KR102195245B1 - 일차측 레귤레이터 - Google Patents

일차측 레귤레이터 Download PDF

Info

Publication number
KR102195245B1
KR102195245B1 KR1020140083322A KR20140083322A KR102195245B1 KR 102195245 B1 KR102195245 B1 KR 102195245B1 KR 1020140083322 A KR1020140083322 A KR 1020140083322A KR 20140083322 A KR20140083322 A KR 20140083322A KR 102195245 B1 KR102195245 B1 KR 102195245B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
current
signal
predicted
power switch
Prior art date
Application number
KR1020140083322A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20150015363A (ko
Inventor
김태성
양승욱
박영배
Original Assignee
온세미컨덕터코리아 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 온세미컨덕터코리아 주식회사 filed Critical 온세미컨덕터코리아 주식회사
Priority to US14/446,273 priority Critical patent/US9401652B2/en
Publication of KR20150015363A publication Critical patent/KR20150015363A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102195245B1 publication Critical patent/KR102195245B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/28—Modifications for introducing a time delay before switching
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

실시 예에 따른 일차측 레귤레이터는 1차측 권선에 연결되어 있는 전력 스위치, 상기 1차측 권선과 절연 커플링되어 있는 2차측 권선, 상기 2차측 권선과 출력단 사이에 연결되어 있는 다이오드, 및 상기 1차측 권선과 커플링되어 있고, 상기 2차측 권선과 절연 커플링되어 있는 보조 권선을 포함한다. 상기 일차측 레귤레이터는 상기 출력단의 출력 전압에 대응하는 예측 전압 신호 및 상기 다이오드에 흐르는 출력 전류에 대응하는 예측 전류 신호 중 적어도 하나를 필터링한 전압을 이용하여 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어한다.

Description

일차측 레귤레이터{Primary Side Regulator}
실시 예들은 일차측 레귤레이터(Primary Side Regulator)에 관한 것이다.
역률 보상에서, 출력 전압은 라인 입력 전압의 주파수에 대해 큰 리플(ripple)을 가진다. 라인 입력 전압은 교류 입력이 정류된 전압이고, 다이오드 전류는 라인 입력 전압의 제곱의 함수이므로, 다이오드 전류는 사인 제곱의 함수이다. 인덕터 전류가 다이오드를 통해 정류되고, 정류된 전류를 다이오드 전류라 한다.
출력 전류 및 출력 전압을 레귤레이션하기 위한 일차측 레귤레이터는 다이오드 전류와 출력 전압을 예측한다. 이 때, 라인 입력 전압의 리플의 제곱이 출력 전류 예측에 영향을 미쳐 큰 전류 리플이 출력 전류 예측 결과에 포함될 수 있다. 또한, 라인 입력 전압의 리플은 출력 전압 예측에도 영향을 미쳐 큰 전압 리플이 출력 전압 예측 결과에 포함될 수 있다.
그러면, 예측된 출력 전압의 리플에 의해 오차 증폭기의 출력이 큰 전압 리플을 가지고, 듀티비가 라인 입력 전압의 한 주기 동안에도 일정하지 않은 문제가 발생한다. 이는 낮은 역률을 초래한다. 또한, 예측된 출력 전류의 리플에 의해 CC(Constant Current) 수행(performance)이 저하되고 킥-인(kick-in) 및 킥-아웃(kick-out) 현상이 발생한다.
출력 전압 및 출력 전류의 예측 정확도를 향상시킬 수 있는 일차측 레귤레이터를 제공하고자 한다.
