JP2008271621A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コイルに接続されたハイサイド／ローサイドスイッチを交互にオン／オフさせて電力変換を行う電力変換装置において、各スイッチを同時にオフするデットタイム期間中にコイル電流の向きを正確に判定して、コイル電流の増減比率を指令値に対応させる。
【解決手段】検出回路２２で、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２の接続点電圧を分圧することにより、コイルＬに流れる電流の向き（増減方向）を表す検出信号を生成し、この検出信号とＰＷＭ信号生成部２０から出力されるＰＷＭ信号とに基づき、デットタイム期間中のコイル電流の向き（増減方向）を判定し、その判定結果から電力変換回路１０の動作モードを識別して、ＰＷＭ信号の比率補正値及びＰＷＭ信号の制御周期に対するオフセット値Ｔｏｓを設定する。この結果、電力変換回路１０の動作モードの変化を速やかに検出して、コイル電流の増減比率を、比率指令値（スイッチング比率）に対応させることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとからなるチョッパ回路を備えた電力変換装置に関する。

従来より、図２１に示すように、一端が直流電源２に接続されたコイルＬと、このコイルＬの他端に接続されたハイサイドスイッチＳＷ１及びローサイドスイッチＳＷ２と、これら各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のコイルＬとは反対側端部に接続されたコンデンサＣとを備えた電力変換回路１０が知られている。

この種の電力変換回路１０においては、チョッパ回路を構成しているハイサイドスイッチＳＷ１とローサイドスイッチＳＷ２とを交互にオン／オフさせて、コイルＬに流れる電流の経路を切り換えることにより、コンデンサＣからの出力電圧Ｖｏｕｔが制御される。

また、この種の電力変換回路１０においては、出力制御の際にハイサイドスイッチＳＷ１とローサイドスイッチＳＷ２とが同時にオンすると、コンデンサＣに蓄積された電力によってチョッパ回路に貫通電流が流れ、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２が破損することがある。

このため、この種の電力変換回路１０を備えた電力変換装置では、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のオン／オフ状態を切り換える際に、オン状態にあるスイッチＳＷ１（又はＳＷ２）をオフさせてから、オフ状態にあるスイッチＳＷ２（又はＳＷ１）をオンさせるように、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２の駆動信号に、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２を同時にオフさせるためのデットタイムが付与される。

つまり、図２１の電力変換装置は、電力変換回路１０を介して直流電源２からの入力電圧Ｖｉｎを昇圧することにより負荷４の駆動電圧を生成する、ＤＣ−ＤＣコンバータを表しており、負荷４の駆動電圧である出力電圧Ｖｏｕｔをデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器１２と、このＡ／Ｄ変換器１２にてデジタル値に変換された出力電圧Ｖｏｕｔと、その出力電圧Ｖｏｕｔの目標値を表す指令値（つまり目標電圧）との偏差を算出する偏差演算部１４と、この偏差演算部１４にて算出された偏差と予め設定された制御ゲイン（比例／積分／微分等の制御ゲイン）とに基づき、その偏差を零にするのに必要な電力変換回路のスイッチング比率を算出するスイッチング比率演算部１６と、このスイッチング比率演算部１６にて演算されたスイッチング比率に基づき、ハイサイドスイッチＳＷ１及びローサイドスイッチＳＷ２を各々オン／オフさせるためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部１９と、から構成されている。

そして、ＰＷＭ信号生成部１９は、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する際、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のターンオフ時の応答遅れによって各スイッチが同時にオンすることのないよう、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２に対するＰＷＭ信号を、予め設定されたデットタイムＴｄだけ共にローレベルにする（図２２参照）。

このため、図２１に示す電力変換装置によれば、ハイサイドスイッチＳＷ１とローサイドスイッチＳＷ２のオン／オフ状態を切り換える際に、これら各スイッチＳＷ１、ＳＷ２が同時にオンして、貫通電流が流れるのを防止することができる。

ところで、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２に対するＰＷＭ信号が共にローレベルとなるデットタイムＴｄの間は、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２を構成しているトランジスタ（図ではＭＯＳＦＥＴ）の寄生ダイオード等を介してコイルＬに電流が流れるが、その電流方向は、制御中のコイル電流の変動領域によって異なる。

つまり、図２２に例示するように、制御周期内でコイル電流が正の電流値となるとき（Ｉｍｉｎ≧０）と、制御周期内でコイル電流が正から負、負から正へと変動するとき（Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘ）とでは、ハイサイドスイッチのターンオフ後のデットタイム期間中（図２２に斜線を入れた領域）に流れるコイル電流の増減方向が異なる。

なお、図２２において、Ｉｍｉｎはコイル電流の最小値を表し、Ｉｍａｘはコイル電流の最大値を表している。また、コイル電流が０Ａよりも大きい正のときは、コイルＬに直流電源２側からスイッチＳＷ１、ＳＷ２の接続点側に電流が流れている状態を表し、コイル電流が０Ａよりも小さい負のときは、コイルＬにスイッチＳＷ１、ＳＷ２の接続点側から直流電源２側に電流が流れている状態を表している。

そして、上記のようにデットタイム期間中のコイル電流の増減方向が異なっていても、ＰＷＭ信号一周期（つまり制御周期）に対するデットタイム期間の比率が小さい場合には、それほど問題にならないのであるが、スイッチング周波数の高周波化に伴い、制御周期に対するデットタイム期間の比率が大きくなると、図２３に示すように、デットタイム期間中に流れるコイル電流の増減方向が変化することによって、コイル電流が理想電流から外れて、出力電圧が一時的に目標電圧から大きくずれる、という問題が生じる。

つまり、図２３は、スイッチング比率演算部１６にて算出されたスイッチング比率（比率指令値）に対応したローサイドスイッチＳＷ２のオン時間をＴＬ、ハイサイドスイッチＳＷ１のオン時間をＴＨとし、ＰＷＭ信号生成部１９が、そのオン時間ＴＨ、ＴＬからそれぞれデットタイムＴｄを減じることで、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２駆動用のＰＷＭ信号を生成するようにした場合に、負荷４が−２００Ｗから＋２００Ｗに変動した際のコイル電流の変化を表している。

そして、この図２３から明らかなように、ＰＷＭ信号生成部１９にて生成されるＰＷＭ信号に対応してコイル電流が変化するのは、制御周期内でコイル電流が０Ａを中心に変化しているとき（Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘ）であり、コイル電流が制御周期の全領域で０Ａ以下となるとき（Ｉｍａｘ≦０）や、コイル電流が制御周期の全領域で０Ａ以上となるとき（Ｉｍｉｎ≧０）には、コイル電流の増減の比率が比率指令値に対応しなくなり、コイル電流を理想電流に沿って変化させることができず、出力電圧が目標電圧からずれてしまうのである。

一方、こうした問題を防止するために、従来では、図２１に点線で示すように、電力変換回路１０から負荷４への出力電圧と出力電流とを検出して、電力変換回路１０から負荷４に実際に供給される出力電力を求め、その出力電力と複数のしきい値とを比較する（比較部８２）ことで、電力変換回路内でのコイル電流の経路（換言すれば変動領域：Ｉｍａｘ≦０、Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎ≧０）を判定し、その判定結果に基づきスイッチング比率（比率指令値）に対する補正値を求め（補正値演算部８４）、その補正値を用いてスイッチング比率（比率指令値）を補正する（補正部１８）ことが提案されている（例えば、特許文献１等参照）。
特開２００４−１２０８４４号公報

しかしながら、上記提案の装置は、電力変換回路１０から負荷４への出力電力から電力変換回路１０内でのコイル電流の変動領域（Ｉｍａｘ≦０、Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎ≧０）を予測して、スイッチング比率を補正するものであることから、負荷側の消費電力が正から負、或いはその逆方向へと急激に変化する過渡時には、出力電力からコイル電流の変動領域（Ｉｍａｘ≦０、Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎ≧０）を正確に判定することができず、図２４に示すように、コイル電流が理想電流よりも早く変化してしまうという問題があった。

つまり、図２４は、図２１の比較部８２、補正値演算部８４及び補正部１８を、
（１）負荷４の消費電力（出力電力）が−１５０Ｗから＋１５０Ｗの範囲内にあるときには、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のオン時間を、それぞれ、スイッチング比率（比率指令値）に対応したオン時間ＴＬ、ＴＨからデットタイムＴｄを減じた基準時間「ＴＬ−Ｔｄ」、「ＴＨ−Ｔｄ」に設定し、
（２）出力電力が−１５０Ｗよりも低いときには、スイッチＳＷ１のオン時間が基準時間「ＴＬ−Ｔｄ」よりもデットタイムＴｄだけ短く（ＴＬ−２Ｔｄ）、スイッチＳＷ２のオン時間が基準時間「ＴＨ−Ｔｄ」よりもデットタイムＴｄだけ長く（ＴＨ）なるように設定し、
（３）出力電力が＋１５０Ｗよりも大きいときには、スイッチＳＷ１のオン時間が基準時間「ＴＬ−Ｔｄ」よりもデットタイムＴｄだけ長く（ＴＬ）、スイッチＳＷ２のオン時間が基準時間「ＴＨ−Ｔｄ」よりもデットタイムＴｄだけ短く（ＴＨ−２Ｔｄ）なるように設定する、
ように構成した場合に、負荷電力が−２００Ｗから＋２００Ｗへと短時間で変化したときのコイル電流の変化を表している。

そして、デットタイム期間中にコイルＬに流れるコイル電流の増減方向は、負荷４の消費電力（負荷に流れる電流）の増加に伴い、コンデンサＣに蓄積された電荷が徐々に放電されて、出力電圧Ｖｏｕｔが指令値よりも低下してから変化する。

このため、負荷４の消費電力（出力電力）からコイル電流の変動領域（Ｉｍａｘ≦０、Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎ≧０）を予測して、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のＰＷＭ信号に付与するデットタイムＴｄを変化させるようにすると、図２４に示すように、コイル電流の増減比率（ＴＬ／（ＴＬ＋ＴＨ））を、スイッチング比率（比率指令値）に対応させることができなくなってしまうのである。

