JP2005295401A - 同期装置及び同期方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 低信号対雑音比の状況に拘らず良好なエラーレートで同期タイミングの検出を行なう。
【解決手段】 既知の信号が繰り返し送られてくる構成の系において、受信信号と既知の信号との間で相関を計算し、相関結果をシンボル間で移動平均を算出し、 移動平均についてさらに２回目の移動平均を算出し、２回目の移動平均に基づいて同期タイミングを判断する。最初にシンボル移動平均演算を行ない、ノイズの影響を低減させた後、さらに通常の移動平均演算を施すことにより、マルチパスによる複数のピークを１つにまとめることができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線又は有線のデジタル通信システムにおいて送受信機間で同期を確立するための同期装置及び同期方法に係り、特に、プリアンブル相関を用いた同期タイミングの検出を行なう同期装置及び同期方法に関する。

さらに詳しくは、本発明は、受信信号と既知の信号との相関結果に基づいて同期タイミングの検出を行なう同期装置及び同期方法に係り、特に、低信号対雑音比の状況に拘らず良好なエラーレートで同期タイミングの検出を行なう同期装置及び同期方法に関する。

複数のコンピュータを接続してＬＡＮを構成することにより、ファイルやデータなどの情報の共有化、プリンタなどの周辺機器の共有化を図ったり、電子メールやデータ・コンテンツの転送などの情報の交換を行なったりすることができる。

また、有線方式によるＬＡＮ配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入が検討されている。例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。

例えば、近年、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、きわめて微弱なインパルス列に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている。現在、ＩＥＥＥ８０２．１５．３などにおいて、ウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。

また、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成され、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。このため、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式に代表されるマルチキャリア伝送方式が適用される。

例えば、ＩＥＥＥ８０２．１５．３でも、ＯＦＤＭ変調方式を採用したＵＷＢ通信方式についての標準化が進められている。ＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式の場合、３．１〜４．８ＧＨｚの周波数帯をそれぞれ５２８ＭＨｚ幅からなる３つのサブバンドを周波数ホッピング（ＦＨ）し、各周波数帯が１２８ポイントからなるＩＦＦＴ／ＦＦＴを用いたＯＦＤＭ変調が検討されている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。

ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａ ＴＩ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｇｒｏｕｐｅｒ．ｉｅｅｅ．ｏｒｇ／ｇｒｏｕｐｓ／８０２／１５／ｐｕｂ／２００３／Ｍａｙ０３ ファイル名：０３１４２ｒ２Ｐ８０２−１５＿ＴＩ−ＣＦＰ−Ｄｏｃｕｍｅｎｔ．ｄｏｃ＞

送信機と受信機の組み合わせで構成されるデジタル通信システムにおいては、受信機側ではデータの復調を行なうためには、まず受信信号の同期を確立する必要がある。この同期処理は、送信機側では、伝送データ本体（Ｂｏｄｙ）と併せて、同期獲得用の既知パターンからなる信号をプリアンブル（あるいはミッドアンブル）として送信し、受信機側でプリアンブル相関を用いて同期タイミングを検出するのが一般的である。そして、同期獲得により検出されたタイミングが、クロックの起点とする。

上述したＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式では、同期獲得用のプリアンブル信号として時間系列が用いられる（非特許文献１を参照のこと）。さらに、受信側での相関処理の計算量を削減する目的で、プリアンブル信号は±１のパターンからなる既知シンボルを複数連ねて構成される（何故ならば、相関計算のための掛け算処理がこの場合は符号反転だけで済む）。この場合、ブリアンブル信号を構成する±１のパターン毎の１２８個の乗算結果の総和をとることで、相関結果が得られる。

図１４には、同期回路の構成例を示している。なお、送信信号には同期タイミングの検出などに用いる同期信号を含むプリアンブル信号が組み込まれているものとする。

アンテナから受信したＲＦ周波数帯の受信信号は、搬送波信号発生器で生成される搬送波信号を用いて、ベースバンド帯の受信ベースバンド信号に周波数変換される。次に、この受信ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器により、サンプリングされデジタル信号に変換される。