실시 예에 따른 일차측 레귤레이터는, 1차측 권선에 연결되어 있는 전력 스위치, 상기 1차측 권선과 절연 커플링되어 있는 2차측 권선, 상기 2차측 권선과 출력단 사이에 연결되어 있는 다이오드, 및 상기 1차측 권선과 커플링되어 있고, 상기 2차측 권선과 절연 커플링되어 있는 보조 권선을 포함한다. 상기 일차측 레귤레이터는, 상기 출력단의 출력 전압에 대응하는 예측 전압 신호 및 상기 다이오드에 흐르는 출력 전류에 대응하는 예측 전류 신호 중 적어도 하나를 필터링한 전압을 이용하여 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 전력 스위치에 흐르는 전류에 따르는 제1 감지 전압의 피크 전압을 상기 전력 스위치의 스위칭 주기마다 검출하는 피크 검출기, 및 상기 피크 전압, 상기 전력 스위치의 스위칭 주기, 및 상기 다이오드의 도통 기간에 대응하는 도통 신호를 곱하여 상기 예측 전류 신호를 생성하는 전류 연산부를 더 포함한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 전력 스위치의턴 오프 후 상기 다이오드에 전류가 흐르지 않는 시점에 상기 보조 권선의 보조 전압에 따르는 제2 감지 전압을 샘플링 및 홀딩하여 상기 예측 전압 신호를 생성하는 샘플링/홀더를 더 포함한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 예측 전류 신호를 로패스 필터링하여 전류 평균을 생성하는 제1 필터를 더 포함한다. 상기 일차측 레귤레이터는, 상기 전류 평균과 소정의 제1 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전류 평균 오차를 생성하는 제1 오차 증폭기를 더 포함한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 예측 전류 신호를 디지털 신호로 변환하고, 상기 디지털 신호의 평균치를 산출하며, 산출된 평균치를 아날로그 신호로 변환하여 전류 평균을 생성하는 디지털 필터를 더 포함한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 예측 전압 신호를 로패스 필터링하여 전압 평균을 생성하는 제2 필터를 더 포함한다. 상기 일차측 레귤레이터는, 상기 전압 평균과 소정의 제2 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전압 평균 오차를 생성하는 제2 오차 증폭기를 더 포함한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 예측 전압 신호를 디지털 신호로 변환하고, 상기 디지털 신호의 평균치를 산출하며, 산출된 평균치를 아날로그 신호로 변환하여 전압 평균을 생성하는 디지털 필터를 더 포함한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 예측 전류 신호를 로패스 필터링하여 전류 평균을 생성하고, 상기 전류 평균과 소정의 제1 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전류 평균 오차를 생성하며, 상기 예측 전압 신호를 로패스 필터링하여 전압 평균을 생성하고, 상기 전압 평균과 소정의 제2 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전압 평균 오차를 생성하며, 상기 전류 평균 오차 및 상기 전압 평균 오차 중 적어도 하나에 상기 전력 스위치에 흐르는 전류가 도달할 때, 상기 전력 스위치를 턴 오프 한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 예측 전류 신호를 로패스 필터링하여 전류 평균을 생성하고, 상기 전류 평균과 소정의 제1 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전류 평균 오차를 생성하며, 상기 예측 전압 신호와 소정의 제2 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전압 평균 오차를 생성하고, 상기 전류 평균 오차 및 상기 전압 평균 오차 중 적어도 하나에 상기 전력 스위치에 흐르는 전류가 도달할 때, 상기 전력 스위치를 턴 오프 한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 예측 전류 신호와 소정의 제1 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전류 평균 오차를 생성하고, 상기 예측 전압 신호를 로패스 필터링하여 전압 평균을 생성하며, 상기 전압 평균과 소정의 제2 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전압 평균 오차를 생성하고,상기 전류 평균 오차 및 상기 전압 평균 오차 중 적어도 하나에 상기 전력 스위치에 흐르는 전류가 도달할 때, 상기 전력 스위치를 턴 오프 한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 예측 전류 신호를 디지털 변환하여 디지털 평균치를 산출하고, 산출된평균치를 아날로그 변환하여 전류 평균을 생성하며, 상기 전류 평균과 소정의 제1 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전류 평균 오차를 생성하고, 상기 예측 전압 신호를 디지털 변환하여 디지털 평균치를 산출하고, 산출된평균치를 아날로그 변환하여 전압 평균을 생성하며, 상기 전압 평균과 소정의 제2 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전압 평균 오차를 생성하고, 상기 전류 평균 오차 및 상기 전압 평균 오차 중 적어도 하나에 상기 전력 스위치에 흐르는 전류가 도달할 때, 상기 전력 스위치를 턴 오프 한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 예측 전류 신호를 디지털 변환하여 디지털 평균치를 산출하고, 산출된평균치를 아날로그 변환하여 전류 평균을 생성하며, 상기 전류 평균과 소정의 제1 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전류 평균 오차를 생성하고, 상기 예측 전압 신호와 소정의 제2 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전압 평균 오차를 생성하며, 상기 전류 평균 오차 및 상기 전압 평균 오차 중 적어도 하나에 상기 전력 스위치에 흐르는 전류가 도달할 때, 상기 전력 스위치를 턴 오프 한다.