本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとを交互にオン／オフさせることで電力変換を行う電力変換装置において、各スイッチを同時にオフするデットタイム期間中にコイルに流れる電流の向きを正確に判定して、負荷の消費電力が正から負又はその逆方向へと大きく変化する過渡時であっても、コイル電流の増減比率（延いては出力電力）を最適に制御できるようにすることを目的とする。

かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の電力変換装置には、コイルと、コイルに流れる電流の経路を切り換えるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを備えた電力変換回路が設けられている。

そして、スイッチング比率設定手段が、その電力変換回路からの出力が目標値となるように電力変換回路のスイッチング比率を設定し、ＰＷＭ信号生成手段が、その設定されたスイッチング比率に基づき、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを交互にオン／オフさせるＰＷＭ信号をそれぞれ生成する。

また、ＰＷＭ信号生成手段は、各スイッチのオン／オフ状態の切り換え時に両スイッチが共にオン状態となって上述の貫通電流が流れるのを防止するため、各スイッチのＰＷＭ信号にデットタイムを付与する。

また、本発明の電力変換装置には、電力変換回路のコイルに流れるコイル電流を検出するコイル電流検出手段が設けられており、電流方向判定手段が、そのコイル電流検出手段からの検出信号に基づき、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチがオフ状態となるデットタイム期間中のコイル電流の向きを判定し、ＰＷＭ信号補正手段が、電流方向判定手段による判定結果に応じて、ＰＷＭ信号生成手段にて生成される各スイッチのＰＷＭ信号を補正することで、コイル電流をスイッチング比率に対応して変化させる。

つまり、本発明では、従来のように、電力変換回路から負荷への出力電力を検出して、デットタイム期間中にコイルに流れた電流を推定するのではなく、コイル電流検出手段にてコイルに実際に流れる電流を検出して、デットタイム期間中のコイル電流の向きを判定し、その判定結果に応じてＰＷＭ信号を補正するようにしている。

従って、本発明によれば、負荷の消費電力が正から負、或いは負から正へと変化する過渡時でも、デットタイム期間中にコイルに流れる電流の向きを正確に判定して、各スイッチのＰＷＭ信号を補正することができるようになり、コイル電流の増減比率をスイッチング比率に対応させて、電力変換回路からの出力を目標値に制御することが可能となる。

ここで、ＰＷＭ信号補正手段は、請求項２に記載のように、電流方向判定手段の判定結果に応じて、ＰＷＭ信号生成手段がスイッチング比率から各ＰＷＭ信号を生成するのに用いる比率補正値を設定することで、各ＰＷＭ信号の比率を補正するようにしてもよく、或いは、請求項３に記載のように、各ＰＷＭ信号の比率に加えて、ＰＷＭ信号生成手段が各ＰＷＭ信号を生成する際に用いる制御周期に対するＰＷＭ信号のオフセット量を、電流方向判定手段の判定結果に応じて補正するようにしてもよい。

つまり、デットタイム期間中のコイル電流の向きは、コイル電流が制御周期の全領域で０Ａ以上となる場合（Ｉｍｉｎ≧０：以下、第１モードという）と、コイル電流が一制御周期内で０Ａを中心に変化する場合（Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘ：以下、第２モードという）と、コイル電流が制御周期の全領域で０Ａ以下となる場合（Ｉｍａｘ≦０：以下、第３モードという）とで異なることから、一制御周期内でのコイル電流の増減比率を、その指令値であるスイッチング比率に対応させるには、請求項２に記載のように、電流方向判定手段の判定結果から動作モードを識別して比率補正値を設定し、ＰＷＭ信号を補正すればよい。

しかし、このようにＰＷＭ信号の比率を単に補正するようにしただけでは、例えば、制御周期の開始点で最小値Ｉｍｉｎとなるようにコイル電流を増減させることができず、制御周期とコイル電流の増減周期とがずれてしまう。

そこで、このような問題を防止するには、請求項３に記載のように、ＰＷＭ信号補正手段において、ＰＷＭ信号の比率補正値に加えて、制御周期に対するＰＷＭ信号のオフセット量を設定するようにし、ＰＷＭ信号生成手段側では、制御周期に同期してＰＷＭ信号を生成するタイミングを、そのオフセット量に応じて変化させるようにするとよい。そして、このようにすれば、制御周期に同期して、コイル電流を増減させることができる。

また、このように、デットタイム期間中のコイル電流の向きに応じて、スイッチング比率に対する各ＰＷＭ信号の比率と、ＰＷＭ信号のオフセット量とを補正する場合、ＰＷＭ信号の比率は、請求項４に記載の手順で補正するとよい。

つまり、請求項４に記載の電力変換装置において、ＰＷＭ信号補正手段は、電流方向判定手段による判定結果が変化すると、次の制御周期で、各ＰＷＭ信号を、前回の制御周期と今回の制御周期との２制御周期分の比率補正値にて補正し、その後の制御周期では、電流方向判定手段による判定結果が変化するまで、その判定結果に対応した一制御周期分の比率補正値にて各ＰＷＭ信号の比率を補正する。

このため、請求項４に記載の装置によれば、デットタイム期間中のコイル電流の向きが変化して、電流方向判定手段によりその旨が判定された際には、以降の制御周期で、変化したコイル電流の向きに対応してＰＷＭ信号の比率を補正することができるだけでなく、コイル電流の向きの変化を判定したときの制御周期で生じたコイル電流の増減比率とスイッチング比率との誤差分を、次の制御周期で補正できるようになり、各制御周期毎のコイル電流の増減比率を、より正確にスイッチング比率に対応させて、電力変換回路からの出力を目標値に制御することができるようになる。

また次に、請求項３、４に記載の電力変換装置では、電流方向判定手段の判定結果に応じて、各スイッチに対するＰＷＭ信号の比率と、制御周期に対するＰＷＭ信号のオフセット量を補正するものとしたが、請求項５に記載のように、これら２つのパラメータに加えて、制御周期自体を電流方向判定手段の判定結果に応じて補正するようにしてもよい。

そして、このようにすれば、デットタイム期間中のコイル電流の向きが変化した際、コイル電流の増減比率を、より高速にスイッチング比率に対応させることができるようになる。

また、このように、制御周期を補正する場合には、請求項６に記載のように、ＰＷＭ信号補正手段を、電流方向判定手段による判定結果が変化すると、その判定結果に応じて現在の制御周期を補正すると共に、制御周期の補正に対応してＰＷＭ信号の比率を補正し、次の制御周期以降は、請求項４に記載のものと同様の手順で、各ＰＷＭ信号の比率を補正するようにすればよい。

次に、請求項７に記載の電力変換装置は、上述した請求項３〜６の何れかに記載の装置において、コイル電流検出手段からの検出信号に基づき、デットタイム期間中にコイルに電流が流れない電流零期間を検出する電流零期間検出手段を備え、この電流零期間検出手段にて電流零期間が検出されると、ＰＷＭ信号補正手段が、電流零期間と電流方向判定手段による判定結果とに基づき、電流零期間内に流れなかった電流量に対応した比率補正値を求め、その比率補正値を用いてＰＷＭ信号の比率を微調整することを特徴とする。

つまり、デットタイム期間中にコイル電流が増加又は減少して零（０Ａ）になったときには、その後、何れかのスイッチがオンされるまで、コイル電流が流れなくなる。そして、この場合には、電流零期間分だけコイル電流の増減比率とスイッチング比率とを対応させることができなくなる。

そこで、請求項７に記載の電力変換装置においては、デットタイム期間中の電流零期間を検出して、その電流零期間内に流れなかった電流分だけ、ＰＷＭ信号の比率を微調整するのである。

このため、請求項７に記載の電力変換装置によれば、デットタイム期間中に電流零期間が発生しても、コイル電流の増減比率とスイッチング比率とを正確に対応させて、電力変換回路からの出力を目標値に制御することができるようになる。

また次に、本発明の電力変換装置において、コイル電流検出手段は、電流方向判定手段にてデットタイム期間中のコイル電流の向きを判定できるようにコイル電流を検出すればよいことから、必ずしも電流センサ等を使ってコイルに流れる電流値を検出する必要はなく、請求項８に記載のように構成してもよい。

つまり、電力変換回路において、コイルの一端には、通常、直流電源等からの入力電圧が印加され、コイルの他端でハイサイドスイッチとローサイドスイッチとによりコイル電流の経路が切り換えられることから、これら各スイッチの接続点を測定ポイントとして、その測定ポイントの電位（換言すればコイルの他端の電位）を検出するようにすれば、その電位からコイルに流れる電流の向きを判定できる。

例えば、電力変換回路が、図２１に示したものと同様に構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータとして使用される場合、デットタイム期間中に測定ポイントの電位が０Ｖであれば、コイルＬにはローサイドスイッチＳＷ２の寄生ダイオードを介して電流が流れており、測定ポイントの電位が出力電圧Ｖｏｕｔになっていれば、コイルＬにはハイサイドスイッチＳＷ１の寄生ダイオードを介して電流が流れていることになるため、デットタイム期間中の測定ポイントの電位からコイル電流の向きを判定することができる。

そこで、請求項８に記載の電力変換装置においては、コイル電流検出手段を、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの接続点の電位を検出するように構成し、電流方向判定手段において、ＰＷＭ信号生成手段にて生成されたＰＷＭ信号の少なくとも一方を、遅延手段を介して取り込み、その取り込んだＰＷＭ信号とコイル電流検出手段からの検出信号とに基づき、デットタイム期間中のコイル電流の向きを判定するようにしている。

この結果、請求項８に記載の装置によれば、デットタイム期間中のコイル電流の向きを簡単に判定することができる。
なお、電流方向判定手段において、ＰＷＭ信号を、遅延手段を介して取り込むのは、ＰＷＭ信号が変化してからコイル電流の向き（換言すればハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの接続点の電位）が変化するまでにはタイムラグがあり、ＰＷＭ信号とコイル電流検出手段からの検出信号とからデットタイム期間中のコイル電流の向きを判定するようにすると、コイル電流の向きを誤判定してしまうことになるためである。

