は生じない。ガード時間の後、信号検出が開始される。

ＰＳシンボルの多数のレプリカは、マルチパスによる様々な遅延と共に受信される。結果として、振幅ピーク８０２及び８０４により例示するように、多数の相関ピークが観測可能となる。こうした場合、受信エネルギは、相当に大きな時間間隔に渡って拡散し、個別の相関ピークの何れかが検出閾値を超える可能性が低減され得る。更に、この時間間隔内での最大ピークの位置は、大きなばらつきを示す場合あり、したがって、同期の良好な基準を必ずしも提供しない場合がある。そのため、相互相関振幅は、二つのカスケード状にした同一の移動平均（ＭＡ）フィルタにおいて更に処理する。例えば、信号エネルギ推定器７０８の移動平均フィルタ７１４及び７１６である。

信号エネルギ推定とノイズフロア推定とに使用される振幅は、ウィンドウ８０６、８０８、及び８１０により例示ししている。信号エネルギウィンドウ８０６は、信号エネルギ推定値を決定するために使用される振幅値を示す。次の信号エネルギ推定値は、信号エネルギウィンドウ８０６を右へ一サンプル分移動させた場合の振幅を使用して生成される。二つのノイズフロア推定値は、初期ノイズフロアウィンドウ８０８と後期ノイズフロアウィンドウ８１０とにより示した振幅を使用して生成される。一部の実施形態において、ウィンドウ８０６、８０８、及び８１０の長さは、振幅を処理するのに使用されるＭＡフィルタの時定数に対応する。

図９は、信号エネルギ推定器内の二つのカスケードＭＡフィルタの出力の実施形態を示す波形である。図示した例において、波形９００は、長滞留に対応し、ＭＡフィルタ７１４及び７１６により処理されている波形８００の結果となり得る。振幅ピーク８０２及び８０４等の多数のピークは、複数のＭＡフィルタリング後にピーク９０２へと平滑化し得る。ピーク９０２をノイズフロアと比較し、検出メトリック９０４を生成する。累算メトリックが検出閾値を超えるような検出メトリック９０４である場合、ｔ＿ｏｆｆｓを使用して、通常時間基準を補正する。ｔ＿ｏｆｆｓは、ピーク９０４とメトリック累算開始との間のサンプル数である（即ち、推定時間オフセット）。

図１０Ａは、信号エネルギが初期ノイズフロア推定値に含まれないように遅延を決定する例を示す図である。図示した例において、二つの遅延線を介した遅延は、サンプルを単位として決定される。ＤＳは、信号エネルギ推定器（例えば、遅延要素７１８）を介したサンプル単位の遅延であり、ＤＮは、ノイズフロア遅延器（例えば、遅延要素７２４）を介したサンプル単位の遅延である。信号エネルギ推定器内の二つの同一ＭＡフィルタ（例えば、ＭＡフィルタ７１４及び７１６）のそれぞれのタップ数、又はインパルス応答の長さは、ＬＳとして表され、ノイズフロア推定器内のＭＡフィルタ（例えば、ＭＡフィルタ７２２）のタップ数は、ＬＮとして表される。図１０Ａは、相関器７０４等の相関器ブロックの出力サンプルに対する時間軸を示している。信号エネルギ１０００は、相関ピークの最大の拡散を示し、マルチパス伝搬の結果として拡散し得る全ての受信信号エネルギを含む。ウィンドウ１００２、１００４、及び１００６は、特定の時点で特定のフィルタの出力に寄与するサンプルの集合を示す。信号エネルギ推定に使用される二つのカスケードＭＡフィルタは、ウィンドウ１００４により示した２ＬＳタップを備えた単一のフィルタとして例示されている。ウィンドウ１００２及び１００６は、それぞれ後期及び初期ノイズフロア推定に対応する。

時間ｔ１において、信号エネルギウィンドウ１００４は、初めて完全に信号エネルギ１０００内に入る。これは、同期を達成する時間の基準の最も早い選択を意味する。これより早い場合、信号エネルギウィンドウ１００４に含まれるサンプルは、信号エネルギ１０００の全てを含まない。遅延を決定する上での一条件は、初期ノイズフロアウィンドウ１００６が信号エネルギ１０００に重複しない状態を確保することであり、これは、重複がノイズフロア推定値を引き上げ、したがって、信号検出メトリックを減少させるためである。この条件を満たすには、図１０Ａにおいて、ウィンドウ１００４の終了とウィンドウ１００６の開始との間の時間分離Δは、次のように定義される。

Δ≧ｍａｘ＿ｓｐｒｅａｄ−２Ｌ_S （１）

ここでｍａｘ＿ｓｐｒｅａｄは、推定される最悪の場合のマルチパス拡散である。遅延を必要なものより増加させないために、時間分離は、最小値であるΔ≧ｍａｘ＿ｓｐｒｅａｄ−２Ｌ_Sとなるように選択される。したがって、Δは、信号エネルギウィンドウ１００４が完全に信号エネルギ１０００内にある時に、初期ノイズフロアウィンドウ１００６と信号エネルギ１０００とが重複しなくなる最小値である。

図１０Ｂは、信号エネルギが後期ノイズフロア推定値に含まれないように遅延を決定する例を示す図である。図示した例では、時間ｔ２において、信号エネルギウィンドウ１００４は、最後に完全に信号エネルギ１０００内に入る。これは、同期を達成する時間の基準の最も遅い選択を意味する。これより遅い場合、信号エネルギウィンドウ１００４に含まれる一部のサンプルは、信号エネルギ１０００を含まない。信号エネルギウィンドウが完全に信号エネルギ１０００内に入る時に、後期ノイズフロアウィンドウ１００２が信号エネルギ１０００と重複しないように、同様の条件を時間分離Δに適用してよい。Δには、同じ値が生じる。

Δが決定されると、信号エネルギ推定器（ＤＳ）を介した遅延と、ノイズフロア推定器（ＤＮ）を介した遅延とを決定し得る。以前の図を使用すると次のようになる。

Ｄ_S＝Δ＋Ｌ_N＝ｍａｘ＿ｓｐｒｅａｄ−２Ｌ_S＋Ｌ_N （２）

Ｄ_N＝ｍａｘ＿ｓｐｒｅａｄ＋Ｄ_S＝２・ｍａｘ＿ｓｐｒｅａｄ−２Ｌ_S＋Ｌ_N （３）

したがって、遅延は、推定された最悪の場合のマルチパス拡散（ｍａｘ＿ｓｐｒｅａｄ）と、信号エネルギ推定（ＬＳ）及びノイズフロア推定（ＬＮ）に使用されたＭＡフィルタのタップ数とにより決定し得る。

図１１は、長滞留に渡るＰＳシンボル検出を示すタイムラインである。図示した例において、メトリック累算は、二つの信号検出器からの検出メトリック（ＳＤ１出力及びＳＤ２出力）を使用して実行される。ＳＤ１出力は、一回の長滞留に対して有効であり、ＳＤ２出力は、次の長滞留に対して有効である。したがって、全てのＳＤ出力が有効となる訳ではなく、一部のサンプルについては、ＳＤ１出力もＳＤ２出力も有効とならない。メトリック累算器は、信号を受けて、時間ｔ＿ｓｔａｒｔにおいてＳＤ出力の累算を開始し、時間ｔ＿ｓｔｏｐにおいて累算を停止する。

検出メトリックの累算を開始する時期を決定するには、信号検出器を介した内部遅延を決定する。各長滞留の最初の幾つかのサンプルは廃棄されるため（即ち、ガード時間）、第一の有効な出力は、時間不確定性ウィンドウの開始に対応する。受信ＰＳシンボルが時間不確定性ウィンドウの開始に完全に整合されたことを意味する完全な時間整合性の場合、ピークは、この第一の有効出力に存在すると予想される。第一の有効検出メトリック出力の名目上の時間は、信号検出器における処理の開始と相対的に測定され、ＳＤ＿ｄｅｌａｙで示されるものであり、入力から出力までに測定された信号検出器を介した内部遅延である。例えば、これは、処理が開始された後の信号検出器７００を介した遅延となり得る。この遅延に主に寄与するのは、相関器７０４と、カスケードＭＡ７１４及び７１６と、遅延要素７１８とである。加えて、一部の実施形態では、単一の経路全体で多数のパイプラインレジスタを実現する。ＬＣは、相関器７０４が入力Ｉ／Ｑサンプルと相互相関する同期シーケンスの長さである。ＭＢ−ＯＦＤＭシステムの一例において、ＬＣ＝１２８である。Ｎ_pipeは、単一の経路における追加パイプラインレジスタの合計数である。ＳＤブロックの一例における遅延は、次の通りである。