相関器では、受信ベースバンド・デジタル信号とプリアンブル・コードとの相関をとって、相関値を出力する。この相関値は一般に複素数であるため、絶対２乗演算器により、この相関値の絶対２乗を求め、極大値検出回路に出力する。

そして、極大値検出器では、相関値の極大、あるいは、あらかじめ決められた閾値を越えるタイミングを同期タイミングとして出力する。

ここで、図１４に示した同期回路構成の場合、低信号対雑音比の状況においては、相関値の極大値が変動するため、閾値の設定はさまざまなケースを想定して決定する必要がある。

また、受信機において、一般に、Ａ／Ｄ変換器の前段辺りに、通常、自動利得制御装置（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＧＣという）が組み込まれている（図１４には図示しない）。アンテナ間の遠近により、受信電力が変動することを回避するためであるが、ＡＧＣの反応の遅延により、相関器への入力が正しく増幅あるいは抑圧されない時間帯が存在し、その結果、変動した出力が極大値検出回路に入力されることがある。これらの場合、極大値自体が大きく変動するため、同期の誤りが増加するという問題がある。

本発明は、上述したような技術的課題を鑑みたものであり、その主な目的は、プリアンブル相関を用いた同期タイミングの正確な検出を行なうことができる、優れた同期装置及び同期方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、受信信号と既知の信号との相関結果に基づいて同期タイミングの検出を行なうことができる、優れた同期装置及び同期方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、低信号対雑音比の状況に拘らず良好なエラーレートで同期タイミングの検出を行なうことができる、優れた同期装置及び同期方法を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、送信データに含まれる既知の信号に基づいて受信信号の同期処理を行なう同期装置であって、
受信信号と既知の信号を時間間隔を遅延して得られる信号との間で相関を計算する相関演算手段と、
前記相関演算手段による相関結果の移動平均を算出する移動平均算出手段と、
前記移動平均手段により算出された移動平均の極大値に基づいて同期タイミングを判断する同期検出手段と、
を具備することを特徴とする同期装置である。

送信機と受信機の組み合わせで構成されるデジタル通信システムにおいては、受信機側ではデータの復調を行なうためには、まず受信信号の同期を確立する必要がある。従来より、プリアンブル相関を用いた同期タイミングの検出を行なうのが一般的である。このような場合、低信号対雑音比の状況においては、相関値の極大値が変動するため、閾値の設定はさまざまなケースを想定して決定する必要がある。

本発明によれば、相関演算結果に対し、移動平均演算を施すことにより、ノイズの影響を低減することができる。

また、本発明の第２の側面は、送信データに含まれる既知の信号に基づいて受信信号の同期処理を行なう同期装置であって、
既知の信号が繰り返し送られてくる構成の系において、
受信信号と既知の信号を時間間隔を遅延して得られる信号との間で相関を計算する相関演算手段と、
前記相関演算手段による相関結果をシンボル間で移動平均を算出する第１の移動平均手段と、
前記第１の移動平均算出手段により算出された移動平均についてさらに移動平均を算出する第２の移動平均算出手段と、
前記第２の移動平均算出手段により算出された移動平均の極大値に基づいて基づいて同期タイミングを判断する同期検出手段と、
を具備することを特徴とする同期装置である。

同期用のプリアンブルが、既知シンボルが繰り返し送られてくる構成の無線通信システムがある。このような場合、最初にシンボル移動平均演算を行ない、ノイズの影響を低減させた後、さらに通常の移動平均演算を施すことにより、マルチパスによる複数のピークを１つにまとめることができる。

また、通常、受信機には自動利得制御装置（ＡＧＣ）が組み込まれているが、ＡＧＣの反応の遅延により、相関器への入力が正しく増幅あるいは抑圧されず、結果、相関器からの出力が変動したまま、極大値検出回路に入力されることがある。このような場合、第３の移動平均算出手段により相関演算結果をある時間区間にて移動平均演算を行ない、さらに、第２の移動平均算出手段による移動平均結果を規格化することにより、受信電力変動の影響をキャンセルすることができる。