상기 일차측 레귤레이터는, 상기 예측 전류 신호와 소정의 제1 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전류 평균 오차를 생성하며, 상기 예측 전압 신호를 디지털 변환하여 디지털 평균치를 산출하고, 산출된평균치를 아날로그 변환하여 전압 평균을 생성하며, 상기 전압 평균과 소정의 제2 기준 전압 간의 차를 증폭하여 전압 평균 오차를 생성하고, 상기 전류 평균 오차 및 상기 전압 평균 오차 중 적어도 하나에 상기 전력 스위치에 흐르는 전류가 도달할 때, 상기 전력 스위치를 턴 오프 한다.
출력 전압 및 출력 전류의 예측 정확도가 개선된 일차측 레귤레이터를 제공한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 일차측 레귤레이터를 나타낸 도면이다.
도 2는 다른 실시 예에 따른 일차측 레귤레이터를 나타낸 도면이다.
도 3은 또 다른 실시 예에 따른 일차측 레귤레이터를 나타낸 도면이다.
도 4는 디지털 필터를 나타낸 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 일차측 레귤레이터를 나타낸 도면이다.
일차측 레귤레이터(1)는 플라이백 컨버터(flyback converter)로 구현되어 있으나 실시 예를 설명하기 위한 예로, 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
일차측 레귤레이터(1)는 교류 입력(AC)이 정류된 라인 입력 전압(Vin)을 이용하여 출력 전압(VOUT) 및 출력 전류(IOUT)을 생성한다. 라인 입력 전압(Vin)을 이하 입력 전압(VIN)이라 한다.
전력 스위치(M)는 스위치 제어 회로(10)로부터 출력되는 게이트 전압(VG)에 따라 스위칭 동작한다. 전력 스위치(M)는 n 채널 타입의 트랜지스터이므로, 게이트 전압(VG)의 인에이블 레벨은 하이 레벨이고, 디스에이블 레벨은 로우 레벨이다.
입력 전압(Vin)은 1차측 권선(W1)의 일단에 공급되고, 1차측 권선(W1)의 타단은 전력 스위치(M)의 드레인에 연결되어 있다. 전력 스위치(M)의 온 기간 동안 입력 전압(Vin)에 따르는 기울기로 1차측 권선(W1)에 흐르는 전류가 증가한다. 전력 스위치(M)의 온 기간 동안 1차측 권선(W1)에 에너지가 저장된다. 전력 스위치(M)가 턴 오프 되면, 다이오드(D1)가 도통되어 2차측 권선(W2)에 전류가 흐른다.
감지 저항(RCS)은 전력 스위치(M)의 소스와 1차측 그라운드 사이에 연결되어 있다. 전력 스위치(M)에 흐르는 드레인-소스 전류(Ids)가 감지 저항(RCS)에 흐른다. 감지 저항(RCS)에 발생하는 전압을 제1 감지 전압(CS)이라 한다.
2차측 권선(W2)은 1차측 권선(W1)과 절연 커플링되어 있고, 1차측 권선(W1)과 2차측 권선(W2)간의 권선비(n)는 2차측 권선의 권선수(NS)/1차측 권선의 권선수(NP)이다. 2차측 권선(W2)의 일단은 다이오드(D1)에 연결되어 있고, 2차측 권선(W2)의 타단은 2차측 그라운드에 연결되어 있다.