ＳＤ＿ｄｅｌａｙ＝Ｌ_C＋２Ｌ_S＋Ｄ_S＋Ｎ_pipe （４）

更なる処理のために収集される出力検出メトリックの数は、完全なＴＦＣ期間に等しい。しかしながら、最後の幾つかの検出メトリック値は、最後のＩ／Ｑサンプルが入力される時に信号検出器に残っている。こうした最後の検出メトリックは、格納されたＩ／Ｑサンプルを使用して信号検出器から取得される。相関器７０４に対する最初のＳＤ＿ｄｅｌａｙのＩ／Ｑサンプル（ガード時間後）は、ＦＩＦＯバッファ７３０に格納され、その後、長滞留の終わりに、マルチプレクサ７３０を切り替えることで、二度目に相関器７０４へ供給される。本例におけるＭＢ−ＯＦＤＭプリアンブルは周期的な性質であるため、入力サンプルの元の数がシンボル期間の倍数である限り、これは影響を有しない。

ＳＤ＿ｄｅｌａｙにより、メトリック累算の開始時間（ｔ＿ｓｔａｒｔ）とメトリック累算の停止時間（ｔ＿ｓｔｏｐ）とを決定し得る。検出メトリックであるＳＤ１出力及びＳＤ２出力は、メトリック累算を使用して更に処理される。メトリック累算の開始時間は、時間不確定性ウィンドウの開始に対応する、信号検出器からの第一の有効検出メトリック出力と一致する。一回の長滞留でメトリック累算の対象となる有効検出メトリックの数は、時間不確定性ウィンドウの長さであるＷとなる。

ＳＤ１出力及びＳＤ２出力は、二つの信号検出器により生成された検出メトリックである。例えば、信号検出器５０２及び５０４は、それぞれＳＤ１出力及びＳＤ２出力を生成し得る。二つの信号検出器は、交互性の滞留からのＩ／Ｑサンプルを処理する。各信号検出器は、滞留の終了後、ｔ＿ｓｔｏｐの余分なサイクルに渡って処理を継続する。上記のように、これは、十分な数のＩ／Ｑサンプル（例えば、ＳＤ＿ｄｅｌａｙ）を格納し、その後、保存されたＩ／Ｑサンプルを滞留の終わりに再使用することで達成される。滞留中に受信されたＩ／Ｑサンプルには、ゼロから始まる時間インデックスを付けてよい。時間ｔ＝０の時、取得時間基準内の取得チックカウンタは期限切れとなり、ＬＯ周波数は次の帯域へ切り替えられる。切り替え帯域１１００が発生する。長滞留の初期のｇｕａｒｄ＿ｔｉｍｅ入力サンプルは、第二の信号検出器により無視される。時間ｔ＝ｇｕａｒｄ＿ｔｉｍｅの時、第二の信号検出器が始動し、入力サンプルの処理を開始する。その間、第一の信号検出器は、以前の滞留からのサンプルを依然として処理しており、生成された有効ＳＤ１出力は、累算されるメトリックとなる。時間ｔ＝ｔ＿ｓｔｏｐ１１０２の時、第一の信号検出器は、処理を完了し、メトリック累算ブロックにより処理される有効ＳＤ１出力は発生しなくなる。時間ｔ＝ｔ＿ｓｔａｒｔ１１０４の時、メトリック累算ブロックは、再び始動され、ここで有効ＳＤ２出力の処理を開始する。時間ｔ＝０の時、チックカウンタは再び期限切れとなり、ＬＯ周波数は次の帯域へ切り替えられる。切り替え帯域１１０６が発生する。最後に、時間ｔ＝ｔ＿ｓｔｏｐ１１０８の時、合計４９５個のＳＤ２出力がメトリック累算ブロックにより処理され、ＳＤ２における処理が停止する。

一部の実施形態において、ｔ＿ｓｔａｒｔは、通常時間基準を補正するのに使用される推定時間オフセットを微調整するために修正される。このため、長滞留の開始と相対的に測定されるメトリック累算の停止及び開始時間は、次のように定義し得る。

ｔ＿ｓｔｏｐ＝ＳＤ＿ｄｅｌａｙ−Ｃ （５）

ｔ＿ｓｔａｒｔ＝ｔ＿ｓｔｏｐ＋ｇｕａｒｄ＿ｔｉｍｅ （６）

ここでＣは、通常時間基準を固定量だけ前進又は遅延させるのに使用可能なパラメータである。Ｃが正の値である場合、ピークは、時間不確定性ウィンドウの後期位置において発生する。結果として、推定時間オフセットは増加し、名目上のｔ＿ｓｔａｒｔ及びｔ＿ｓｔｏｐと比較して遅いホップ時間を有する調整済み通常時間基準をもたらす。同じように、Ｃが負の値である場合、ホップ時間は、名目上のｔ＿ｓｔａｒｔ及びｔ＿ｓｔｏｐと比較して早く発生する。パラメータＣは、受信シンボルに対してホップ時間の位置を微調整するのに使用できる。この特徴は、過度のマルチパスにより受信したシンボルの境界が曖昧になる状況において有用となり得る。

図１２は、メトリック累算ブロックの例を示すブロック図である。図示した例において、検出メトリック（Ｙ）は、メトリック累算ブロック１２００に対する入力であり、累算メトリック（Ｚ）が出力される。マルチプレクサは、多数の信号検出ブロックからの検出メトリックを多重化するために、入力に追加してよい。ｋ＝０、１、．．．、Ｗ−１であるＹｊ（ｋ）が、ｊ番目の滞留中に信号検出ブロックの一つから受領する検出メトリックを示すものとする。本例における時間インデックスは、メトリック累算ブロック１２００の開始時間に対するものであり、長滞留の開始に対するものではない。Ｗ個の入力検出メトリックは、時間不確定性ウィンドウの範囲に及ぶ。メトリック累算ブロック１２００は、時間不確定性ウィンドウ内の各時間インデックスについて、Ｌ回の最近の長滞留から、その時間インデックスの検出メトリック値の合計を計算する。Ｌは、設計パラメータであり、その選択は、ＰＳシンボル数に加え、様々な要素に依存してもよい。Ｌを増加させることで、ノイズ及び干渉が存在する状態での検出の信頼性を改善し得る。しかしながら、受信機は、検出閾値を超えるために、更に多くの同期プリアンブルを処理する必要を有する場合があり、これによりＦＳシンボル検出のための同期プリアンブルの残りは少なくなり得る。

メトリック類纂は、更に、各長滞留内でのＰＳシンボルの漸進的な移動を補う。これは、ＭＢ−ＯＦＤＭシステムの一例において、長滞留がガード時間を含み、シンボル時間の整数倍ではないためである。ＴＦＣ（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）について、移動は次のように計算し得る。ｇｕａｒｄ＿ｃｎｔは、通常時間基準が最後にリセットされてからの（例えば、ＰＳ検出が開始又は再開された時からの）全ガード時間の合計であり、Ｗを法として計算される。モジュロ演算の結果として、ｇｕａｒｄ＿ｃｎｔは、０〜Ｗ−１の範囲となる。ｍｏｄ_W（ｘ）は、引数ｘがＷを法として求められたことを示すために使用される。観測されたＰＳシンボル位置の現在の移動は、Ｄにより示され、次のように求められる。

Ｄ＝ｍｏｄ_W（ｇｕａｒｄ＿ｃｎｔ−ｂａｎｄ＿ｃｎｔ・Ｎ） （７）

ここでＮは、シンボル期間当たりのサンプル数であり、Ｗ＝３Ｎであり、ｂａｎｄ＿ｃｎｔは、取得時間基準における帯域カウンタの現在値である。モジュロ演算は、Ｄが非負の値である状態を確保する。ＴＦＣ（Ｂ１、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ３）について、移動は代わりに次のようになる。