また、本発明の第２の側面に係る同期装置は、前記相関演算手段による相関結果を前期第１の移動平均算出手段とは異なる方法によりシンボル間で移動平均を算出する第４の移動平均算出手段と、前記第４の移動平均算出手段により算出された移動平均についてさらに移動平均を算出する第５の移動平均算出手段とをさらに備え、前記同期検出手段は、前記第２の移動平均算出手段及び前記第５の移動平均手段による各移動平均結果に基づいて同期タイミングを判断するようにしてもよい。

例えば、プリアンブル信号が複数の既知シンボルを複数繰り返して構成される系では、プリアンブルの最後のシンボルを位相反転させて最後のシンボルであることを示す（ターミネートする）処理が施される。

このような場合、前記第４の移動平均手段は、最後に得られた相関値の位相を反転した上でシンボル間の移動平均を算出するようにしてもよい。プリアンブル最後のシンボルの位相反転により第２の移動平均算出手段では最後のシンボルで移動平均の演算結果が低下するのに対し、第５の移動平均算出手段では最後のシンボルの移動平均の演算結果は増大するので、最後のシンボル位置を検出することができる。

本発明によれば、受信信号と既知の信号との相関結果の極大値を以って同期タイミングの検出を行なうことができる、優れた同期装置及び同期方法を提供することができる。

また、本発明によれば、低信号対雑音比の状況に拘らず良好なエラーレートで同期タイミングの検出を行なうことができる、優れた同期装置及び同期方法を提供することができる。

本発明によれば、スペクトル拡散符号や所定符号プリアンブル・パターンを持つ符号列に対し、同期を捕捉する精度が高く、同期に要する時間を短縮することができる。また、シンボル間移動平均、通常の移動平均の工程を２系列持ち、その結果を比較することにより、同期の精度を向上させることができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

図１には、本発明の一実施形態に係る同期回路の構成を模式的に示している。

アンテナから受信したＲＦ周波数帯の受信信号は、搬送波信号発生器１１で生成される搬送波信号を用いて、ベースバンド帯の受信ベースバンド信号に周波数変換される。次に、この受信ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器１２により、サンプリングされデジタル信号に変換される。相関器１３では、受信ベースバンド・デジタル信号とプリアンブル・コードとの相関演算を行なって、相関値を出力する。

なお、図示しないが、Ａ／Ｄ変換器１２の前段辺りに、自動利得制御装置（ＡＧＣ）が組み込まれていてもよい。

相関器１３による相関演算結果は、３つの工程に分けて処理される。

第１の工程は、絶対２乗演算器１４と移動平均器１５を備えている。相関値は一般に複素数であるため、絶対２乗演算器１４により、この相関値の絶対２乗を求める。そして、移動平均器１５により、相関演算結果をある時間区間にて移動平均演算を行なう。

第２の工程は、シンボル移動平均器１６と、絶対２乗演算器１７と、移動平均器１８を備え、まず、シンボル間における移動平均演算を行ない、次に、絶対２乗演算を行ない、最後に、通常の移動平均演算を行なう。ここで、最初のシンボル移動平均演算によりノイズの影響を低減することができる。また、同期用のプリアンブル信号が繰り返し送られてくる構成の無線通信システムにおいては、２回目の通常の移動平均演算により、マルチパスによる複数のピークを１つにまとめるという効果が得られる。

第３の工程は、位相反転シンボル移動平均器１９と、絶対２乗演算器２０と、移動平均器２１を備え、最後に得られた相関値の位相を反転した上で、シンボル間における移動平均演算を行ない、その後、第２の工程と同じ処理を行なう。最初のシンボル移動平均演算によりノイズの影響を低減することができる。また、同期用のプリアンブル信号が繰り返し送られてくる系では、２回目の通常の移動平均演算により、マルチパスによる複数のピークを１つにまとめるという効果が得られる。

そして、第２の工程と第３の工程における演算結果は、第１の工程にて計算された結果で割り算することを以って規格化され、同期検出器２２に出力される。アンテナ間距離の遠近により、受信電力の変動が変動し、結果として同期の誤りが増大する問題がある。これに対し、第１の工程における演算結果を基に規格化することにより、この問題を回避することができる。