つまり、請求項８に記載の装置において、電流方向判定手段は、ＰＷＭ信号生成手段にて生成されたＰＷＭ信号を、遅延手段を介して取り込むことにより、その取り込んだＰＷＭ信号とコイル電流検出手段からの検出信号との時間軸を一致させ、デットタイム期間中のコイル電流の向きを正確に判定できるようにしているのである。

またこのように、ＰＷＭ信号を、遅延手段を介して遅延させる場合、その遅延時間は、電力変換回路、特にハイサイドスイッチ、ローサイドスイッチの特性（応答性）によって決まることから、請求項９に記載のように、その遅延時間の実測値を遅延時間記憶手段に記憶しておき、遅延手段は、その遅延時間記憶手段に記憶された遅延時間に従いＰＷＭ信号を遅延させるように構成するとよい。

また、この場合、遅延時間記憶手段には、電力変換装置の出荷時等に遅延時間を格納するようにしてもよいが、例えば、請求項１０に記載のように、電力変換装置が起動される度に遅延時間を計測し、その計測結果を遅延時間記憶手段に格納する遅延時間計測手段を別途設けるようにしてもよい。

そして、このようにすれば、電力変換装置が起動される度に遅延時間が実測されて、遅延時間計測手段内の遅延時間が更新されることになるので、電力変換装置の長時間の使用に伴い、電力変換回路の特性が変化しても、その特性に合わせて遅延時間を正確に設定することができるようになり、デットタイム期間をより正確に判定することができる。また、請求項７に記載の装置のように、デットタイム期間中の電流零期間を検出する際には、電流零期間を正確に判定して、デットタイム期間内での電流零期間の比率等も正確に求めることが可能となる。

次に、請求項８〜１０に記載の電力変換装置では、電流方向判定手段において、遅延手段を介して取り込んだＰＷＭ信号とコイル電流検出手段からの検出信号とに基づき、デットタイム期間中のコイル電流の向きを判定するようにしたが、請求項１１に記載のように、電流方向判定手段に、コイル電流検出手段から入力される検出信号のローレベル／ハイレベルの比率と、ＰＷＭ信号生成手段にて生成されたＰＷＭ信号の少なくとも一方の比率とに基づき、デットタイム期間中のコイル電流の向きを判定するようにしてもよい。

そして、このようにすれば、電流方向判定手段に遅延手段を設けることなく、デットタイム期間中のコイル電流の向きを判定することができるようになる。
次に、請求項８〜１１に記載の電力変換装置において、コイル電流検出手段は、電力変換回路におけるハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの接続点を測定ポイントとして、その測定ポイントの電位を検出するが、この測定ポイントの電位は、電力変換回路への入力電圧、出力電圧、グランド電位（０Ｖ）の何れか又はその範囲内で変化し、電流方向判定手段等の制御系の電源電圧よりも大きく変化することが考えられることから、コイル電流検出手段は、具体的には、請求項１２〜１７の何れかに記載のようにするとよい。

すなわち、まず、請求項１２に記載の装置において、コイル電流検出手段は、測定ポイントの電位を分圧する分圧回路にて構成されている。
また、請求項１３に記載の装置において、コイル電流検出手段は、測定ポイントから電流制限用の抵抗を介して通電可能な発光素子と、この発光素子からの光を受光して受光信号を発生する受光素子とからなるフォトカプラにて構成されている。

また、請求項１４に記載の装置において、コイル電流検出手段は、測定ポイントの電位を分圧する分圧回路と、その分圧回路による分圧電圧と電流方向判定用の判定電圧とを比較するコンパレータとを備え、このコンパレータからの信号を電流方向判定手段に入力するよう構成されている。

従って、請求項１２〜１４に記載の装置によれば、測定ポイントの電位（例えば出力電圧Ｖｏｕｔ）が、電流方向判定手段の電源電圧を越えるような場合であっても、電流方向判定手段には、測定ポイントの電位を、電流方向判定手段にて電流方向を判定可能な電位に変換して入力することができるようになり、電流方向判定手段にて、デットタイム期間中の電流方向を正確に判定することが可能となる。

また次に、請求項１５に記載の装置において、コイル電流検出手段は、測定ポイントの電位を分圧する分圧回路と、この分圧回路による分圧電圧をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路とを備え、Ａ／Ｄ変換回路によるＡ／Ｄ変換値を電流方向判定手段に入力するよう構成されている。

また、請求項１６に記載の装置において、コイル電流検出手段は、測定ポイントの電位を分圧する分圧回路として、分圧値が異なる複数の分圧回路を備え、その複数の分圧回路により分圧された電圧を電流方向判定手段に入力するよう構成されている。

また、請求項１７に記載の装置において、コイル電流検出手段は、電流方向判定手段にて電力変換回路への入力電圧を判定できるように測定ポイントの電位を分圧する第１分圧回路と、電流方向判定手段にて電力変化回路からの出力電圧を判定できるように測定ポイントの電位を分圧する第２分圧回路との２つの分圧回路を備える。

このため、請求項１５〜１７に記載の装置によれば、測定ポイントの電位を、電流方向判定手段にて電流方向を判定可能な電位に変換して、電流方向判定手段に入力することができるだけでなく、電流方向判定手段には、測定ポイントの電位を段階的に入力することができるようになり、電流方向判定手段にて、コイル電流が流れない期間等を詳細に判定することが可能となる。

また次に、本発明（請求項１〜７）の電力変換装置において、コイル電流検出手段を、コイル電流の電流値を検出する電流センサにて構成した場合には、請求項１８に記載のように、電流方向判定手段を、その電流センサにて検出されたコイル電流の電流値に基づき、次のデットタイム期間中の電流値を予測することにより、次のデットタイム期間中のコイル電流の向きを判定するようにしてもよい。

またこのように、電流方向判定手段にて、デットタイム期間中のコイル電流を予測して、電流の向きを判定する場合に、電流方向判定手段は、請求項１９に記載のように、ＰＷＭ信号生成手段にて生成されるＰＷＭ信号が切り変わるタイミングでコイル電流検出手段から電流値を取り込み、その取り込んだ電流値から次のデットタイム期間中の電流値を予測するようにするとよい。つまり、デットタイム期間は、ＰＷＭ信号の比率（つまりデューティ比）により変化することから、ＰＷＭ信号の切り変わりタイミングでコイル電流を測定すれば、その測定したコイル電流から、次のＰＷＭ信号の切り変わりタイミングの電流値（少なくとも正／負）を予測して、その前／後に設定されるデットタイム期間中のコイル電流の向きを簡単且つ正確に判定することができるようになる。

一方、請求項２０に記載の電力変換装置においては、スイッチング比率設定手段、ＰＷＭ信号生成手段、電流方向判定手段、及びＰＷＭ信号補正手段が、クロックに同期して動作するデジタル回路にて構成される。

このため、請求項２０に記載の電力変換装置によれば、電力変換回路及びコイル電流検出手段を除く主要部を、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、ＣＰＵ等で構成することができる。そして、その動作クロックを、電力変換回路の制御周期やデットタイム期間よりも充分短い周期に設定することで、ＰＷＭ信号の比率や制御周期に対するオフセット量、更には制御周期自体を、簡単且つ高精度に補正し得る電力変換装置を実現できる。

また次に、本発明（請求項１〜２０）の電力変換装置において、電力変換回路には、各スイッチのスイッチング等によってサージが発生し易く、コイル電流検出手段からの検出信号にはそのサージ成分が重畳されることが考えられるので、請求項２１に記載のように、コイル電流検出手段と電流方向判定手段との間には、サージ吸収用の保護手段を設けることが望ましい。

また、同様に、電力変換回路には負荷が接続されることから、外部からノイズが侵入し易く、コイル電流検出手段からの検出信号にはそのノイズ成分が重畳されることが考えられるので、請求項２２に記載のように、コイル電流検出手段と電流方向判定手段との間には、ノイズ除去用のフィルタ手段を設けるようにしてもよい。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明が適用された第１実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。

本実施形態の電力変換装置は、直流電源２から供給される入力電圧Ｖｉｎを昇圧することにより、指令値に対応した一定電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を生成して、負荷４に供給する昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータである。

このため、図１に示すように、本実施形態の電力変換装置には、図２１に示した従来装置と同様、コイルＬ、ハイサイドスイッチＳＷ１、ローサイドスイッチＳＷ２、及びコンデンサＣからなる電力変換回路１０と、出力電圧ＶｏｕｔをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１２と、このＡ／Ｄ変換器１２からの出力（出力電圧ＶｏｕｔのＡ／Ｄ変換値）と指令値との偏差を算出する偏差演算部１４と、この偏差演算部１４にて算出された偏差を零にするのに必要な電力変換回路１０のスイッチング比率を算出するスイッチング比率演算部１６と、このスイッチング比率演算部１６にて演算されたスイッチング比率に基づき電力変換回路１０内の各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部２０と、が設けられている。

なお、このＰＷＭ信号生成部２０は、図２１に示した従来のＰＷＭ信号生成部１９と同様、予め設定された制御周期に同期してデットタイムＴｄを付与したＰＷＭ信号を生成するが、その生成時に、制御周期の開始タイミングからＰＷＭ信号（本実施形態ではローサイドスイッチＳＷ２のＰＷＭ信号）を立ち上げるまでのオフセット時間（オフセット値Ｔｏｓ）を調整可能に構成されている。

また、偏差演算部１４、スイッチング比率演算部１６、及び、ＰＷＭ信号生成部２０は、クロックに同期して動作すると共にその動作をプログラミング可能なデジタル回路、つまりＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、 にて構成されている。

そしてこのＦＰＧＡには、これら各部に加えて、ＰＷＭ信号生成部２０にて各スイッチＳＷ１、ＳＷ２に対するＰＷＭ信号を生成するのに用いられるスイッチング比率を各々補正するための補正部１８と、この補正部１８を介してスイッチング比率を補正するための比率補正値、及び、ＰＷＭ信号生成部２０にてＰＷＭ信号を生成するのに用いられるオフセット値Ｔｏｓを算出する補正値演算部３１が設けられている。