Ｄ＝ｍｏｄ_W（ｇｕａｒｄ＿ｃｎｔ−ｂａｎｄ＿ｃｎｔ・２Ｎ） （８）

ここではＷ＝６Ｎとなる。メトリック累算ブロック１２００は、開始位置ブロック１２０２を含む。各長滞留中、メトリック累算ブロック１２００は、ｇｕａｒｄ＿ｃｎｔ及びｂａｎｄ＿ｃｎｔの現在値を開始位置ブロック１２０２に渡すことで動作を開始する。数（７）又は（８）等の式を使用して、開始位置ブロック１２０２は、時間移動（Ｄ）を決定し、位置カウンタ１２０４へ渡す。

Ｚ_j（ｍ）は、ｊ番目の滞留中の時間不確定性ウィンドウ内の位置ｍにおける累算メトリックである。Ｄにより表現された時間移動は、信号検出メトリックサンプルについて実行される循環シフトとして現れる。例えば、最初の信号検出メトリックサンプルＹｊ（０）、Ｙｊ（１）、Ｙｊ（２）、．．．は、時間不確定性ウィンドウ内の位置０、１、２、．．．に対応しないが、位置Ｄ、Ｄ＋１、Ｄ＋２に対応する。余分な処理遅延を持ち込まないために、累算メトリックも、移動した順序であるＺｊ（Ｄ）、Ｚｊ（Ｄ＋１）、．．．、Ｚｊ（Ｗ−１）、Ｚｊ（０）、Ｚｊ（１）、．．．Ｚｊ（Ｄ−１）で、次の式により計算される。

Ｚ_j（ｍｏｄ_W（Ｄ＋ｋ））＝Ｚ_j-1（ｍｏｄ_W（Ｄ＋ｋ））＋ｙ_j（ｋ）−ｙ_j-L+1（ｋ） （９）

ここで、ｋ＝０、１、．．．、Ｗ−１である。

検出メトリック（Ｙ）及び累算メトリック（Ｚ）は、両方とも、後続の滞留において更に使用するために格納される。Ｙバッファ１２０８は、Ｌ回の最近の時間不確定性ウィンドウに対する検出メトリックを格納するために使用される。例えば、Ｌ＝３である場合、三つのＹバッファ１２０８が存在する。検出メトリックは、Ｙバッファ１２０８に格納され、時間の経過と共に最終的に累積メトリックから除去される。メトリック累算は、Ｌ回の最近の長滞留を使用して実行され、最も古い滞留からの情報は、累算メトリックから除去される。最後のＬ回の滞留からの入力検出メトリックは、Ｙバッファ１２０８に格納され、累算メトリックはＺバッファ１２０６に格納される。Ｙバッファ１２０８及びＺバッファ１２０６は、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）として実現し得る。Ｙバッファ１２０８のそれぞれは、最後のＬ回の滞留の一つで受領したＷ個の入力検出メトリックを含む。位置カウンタ１２０４は、時間不確定性ウィンドウにおける位置の現在のシーケンスＤ、Ｄ＋１、Ｄ＋２、．．．、Ｗ−１、０、１、．．．、Ｄ−１を生成する。位置カウンタ１２０４にはモジュロカウンタを使用してよい。位置カウンタ１２０４は、Ｙバッファ１２０８のアドレスとして使用される。メトリック累算の開始前、新しい時間移動（Ｄ）は、ｇｕａｒｄ＿ｃｎｔ及びｂａｎｄ＿ｃｎｔの現在値から開始位置１２００により計算される。このＤの値は、長滞留全体で使用される。時間移動（Ｄ）は、時間移動Ｄを使用してアドレスのシーケンスＤ、Ｄ＋１、Ｄ＋２、．．．、Ｗ−１、０、１、．．．、Ｄ−１を生成する位置カウンタ１２０４へ送られる。

累算カウンタ１２１０は、着信検出メトリックをどのＹバッファ１２０８に書き込むかを決定するためにポインタとして使用される。Ｙバッファ１２０８は、最後のＬ回の長滞留分の検出メトリックを格納し、累算カウンタ１２０６により生成されたバッファ選択が、最も古い決定メトリックを現在保持するバッファを示す。ｋ番目の入力決定メトリックが到着すると、位置カウンタ１２０４は、ｍｏｄ_W（Ｄ＋ｋ）の値によりアドレスを生成する。Ｌ回前の滞留において、選択されたＹバッファで、このアドレスに格納された古い決定メトリックは、減算ブロック１２１２へ送られる。減算ブロック１２１２は、新しい入力決定メトリック（Ｙ）から、Ｌ回前の長滞留による古い決定メトリックを減算する。減算ブロック１２１２からの出力は、加算ブロック１２１４へ送られ、前回の滞留である長滞留によりＺバッファに格納された累算メトリックに加算される。Ｚバッファ１２０６に入力されたアドレスは、Ｙバッファ１２０８の選択された一つに入力されるアドレスと同じである。加算ブロック１２１４の出力は、新たな累算メトリック（Ｚ）であり、メトリック累算ブロック１２００の出力である。新たな累算メトリック値は、Ｚバッファに保存され、古い累算値に置き換わる。同様に、新たな入力検出メトリックは、位置カウンタ１２０４により生成されたアドレスにあるＹバッファ１２０８の選択された一つにおいて、古い検出メトリックに置き換わる。Ｗ個全ての有効入力検出メトリックが長滞留について処理された後、累積カウンタ１２１０は、（Ｌを法として）一度増分され、新たな時間移動が開始位置１２００により生成される。

累算メトリック（Ｚ）は、最大値検出ブロック５１０等の最大値検出ブロックへ送られる。各累積メトリックについて、メトリック累積ブロック１２００は、累積メトリック値に対応する位置（アドレス）も出力する。累積メトリック内のピークが最大値検出ブロックにより検出される時には、関連する位置が格納され、その後、検出閾値を超えた場合に、時間オフセットを計算するために使用し得る。

図１３Ａは、フレーム同期ブロックの実施形態を示すブロック図である。図示した例において、フレーム同期ブロック１３００は、受信機が時間オフセットを推定した後に有効化され、時間オフセットを通常時間基準に適用し、通常時間基準へ切り替わる。フレーム同期ブロック１３００は、同期プリアンブルのＦＳシンボルを検出するために使用される。一部の実施形態において、ＰＳシンボルとＦＳシンボルとを検出するために、同じ相関器が使用される。

検出方法は、ワイヤレスシステムに応じて変化させてよい。例えば、図１Ａ及び１Ｂに図示した二種類のパケット構造のために、僅かに異なるＦＳシンボル検出方法を使用してよい。図１Ａのパケット構造において、検出方法は、三つの最近の短滞留からの復素数値相関器出力値をＦＩＦＯバッファに格納することに基づいてよい。ＦＩＦＯバッファ１３０４及び１３１０は、それぞれ三回の短滞留分の相関器１３０２からの出力を保存する。ＦＩＦＯバッファ１３０４は、実数部を保存し、ＦＩＦＯバッファ１３１０は、虚数部を保存する。各ホップ中、相関器１３０２からの出力は、三回前の短滞留において、同じ周波数帯域で格納されたものにより乗算する。この乗算は、復素相関サンプルの実数及び虚数部に対して別個に実行される。乗算器１３０６は、実数部を乗算し、乗算器１３０８は、虚数部を乗算する。実数部及び虚数部からの寄与部分は、その後、加算器１３１２により加算し、ＭＡフィルタ１３１４により低域通過フィルタリングを行う。上記のように、ＭＡフィルタ構造は、性能と低い複雑性とから選択されるが、低域通過フィルタ構造の他の選択も使用してよい。

各短滞留について、ＭＡフィルタ１３１４からの単一の出力値が選択され、シフトレジスタ１３１６、１３１８、及び１３２０へ供給される。選択されたＭＡフィルタ１３１４からの出力は、相関器１３０２、ＭＡフィルタ１３１４、及び追加のパイプライン段階における遅延の合計に等しい時間インデックスを有する。ＭＡフィルタ１３１４の選択出力における負符号は、同じ周波数帯域において、以前の（ＰＳ）シンボルに対して、ＦＳシンボルが１８０°の位相シフトで受領されたことを示す。三回の最後のホップからのＭＡフィルタ１３１４の選択出力（シフトレジスタ１３１６、１３１８、及び１３２０内）を、加算器１３２２により加算する。合計の符号は、符号ブロック１３２４を使用して抽出する。本例において、最後のＦＳシンボルは、常にＴＦＣの最後の周波数帯域において送信される。そのため、現在の帯域カウンタ値が２に等しい時（即ち、ＴＦＣの最後の周波数帯域である時）、符号ブロック１３２４からの符号が負である場合、ｆｓ＿ｄｅｔｅｃｔをアサートしてよい。