다이오드(D1)는 2차측 권선(W2)과 출력단 사이에 연결되어 있다. 다이오드(D1)의 캐소드는 출력단과 출력 커패시터(C1)에 연결되어 있다.
출력 커패시터(C1)는 출력단과 2차측 그라운드 사이에 연결되어 출력 전류(IOUT)의 리플 및 출력 전압(VOUT)의 리플을 감소시킨다. 출력 커패시터(C1)는 다이오드(D1)를 통과한 전류에 의해 충전된다.
보조 권선(W3)은 1차측 권선(W1)과 1차측 그라운드에서 커플링되어 있고, 2차측 권선(W2)과는 절연 커플링되어 있다. 보조 권선(W3)의 권선수(NA)와 1차측 권선(W1)의 권선수(NP) 사이의 권선비(n1)는 NA/NP이다.
2차측 권선(W2)은 다이오드(D1)를 통해 출력 전압(VOUT)에 연결되어 있고, 2차측 권선(W2)의 권선수(NS)와 보조 권선(W3)의 권선수(Na) 사이의 권선비(n2)는 NA/NS이다.
보조 권선(W3)와 1차측 그라운드 사이에는 두 개의 저항(RS1, RS2)이 직렬 연결되어 있고, 두 저항(RS1, RS2)이 연결되는 노드(N1)의 전압을 제2 감지 전압(VS)이라 한다.
전력 스위치(M)가 온일 때 1차측 권선(W1)의 전압은 입력 전압(Vin)이 되고, 입력 전압(Vin)에 권선비 n1을 곱한 음의 전압(-n1*Vin)이 보조 권선(W3)의 전압(이하, 보조 전압)(VA)으로 발생한다.
전력 스위치(M)가 오프일 때, 2차측 권선(W2)의 전압은 출력 전압(VOUT)에 다이오드(D1)의 포워드 전압(VF)을 더한 전압이 된다. 보조 전압(VA)은 2차측 권선(W2)의 전압에 권선비 n2를 곱한 양의 전압(VOUT+VF)*n2이 된다. 포워드 전압(VF)은 출력 전압(VOUT)에 비해 매우 낮은 전압으로, 보조 전압(VA)은 실질적으로 VOUT*n2이다. 따라서 제2 감지 전압(VS)은 VOUT*n2*RS1/(RS1+RS2)이다.
스위치 제어 회로(10)는 제1 감지 전압(CS) 및 제2 감지 전압(VS)에 따라 게이트 전압(VG)을 생성한다.
게이트 구동기(100)는 게이트 제어 신호(GC)에 따라 게이트 전압(VG)을 생성한다. 예를 들어, 게이트 구동기(100)는 하이 레벨의 게이트 제어 신호(GC)에 따라 하이 레벨의 게이트 전압(VG)을 생성하고, 로우 레벨의 게이트 제어 신호(GC)에 따라 로우 레벨의 게이트 전압(VG)을 생성한다.
AND 게이트(101)는 최대 듀티 신호(MD)와 스위칭 신호(QS)를 논리 곱 연산하여 게이트 제어 신호(GC)를 생성한다. 최대 듀티 신호(MD)와 스위칭 신호(QS)가 하이 레벨일 때, AND 게이트(101)는 하이 레벨의 게이트 제어 신호(GC)를 생성한다.
최대 듀티부(102)는 전력 스위치(M)의 온 기간이 소정의 임계 기간에 도달할 때, 전력 스위치(M)를 턴 오프 시키기 위한 최대 듀티 신호(MD)를 출력한다. 예를 들어, 온 기간이 임계 기간에 도달할 때, 최대 듀티부(102)는 로우 레벨의 최대 듀티 신호(MD)를 출력할 수 있다.
SR 래치(103)는 비교 신호(CP) 및 클록 신호(CLK)에 따라 스위칭 신호(QS)를 생성한다. 셋단(S)에 입력되는 클록 신호(CLK)의 상승 레지에 동기되어 SR 래치(103)는 하이 레벨의 스위칭 신호(QS)를 출력한다. 리셋단(R)에 입력되는 비교 신호(CP)의 상승 레벨에 동기되어 SR 래치(103)는 로우 레벨의 스위칭 신호(QS)를 출력한다.