また、補正値演算部３１は、ＰＷＭ信号生成部２０にて生成されたＰＷＭ信号の内、ハイサイドスイッチＳＷ１のＰＷＭ信号を、遅延時間記憶部４２に記憶された遅延時間だけ遅延して取り込む遅延部４４と、この遅延部４４を介して入力されたＰＷＭ信号と外部から入力される検出信号とに基づき電力変換回路１０の動作モードを判定する動作モード判定部４６と、この動作モード判定部４６での動作モードの判定結果に基づき比率補正値及びオフセット値Ｔｏｓを設定する比率補正／オフセット値設定部４８と、から構成されている。

ここで、動作モード判定部４６に入力される検出信号は、電力変換回路１０のコイルＬに流れるコイル電流（詳しくはその方向）を表す電圧信号であり、電力変換回路１０のハイサイドスイッチＳＷ１とローサイドスイッチＳＷ２との接続点（換言すればコイルＬの直流電源２とは反対側端部）を測定点として、その測定点の電位を２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２を用いて分圧する検出回路２２にて生成される。

そして、この検出回路２２にて生成された検出信号は、ツェナーダイオードＺＤ１とコンデンサＣ１とからなるサージ吸収用の保護回路２４、及び、ノイズ除去用のフィルタ回路（ノイズ除去フィルタ）２６を介して、動作モード判定部４６に入力される。なお、ノイズ除去フィルタ２６は、アナログフィルタでも、デジタルフィルタでも構成できる。

次に、動作モード判定部４６は、現在、電力変換回路１０が、図２に示す第１モード、第２モード、第３モード、の何れの動作モードにあるか否かを判定するためのものである。 つまり、上述したように、電力変換回路１０の動作モードには、コイル電流が一制御周期内で全て直流電源２側から測定点側に流れる正方向（Ｉｍｉｎ≧０）となる第１モードと、コイル電流が一制御周期内で正方向から負方向、負方向から正方向へと変化（Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘ）する第２モードと、コイル電流が一制御周期内で全て測定点側から直流電源２側に流れる負方向（Ｉｍａｘ≦０）となる第３モードと、の３つの動作モードがあり、各動作モード毎に、ハイサイドスイッチＳＷ１及びローサイドスイッチＳＷ２のターンオフ後のデットタイム期間中に流れるコイル電流の増減方向が異なる。

また、検出回路２２において抵抗分圧により生成される検出信号（つまり測定点の電圧）は、図３に示すように、電力変換回路１０の動作モードが第１〜第３モードの何れであっても、コイル電流が増加方向にあるとき、グランド電位（０Ｖ：換言すればローレベル）となり、コイル電流が減少方向にあるとき、出力電圧Ｖｏｕｔに対応したハイレベル（ＶＨ）となる。

そこで、動作モード判定部４６では、保護回路２４及びノイズ除去フィルタ２６を介して入力される検出回路２２からの検出信号と、遅延部４４を介して入力されるＰＷＭ信号（本実施形態ではハイサイドスイッチＳＷ１のＰＷＭ信号）とに基づき、電力変換回路１０の動作モードが第１、第２、第３モードの何れにあるかを判定する。

そして、比率補正／オフセット値設定部４８は、動作モード判定部４６にて判定された動作モードに応じて、図２の再下段に示す表に従い、スイッチング比率に対応した各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のＰＷＭ信号のパルス幅ＴＨ、ＴＬに対する補正値（０、−Ｔｄ、−２Ｔｄ）を比率補正値として設定すると共に、ＰＷＭ信号生成部２０にてＰＷＭ信号を実際に生成する際の制御周期に対するオフセット値Ｔｏｓ（０、Ｔｄ）を設定する。

すなわち、比率補正／オフセット値設定部４８は、第１モード（Ｉｍｉｎ≧０）では、ローサイドスイッチＳＷ２に対するＰＷＭ信号のパルス幅がスイッチング比率に対応したパルス幅ＴＬとなるよう、そのＰＷＭ信号に対する比率補正値を「０」に設定し、ハイサイドスイッチＳＷ１に対するＰＷＭ信号のパルス幅が、スイッチング比率に対応したパルス幅ＴＨから各スイッチターンオフ後のデットタイムＴｄ分を減じたパルス幅（ＴＨ−２Ｔｄ）となるよう、そのＰＷＭ信号に対する比率補正値を「−２Ｔｄ」に設定し、更に、制御周期の開始タイミングでローサイドスイッチＳＷ２に対するＰＷＭ信号が立ち上がるように、オフセット値Ｔｏｓを「０」に設定する。

また、第２モード（Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘ）では、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２に対するＰＷＭ信号のパルス幅が、スイッチング比率に対応したパルス幅ＴＨ、ＴＬから、デットタイムＴｄを減じたパルス幅（ＴＨ−Ｔｄ、ＴＬ−Ｔｄ）となるよう、各ＰＷＭ信号に対する比率補正値を「−Ｔｄ」に設定し、制御周期の開始タイミングからデットタイムＴｄが経過した時点でローサイドスイッチＳＷ２に対するＰＷＭ信号が立ち上がるように、オフセット値Ｔｏｓを「Ｔｄ」に設定する。

また更に、第３モード（Ｉｍａｘ≦０）では、ハイサイドスイッチＳＷ１に対するＰＷＭ信号のパルス幅がスイッチング比率に対応したパルス幅ＴＨとなるよう、そのＰＷＭ信号に対する比率補正値を「０」に設定し、ローサイドスイッチＳＷ２に対するＰＷＭ信号のパルス幅が、スイッチング比率に対応したパルス幅ＴＬから各スイッチターンオフ後のデットタイムＴｄ分を減じたパルス幅（ＴＬ−２Ｔｄ）となるよう、そのＰＷＭ信号に対する比率補正値を「−２Ｔｄ」に設定し、更に、制御周期の開始タイミングからデットタイムＴｄが経過した時点でローサイドスイッチＳＷ２に対するＰＷＭ信号が立ち上がるように、オフセット値Ｔｏｓを「Ｔｄ」に設定する。

一方、遅延部４４は、動作モード判定部４６に入力されるＰＷＭ信号と検出信号との時間軸を一致させるためのものである。
つまり、図４に示すように、ＰＷＭ信号生成部２０から電力変換回路１０に出力されるＰＷＭ信号が変化してから、コイル電流の増減方向が反転して測定点電圧が変化するまでには、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を構成しているＭＯＳＦＥＴの動作時間等で遅延時間が生じ、また、測定点電圧が検出回路２２にて分圧されてから、保護回路２４及びノイズ除去フィルタ２６を介して動作モード判定部４６に入力されるまでにも遅延時間が生じる。

そこで、本実施形態では、ＰＷＭ信号生成部２０にて生成されたＰＷＭ信号を、上記各遅延時間を加算した時間分だけ、遅延部４４にて遅延させることで、動作モード判定部４６に入力されるＰＷＭ信号と検出信号との時間軸を一致させるようにしているのである。

また、この遅延時間は、同一構成の電力変換装置であっても、電力変換回路１０、検出回路２２、保護回路２４、ノイズ除去フィルタ２６を構成する素子や、ＰＷＭ信号及び検出信号の伝送路のばらつきにより異なる。

そこで本実施形態では、電力変換装置を実際に動作させて、ＰＷＭ信号生成部２０からのＰＷＭ信号が変化してから動作モード判定部４６に入力される検出信号が変化するまでの遅延時間を計測した計測結果が、遅延時間記憶部４２に格納されている。

そして、動作モード判定部４６は、動作モード判定部４６を構成しているＦＰＧＡの動作クロック（図４参照）に同期してＰＷＭ信号及び検出信号をサンプリングし、そのサンプリングしたＰＷＭ信号から識別可能な各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のターンオフ後のデットタイム期間中の検出信号の信号レベルから、現在の動作モードが第１、第２、第３モードの何れであるかを判定する。

つまり、動作モード判定部４６は、図４の再下段に示す表に従い、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のターンオフ後のデットタイム期間中の検出信号が共にハイレベル（ＶＨ）である場合には、動作モードが第１モードであると判定し、ハイサイドスイッチＳＷ１のターンオフ後のデットタイム期間中の検出信号がローレベル（０Ｖ）で、ローサイドスイッチＳＷ２のターンオフ後のデットタイム期間中の検出信号がハイレベル（ＶＨ）である場合には、動作モードが第２モードであると判定し、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のターンオフ後のデットタイム期間中の検出信号が共にローレベル（０Ｖ）である場合には、動作モードが第３モードであると判定する。

次に、図５は、補正値演算部３１における比率補正値及びオフセット値Ｔｏｓの設定手順を説明するフローチャートである。なお、図５では、補正値演算部３１の動作を、動作クロックに同期して繰り返し実行される補正値設定処理として表している。

図５に示す如く、補正値演算部３１においては、まずＳ１１０（Ｓはステップを表す）にて、検出信号と遅延処理後のＰＷＭ信号とをサンプリングし、続くＳ１２０にて、サンプリングしたＰＷＭ信号の時系列データと現在の動作モードとから、現在、ハイサイドスイッチＳＷ１若しくはローサイドスイッチＳＷ２のターンオフ後のデットタイム期間であるか否かを判断する。そして、現在、デットタイム期間ではなければ、当該補正値設定処理を一旦終了する。

一方、Ｓ１２０にて、現在、デットタイム期間であると判断すると、Ｓ１３０に移行して、Ｓ１１０にて今回サンプリングした検出信号の信号レベル（０Ｖ又はＶＨ）からコイル電流の向き（増減方向）を判定し、続くＳ１４０にて、その判定結果から電力変換回路１０の動作モードが現在記憶している動作モードから変化したか否かを判断する。

そして、動作モードが変化していなければ、当該補正値設定処理を一旦終了し、逆に、動作モードが変化していれば、Ｓ１５０に移行して、現在記憶している動作モードを変化後の動作モード（第１〜第３モードの何れか）に更新する。