一部の実施形態において、ＦＳシンボル検出は、三個のサンプルの合計の符号ではなく、シフトレジスタ１３１６、１３１８、及び１３２０内の三個のサンプルの符号を調べることに基づく。例えば、ｆｓ＿ｄｅｔｅｃｔは、シフトレジスタ１３１６、１３１８、及び１３２０内の三個全てのサンプルが負であり、現在の帯域カウンタ値が２に等しい場合にアサートされる。別の例は、シフトレジスタ１３１６、１３１８、及び１３２０内のサンプルの過半数について調べることである。ｆｓ＿ｄｅｔｅｃｔは三個の値のうち二個が負であり、現在の帯域カウンタ値が２に等しい場合にアサートしてよい。

図１Ｂのパケット構造において、ＴＦＣは（Ｂ１、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ３）である。ＦＳシンボルは短滞留の第二のシンボル期間中に送信されるため、短滞留の第一のシンボル期間中に、処理は行われない。例えば、ＦＳシンボル１６２、１６４、１６６は、各周波数帯域で二番目に送信される。各周波数帯域の第一のシンボル期間中、相関器１３０２の出力は、ＦＩＦＯバッファ１３０４及び１３１０に格納し得るが、フレーム同期ブロック１３００において、それ以外の処理は実行されない。各短滞留の第二のシンボル期間中、相関器１３０２の出力は、ＦＩＦＯバッファ１３０４及び１３１０に格納されたものにより乗算される。その後、残りのフレーム同期の計算が、図１Ａの場合のように実行される。

図１３Ｂは、送信パケット内の境界を検出する実施形態を示すフローチャートである。図示した例において、境界は、ＦＳシンボル等の特定の同期シンボルが示すプリアンブルの終わりに対応し得る。一部の実施形態において、ＦＳシンボルは、１８０°の位相の不一致等、先行するＰＳシンボルとの公知の関係を有する。１３５０において、同期シンボルのサンプルを、以前の対応する同期シンボルのサンプルと比較する。比較は、ＰＳシンボルとＦＳシンボルとの間の関係に基づいて、様々な数学的又は統計学的処理（符号、大きさ、位相等の比較）にしてよい。判断１３５２では、送信パケット内の境界が検出されたかを判断する。一部の実施形態では、現在の比較と以前の比較とを判断１３５２において使用する。一部の実施形態では、受信機が現在同調する帯域を考慮に入れる。境界が検出された場合、１３５４において、送信パケット内の境界が検出されたことを示す。一部の実施形態において、こうした指示は、状態を変化させるために、或いは処理を有効化／無効化するために使用される。或いは、１３５２において境界が検出されなかった場合には、１３５０の処理において同期シンボルのサンプルを比較する。

図６に示したように、ＰＳシンボル検出及びＦＳシンボル検出中には、利得補正が実行される。ＡＧＣ４０２等のブロックは、利得補正を実行し、アナログサブシステム２０２等のアナログサブシステムに対して利得信号を出力し得る。利得補正は、同時に動作する二つの方法を使用して実行される。Ｉ／Ｑサンプルの信号レベルの測定は、所望の信号レベルと比較してよく、差異は現在の利得設定を補正するのに使用される。この補正は、一部の実施形態において、ＬＯが現在同調している帯域のみに適用される。しかしながら、一部の実施形態では、飽和が検出された場合には、ＬＯが現在同調しているもののみではなく、全周波数帯域に一定の負の利得補正が適用される。

図１４は、利得決定ブロックの実施形態を示すブロック図である。図示した例において、利得決定ブロック１４００は、ＡＧＣにおいて使用し得る。利得決定ブロック１４００は、飽和が検出されない限り使用される、現在の周波数帯域に対する新たな利得値を出力する。ＴＦＣの各周波数帯域のために別個の利得設定を格納してよい。ＬＯ周波数を次の帯域に切り替える前に、アナログサブシステムは、その周波数帯域の利得設定により構成される。別個の利得設定の格納及びアナログサブシステムの構成は、ＡＧＣ等の別のブロック、或いは利得決定ブロック１４００により実行してよい。アナログサブシステムにおける利得の実際の切り替えは、新たな利得設定が新たな周波数帯域のみに適用されるように、ＬＯ周波数の切り替えと同時に行われる。各滞留（長滞留又は通常滞留）中、利得決定ブロック１４００は、滞留中に入力Ｉ／Ｑサンプルにおいて観測された信号レベルに基づいて、現在の周波数帯域に対する新たな利得設定を計算する。結果的な利得値は、その周波数帯域にＬＯが次に同調した時に使用される。上記のように、利得決定ブロック１４００は、ＰＳシンボル検出及びＦＳシンボル検出の両方において動作する。

利得決定ブロック１４００は、各滞留（例えば、長滞留又は通常滞留）に対する新たな利得設定を決定し、各周波数帯域に対して別個の利得設定が維持される。Ｉ／Ｑ入力サンプルは、各Ｉ／Ｑサンプルペアの振幅（即ち、絶対値）を決定する振幅ブロック１４０２へ送られる。一部の実施形態では、区分的線形近似等の近似が使用される。結果的な振幅は、一次ＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタ１４０４へ送られる。他の低域通過フィルタ構造を使用してもよい。結果的なフィルタ出力は、時間の関数として、信号レベルの連続した推定と考えられる。この信号レベル推定値の最大値（現在の滞留内）は、格納ブロック１４０６に格納され、対数ブロック１４０８により対数スケールに変換される。対数信号レベルは、減算器１４１０を使用して所望の信号レベルと比較し、差異を量子化器１４１２により量子化する。量子化器１４１２は、アナログサブシステムがサポートする最も近い利得ステップへ差異を量子化する。結果的な利得補正は、加算器１４１４を使用して現在の利得設定に追加される。別個の利得設定が各周波数帯域に対して保存されるため、新たな利得設定は、ＬＯが次に現在の周波数帯域に同調する時のために保存される。新たな利得設定は、利得決定ブロック１４００から出力される。

利得決定ブロック１４００を使用して、現在の周波数帯域に対する新たな利得値を決定する間に、飽和検出が同時に実行される。アナログ−デジタルコンバータにおいて飽和（即ち、クリッピング）が検出された場合、周波数比較器１４００からの利得設定は使用されず、所定の利得補正が代わりに使用される。飽和が検出され得るのは、ＡＤＣの出力が多数の連続するサンプルで最大又は最小出力値になる場合である。例えば、５ビットＡＤＣが、−１５〜＋１５の範囲で（符号付きの形式において）サンプルを生成すると仮定する。−１５及び／又は＋１５の値の列が検出された場合、これは、ＡＤＣの入力における信号レベルがＡＤＣの線形入力信号範囲を上回り、信号が飽和していることを示し得る。信号レベル比較器１４００からの結果は、二つのＡＤＣが線形領域を外れて動作する時、正確ではない場合がある。一般に、飽和は望ましくない状態であり、飽和が発生した時には、受信機を飽和から迅速に脱出させることが望ましい。飽和を検出するために、飽和検出ブロックは、最大振幅を有するＩ／Ｑサンプル数の連続カウントを維持する。カウントが指定された閾値を上回った時、飽和状態が宣言される。これは、ＤＣオフセットが存在する状態で、飽和の誤った検出を回避する上でも有用となり得る。