また、プリアンブル信号が複数の既知シンボルを複数繰り返して構成される場合、プリアンブルの最後のシンボルを位相反転させて最後のシンボルであることを示す（ターミネートする）処理が施される。この場合、プリアンブル最後のシンボルの位相反転により第２の工程における最後のシンボルの移動平均の演算結果が低下するのに対し、第３の工程における最後のシンボルの移動平均の演算結果は増大するので、最後のシンボル位置を検出することができる。

以下、本実施形態に係る同期装置の動作について詳解する。

図２には、第１の工程における移動平均器１５の構成例を示している。同図に示す移動平均回路は前半部と後半部に分けることができる。同回路の前半部では、入力に対して現時刻からＭ時刻だけ遅延されたものを減算する。また、同回路の後半部では、前半部からの出力と、１時刻前の値の正帰還回路で構成され、それらを加算するようになっている。図示の移動平均回路の前半部は、以下の式で表される。

ここで、ｚは、遅延演算子を表し、例えばｚ^-nは、ｎ標本化時間前を表す。また、後半部は、正帰還回路であるため、以下の式で表される。

したがって、図２に示した移動平均回路全体の伝達関数は以下の式で表される。

そして、上式は以下のように展開することができる。

この演算は次数Ｍの移動平均に他ならない。したがって、図２に示した回路は移動平均を表していることが分かる。

次に、図１に示した第２の工程及び第３の工程の前半部におけるシンボル間の移動平均について具体的に説明する。

通常、同期に必要なプリアンブル・コードは、精度の向上のため数周期に渡って繰り返されることが多い。データに重畳する雑音は、その特性として相互相関が０であり、得られた信号を数周期に渡って平均化（移動平均）することにより、雑音成分を除去することができ、同期データの精度を向上させることが可能となるからである。

第２の工程の前半におけるシンボル移動平均器１６は、シンボル間における移動平均演算を行なう。この場合の移動平均は、送信プリアンブル・コードの繰返し周期をＳとするとしたとき、以下の式で表される。

ここで、ｘ_iは入力、ｙ_iは出力、ｓはシンボル周期、Ｎは移動平均をとる個数である。図３には、この演算式を回路で表現している。図示の回路の前半部は、現時点の値とＳ×Ｎ時刻前の値の差をとる回路であり、後半部が、前半部の出力とそのＳ時刻前の帰還回路で構成される。

また、第３の行程前半部の位相反転シンボル移動平均器１９は、最後に得られた値の位相を反転した後に移動平均をとる。式で表現すると、以下の通りとなる。また、図４には、この演算式を回路で表現している。

また、第２の工程及び第３の工程の後半部分における移動平均器１８、２１は、通常の移動平均と同一のものである。すなわち、第１の工程における移動平均器１５の構成及び演算処理と同一であり、以下の式で表される。

第２の工程及び第３の工程の移動平均の次数は同じものを使用するが、第１の移動平均の次数と一致しなくてもよい。

図５には、上述した各要素により構築される同期回路の全体構成を具体的に示している。第１、第２、第３の工程で使用する移動平均の次数（ＮやＭ、Ｌ）は、通常マルチパスの影響やシンボル周期に依存するため、使用するシステムや環境に依存して最適化されるべきものである。したがって、一意に決定することはできない。

この後、第２、第３の工程の出力結果は、第１の工程の出力結果で割ることにより規格化され、同期検出器２２に入力される。

図６には、同期検出器２２の構成例を示している。まず、第２の行程からの出力と、第３の工程からの出力をそれぞれ極大値検出器２３，２４に入力する。極大値検出器２３、２４は、データが極大となった値を出力する。第２の行程と第３の行程の極大値を以って、除算器２５に入力され、割り算が実行される。同期検出部２６は、この除算器２５の出力と、第３の工程の極大値検出器２４の出力がある閾値を超えたときに、同期とみなす。

次に、本実施形態に係る同期装置の具体的な動作について、図７に示した実出力の例を参照しながら説明する。但し、相関器（Ｃｏｒｒ）１３への入力が、図７に示すＣｏｒｒ Ｉｎｐｕｔであるとする。実際の相関器１３への入力パターンは、例えば図８に示したようなものであるが、図７では簡略的に示している。図８は、プリアンブル・パターンの構成例であり、±１の２値の系列で構成される。