오실레이터(104)는 스위칭 주파수를 결정하는 클록 신호(CLK)를 생성한다.
OR 게이트(105)는 제1 비교 신호(CP1) 및 제2 비교 신호(CP2)를 논리 합 연산하여 비교 신호(CP)를 생성한다. 제1 비교 신호(CP1) 및 제2 비교 신호(CP2) 중 적어도 하나가 하이 레벨일 때 OR 게이트(105)는 하이 레벨의 비교 신호(CP)를 생성한다.
제1 비교기(106)는 제1 감지 전압(CS)과 전류 평균 오차(ECAE)를 비교한 결과에 따라 제1 비교 신호(CP1)를 생성한다. 예를 들어, 제1 비교기(106)의 반전 단자(-)에 전류 평균 오차(ECAE)가 입력되고, 제1 비교기(106)의 비반전 단자(+)에 제1 감지 전압(CS1)이 입력되며, 제1 비교기(106)는 비반전 단자(+)의 입력이 반전 단자(-)의 입력 이상일 때 하이 레벨의 제1 비교 신호(CP1)를 출력하고, 그 반대의 경우 로우 레벨의 제1 비교 신호(CP1)를 출력한다.
제2 비교기(107)는 제1 감지 전압(CS)과 전압 평균 오차(EVAE)를 비교한 결과에 따라 제2 비교 신호(CP2)를 생성한다. 예를 들어, 제2 비교기(107)의 반전 단자(-)에 전압 평균 오차(EVAE)가 입력되고, 제2 비교기(107)의 비반전 단자(+)에 제1 감지 전압(CS1)이 입력되며, 제2 비교기(107)는 비반전 단자(+)의 입력이 반전 단자(-)의 입력 이상일 때 하이 레벨의 제2 비교 신호(CP2)를 출력하고, 그 반대의 경우 로우 레벨의 제2 비교 신호(CP2)를 출력한다.
제1 오차 증폭기(108)는 제1 기준 전압(VR1)과 전류 평균(ECA) 간의 차를 증폭하여 전류 평균 오차(ECAE)를 생성한다. 제1 오차 증폭기(108)의 출력단에는 커패시터(C2)가 연결되어 있어 전류 평균 오차(ECAE)의 노이즈를 필터링한다. 제1 오차 증폭기(108)의 비반전 단자(+)에 제1 기준 전압(VR1)이 입력되고, 반전 단자(-)에 전류 평균(ECA)가 입력된다. 제1 오차 증폭기(108)는 비반전 단자(+)의 입력에서 반전 단자(-)의 입력을 차감한 결과를 소정 게인으로 증폭하여 전류 평균 오차(ECAE)를 생성한다.
제2 오차 증폭기(109)는 제2 기준 전압(VR2)과 전압 평균(EVA) 간의 차를 증폭하여 전압 평균 오차(EVAE)를 생성한다. 제2 오차 증폭기(109)의 출력단에는 커패시터(C3)가 연결되어 있어 전압 평균 오차(EVAE)의 노이즈를 필터링한다. 제2 오차 증폭기(109)의 비반전 단자(+)에 제2 기준 전압(VR2)이 입력되고, 반전 단자(-)에 전압 평균(EVA)가 입력된다. 제2 오차 증폭기(109)는 비반전 단자(+)의 입력에서 반전 단자(-)의 입력을 차감한 결과를 소정 게인으로 증폭하여 전압 평균 오차(EVAE)를 생성한다.
이하, 전류 평균(ECA) 및 전압 평균(EVA)을 생성하는 구성에 대해서 설명한다.
먼저, 피크 검출기(111)는 전력 스위치(M)의 스위칭 주기마다 제1 감지 전압(CS)의 피크를 검출한다. 이렇게 검출된 피크 전압(PD)은 전류 연산부(112)로 전달된다.