また続くＳ１６０では、更新後の動作モードに対応した比率補正値とオフセット値Ｔｏｓとを図２に示した表に従い算出し、その算出した比率補正値を、次々回の制御周期以降で用いる通常補正値として、補正部１８に設定すると共に、算出したオフセット値Ｔｏｓを、次回の制御周期以降で用いるオフセット量（時間）としてＰＷＭ信号生成部２０に設定し、Ｓ１７０に移行する。

そして、Ｓ１７０では、Ｓ１６０にて算出した比率補正値（通常補正値）の動作モード更新前の比率補正値（通常補正値）からの変化量に基づき、動作モード更新後の初回の制御周期で用いる比率補正値（初回補正値）を算出し、補正部１８に設定する。なお、この初回補正値は、動作モード更新前の比率補正値（通常補正値）からの変化量が、Ｓ１６０にて今回算出した比率補正値（通常補正値）の変化量（Ｔｄ又は−Ｔｄ）の２倍（２Ｔｄ又は−２Ｔｄ）となるように算出される。

そして、このように、動作モードの更新に伴い、比率補正値の初回補正値、通常補正値、及びオフセット値Ｔｏｓを算出して、その算出結果を補正部１８及びＰＷＭ信号生成部２０に設定すると、当該補正値設定処理を一旦終了する。

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置においては、電力変換回路１０のハイサイドスイッチＳＷ１とローサイドスイッチＳＷ２との接続点電圧を分圧することによりコイルＬに流れる電流の向き（増減方向）を表す検出信号を生成し、この検出信号とＰＷＭ信号生成部２０から出力されるハイサイドスイッチＳＷ１に対するＰＷＭ信号とに基づき、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のターンオフ後のデットタイム期間中のコイル電流の向き（増減方向）を判定し、その判定結果から電力変換回路１０の動作モードを識別して、その動作モードに対応した比率補正値及びオフセット値Ｔｏｓを設定する。

このため、例えば、図６に示すように、負荷４の消費電力が負から正へと変化し、電力変換回路１０の動作モードが第３モードから、第２モード、第１モードへと変化したとしても、その変化を、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のターンオフ後のデットタイム期間中のコイル電流の向きから速やかに検出して、比率補正値及びオフセット値Ｔｏｓを変化した動作モードに応じた適正値に設定することができる。

また、図６から明らかなように、本実施形態では、デットタイム期間中の電流方向の変化から動作モードの変化を検出すると、次の制御周期で、ＰＷＭ信号生成部２０のオフセット値Ｔｏｓを動作モードに対応したものに変更すると共に、動作モードの変化を検出した制御周期と次の制御周期との２制御周期分の補正量で更新した比率補正値（初回補正値）を用いて、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２に対するＰＷＭ信号の比率（オン時間）を補正し、次々回以降の制御周期では、動作モードに対応した比率補正値（通常補正値）を用いて、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２に対するＰＷＭ信号の比率（オン時間）を補正する。

このため、本実施形態の電力変換装置によれば、負荷４の消費電力の変化によって電力変換回路１０の動作モードが変化しても、コイルＬに流れるコイル電流の増減比率を、スイッチング比率演算部１６にて演算されたスイッチング比率（ＴＬ／ＴＬ＋ＴＨ）に制御することができるようになり、出力電圧Ｖｏｕｔの制御精度を向上することができる。

また、上記実施形態では、偏差演算部１４、スイッチング比率演算部１６、補正部１８、ＰＷＭ信号生成部２０、及び、補正値演算部３３を、ＦＰＧＡにて構成していることから、その動作クロックを、電力変換回路１０の制御周期やデットタイム期間よりも充分短い周期に設定することで、ＰＷＭ信号の比率補正値やオフセット値を簡単且つ高精度に補正することができるようになり、また、ＦＰＧＡはその動作をプログラミング可能であるため、電力変換装置の制御動作を、接続される負荷４に応じて変更することもできる。

なお、これら各部は、ＡＳＩＣ、ＣＰＵ等、ＦＰＧＡ以外のデジタル回路にて構成してもよく、或いは、アナログ回路にて実現することも可能である。
ここで、本実施形態の電力変換装置において、分圧回路からなる検出回路２２は、本発明のコイル電流検出手段に相当し、保護回路２４は、本発明の保護手段に相当し、ノイズ除去フィルタ２６は、本発明のフィルタ手段に相当する。

また、デジタル回路としてのＦＰＧＡにて構成される各部のうち、偏差演算部１４及びスイッチング比率演算部１６は、本発明のスイッチング比率設定手段に相当し、ＰＷＭ信号生成部２０は、本発明のＰＷＭ信号生成手段に相当する。

また、補正値演算部３１において、遅延部４４は、本発明の遅延手段に相当し、遅延時間記憶部４２は、本発明の遅延時間記憶手段に相当し、動作モード判定部４６は、本発明の電流方向判定手段に相当し、比率補正／オフセット値設定部４８及び補正部１８は、本発明のＰＷＭ信号補正手段に相当する。
［第２実施形態］
図７は、第２実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。

本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、第１実施形態の電力変換装置と異なる点は、補正値演算部３２に、検出信号のパルス幅を計測するパルス幅計測部５２と、このパルス幅計測部５２にて計測された検出信号のパルス幅を用いて電力変換回路１０の動作モードを判定する動作モード判定部５６とが設けられており、第１実施形態の動作モード判定部４６、遅延部４４及び遅延時間記憶部４２が設けられていない点である。

そこで、この第２実施形態では、第１実施形態との相違点についてのみ詳細に説明し、第１実施形態と同様の部分については説明を省略する。
まず、本実施形態の動作モード判定部５６は、ＰＷＭ信号生成部２０にて生成されたハイサイドスイッチＳＷ１のＰＷＭ信号をそのまま取り込み、その取り込んだＰＷＭ信号のパルス幅とパルス幅計測部５２にて計測された検出信号のパルス幅（換言すればＰＷＭ信号の比率と検出信号の比率）とを比較することにより、デットタイム期間中のコイル電流の向き、延いては電力変換回路１０の動作モード、を判定する。

つまり、図８の再下段の表に示すように、ハイサイドスイッチＳＷ１のＰＷＭ信号のパルス幅と検出信号のパルス幅との関係は、電力変換回路１０の動作モードによって異なり、コイル電流が正の値となる第１モード（Ｉｍｉｎ≧０）では、ＰＷＭ信号（ハイレベル）のパルス幅は検出信号のパルス幅よりもデットタイムＴｄの２倍の時間（２Ｔｄ）短くなり、コイル電流が０Ａを挟んで変化する第２モード（Ｉｍｉｎ＜０＜Ｉｍａｘ）では、ＰＷＭ信号（ハイレベル）のパルス幅は検出信号のパルス幅よりもデットタイムＴｄだけ短くなり、コイル電流が負の値となる第３モード（Ｉｍａｘ≦０）では、ＰＷＭ信号（ハイレベル）のパルス幅と検出信号のパルス幅とが一致する。

そこで、本実施形態では、図９に例示するように、動作モード判定部４６において、ハイサイドスイッチＳＷ１に対するＰＷＭ信号のパルス幅と検出信号のパルス幅とを順次比較することにより、電力変換回路１０の動作モードを判定して、比率補正／オフセット値設定部４８に出力することで、第１実施形態と同様に、比率補正値及びオフセット値Ｔｏｓを動作モードに応じた適正値に設定するのである。

このため、本実施形態の電力変換装置においても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。また、本実施形態では、ＰＷＭ信号と検出信号との時間軸を一致させるために、ＰＷＭ信号を遅延させる必要がないため、補正値演算部３２を第１実施形態の補正値演算部３１よりも簡単に構成することができる。
［第３実施形態］
図１０は、第３実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。

本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、第１実施形態の電力変換装置と異なる点は、ＰＷＭ信号生成部２０を、ＰＷＭ信号の比率及びオフセット量（時間）に加えて、ＰＷＭ信号の周期（制御周期）自体を調整できるように構成し、補正値演算部３３には、比率補正／オフセット値設定部４８に代えて、比率・周期補正／オフセット値設定部５８を設けた点である。

つまり、図１１に例示するように、動作モードが第３モードから第２モードに変化して、一制御周期内のコイル電流増加方向の時間ＴＬがデットタイムＴｄだけ少なくなった場合、その制御周期内で、コイル電流の増減比率をスイッチング比率に制御するには、制御周期を短くすればよい（図１１に示す周期補正（小）参照）。

また、動作モードが第２モードから第１モードに変化して、一制御周期内のコイル電流減少方向の時間ＴＨがデットタイムＴｄだけ長くなった場合、その制御周期内で、コイル電流の増減比率をスイッチング比率に制御するには、制御周期を長くすればよい（図１１に示す周期補正（大）参照）。

そこで、本実施形態では、動作モード判定部４６で判定された動作モードが変化すると、比率・周期補正／オフセット値設定部５８が、動作モードの変化に伴う時間ＴＬ又はＴＨの変化方向に応じて制御周期の補正量αを求め、その補正量α分だけ、現在の制御周期を増加又は減少させることで、制御周期を補正し、各制御周期毎のコイル電流の増減比率を、制御目標であるスイッチング比率に対応させる。

なお、例えば、周期補正（小）の場合、補正量αは、次式を解くことにより求めることができる。
ＴＬ／ＴＬ＋ＴＨ＝（ＴＬ−２Ｔｄ）／（ＴＬ−２Ｔｄ＋ＴＨ−α）
従って、本実施形態によれば、動作モードが変化したとき（換言すればデットタイム期間中のコイル電流の向きが変化したとき）、その制御周期内で、コイル電流の増減比率がスイッチング比率に対応するよう補正することができるので、出力電圧Ｖｏｕｔの制御精度をより向上することができる。

なお、本実施形態において、比率・周期補正／オフセット値設定部５８は、上記のように制御周期を補正する以外は、第１実施形態の比率補正／オフセット値設定部４８と同様の手順で比率補正値及びオフセット値を算出して、動作モードの変化を検出した制御周期の次の制御周期以降で用いる比率補正値及びオフセット値を更新する。
［第４実施形態］
図１２は、第４実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。