図１５は、飽和検出ブロックの実施形態を示すブロック図である。図示した例において、飽和検出ブロック１５００は、ＡＧＣにおいて使用し得る。Ｉ及びＱサンプルは、飽和検出ブロック１５００に入力され、飽和が検出された場合に飽和出力信号がアサートされる。飽和検出ブロック１５００は、ＤＣオフセットへの回復力を有し得る。最大振幅サンプルの別個のカウントを、実数（Ｉ）及び虚数（Ｑ）サンプルの両方について維持する。５ビットＡＤＣの一例において、ｍａｘ＿ａｍｐ＝１５となる。したがって、各Ｉ及びＱ入力サンプルを＋１５及び−１５と比較する。比較器１５０２及び１５０６は、それぞれＩ及びＱサンプルをｍａｘ＿ａｍｐと比較し、比較器１５０４及び１５０８は、それぞれＩ及びＱサンプルを−ｍａｘ＿ａｍｐと比較する。比較されているものと入力サンプルが一致する場合、比較器は１を出力し、そうでない場合は、０を出力する。サンプルの符号ビットは、符号ブロック１５０１及び１５０３を使用して抽出される。表１５３４は、サンプルの符号と比較の結果とに基づいて、エンコーダの出力を例示している。エンコーダ１５１０及び１５１４の出力は、入力サンプルが負である時（例えば、符号ビットが１である時）、ゼロとなる。正の入力サンプルに対して、サンプルが１５に等しい場合には正の出力値Δ₊が生成され、そうでない場合、負の出力値Δ_-が生成される。エンコーダ１５１０及び１５１４は、それぞれ、カウンタ１５１８及び１５２２に結合される。正の飽和（即ち、ｍａｘ＿ａｍｐ）について、エンコーダ１５１０及びカウンタ１５１８は、Ｉサンプルを調べ、エンコーダ１５１４及びカウンタ１５２２は、Ｑサンプルを調べる。カウンタ１５１８及び１５２２は、エンコーダ１５１０及び１５１４に対するｍａｘ＿ａｍｐの入力サンプル値（例えば、＋１５）により増加し、ｍａｘ＿ａｍｐ未満の正のサンプル値（例えば、厳密に＋１５未満）により減少し、負のサンプル値では、カウンタの出力は変化しない。カウンタ１５１８又は１５２２の出力は、ゼロを下回った際には常に即座にゼロへリセットされる。結果として、＋１５未満の正のサンプルの連続は、カウンタ１５１８又は１５２２の出力をゼロまで減少させる。

エンコーダ１５１２及び１５１６とカウンタ１５２０及び１５２４も同様に動作するが、−ｍａｘ＿ａｍｐ（例えば、−１５）に等しいサンプル値の検出を試みる。表１５３４は、二つのエンコーダの入力−出力関係を例示している。一部の実施形態において、Δ_-の大きさは、Δ₊の大きさに等しい。即ち、大きさは、カウンタのカウントアップがカウントダウンより高速又は低速となるように選択してよく、したがって、飽和が検出される条件が調整される。

最小値選択ブロック１５２６は、カウンタ１５１８及び１５２３の出力の小さい方を選択する。したがって、各入力Ｉサンプルについて、小さな方のカウンタ出力が選択され、Ｉサンプルストリームの飽和の尺度となる。最小値選択ブロック１５２８を使用して、同じ選択がＱサンプルストリームについて実行される。選択された二つの最小値は、加算器１５３０を使用して加算され、合計は、比較器１５３２を使用して飽和閾値と比較する。飽和閾値を上回る場合は、飽和状態を信号で示す。

上記の実施形態以外の実施形態も存在する。例えば、二つの比較器を使用して入力サンプルをｍａｘ＿ａｍｐ及び−ｍａｘ＿ａｍｐの両方と比較する代わりに、最初に入力サンプルの絶対値を計算し、結果をｍａｘ＿ａｍｐのみと比較することも可能である。

飽和検出ブロック１５００は、ＤＣオフセットが存在する状態での回復力を有し得る。飽和状態が指摘されたが、実際にはＡＤＣは飽和しておらず、依然として線形領域で動作中である時、誤検出が発生する。Ｉ／ＱサンプルにＤＣオフセットが存在する場合、誤検出は、更に頻繁に発生し得る。最小値選択ブロック１５２６及び１５２８が使用されるため、カウンタ１５１８及び１５２０からの小さな方の出力が選択される。したがって、大きな正のＤＣオフセットが存在する場合、（−ｍａｘ＿ａｍｐを探す）カウンタ１５２０及び１５２４からの出力が対応カウンタの代わりに選択され得るため、飽和検出ブロック１５００は、同じ数の誤検出を有しなくなり得る。同様に、大きな負のＤＣオフセットが存在する場合、（ｍａｘ＿ａｍｐを探す）カウンタ１５１８及び１５２２からの出力が選択され得る。

滞留中に飽和が検出された場合には、所定の負の利得補正を全周波数帯域の利得設定に提供してよい。補正は、異なる帯域に選択的に適用してもよい。例えば、負の利得補正は、受信機における連続した飽和の発生数等の要素に基づいてよい。これは、可能な限り少ない利得補正を使用して受信機を線形動作に戻すために使用し得る。一部の実施形態では、飽和が検出された時に−１５〜−２０ｄＢの範囲の利得補正値を提供してよく、この所定の利得補正により、周波数帯域の現在の利得設定が低減される。一部の実施形態では、ＰＳシンボルの検出中に飽和が検出された時には、ＦＳシンボルの検出中に飽和が検出された時と同じ利得補正値が使用される。一部の実施形態では、二つの期間中に異なる負の利得補正を使用し、これはＰＳシンボルが検出された時に利得が既に大幅に低減されている場合があるためである。

上記のように、周波数帯域に対する新たな利得設定は、並行して動作する二つの方法を使用して決定される。滞留中に飽和が検出されない場合、利得補正は、Ｉ／Ｑサンプルを所望の信号レベルと比較して決定される。反対に、飽和が検出された場合、新たな利得設定は、所定の負の利得補正を使用して決定される。

ＰＳシンボルの検出中、飽和検出は、更に再始動手順を開始させる。再始動時には、現在の滞留を中断させ、ＬＯをＴＦＣ内の次の帯域へ即座に切り替えてよい。これには、帯域カウンタを増分させる一方で、取得時間基準内のチックカウンタをリセットする必要がある。同時に、通常時間基準と、ｇｕａｒｄ＿ｃｎｔと、メトリック累算ブロック内の累算検出メトリックとを含め、同期サブシステム内の他の全ての状態変数をリセットする。結果として、再始動前に受信した受信Ｉ／Ｑサンプルは、累算メトリックに寄与しなくなり得る。

図１６Ａは、多数の再始動を発生させる飽和の例を示すタイミング図である。図示した例において、ＴＦＣは（Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２）である。受信信号強度は、初期利得設定で飽和を発生させるのに十分な高さである。受信機は、ＰＳシンボル１６００が帯域Ｂ０で送信される時、帯域Ｂ２に滞留している。それぞれの場合に、受信機が滞留する以外の帯域においてＰＳシンボルが送信されるため、ＰＳシンボル１６００、１６０２、及び１６０４は、ＡＧＣにより観測されない。帯域Ｂ０で送信されるＰＳシンボル１６０６の先頭において、受信機は、帯域Ｂ０に滞留しており、ＡＧＣにより飽和が検出される。再始動が実行され、受信機ＬＯは、即座に帯域Ｂ１へ切り替えられ、利得補正が適用される。飽和は、ＰＳシンボル１６０８の先頭で再び検出される。これにより、第二の再始動が生じ、受信機はＬＯ周波数を帯域Ｂ２へ切り替え、利得補正が再び適用される。ＰＳシンボル１６１０の先頭における第三の再始動により、受信機は、最終的に帯域Ｂ０へ戻される。この時点で、受信機の利得は、全周波数帯域で三回補正されており、更なる飽和を回避するのに十分となる。したがって、飽和が検出されなくなるため、再始動は、これ以上発生しない。同期手順は、再始動なしで継続するようになる。各再始動において、通常時間基準は、（ＴＦＣの第一の帯域へ）リセットされる。

再始動の結果の利得補正は、ＴＦＣの一部又は全部の帯域に適用してよい。一部の実施形態において、利得補正は、再始動時に全帯域に対して行われる。一部の例において各帯域に適用される利得補正は、帯域毎に異なってよい。一部の実施形態において、利得補正は、再始動時に一部の帯域のみに対して行われる。再始動時に利得補正が提供される帯域（群）は、再始動の数に基づいて変化してよい。再始動時に利得補正が提供される帯域（群）は、更に現在の帯域に基づいて変化してよい。例えば、二回の再始動が連続し、即ち、第二の再始動が第一の再始動後に次の帯域で発生したと仮定した場合、第一の再始動では、利得補正を現在（第一）の帯域のみに対して行ってよく、第二の再始動では、利得補正を第二及び第三の帯域の両方に対して行ってよい。