샘플링/홀더(121)는 전력 스위치(M)의 스위칭 주기마다 제2 감지 전압(VS)을 이용해 다이오드(D1)의 도통 기간을 검출하고, 출력 전압(VOUT)에 대응하는 예측 전압 신호(EV)를 샘플링한다.
예를 들어 전력 스위치(M)가 턴 오프 되고 다이오드(D1)에 전류가 흐르기 시작한 후, 다이오드(D1)에 전류가 흐르지 않는 시점부터 2차측 권선(W2)에 공진이 발생한다.
도통 기간은 다이오드(D1)에 전류가 흐르는 기간으로 제2 감지 전압(VS)을 통해 감지될 수 있다. 다이오드(D1)이 도통된 시점에 보조 전압(VA)이 급격히 상승하고, 공진이 시작한 시점에 보조 전압(VA)이 급격히 하강한다. 따라서 샘플링/홀더(121)는 제2 감지 전압(VS)의 리딩 에지와 폴링 에지를 검출하여 도통 기간(Tdis)를 검출할 수 있다.
또한, 출력 전압(VOUT)에 대응하는 예측 전압 신호(EV)는 공진이 시작하는 시점의 출력 전압(VOUT)에 대응하는 제2 감지 전압(VS)이 샘플링된 전압이다. 즉, 샘플링/홀더(121)는 제2 감지 전압(VS)의 폴링 에지 시점이 검출될 때, 홀딩된 전압을 예측 전압 신호(EV)로 출력한다.
샘플링/홀더(121)는 검출된 도통 기간을 나타내는 도통 신호(Tdis)를 생성하여 전류 연산부(112)로 전달한다. 도통 신호(Tdis)는 도통 기간 동안 인에이블 레벨인 하이 레벨을 가지는 신호일 수 있다.
전류 연산부(112)는 피크 전압(PD), 스위칭 주기(TS), 및 도통 신호(Tdis)를 이용하여 예측 전류 신호(EC)로 출력한다. 전류 연산부(112)는 곱셈기(113)를 포함하고, 곱셈기(113)는 피크 전압(PD), 스위칭 주기(TS), 및 도통 신호(Tdis)를 곱하여 예측 전류 신호(EC)를 생성한다. 스위칭 주기(TS)는 전력 스위치(M)의 스위칭 주기이다.
제1 필터(110)는 저항(RF1) 및 커패시터(CF1)로 구현된 로패스 필터일 수 있다. 제2 필터(120)는 저항(RF2) 및 커패시터(CF2)로 구현된 로패스 필터일 수 있다. 그러나 실시 예가 이에 한정되는 것은 아니다.
제1 필터(110)는 예측된 출력 전류를 나타내는 에측 전류 신호(EC)를 로패스 필터링하여 리플을 제거한다. 제2 필터(120)는 예측된 출력 전압을 나타내는 예측 전압 신호(EV)를 로패스 필터링하여 리플을 제거한다.
제1 필터(110)에서 저항(RF1)의 일단은 예측 전류 신호(EC)가 연결되어 있고, 커패시터(CF1)은 저항(RF1)의 타단과 1차측 그라운드 사이에 연결되어 있다. 커패시터(CF1)와 저항(RF1)이 연결되는 노드의 전압은 예측 전류 신호(EC)를 로패스 필터링한 결과이며, 그 결과가 전류 평균(ECA)이다.
제2 필터(120)에서 저항(RF2)의 일단은 예측 전압 신호(EV)가 연결되어 있고, 커패시터(CF2)는 저항(RF2)의 타단과 1차측 그라운드 사이에 연결되어 있다. 커패시터(CF2)와 저항(RF2)이 연결되는 노드의 전압은 예측 전압 신호(EV)를 로패스 필터링한 결과이며, 그 결과가 전압 평균(EVA)이다.