本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、第１実施形態の電力変換装置と異なる点は、下記の２点である。
（１）検出回路２２、保護回路２４、ノイズ除去フィルタ２６に代えて、コイルＬに実際に流れる電流（コイル電流）を検出する電流センサ２３と、この電流センサ２３からの電流検出信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器２８を設けた点。
（２）補正値演算部３４内に、第１実施形態の動作モード判定部４６に代えて、Ａ／Ｄ変換器２８を介して入力されるコイル電流の検出結果と、遅延部４４を介して入力されるＰＷＭ信号とに基づき、次のデットタイム期間に流れるコイル電流を予測するデットタイム電流予測部６２と、このデットタイム電流予測部６２で予測されたコイル電流に基づき、電力変換回路１０の動作モードを判定する動作モード判定部６４と、を設けた点。

つまり、図１３に示すように、コイル電流の増減方向が反転する変化点でのコイル電流は、前回の変化点でのコイル電流と、前回の変化点から次の変化点までのコイル電流の変化率（ｄＩ／ｄｔ）とを用いて予測することができる。

そして、本実施形態のような昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、コイル電流が増加しているときのコイル電流の変化率（ｄＩ／ｄｔ）は、『Ｌ・ｄＩ／ｄＴＬ＝Ｖｉｎ』から求めることができ、コイル電流が減少しているときのコイル電流の変化率（ｄＩ／ｄｔ）は、『Ｌ・ｄＩ／ｄＴＨ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ』から求めることができる。

そこで、本実施形態では、動作モード判定部６４において、図１４に示すＳ３１０〜Ｓ３３０の手順で、ＰＷＭ信号に基づきコイル電流の増減方向が反転する変化点を検出（Ｓ３１０）して、その変化点で実際に流れているコイル電流を電流センサ２３及びＡ／Ｄ変換器２８を介して取り込み（Ｓ３２０）、その取り込んだコイル電流とコイル電流の変化率（ｄＩ／ｄｔ）とに基づき、次の変化点でのコイル電流を予測する（Ｓ３３０）。

そして、このように次の変化点でのコイル電流を予測できれば、そのコイル電流が正か負によって、次のデットタイム期間中のコイル電流の向き、延いては、動作モードを判定できることから、動作モード判定部６４では、第１実施形態と同様の手順（図１４に示すＳ１４０〜Ｓ１７０）で、動作モードの変化を判定して、次の制御周期以降で使用する比率補正値及びオフセット値の算出及び設定を行う。

従って、本実施形態の電力変換装置においても、第１実施形態のものと同様、デットタイム期間中のコイル電流の向きに応じて、ＰＷＭ信号の比率及びオフセット量を最適に制御することができるようになり、コイル電流の増減比率を、その指令値であるスイッチング比率に対応させて、出力電圧Ｖｏｕｔの制御精度を向上することができる。

なお、本実施形態では、コイル電流を計測するポイントを、ＰＷＭ信号から得られるコイル電流の変化点にするものとして説明したが、この計測ポイントは、適宜変更してもよい。但し、次のデットタイム期間でのコイル電流は、スイッチング比率（換言すればＰＷＭ信号のハイ／ロー各レベルのパルス幅）によって変化するため、コイル電流を予測する際には、スイッチング比率に応じてコイル電流の増減時間を正確に求める必要がある。
［第５実施形態］
図１５は、第５実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。

本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、第１実施形態の電力変換装置と異なる点は、図１７、図１８に例示するように、デットタイム期間中にコイル電流が０Ａとなったときに、その後デットタイムＴｄが終了してコイル電流が流れ始めるまでの電流零期間β、γを計測して、各ＰＷＭ信号のパルス幅（ハイレベル）を微調整することで、コイル電流の増減比率を制御目標であるスイッチング比率に対応させる、微調整機能を追加した点である。

そして、この微調整機能のために、本実施形態の電力変換装置では、検出回路２２に、抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる第１の分圧回路と、抵抗Ｒ３、Ｒ４からなる第２の分圧回路とを設けて、測定点電圧を分圧比の異なる２種類の分圧回路にて分圧し、各分圧回路による分圧電圧（つまり検出信号）を、それぞれ、保護回路２４、２５及びノイズ除去フィルタ２６、２７を介して、補正値演算部３５に入力するようにされている。

また、補正値演算部３５には、電流零検出手段として、ノイズ除去フィルタ２６、２７を介して入力される２種類の検出信号に基づき、コイル電流が０Ａとなる電流零期間を検出する電流零検出部６６が設けられている。

そして、この電流零検出部６６による検出結果は、比率補正／オフセット値設定部４８に入力され、比率補正／オフセット値設定部４８は、電流零検出部６６にて、デットタイム期間中に電流零期間が検出されると、その検出された電流零期間に基づき、微調整用の比率補正値を算出して、補正部１８に出力する。

すなわち、まず、検出回路２２において、抵抗Ｒ３、Ｒ４からなる第２の分圧回路は、その分圧電圧である検出信号が、補正値演算部３５側で、測定点電圧が０Ｖ（グランド電位）と入力電圧Ｖｉｎとの間の判定電圧よりも低いときにローレベル、測定点電圧がその判定電圧以上であるときにハイレベル、として認識されるように、分圧比（換言すれば各抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値）が設定されている。つまり、第２の分圧回路は、入力電圧Ｖｉｎ検出用の回路であり、その検出信号は、入力電圧検出信号として、電流零検出部６６に入力される（図１７、図１８参照）。

また、抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる第２の分圧回路は、その分圧電圧である検出信号が、補正値演算部３５側で、測定点電圧が入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの間の判定電圧よりも低いときにローレベル、測定点電圧がその判定電圧以上であるときにハイレベル、として認識されるように、分圧比（換言すれば各抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値）が設定されている。つまり、第１の分圧回路は、出力電圧Ｖｏｕｔ検出用の回路であり、その検出信号は、出力電圧検出信号として、電流零検出部６６に入力される（図１７、図１８参照）。なお、この検出信号は、動作モード判定部４６にも入力され、第１実施形態と同様にデットタイム期間中の電流の向きを検出して動作モードを判定するのに使用される。

そして、補正値演算部３５においては、電流零検出部６６が追加されたことにより、図１６に示す手順（Ｓ４１０〜Ｓ４６０）で、電流零期間を求めて、ＰＷＭ信号微調整用の比率補正値を演算し、補正部１８に設定する。以下、この補正値演算部３５の動作を説明する。

図１６に示すように、補正値演算部３５では、第１実施形態の補正値演算部３１と同様の手順で、デットタイム期間中にコイル電流の向き（換言すれば動作モード）を判定して、動作モードが変化していれば、その変化後の動作モードに対応した比率補正値（通常補正値）及びオフセット値と、次回制御周期用の比率補正値（初回補正値）を算出して、補正部１８及びＰＷＭ信号生成部２０に設定する（Ｓ１１０〜Ｓ１７０）。

そして、デットタイム期間中に動作モードが変化していない場合（Ｓ１４０−ＮＯ）には、Ｓ４１０にて、上述した入力電圧検出信号と出力電圧検出信号とに基づき、コイル電流が零になっているか否かを判断する。

つまり、コイル電流が０Ａになっているときには、測定点電圧は入力電圧Ｖｉｎになるので、入力電圧検出信号がハイレベル、出力電圧検出信号がローレベルとなる（図１７、１８参照）。そこで、Ｓ４１０では、入力電圧検出信号と出力電圧検出信号のレベルが異なっているか否かを判断することにより、コイル電流が０Ａか否かを判断する。

なお、Ｓ１４０の処理は、電流零検出部６６での電流零判定動作を表しており、電流零検出部６６では、このように２種類の検出信号からコイル電流が０Ａになったことを検出する。

そして、Ｓ４１０にて、コイル電流が零であると判定されなければ、当該補正値設定処理を一旦終了し、コイル電流が零であると判定されると、Ｓ４２０にて、コイル電流零期間を計測するためのカウンタをカウントアップ（＋１）することにより、電流零期間の計測値を更新し、更に、Ｓ４３０にて、電流零期間計測フラグをセットした後、当該補正値設定処理を一旦終了する。

なお、図１６に示す補正値設定処理は、図５に示した第１実施形態のものと同様、動作クロックに同期して繰り返し実行されることから、デットタイム期間中にコイル電流が０Ａとなれば、その後、デットタイム期間が終了するまで、Ｓ４１０〜Ｓ４３０の処理が繰り返し実行されることになる。

次に、Ｓ１２０にて、現在、デットタイム期間ではないと判断された場合には、Ｓ４４０にて、電流零期間の計測フラグがセットされているか否かを判断する。そして、計測フラグがセットされていなければ、当該補正値設定処理を一旦終了する。

一方、Ｓ１２０にて、計測フラグがセットされていると判断された場合には、Ｓ４５０にて、電流零期間計測用のカウンタの値からデットタイム期間中の電流零期間を求め、この電流零期間に基づき、ＰＷＭ信号微調整用の比率補正値を演算して、補正部１８に設定し、Ｓ４６０にて、電流零期間の計測フラグをリセットする。

そして、続くＳ４７０では、動作モードは、電流零期間中のコイル電流（Ｉｍｉｎ又はＩｍａｘ）が０Ａを通過した側の動作モードに変化したものとして、現在記憶している動作モードを変化後の動作モードに更新し、続くＳ４８０では、更新後の動作モードに対応した比率補正値とオフセット値Ｔｏｓとを図２に示した表に従い算出して、次の制御周期以降で用いるオフセット量（時間）としてＰＷＭ信号生成部２０に設定し、当該補正値設定処理を一旦終了する。

なお、微調整用の比率補正値は、電流零期間検出後の一制御周期内で、電流零期間中にコイルＬに流れなかった電流量分だけ、各ＰＷＭ信号のオン時間を補正して、コイル電流の増減比率をスイッチング比率に対応させるためのものであり、図１７、図１８に例示するように設定される。

つまり、図１７に示すように、動作モードが第２モードであるとき、ハイサイドスイッチＳＷ１ターンオフ後のデットタイム期間中にコイル電流が０Ａになったときには、電流零期間βだけコイルＬに流れる電流量が少なくなる（換言すれば時間ＴＬが短くなる）。