一部の実施形態において、再始動は、飽和が検出された全てのホップにおいて実行される。他の実施形態において、現定された回数の再始動のみが可能となる。限界に達した時には、特定の条件が満たされた後、再び再始動が適用される。例えば、特定の数のホップが、飽和なしで発生する必要がある。カウンタを使用して、飽和した連続ホップ数を追跡してよい。カウンタは、ホップ毎に一度のみ更新され、飽和が発生する度に増分される。更に、飽和した連続ホップの継続が中断した場合は、常に負の値−Ｋ（Ｋは何らかの正の整数）に設定される。カウンタは、負の状態に留まる限り、全てのホップにおいて（飽和が発生したかどうかに関係なく）増分される。カウンタがゼロに達すると、飽和が発生した場合のみ増分される。カウンタが非負であり、厳密に限界Ｌ未満である場合のみ、再始動を可能にする。これにより、１）連続する再始動の数がＬに限定され、２）一続きの飽和した連続ホップの後、再始動手順が再び可能となる前に、少なくともＫ回の飽和のないホップが生じなければならない状態が確保される。

図１６Ｂは、飽和に対する応答の例を示すフローチャートである。図示した例において、飽和応答の一例は、他の処理と並行して実行され得る。例えば、パケットの検出、時間オフセットの決定、又は利得設定の決定を、例示した処理と並行して実行し得る。判断１６５０において、飽和が検出されたかを判断する。飽和が検出された場合、受信機の帯域を１６５２において変更する。新たな帯域は、ＴＦＣの別の帯域にしてよい。その他の場合、判断１６５２では、飽和が検出されたかの判断を継続する。１６５４において、飽和に影響されたデータが消去及び／又は廃棄される。一部の実施形態では、データが飽和により影響されたと仮定し、データが影響されたかを判定するための確認は実行されない。可変利得増幅器の利得設定は、１６５６において調整され、判断１６５０へ進む。

上記の実施形態について、理解を明確にする目的から、ある程度詳細に説明してきたが、本発明は、記載した詳細に限定されるものではない。本発明を実現する多数の別の方法が存在する。開示した実施形態は、例示的なものであり、限定的なものではない。

三シンボル期間のＴＦＣ期間による帯域ホッピングを使用して送信されるパケットの例を示す図である。 六シンボル期間のＴＦＣ期間による帯域ホッピングを使用して送信されるパケットの例を示す図である。 ＭＢ−ＯＦＤＭ受信機の例を示すブロック図である。 同期処理を実行する時期の例を示すタイムラインの図である。 同期サブシステムの例を示すブロック図である。 パケット同期ブロックの例を示すブロック図である。 パケットを検出し、時間オフセットを決定する例を示すフローチャートである。 ＰＳシンボル検出及び受信機タイミング補正の例を示すタイミング図である。 信号検出ブロックの実施形態を示すブロック図である。 信号検出ブロックの振幅ブロックから出力される振幅の例を示す波形の図である。 信号エネルギ推定器内の二つのカスケードＭＡフィルタの出力の実施形態を示す波形の図である。 信号エネルギが初期ノイズフロア推定値に含まれないように遅延を決定する例を示す図である。 信号エネルギが後期ノイズフロア推定値に含まれないように遅延を決定する例を示す図である。 長滞留に渡るＰＳシンボル検出を示すタイムラインの図である。 メトリック累算ブロックの例を示すブロック図である。 フレーム同期ブロックの実施形態を示すブロック図である。 送信パケット内の境界を検出する実施形態を示すフローチャートである。 利得決定ブロックの実施形態を示すブロック図である。 飽和検出ブロックの実施形態を示すブロック図である。 多数の再始動を発生させる飽和の例を示すタイミング図である。 飽和に対する応答の例を示すフローチャートである。

Claims (86)