このような入力に対し、相関器１３は相関計算を行ない出力を行なう。図９には、相関器出力の例を示している。通常、伝送路がマルチパスやフェーディング、雑音を持たない理想的な場合、相関器出力は図９に示すようにただ１つのピーク（極大値）を持つものになる。ここでは、相関計算結果が図７の相関器出力（Ｃｏｒｒ Ｏｕｔｐｕｔ）であったとする。同図のＣｏｒｒ Ｏｕｔｐｕｔは、実伝送路のマルチパスやフェーディングがある場合の例であり、Ｃｏｒｒ Ｏｕｔｐｕｔのピークは分割され、多数のピークが正負に現れている。さらに実際には、Ｃｏｒｒ Ｏｕｔｐｕｔは、マルチパスの影響を受け複素数となるが、図ではＲｅａｌ Ｐａｒｔ（実数部）あるいはＩｍａｇｉｎａｒｙ Ｐａｒｔ（虚数部）のみの示してある。

この出力を２つに分け、第２の工程と第３の工程による移動平均処理がそれぞれ行なわれる。まず、第２の工程では、単純なシンボル区間での移動平均であるため、図中Ａに示したように、雑音の影響が下がり、ピークが強調されるようになる。ピークの振幅は、パラメータＮに依存して増加して行き、位相が反転した終端プリアンブルにより、最後の出力のピークのみが２段階減少する。すなわち、ノイズの影響が低減する。

一方、第３の工程では、最後に得られた相関値の位相を反転した上で、シンボル間における移動平均演算が行なわれる。したがって、図中Ｂに示す通り、図中Ａの位相が反転したものが最初に出力され、２シンボル目では相殺されるため出力は０になるが、３シンボル目以降では、Ａと同じ位相で振幅が小さいものが出力される。位相が反転した終端プリアンブルにより、最後にピークが２段階で増加し最大となる（Ｎ＝２の場合）。

次に、第２の工程及び第３の工程では、それぞれのシンボル間移動平均の結果の絶対２乗を計算し、その後、通常の移動平均処理を行なう。図中ＣとＤでは、それぞれの出力変化を示してある。但し、同図のＣ並びにＤでは、絶対２乗計算結果と移動平均処理後の結果を併せて示している。シンボル間移動平均をとった後、さらに通常の移動平均処理を施すことにより、マルチパスにより発生する複数のピークを図示のように１つにまとめることができる。

また、プリアンブル信号が複数の既知シンボルを複数繰り返して構成される系では、プリアンブルの最後のシンボルを位相反転させて最後のシンボルであることを示す（ターミネートする）処理が施される。第２の工程の前段ではシンボル間移動平均処理し、第３の工程の前段では位相反転シンボル間移動平均処理を行なうので、図中ＣとＤとでは、同図のＡ並びにＢのピーク変化に応じて、終端プリアンブルにより、そのピークの大きさが最後に逆転する。したがって、本実施形態では、図中ＣとＤのピークの変化（逆転）に基づいて、同期すなわちプリアンブル信号の終端を判断することができる。

第２の工程及び第３の工程それぞれの移動平均器１８、２１の処理結果が同期判断回路２２に入力される。そして、ピークを検出した後、図中ＣとＤのピークの逆転を基準とし、同期の判断が行なわれる（図６を参照のこと）。

第２の工程と第３の工程により得られた処理結果に基づいて同期検出を行なう具体的な方法については、さまざまな構成が考えられるが、例えば、ピーク検出ステップと同期判断ステップの２段構成が考えられる。図１０には、図５あるいは図６に示したデータの流れをフローチャートの形式で示している。

例えば図示したピーク検出ステップでは、図７中のＣとＤの出力において、ある極大の値がＭ区間後にも最大値であればそれをピークであると判断するものある。

ピークであると判断した結果は、規格化された後に同期判断ステップに投入され、同期判断される。例えば、ピーク逆転検出と規格化されたピークＤの大きさから同期を判断することができる。つまり、ピークＤとピークＣの比がある一定値（Ｔ₁）を超え、且つ、規格化されたピークＤがある一定値（Ｔ₂）を超えた場合に同期と判断するのである。なお、この同期検出アルゴリズムでの規格化過程により、Ｓ／Ｎ変化によるピーク変動の影響を抑えることができる。