そこで、この場合には、比率補正値を『β×ＴＬ／（ＴＬ＋ＴＨ）』として求め、補正部１８に対し、次にローサイドスイッチＳＷ２をオンするＰＷＭ信号のオン時間を、現在の制御周期内での基準時間（ＴＬ−Ｔｄ）から比率補正値分だけ増加させ（＝ＴＬ−Ｔｄ＋β×ＴＬ／（ＴＬ＋ＴＨ））、その次にハイサイドスイッチＳＷ１をオンするＰＷＭ信号のオン時間を、現在の制御周期内での基準時間（ＴＨ−Ｔｄ）から比率補正値分だけ減少させる（＝ＴＨ−Ｔｄ−β×ＴＬ／（ＴＬ＋ＴＨ））。

一方、図１８に示すように、動作モードが第３モードであるとき、ローサイドスイッチＳＷ２ターンオフ後のデットタイム期間中にコイル電流が０Ａになったときには、電流零期間γだけコイルＬに流れる電流量が少なくなる（換言すれば時間ＴＬが短くなる）が、ローサイドスイッチＳＷ２ターンオフ後のデットタイム期間は、一制御周期の中間点であるため、次にハイサイドスイッチＳＷ１をオンする期間と、その次にローサイドスイッチＳＷ２をオンする期間とでは、制御周期が異なることになる。

そこで、この場合には、比率補正値を『γ×ＴＬ／（ＴＬ＋ＴＨ）』として求め、補正部１８に対し、次にハイサイドスイッチＳＷ１をオンするＰＷＭ信号のオン時間を、現在の制御周期内での基準時間（ＴＨ）から比率補正値分だけ減少させ（＝ＴＨ−γ×ＴＬ／（ＴＬ＋ＴＨ））、その次にローサイドスイッチＳＷ２をオンするＰＷＭ信号のオン時間を、次の制御周期内（つまり動作モード更新後）の基準時間（ＴＨ−Ｔｄ）から比率補正値分だけ増加させる（＝ＴＨ−Ｔｄ＋γ×ＴＬ／（ＴＬ＋ＴＨ））。

また、図を用いた詳細な説明は省略するが、図１７、図１８に示すコイル電流の変化とは逆に、負荷４側での消費電力が正から負に減少して、コイル電流が徐々に減少する場合に、デットタイム期間中にコイル電流が０Ａになったときには、電流零期間だけコイルＬに流れる電流量が多くなる（換言すれば時間ＴＨが短くなる）。

そこで、この場合には、電流零期間に係数『ＴＨ／（ＴＬ＋ＴＨ）』を乗じることで比率補正値を求め、その後の一制御周期時間内に、ローサイドスイッチＳＷ２をオンするＰＷＭ信号のオン時間を比率補正値分だけ短くし、ハイサイドスイッチＳＷ１をオンするＰＷＭ信号のオン時間を比率補正値分だけ長くすることで、コイル電流の増減比率をスイッチング比率に対応させる。

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置においては、第１実施形態の電力変換装置と同様に、デットタイム期間中の電流方向から動作モードを判定して、比率補正値及びオフセット値を設定するだけでなく、デットタイム期間中にコイル電流が０Ａになったときには、その電流零期間を計測して、電流零期間とデットタイム期間中に流れるコイル電流の向きとから、電流零期間に流れなかった電流量に対応した微調整用の比率補正値を求め、その比率補正値を用いてＰＷＭ信号の比率を微調整する。

このため、本実施形態の電力変換装置によれば、上記各実施形態の電力変換装置に比べて、コイル電流の増減比率をより正確にスイッチング比率に対応させることができるようになり、出力電圧Ｖｏｕｔの制御精度を向上できる。
［変形例］
以上、本発明を適用した５つの実施形態について説明したが、本発明は、上記各実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にて種々の態様をとることができる。

例えば、第１〜第３実施形態の電力変換装置において、検出回路２２は、２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２を用いて、ハイサイドスイッチＳＷ１とローサイドスイッチＳＷ２との接続点である測定点の電圧を分圧するものとして説明したが、検出回路２２は、図１９（ａ）〜（ｃ）に示すように構成してもよい。

すなわち、まず、図１９（ａ）に示した検出回路２２は、分圧用の抵抗Ｒ１、Ｒ２に加えて、その分圧電圧とハイ／ロー判定用の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、分圧電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きいときにハイレベルの検出信号を出力するコンパレータ２２ａが設けられている。従って、この検出回路２２を用いれば、補正値演算部３１〜３３側で分圧電圧のレベル判定を行う必要はなく、補正値演算部３１〜３３をより簡単に構成できる。

また、図１９（ｂ）に示した検出回路２２は、測定点から電流制限用の抵抗Ｒ３を介して通電可能な発光素子（ＬＥＤ）と、この発光素子（ＬＥＤ）からの光を受光して受光信号を発生する受光素子（フォトトランジスタＰＴ）とからなるフォトカプラ２２ｂにて構成されている。そして、検出信号は、受光素子（フォトトランジスタＰＴ）に流れる電流を電圧信号に変換する電流検出用の抵抗Ｒ４により生成される。従って、この検出回路２２によれば、電力変換回路１０側と補正値演算部３１側とを電気的に遮断することができ、検出回路２２自体を、サージ吸収用の保護回路として機能させることができる。

また、図１９（ｃ）に示した検出回路２２は、分圧用の抵抗Ｒ１、Ｒ２に加えて、その分圧電圧をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器２２ｃが設けられている。従って、この検出回路２２によれば、補正値演算部３１〜３３に対して、測定点電圧を表すデジタルデータを入力できることになり、補正値演算部３１〜３３側では、その入力データに基づき、コイル電流の向きを判定することができる。

なお、図１９（ｃ）に示した検出回路２２は、第５実施形態の電力変換装置においても使用することができる。つまり、第５実施形態においては、補正値演算部３５側で、コイル電流が０Ａであるか否かを判断する必要があり、そのためには、測定点電圧が０Ｖ（グランド電位）であるか、入力電圧Ｖｉｎであるか、出力電圧Ｖｏｕｔであるかを識別する必要があるが、検出回路２２に、図１９（ｃ）に示したものを使用すれば、補正値演算部３５側で、検出回路２２からの入力データに基づき、測定点電圧が０Ｖ、Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔの何れであるかを容易に判定できるようになる。

また、検出回路２２は、測定点電圧を、補正値演算部３５側でコイル電流の向きを判定可能な電圧に変換するのに使用されるが、出力電圧Ｖｏｕｔと補正値演算部３５の電源電圧とが同じ若しくは近く、測定点電圧をそのまま補正値演算部３５に入力しても、補正値演算部３５側でコイル電流の向きを判定できるような場合には、検出回路２２を、バッファ回路等で構成して、測定点電圧をそのまま補正値演算部３５に入力するようにしてもよい。

一方、第１実施形態及び第３〜５実施形態の電力変換装置においては、補正値演算部３１、３３〜３５に、ＰＷＭ信号を遅延させる遅延部４４が設けられており、その遅延時間は、遅延時間記憶部４２に予め記憶されているものとして説明したが、例えば、図２０に示すように、補正値演算部３６内に、遅延時間計測手段としての遅延時間計測部６８を設け、遅延時間計測部６８が、当該装置の起動直後に遅延時間を計測して、その計測結果を遅延時間記憶部４２に格納するようにしてもよい。

そして、このようにすれば、遅延時間記憶部４２には、常に最新の遅延時間が格納されることになるので、電力変換装置の長時間の使用に伴い、遅延時間が変化しても、デットタイム期間内のコイル電流の向き（延いては動作モード）を正確に判定することができるようになる。

また次に、上記各実施形態では、デットタイム期間内でのコイル電流の向きから動作モードを判定して、比率補正値とオフセット値、或いは、更に、周期補正値を設定するものとして説明したが、例えば、動作モードに応じて比率補正値を変更するだけでも、本発明の所期の目的は達成できる。

また次に、上記実施形態では、電力変換回路１０は一つであるものとして説明したが、本発明は、複数の電力変換回路を制御する多相電力変換装置であっても適用できる。そして、この場合は、一つの電力変換回路でコイル電流の向きを検出し、その検出結果に基づき、全ての電力変換回路のＰＷＭ信号に補正をかけるようにすれば、装置構成を簡単にして、コストを抑えることができる。

また、上記実施形態では、本発明を昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した場合について説明したが、本発明は、降圧型或いは昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであっても上記実施形態と同様に適用して同様の効果を得ることができる。また、本発明は、絶縁型コンバータであっても、非絶縁型コンバータであっても、上記実施形態と同様に適用して同様の効果を得ることができる。

また更に、上記実施形態では、スイッチング比率演算部１６やＰＷＭ信号生成部２０等の制御系各部は、デジタル回路にて構成されるものとして説明したが、これら各部がアナログ回路で構成されていても、本発明を適用することはできる。

第１実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。 第１実施形態の補正値演算部による比率及びオフセットの補正動作を説明する説明図である。 第１実施形態の検出回路から出力される検出信号を説明する説明図である。 第１実施形態の遅延部の動作を説明する説明図である。 第１実施形態の補正値演算部の補正値設定手順を表すフローチャートである。 第１実施形態の電力変換装置におけるコイル電流の変化及びその制御動作を表すタイムチャートである。 第２実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。 第２実施形態のパルス幅計測部及び動作モード判定部の動作を説明する説明図である。 第２実施形態の電力変換装置におけるコイル電流の変化及びその制御動作を表すタイムチャートである。 第３実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。 第３実施形態の電力変換装置におけるコイル電流の変化及びその制御動作を表すタイムチャートである。 第４実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。 第４実施形態の電力変換装置におけるコイル電流の変化及びその制御動作を表すタイムチャートである。 第４実施形態の補正値演算部の補正値設定手順を表すフローチャートである。 第５実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。 第５実施形態の補正値演算部の補正値設定手順を表すフローチャートである。 第５実施形態における微調整用比率補正値の設定方法を説明する説明図である。 同じく微調整用比率補正値の設定方法を説明する説明図である。 検出回路の他の構成例を表す回路図である。 補正値演算部に遅延時間計測部を設けた電力変換装置の構成例を表すブロック図である。 従来の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。 デットタイム期間中のコイル電流の向きによって生じる問題点を説明する説明図である。 従来装置の動作及びその問題点を説明する説明図である。 従来の改善提案による動作及び問題点を説明する説明図である。