1. パケット送信を検出する方法であって、
   第一の帯域で受信された第一の同期波形を有する第一の信号を使用して、第一の複数の検出メトリックを決定するステップと、
   第二の帯域で受信された第二の同期波形を有する第二の信号を使用して、第二の複数の検出メトリックを決定するステップと、
   複数の結合検出メトリックを生成するために、前記第一の複数の検出メトリックと、前記第二の複数の検出メトリックとを結合させるステップと、
   前記複数の結合検出メトリックの少なくとも一つを使用して、前記パケット送信を検出するステップと、を備える方法。
2. 前記第一の同期波形は、二位相偏移変調（ＢＰＳＫ）シンボルのシーケンスを含む、請求項１記載の方法。
3. 前記第一の同期波形と前記第二の同期波形とは同じである、請求項１記載の方法。
4. 前記方法は、超広帯域（ＵＷＢ）システムにおいて使用される、請求項１記載の方法。
5. 時間周波数符号（ＴＦＣ）は、前記第一の帯域と前記第二の帯域とを含む、請求項１記載の方法。
6. 更に、前記複数の結合検出メトリックの最大値を選択するステップを含み、前記最大結合検出メトリックは、前記パケット送信を検出するのに使用される、請求項１記載の方法。
7. 前記複数の結合検出メトリックのそれぞれは、時間オフセット候補に対応する、請求項１記載の方法。
8. 前記パケット送信を検出するステップは、閾値を使用するステップを含む、請求項１記載の方法。
9. 前記第一の信号は、前記パケット送信のプリアンブルの少なくとも一部を含む、請求項１記載の方法。
10. 前記第一の信号は、少なくとも時間周波数符号（ＴＦＣ）期間において前記第一の帯域で受信される、請求項１記載の方法。
11. 前記第一の信号のガード時間に対応するサンプルは、前記第一の複数の検出メトリックを決定するために使用されない、請求項１記載の方法。
12. 前記第一の信号のガード時間に続くサンプルは、前記第一の信号終了時の処理のために保存される、請求項１記載の方法。
13. 前記第一の複数の検出メトリックを決定するステップは、前記第一の信号のサンプルを、予測されるシーケンスと相関させるステップを含む、請求項１記載の方法。
14. 前記第一の複数の検出メトリックを決定するステップは、前記第一の信号のサンプルを同期シーケンスと相関させるステップを含む、請求項１記載の方法。
15. 前記第一の複数の検出メトリックを決定するステップは、
    復素相関値を生成するために、前記第一の信号のサンプルを、予測されるシーケンスと相関させるステップと、
    前記復素相関値の大きさを決定するステップと、を含む、請求項１記載の方法。
16. 前記第一の複数の検出メトリックを決定するステップは、対数スケールへの変換を含む、請求項１記載の方法。
17. 前記第一の複数の検出メトリックを決定するステップは、移動平均を使用するステップを含む、請求項１記載の方法。
18. 前記第一の複数の検出メトリックを決定するステップは、信号エネルギ値を決定するステップを含む、請求項１記載の方法。
19. 前記第一の複数の検出メトリックを決定するステップは、ノイズフロア値を決定するステップを含む、請求項１記載の方法。
20. 前記第一の複数の検出メトリックを決定するステップは、複数のノイズフロア値を決定するステップを含み、前記複数のノイズフロア値のそれぞれは、複数の可能なノイズフロア値から選択される、請求項１記載の方法。
21. 前記第一の複数の検出メトリックを決定するステップは、
    複数の信号エネルギ値を決定するステップと、
    複数のノイズフロア値を決定するステップと、
    前記複数の信号エネルギ値を、前記複数のノイズフロア値と比較するステップと、を含む、請求項１記載の方法。
22. 前記第一の複数の検出メトリックを決定するステップは、
    複数の信号エネルギ値を決定するステップと、
    複数のノイズフロア値を決定するステップと、
    前記複数の信号エネルギ値を前記複数のノイズフロア値と比較するステップとを含み、前記複数の信号エネルギ値の一つを決定するために使用されるサンプルは、前記複数のノイズフロア値の対応する一つを決定するために使用されるサンプルを含まない、請求項１記載の方法。
23. 前記第一の複数の検出メトリックと、前記第二の複数の検出メトリックとを結合させるステップは、時間移動を含む、請求項１記載の方法。
24. 前記第一の帯域で受信された前記第一の信号は、シンボル期間の非整数倍に対応し、
    前記第一の複数の検出メトリックと、前記第二の複数の検出メトリックとを結合させるステップは、前記シンボル期間の前記非整数倍に対応する前記第一の帯域で受信された前記第一の信号を発生させる、請求項１記載の方法。
25. 前記第一の複数の検出メトリックと、前記第二の複数の検出メトリックとを結合させるステップは、移動平均を使用するステップを含む、請求項１記載の方法。
26. 更に、前記パケット送信と実質的に同期して帯域を変更するステップを含む、請求項１記載の方法。
27. 更に、時間オフセットを決定するステップを含む、請求項１記載の方法。
28. 更に、時間オフセットを決定するステップを含み、前記複数の結合検出メトリックの一つは、前記パケット送信を検出し、前記時間オフセットを決定するために使用される、請求項１記載の方法。
29. 更に、
    第一の時間基準を使用して時間オフセットを決定するステップと、
    第二の時間基準を使用して、前記パケット送信と実質的に同期して帯域を変更するステップと、を含み、前記時間オフセットは、前記第二の時間基準を調整するために使用される、請求項１記載の方法。
30. パケット送信を検出するシステムであって、
    第一の帯域で受信された第一の同期波形を有する第一の信号を使用して、第一の複数の検出メトリックを決定し、第二の帯域で受信された第二の同期波形を有する第二の信号を使用して、第二の複数の検出メトリックを決定するように構成されたメトリック検出器と、
    複数の結合検出メトリックを生成するために、前記第一の複数の検出メトリックと、前記第二の複数の検出メトリックとを結合させるように構成されたコンバイナと、
    前記複数の結合検出メトリックの少なくとも一つを使用して、前記パケット送信を検出するように構成された検出器と、を備えるシステム。
31. パケット送信を検出するコンピュータプログラム製品であって、コンピュータ読み取り可能な媒体において実現され、
    第一の帯域で受信された第一の同期波形を有する第一の信号を使用して、第一の複数の検出メトリックを決定するステップと、
    第二の帯域で受信された第二の同期波形を有する第二の信号を使用して、第二の複数の検出メトリックを決定するステップと、
    複数の結合検出メトリックを生成するために、前記第一の複数の検出メトリックと、前記第二の複数の検出メトリックとを結合させるステップと、
    前記複数の結合検出メトリックの少なくとも一つを使用して、前記パケット送信を検出するステップとのためのコンピュータ命令を備えるコンピュータプログラム製品。
32. 送信パケット内の境界を検出する方法であって、
    帯域内で前記送信パケットの第一のシンボルを受信するステップと、
    前記帯域内で前記送信パケットの第二のシンボルを受信するステップと、
    前記第一のシンボル及び前記第二のシンボルを比較するステップと、
    少なくとも部分的には、前記第一のシンボル及び前記第二のシンボルの比較と、前記帯域とに基づいて、前記送信パケット内の前記境界を検出するステップと、を備える方法。
33. 前記方法は、超広帯域（ＵＷＢ）システムにおいて使用される、請求項３２記載の方法。
34. 前記境界は、プリアンブルの終了に対応する、請求項３２記載の方法。
35. 前記第一のシンボルを受信するステップ及び前記第二のシンボルを受信するステップは、時間周波数符号（ＴＦＣ）の異なるサイクルに対応する、請求項３２記載の方法。
36. 前記第一のシンボルを受信するステップ及び前記第二のシンボルを受信するステップは、時間周波数符号（ＴＦＣ）において同じ位置に対応する、請求項３２記載の方法。
37. 前記第一のシンボルは、パケット同期（ＰＳ）シンボルである、請求項３２記載の方法。
38. 前記第二のシンボルは、フレーム同期（ＦＳ）シンボルである、請求項３２記載の方法。
39. 前記第一のシンボルを受信するステップと、前記第二のシンボルを受信するステップとの間に、第三のシンボルを異なる帯域で受信する、請求項３２記載の方法。
40. 前記送信パケットの最後の同期シンボルを送信するのに使用される帯域は公知である、請求項３２記載の方法。
41. パケット同期（ＰＳ）シンボル及びフレーム同期（ＦＳ）シンボルは、前記送信パケットにおいてインタリーブされており、
    前記第一のシンボルを受信するステップと、前記第二のシンボルを受信するステップとの間に、前記帯域は変更されない、請求項３２記載の方法。
42. 検出対象の前記境界について、前記帯域は、時間周波数符号（ＴＦＣ）における最後の位置に対応する、請求項３２記載の方法。
43. 検出対象の前記境界について、前記帯域は、最後の同期シンボルを送信するステップに関連する、請求項３２記載の方法。
44. 検出対象の前記境界について、前記第一のシンボルと前記第二のシンボルとの間で位相オフセットが検出される、請求項３２記載の方法。
45. 検出対象の前記境界について、前記第一のシンボルと前記第二のシンボルとの間で１８０°の位相オフセットが検出される、請求項３２記載の方法。
46. 前記第一のシンボル及び前記第二のシンボルを比較するステップは、前記第一のシンボルのサンプルを前記第二のシンボルのサンプルに相関させるステップを含む、請求項３２記載の方法。
47. 前記第一のシンボル及び前記第二のシンボルを比較するステップは、前記第一のシンボルのサンプルを前記第二のシンボルのサンプルに相関させるステップを含み、
    前記相関サンプルに由来する符号は、前記送信パケット内の前記境界を検出するために使用される、請求項３２記載の方法。
48. 前記第一のシンボル及び前記第二のシンボルを比較するステップは、
    前記第一のシンボルの実数サンプルを前記第二のシンボルの実数サンプルに相関させるステップと、
    前記第一のシンボルの虚数サンプルを前記第二のシンボルの虚数サンプルに相関させるステップと、
    前記相関実数サンプルと前記相関虚数サンプルを結合させるステップと、を含む、請求項３２記載の方法。
49. 前記第一のシンボル及び前記第二のシンボルを比較するステップは、