本実施形態に係る同期検出の有効性を検証するために、図１並びに図５に示した同期回路構成と、図１４に示した従来の同期回路構成の比較を計算機シミュレーションにより行なった。

このシミュレーションでは同期シンボルの繰り返し数は８回とし、最後の１回は位相が反転するものとする。また、Ｓ＝４９５、Ｌ＝４９５、Ｎ＝２、Ｍ＝１６とした。プリアンブル・パターンは図８に示したものを使用し、伝播路モデルも用いている。雑音はガウス雑音を使用した。

図１１には、計算機シミュレーションによる結果を示している。横軸がＳ／Ｎで、縦軸が同期が正しく行われなった割合（同期エラーレート）を示している。図中のＣｏｎｖ が従来の同期検出方法による結果を示し、Ｎｅｗが本実施形態に係る同期検出方法による結果を表す。従来方法に比べて、本実施形態の方法があるエラーレートを確保するための所要Ｓ／Ｎが低い、つまり、低Ｓ／Ｎでもエラーを起こす割合が低く、従来方式よりも優れていると言える。

図１２には、本発明の他の実施形態に係る同期回路の構成を模式的に示している。図示の例では、図１に示した実施形態と比較して、第３の工程が省略されている点で相違する。

アンテナから受信したＲＦ周波数帯の受信信号は、搬送波信号発生器１１で生成される搬送波信号を用いて、ベースバンド帯の受信ベースバンド信号に周波数変換される。次に、この受信ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器１２により、サンプリングされデジタル信号に変換される。相関器１３では、受信ベースバンド・デジタル信号とプリアンブル・コードとの相関演算を行なって、相関値を出力する。相関器１３による相関演算結果は、２つの工程に分けて処理される。

なお、図示しないが、Ａ／Ｄ変換器１２の前段辺りに、自動利得制御装置（ＡＧＣ）が組み込まれていてもよい。（同上）。

第１の工程は、絶対２乗演算器１４と移動平均器１５を備えている。相関値は一般に複素数であるため、絶対２乗演算器１４により、この相関値の絶対２乗を求める。そして、移動平均器１５により、相関演算結果をある時間区間にて移動平均演算を行なう。

また、第２の工程は、シンボル移動平均器１６と、絶対２乗演算器１７と、移動平均器１８を備え、まず、シンボル間における移動平均演算を行ない、次に、絶対２乗演算を行ない、最後に、通常の移動平均演算を行なう。ここで、最初のシンボル移動平均演算によりノイズの影響を低減することができる。また、同期用のプリアンブル信号が繰り返し送られてくる構成の無線通信システムにおいては、２回目の通常の移動平均演算により、マルチパスによる複数のピークを１つにまとめるという効果が得られる。

そして、第２の工程における演算結果は、第１の工程にて計算された結果を以って規格化され、同期検出器２２に出力される。アンテナ間の距離の遠近による受信電力の変動を想定して、通常、受信機にはＡＧＣが組み込まれているが、ＡＧＣの反応速度の遅延等により、相関値への入力が変動し、その結果、相関値出力の極大値自体が大きく変動する場合があり、これが同期の誤りの要因のひとつとなることがある。これに対し、第１の工程における演算結果を基に規格化することにより、この問題の影響を小さくすることが可能である。

第２の工程により得られた処理結果に基づいて同期検出を行なう具体的な方法については、さまざまな構成が考えられる。図１３には、同期検出方法の一例をフローチャートの形式で示している。但し、第１の工程にて得られた信号出力をＮｏｒｍとし、第２の工程にて得られた信号出力をｃとする。その２つの信号出力を用いて、同期判断を行なう。

まず、出力信号ｃを入手する（ステップＳ１）。そして、出力信号ｃがピーク（極大値）であるか同かを判別する。ここで、出力信号ｃがピークでなければ、ステップＳ１に戻る。