符号の説明

２…直流電源、４…負荷、１０…電力変換回路、Ｃ…コンデンサ、Ｌ…コイル、ＳＷ１…ハイサイドスイッチ、ＳＷ２…ローサイドスイッチ、１２…Ａ／Ｄ変換器、１４…偏差演算部、１６…スイッチング比率演算部、１８…補正部、１９，２０…ＰＷＭ信号生成部、２２…検出回路、Ｒ１〜Ｒ４…抵抗、２２ａ…コンパレータ、２２ｂ…フォトカプラ、２２ｃ…Ａ／Ｄ変換器、２３…電流センサ、２４，２５…保護回路、２６，２７…ノイズ除去フィルタ、２８…Ａ／Ｄ変換器、３１〜３６…補正値演算部、４２…遅延時間記憶部、４４…遅延部、４６…動作モード判定部、４８…比率補正／オフセット値設定部、５２…パルス幅計測部、５６…動作モード判定部、５８…比率・周期補正／オフセット値設定部、６２…デットタイム電流予測部、６４…動作モード判定部、６６…電流零検出部、６８…遅延時間計測部、８２…比較部、８４…補正値演算部。

Claims (22)

1. コイルと、該コイルに流れる電流の経路を切り換えるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを備えた電力変換回路と、
   該電力変換回路からの出力が目標値となるように前記電力変換回路のスイッチング比率を設定するスイッチング比率設定手段と、
   該スイッチング比率設定手段にて設定されたスイッチング比率に基づき、前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを交互にオン／オフさせるＰＷＭ信号をそれぞれ生成すると共に、該ＰＷＭ信号には前記各スイッチの切り換え時に両スイッチを共にオフするデットタイムを付与するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えた電力変換装置であって、
   前記電力変換回路のコイルに流れるコイル電流を検出するコイル電流検出手段と、
   該コイル電流検出手段からの検出信号に基づき、前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチがオフ状態となるデットタイム期間中のコイル電流の向きを判定する電流方向判定手段と、
   該電流方向判定手段の判定結果に応じて、前記ＰＷＭ信号生成手段にて生成される前記各スイッチのＰＷＭ信号を補正し、前記コイル電流を前記スイッチング比率に対応して変化させるＰＷＭ信号補正手段と、
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記ＰＷＭ信号補正手段は、前記電流方向判定手段の判定結果に応じて、前記ＰＷＭ信号生成手段が前記スイッチング比率から前記各ＰＷＭ信号を生成するのに用いる比率補正値を設定することで、前記各ＰＷＭ信号の比率を補正することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記ＰＷＭ信号補正手段は、前記各ＰＷＭ信号の比率に加えて、前記ＰＷＭ信号生成手段が前記各ＰＷＭ信号を生成する際に用いる制御周期に対するＰＷＭ信号のオフセット量を、前記電流方向判定手段の判定結果に応じて補正することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記ＰＷＭ信号補正手段は、前記電流方向判定手段による判定結果が変化すると、次の制御周期で、前記各ＰＷＭ信号を、前回の制御周期と今回の制御周期との２制御周期分の比率補正値にて補正し、その後の制御周期では、前記電流方向判定手段による判定結果が変化するまで、該判定結果に対応した一制御周期分の比率補正値にて前記各ＰＷＭ信号の比率を補正することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記ＰＷＭ信号補正手段は、前記各ＰＷＭ信号の比率及びオフセット量に加えて、前記ＰＷＭ信号生成手段が前記各ＰＷＭ信号を生成する際の制御周期を、前記電流方向判定手段の判定結果に応じて補正することを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記ＰＷＭ信号補正手段は、前記電流方向判定手段による判定結果が変化すると、該判定結果に応じて現在の制御周期を補正すると共に、該制御周期の補正に対応して前記ＰＷＭ信号の比率を補正し、次の制御周期では、前記各ＰＷＭ信号を、前回の制御周期と今回の制御周期との２制御周期分の比率補正値にて補正し、その後の制御周期では、前記電流方向判定手段による判定結果が変化するまで、該判定結果に対応した比率補正値にて前記各ＰＷＭ信号の比率を補正することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記コイル電流検出手段からの検出信号に基づき、前記デットタイム期間中に前記コイルに電流が流れない電流零期間を検出する電流零期間検出手段を備え、
   前記ＰＷＭ信号補正手段は、前記電流零期間検出手段にて電流零期間が検出されると、該電流零期間と前記電流方向判定手段による判定結果とに基づき、該電流零期間内に流れなかった電流量に対応した比率補正値を求め、該比率補正値を用いて前記ＰＷＭ信号の比率を微調整することを特徴とする請求項３〜請求項６の何れかに記載の電力変換装置。
8. 前記コイル電流検出手段は、前記電力変換回路におけるハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの接続点を測定ポイントとして、該測定ポイントの電位を検出するよう構成され、
   前記電流方向判定手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段にて生成されたＰＷＭ信号の少なくとも一方を、該ＰＷＭ信号の変化に伴い前記コイル電流検出手段からの検出信号が変化するのに要する遅延時間だけ遅延させる遅延手段を備え、該遅延手段を介して前記ＰＷＭ信号を取り込み、該ＰＷＭ信号と前記コイル電流検出手段からの検出信号とに基づき、前記デットタイム期間中のコイル電流の向きを判定することを特徴とする請求項１〜請求項７の何れかに記載の電力変換装置。
9. 前記遅延手段における前記ＰＷＭ信号の遅延時間は、予め遅延時間記憶手段に記憶されており、前記遅延手段は、該遅延時間記憶手段に記憶された遅延時間に従い、前記ＰＷＭ信号を遅延させることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 当該電力変換装置の起動後の初期動作時に、前記ＰＷＭ信号の変化に伴い前記コイル電流検出手段からの検出信号が変化するのに要する遅延時間を計測し、該計測結果を前記遅延時間記憶手段に格納する遅延時間計測手段を備えたことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記コイル電流検出手段は、前記電力変換回路におけるハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの接続点を測定ポイントとして、該測定ポイントの電位を検出するよう構成され、
    前記電流方向判定手段は、前記コイル電流検出手段からの検出信号のローレベル／ハイレベルの比率と、前記ＰＷＭ信号生成手段にて生成されたＰＷＭ信号の少なくとも一方の比率とに基づき、前記デットタイム期間中のコイル電流の向きを判定することを特徴とする請求項１〜請求項７の何れかに記載の電力変換装置。
12. 前記コイル電流検出手段は、前記測定ポイントの電位を分圧して前記電流方向判定手段に入力する分圧回路にて構成されていることを特徴とする請求項８〜請求項１１の何れかに記載の電力変換装置。
13. 前記コイル電流検出手段は、前記測定ポイントから電流制限用の抵抗を介して通電可能な発光素子と、該発光素子からの光を受光し、受光信号を前記電流方向判定手段に入力する受光素子からなるフォトカプラにて構成されていることを特徴とする請求項８〜請求項１１の何れかに記載の電力変換装置。
14. 前記コイル電流検出手段は、前記測定ポイントの電位を分圧する分圧回路と、該分圧回路による分圧電圧と電流方向判定用の判定電圧とを比較するコンパレータとを備え、該コンパレータからの信号を前記電流方向判定手段に入力することを特徴とする請求項８〜請求項１１の何れかに記載の電力変換装置。
15. 前記コイル電流検出手段は、前記測定ポイントの電位を分圧する分圧回路と、該分圧回路による分圧電圧をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路とを備え、前記Ａ／Ｄ変換回路によるＡ／Ｄ変換値を前記電流方向判定手段に入力することを特徴とする請求項８〜請求項１１の何れかに記載の電力変換装置。
16. 前記コイル電流検出手段は、前記測定ポイントの電位を分圧する分圧回路として、分圧値が異なる複数の分圧回路を備え、該複数の分圧回路により分圧された電圧を前記電流方向判定手段に入力することを特徴とする請求項８〜請求項１１の何れかに記載の電力変換装置。
17. 前記コイル電流検出手段は、前記複数の分圧回路として、前記電流方向判定手段にて前記電力変換回路への入力電圧を判定可能に前記測定ポイントの電位を分圧する第１分圧回路と、前記電流方向判定手段にて前記電力変化回路からの出力電圧を判定可能に前記測定ポイントの電位を分圧する第２分圧回路と、を備えたことを特徴とする請求項１６に記載の電力変換装置。
18. 前記コイル電流検出手段は、前記コイル電流の電流値を検出する電流センサからなり、
    前記電流方向判定手段は、前記電流センサにて検出されたコイル電流の電流値に基づき、次のデットタイム期間中の電流値を予測し、該デットタイム期間中のコイル電流の向きを判定することを特徴とする請求項１〜請求項７の何れかに記載の電力変換装置。
19. 前記電流方向判定手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段にて生成されるＰＷＭ信号が切り変わるタイミングで前記コイル電流検出手段から電流値を取り込み、該電流値から次のデットタイム期間中の電流値を予測することを特徴とする請求項１８に記載の電力変換装置。
20. 前記スイッチング比率設定手段、ＰＷＭ信号生成手段、電流方向判定手段、及びＰＷＭ信号補正手段は、クロックに同期して動作するデジタル回路にて構成されていることを特徴とする請求項１〜請求項１９の何れかに記載の電力変換装置。
21. 前記コイル電流検出手段と電流方向判定手段との間にサージ吸収用の保護手段を設けたことを特徴とする請求項１〜請求項２０の何れかに記載の電力変換装置。
22. 前記コイル電流検出手段と電流方向判定手段との間にノイズ除去用のフィルタ手段を設けたことを特徴とする請求項１〜請求項２１の何れかに記載の電力変換装置。

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