    前記第一のシンボルの実数サンプルを前記第二のシンボルの実数サンプルに相関させるステップと、
    前記第一のシンボルの虚数サンプルを前記第二のシンボルの虚数サンプルに相関させるステップと、
    各相関実数サンプルを、対応する相関虚数サンプルに結合させるステップと、
    前記第一のシンボル及び前記第二のシンボルの前記比較を表す単一の値を生成するために前記結合サンプルを処理するステップと、を含む、請求項３２記載の方法。
50. 前記送信パケット内の前記境界を検出するステップは、移動平均を使用するステップを含む、請求項３２記載の方法。
51. 前記送信パケット内の前記境界を検出するステップは、各メトリックが時間周波数符号（ＴＦＣ）内の位置に対応するように、複数のメトリックを決定するステップを含む、請求項３２記載の方法。
52. 前記送信パケット内の前記境界を検出するステップは、
    各メトリックが時間周波数符号（ＴＦＣ）内の位置に対応するように、複数のメトリックを決定するステップと、
    単一のメトリックを生成するために前記複数のメトリックを結合するステップと、
    前記送信パケット内の前記境界を検出するために前記単一のメトリックを使用するステップと、を含む、請求項３２記載の方法。
53. 前記送信パケット内の前記境界を検出するステップは、
    各メトリックが時間周波数符号（ＴＦＣ）内の位置に対応し、ＴＦＣ内の少なくとも一つの位置がメトリックを有しないように、複数のメトリックを決定するステップと、
    単一のメトリックを生成するために前記複数のメトリックを結合するステップと、
    前記送信パケット内の前記境界を検出するために前記単一のメトリックを使用するステップと、を含む、請求項３２記載の方法。
54. 前記送信パケット内の前記境界を検出するステップは、
    各メトリックが時間周波数符号（ＴＦＣ）内の位置に対応するように、複数のメトリックを決定するステップと、
    単一のメトリックを生成するために、前記複数のメトリックに対して、加算を含む結合を行うステップと、
    前記送信パケット内の前記境界を検出するために前記単一のメトリックを使用するステップと、を含む、請求項３２記載の方法。
55. 前記送信パケット内の前記境界を検出するステップは、
    各メトリックが時間周波数符号（ＴＦＣ）内の位置に対応するように、複数のメトリックを決定するステップと、
    単一のメトリックを生成するために、前記複数のメトリックに対して、多数決原理の方針を含む結合を行うステップと、
    前記送信パケット内の前記境界を検出するために前記単一のメトリックを使用するステップと、を含む、請求項３２記載の方法。
56. 送信パケット内の境界を検出するシステムであって、
    帯域内で前記送信パケットの第一のシンボルを受信し、前記帯域内で前記送信パケットの第二のシンボルを受信するように構成されたインタフェースと、
    前記第一のシンボル及び前記第二のシンボルを比較するように構成された比較器と、
    少なくとも部分的には、前記第一のシンボル及び前記第二のシンボルの比較と、前記帯域とに基づいて、前記送信パケット内の前記境界を検出するように構成された検出器と、を備えるシステム。
57. 送信パケット内の境界を検出するコンピュータプログラム製品であって、コンピュータ読み取り可能な媒体において実現され、
    帯域内で前記送信パケットの第一のシンボルを受信するステップと、
    前記帯域内で前記送信パケットの第二のシンボルを受信するステップと、
    前記第一のシンボル及び前記第二のシンボルを比較するステップと、
    少なくとも部分的には、前記第一のシンボル及び前記第二のシンボルの比較と、前記帯域とに基づいて、前記送信パケット内の前記境界を検出するステップとのためのコンピュータ命令を備えるコンピュータプログラム製品。
58. 信号を受信する方法であって、
    第一の帯域で受信した前記信号を増幅するステップと、
    前記増幅信号が飽和条件を満たすかを判断するステップと、
    少なくとも部分的には、前記増幅信号が前記飽和条件を満たすことに基づいて、第二の帯域への変更を始動するステップと、を備える方法。
59. 前記方法は、超広帯域（ＵＷＢ）システムにおいて使用される、請求項５８記載の方法。
60. 前記信号は、パケットのプリアンブルを含む、請求項５８記載の方法。
61. 時間周波数符号（ＴＦＣ）は、前記第一の帯域及び前記第二の帯域を含む、請求項５８記載の方法。
62. 更に、少なくとも部分的には前記増幅信号と所望の信号レベルとに基づいて、前記第一の帯域に関連する利得設定を決定するステップを含む、請求項５８記載の方法。
63. 更に、少なくとも部分的には前記増幅信号と所望の信号レベルとに基づいて、前記第一の帯域に関連する利得設定を決定するステップを含み、前記増幅信号が前記飽和条件を満たす場合には、前記決定された利得設定は使用されない、請求項５８記載の方法。
64. 更に、少なくとも部分的には増幅信号に基づいて、パケットを検出するステップを含む、請求項５８記載の方法。
65. 更に、少なくとも部分的には増幅信号に基づいて、パケットを検出するステップを含み、前記増幅信号が前記飽和条件を満たす場合には、前記パケットを検出するステップに関連するデータを消去する、請求項５８記載の方法。
66. 更に、少なくとも部分的には前記増幅信号に基づいて、時間オフセットを決定するステップを含む、請求項５８記載の方法。
67. 更に、少なくとも部分的には前記増幅信号に基づいて、時間オフセットを決定するステップを含み、前記増幅信号が前記飽和条件を満たす場合には、前記時間オフセットを決定するステップに関連するデータを消去する、請求項５８記載の方法。
68. 前記第二の帯域への前記変更を始動するステップは、最大回数に限定される、請求項５８記載の方法。
69. 前記第二の帯域への前記変更が最大回数だけ始動された場合、前記第二の帯域への変更が再び始動される前に、少なくとも一つの条件が満たされる、請求項５８記載の方法。
70. 更に、前記増幅信号が前記飽和条件を満たす場合に、前記第一の帯域に関連する利得設定を調整するステップを含む、請求項５８記載の方法。
71. 更に、前記増幅信号が前記飽和条件を満たす場合に、前記第一の帯域に関連する利得設定を、所定の量だけ調整するステップを含む、請求項５８記載の方法。
72. 更に、前記増幅信号が前記飽和条件を満たす場合に、前記第一の帯域に関連する利得設定を調整するステップを含み、前記第一の帯域と、前記第一の帯域以外の帯域に対して同じ量の調整を使用する、請求項５８記載の方法。
73. 前記飽和条件を満たす前記増幅信号は、更に、前記第二の帯域に関連する利得設定を調整するステップを始動する、請求項５８記載の方法。
74. 前記飽和条件を満たす前記増幅信号は、更に、前記第二の帯域に関連する利得設定を、所定の量だけ調整するステップを始動する、請求項５８記載の方法。
75. 前記飽和条件を満たす前記増幅信号は、更に、前記第二の帯域に関連する利得設定を調整するステップを始動し、前記第二の帯域と、前記第二の帯域以外の帯域に対して同じ量の調整を使用する、請求項５８記載の方法。
76. 更に、前記増幅信号が前記飽和条件を満たす場合に、前記第三の帯域に関連する利得設定を調整するステップを含む、請求項５８記載の方法。
77. 更に、前記増幅信号が前記飽和条件を満たす場合に、前記第三の帯域に関連する利得設定を、所定の量だけ調整するステップを含む、請求項５８記載の方法。
78. 更に、前記増幅信号が前記飽和条件を満たす場合に、前記第三の帯域に関連する利得設定を調整するステップを含み、前記第三の帯域と、前記第三の帯域以外の帯域に対して同じ量の調整を使用する、請求項５８記載の方法。
79. 前記増幅信号が前記飽和条件を満たすかを判断するステップにおいて、飽和閾値が使用される、請求項５８記載の方法。
80. 前記増幅信号が前記飽和条件を満たすかを判断するステップは、前記増幅信号のサンプルが飽和値に対応する場合に飽和メトリックを増加させるステップを含む、請求項５８記載の方法。
81. 前記増幅信号が前記飽和条件を満たすかを判断するステップは、１）前記増幅信号のサンプルの符号が飽和の符号に対応する場合と、２）前記増幅信号の前記サンプルの大きさが飽和の大きさに対応しない場合に飽和メトリックを減少させるステップを含む、請求項５８記載の方法。
82. 前記増幅信号が前記飽和条件を満たすかを判断するステップは、前記増幅信号のサンプルの符号が飽和の符号に対応しない場合に飽和メトリックを維持するステップを含む、請求項５８記載の方法。
83. 前記増幅信号が前記飽和条件を満たすかを判断するステップは、
    第一の飽和メトリックを決定するステップと、
    第二の飽和メトリックを決定するステップと、
    前記第一の飽和メトリック及び前記第二の飽和メトリック間で選択を行うステップと、を含み、前記第一の飽和メトリックは、最大飽和値に対応し、前記第二の飽和メトリックは、最小飽和値に対応する、請求項５８記載の方法。
84. 前記増幅信号が前記飽和条件を満たすかを判断するステップは、
    第一の飽和メトリックを決定するステップと、
    第二の飽和メトリックを決定するステップと、
    前記第一の飽和メトリック及び前記第二の飽和メトリックを結合するステップと、を含み、前記第一の飽和メトリックは、前記増幅信号の実数サンプルに対応し、前記第二の飽和メトリックは、前記増幅信号の虚数サンプルに対応する、請求項５８記載の方法。
85. 信号を受信するシステムであって、
    第一の帯域で受信した前記信号を増幅するように構成された増幅器と、
    前記増幅信号が飽和条件を満たすかを判断するように構成されたプロセッサと、
    少なくとも部分的には、前記増幅信号が前記飽和条件を満たすことに基づいて、第二の帯域への変更を始動するように構成されたインタフェースと、を備えるシステム。
86. 送信パケット内の境界を検出するコンピュータプログラム製品であって、コンピュータ読み取り可能な媒体において実現され、
    第一の帯域で受信した前記信号を増幅するステップと、
    前記増幅信号が飽和条件を満たすかを判断するステップと、
    少なくとも部分的には、前記増幅信号が前記飽和条件を満たすことに基づいて、第二の帯域への変更を始動するステップとのためのコンピュータ命令を備えるコンピュータプログラム製品。

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