次いで、ｃ／Ｎｏｒｍが所定の閾値Ｔ₁よりも大きいかどうかを判別する（ステップＳ２）。ｃ／Ｎｏｒｍが所定の閾値Ｔ₁よりも大きくなければ、ステップＳ１に戻る。

次いで、バッファに保存されたデータとｃ／Ｎｏｒｍの比を求め、所定の閾値Ｔ₂と比較する（ステップＳ３）。バッファに保存されたデータとｃ／Ｎｏｒｍの比が閾値がＴ₂よりも大きくなければ、現在の値ｃ／Ｎｏｒｍをｃ’／Ｎｏｒｍとしてバッファに保存した後（ステップＳ４）、ステップＳ１に戻る。

一方、バッファに保存されたデータとｃ／Ｎｏｒｍの比が閾値がＴ₂よりも大きい場合には、同期とみなす（ステップＳ５）。

以上のフローにより、同期を検出することが可能となる。

また、図示しないが、第１の工程と第３の工程のみを用いてプリアンブル・パターンから同期を検出することも同様に可能である。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、本発明を無線通信システムに適用した場合を例にとって実施形態について説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではなく、さまざまな通信方式を採用する無線通信システム、あるいは送受信機間で同期獲得を行なう必要のある有線の通信システムにおいても同様に本発明を適用することができる。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係る同期回路の構成を模式的に示した図である。 図２は、典型的な移動平均回路の構成例を示した図である。 図３は、シンボル間移動平均回路の構成例を示した図である。 図４は、位相反転シンボル間移動平均回路の構成例を示した図である。 図５は、同期回路の全体構成を示した図である。 図６は、同期検出器２２の構成例を示し図である。 図７は、本発明に係る同期装置の具体的な動作を説明するための図である。 図８は、相関器１３へ入力されるプリアンブル・パターンの構成例を示した図である。 図９は、相関器出力の例を示した図である。 図１０は、第２の工程と第３の工程により得られた処理結果に基づいて同期検出を行なうアルゴリズムを示したフローチャートである。 図１１は、本発明に係る同期回路と従来構成の同期回路との比較を示した計算機シミュレーション結果である。 図１２は、本発明の他の実施形態に係る同期回路の構成を模式的に示した図である。 図１３は、図１２に示した同期回路による同期検出方法を示したフローチャートである。 図１４は、同期回路の構成例（従来例）を示した図である。

符号の説明

１１…搬送波信号発生器
１２…Ａ／Ｄ変換器
１３…相関器
１４…絶対２乗演算器
１５…移動平均器
１６…シンボル移動平均器
１７…絶対２乗演算器
１８…移動平均器
１９…位相反転シンボル移動平均器
２０…絶対２乗演算器
２１…移動平均器
２２…同期検出器
２３，２４…極大値検出器
２５…除算器
２６…同期検出部

Claims (12)

1. 送信データに含まれる既知の信号に基づいて受信信号の同期処理を行なう同期装置であって、
   受信信号と既知の信号との間で相関を計算する相関演算手段と、
   前記相関演算手段による相関結果の移動平均を算出する移動平均算出手段と、
   前記移動平均算出手段により算出された移動平均に基づいて同期タイミングを判断する同期検出手段と、
   を具備することを特徴とする同期装置。
2. 送信データに含まれる既知の信号に基づいて受信信号の同期処理を行なう同期装置であって、
   既知の信号が繰り返し送られてくる構成の系において、
   受信信号と既知の信号との間で相関を計算する相関演算手段と、
   前記相関演算手段による相関結果をシンボル間で移動平均を算出する第１の移動平均算出手段と、
   前記第１の移動平均算出手段により算出された移動平均についてさらに移動平均を算出する第２の移動平均算出手段と、
   前記第２の移動平均算出手段により算出された移動平均に基づいて同期タイミングを判断する同期検出手段と、
   を具備することを特徴とする同期装置。
3. 前記相関演算手段による相関結果の移動平均を算出する前記第３の移動平均算出手段と、
   前記第３の移動平均算出手段による移動平均結果を用いて前記第２の移動平均算出手段による移動平均結果を規格化する規格化手段をさらに備え、
   前記同期検出手段は、規格化された移動平均結果に基づいて同期タイミングを判断する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の同期装置。
4. 前記相関演算手段による相関結果を前記第１の移動平均算出手段とは異なる方法によりシンボル間で移動平均を算出する第４の移動平均算出手段と、
   前記第４の移動平均算出手段により算出された移動平均についてさらに移動平均を算出する第５の移動平均算出手段とをさらに備え、
   前記同期検出手段は、前記第２の移動平均算出手段及び前記第５の移動平均手段による各移動平均結果に基づいて同期タイミングを判断する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の同期装置。
5. 既知の信号が繰り返し送られ、最後の信号は位相反転される構成の系において、
   前記第４の移動平均手段は、最後に得られた相関値の位相を反転した上でシンボル間の移動平均を算出する、
   ことを特徴とする請求項４に記載の同期装置。
6. 前記相関演算手段による相関結果の移動平均を算出する第３の移動平均算出手段と、
   前記第３の移動平均算出手段による移動平均結果を用いて前記第２の移動平均算出手段による移動平均結果及び前記第５の移動平均算出手段による移動平均結果をそれぞれ規格化する規格化手段をさらに備え、
   前記同期検出手段は、規格化された各移動平均結果に基づいて同期タイミングを判断する、
   ことを特徴とする請求項５に記載の同期装置。
7. 送信データに含まれる既知の信号に基づいて受信信号の同期処理を行なう同期方法であって、
   受信信号と既知の信号との間で相関を計算する相関演算ステップと、
   前記相関演算ステップによる相関結果の移動平均を算出する移動平均算出ステップと、
   前記移動平均算出ステップにより算出された移動平均に基づいて同期タイミングを判断する同期検出ステップと、
   を具備することを特徴とする同期方法。
8. 送信データに含まれる既知の信号に基づいて受信信号の同期処理を行なう同期方法であって、
   既知の信号が繰り返し送られてくる構成の系において、
   受信信号と既知の信号との間で相関を計算する相関演算ステップと、
   前記相関演算ステップによる相関結果をシンボル間で移動平均を算出する第１の移動平均算出ステップと、
   前記第１の移動平均算出ステップにより算出された移動平均についてさらに移動平均を算出する第２の移動平均算出ステップと、
   前記第２の移動平均算出ステップにより算出された移動平均に基づいて同期タイミングを判断する同期検出ステップと、
   を具備することを特徴とする同期方法。
9. 前記相関演算ステップによる相関結果の移動平均を算出する前記第３の移動平均算出ステップと、
   前記第３の移動平均算出ステップによる移動平均結果を用いて前記第２の移動平均算出ステップによる移動平均結果を規格化する規格化ステップをさらに備え、
   前記同期検出ステップでは、規格化された移動平均結果に基づいて同期タイミングを判断する、
   ことを特徴とする請求項８に記載の同期方法。
10. 前記相関演算ステップによる相関結果を前記第１の移動平均算出ステップとは異なる方法によりシンボル間で移動平均を算出する第４の移動平均算出ステップと、
    前記第４の移動平均算出ステップにより算出された移動平均についてさらに移動平均を算出する第５の移動平均算出ステップとをさらに備え、
    前記同期検出ステップでは、前記第２の移動平均算出ステップ及び前記第５の移動平均ステップによる各移動平均結果に基づいて同期タイミングを判断する、
    ことを特徴とする請求項８に記載の同期方法。
11. 既知の信号が繰り返し送られ、最後の信号は位相反転される構成の系において、
    前記第４の移動平均ステップでは、最後に得られた相関値の位相を反転した上でシンボル間の移動平均を算出する、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の同期方法。
12. 前記相関演算ステップによる相関結果の移動平均を算出する第３の移動平均算出ステップと、
    前記第３の移動平均算出ステップによる移動平均結果を用いて前記第２の移動平均算出ステップによる移動平均結果及び前記第５の移動平均算出ステップによる移動平均結果をそれぞれ規格化する規格化ステップをさらに備え、
    前記同期検出ステップでは、規格化された各移動平均結果に基づいて同期タイミングを判断する、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の同期方法。

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