전류 평균 오차(ECAE) 및 전압 평균 오차(EVAE) 중 적어도 하나에 제1 감지 전압(CS)이 도달하면, 제1 및 제2 비교 신호(CP1, CP2) 중 하나라 하이 레벨이 되어 비교 신호(CP)가 하이 레벨이 된다. SR 래치(103)는 비교 신호(CP)의 상승 에지에 동기되어 로우 레벨의 스위치 신호(QS)를 출력한다. 그러면, 게이트 신호(GC)는 로우 레벨이 되고 게이트 구동기(100)는 로우 레벨의 게이트 전압(VG)을 생성한다. 따라서 전력 스위치(M)는 턴 오프 된다.
그 후, 클록 신호(CLK)의 상승 에지 시점에 SR 래치(103)는 하이 레벨의 스위치 신호(QS)를 출력한다. 그러면, 게이트 신호(GC)는 하이 레벨이 되고 게이트 구동기(100)는 하이 레벨의 게이트 전압(VG)을 생성한다. 따라서 전력 스위치(M)는 턴 온 된다.
실시 예와 같이, 일차측 레귤레이션에 있어서 예측된 다이오드 전류에 포함될 수 있는 전류 리플이 제거되고, 예측된 출력 전압에 포함될 수 있는 전압 리플이 제거되면, 역률이 상승하고, 킥-인 및 킥-아웃의 발생을 억제할 수 있다.
예측 전압 신호(EV) 및 예측 전류 신호(EC) 모두를 로패스 필터링하여 전류 평균(EC) 및 전압 평균(EV)를 생성하였으나, 실시 예가 이에 한정되는 것은 아니다.
예측된 출력 전압의 리플이 크지 않은 경우 일차측 레귤레이터에 다른 실시 예가 적용될 수 있다. 예를 들어, 예측 전류 신호(EC)만 로패스 필터링하여 전류 평균(ECA)만을 생성할 수 있다.
도 2는 다른 실시 예에 따른 일차측 레귤레이터를 나타낸 도면이다.
도 1의 실시 예와 비교해 동일한 구성에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하고, 중복되는 설명은 생략한다.
제2 오차 증폭기(139)는 제2 기준 전압(VR2)과 예측 전압 신호(EV) 간의 차를 증폭하여 전압 평균 오차(EVAE)를 생성한다. 제2 오차 증폭기(139)의 출력단에는 커패시터(C3)가 연결되어 있어 전압 평균 오차(EVAE)의 노이즈를 필터링한다. 제2 오차 증폭기(139)의 비반전 단자(+)에 제2 기준 전압(VR2)이 입력되고, 반전 단자(-)에 예측 전압 신호(EV)이 입력된다. 제2 오차 증폭기(139)는 비반전 단자(+)의 입력에서 반전 단자(-)의 입력을 차감한 결과를 소정 게인으로 증폭하여 전압 평균 오차(EVAE)를 생성한다.
또한, 예측된 출력 전류의 리플이 크지 않은 경우 일차측 레귤레이터에 또 다른 실시 예가 적용될 수 있다. 예를 들어, 예측 전압 신호(EV)만 로패스 필터링하여 전압 평균(EVA)만을 생성할 수 있다.
도 3은 또 다른 실시 예에 따른 일차측 레귤레이터를 나타낸 도면이다.
도 1의 실시 예와 비교해 동일한 구성에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하고, 중복되는 설명은 생략한다.
제1 오차 증폭기(138)는 제1 기준 전압(VR1)과 예측 전류 신호(EC) 간의 차를 증폭하여 전류 평균 오차(ECAE)를 생성한다. 제1 오차 증폭기(138)의 출력단에는 커패시터(C2)가 연결되어 있어 전류 평균 오차(ECAE)의 노이즈를 필터링한다. 제1 오차 증폭기(138)의 비반전 단자(+)에 제1 기준 전압(VR1)이 입력되고, 반전 단자(-)에 예측 전류 신호(EC)가 입력된다. 제1 오차 증폭기(138)는 비반전 단자(+)의 입력에서 반전 단자(-)의 입력을 차감한 결과를 소정 게인으로 증폭하여 전류 평균 오차(ECAE)를 생성한다.
지금까지 설명한 실시 예들에서 필터의 일 예로 아날로그 회로로 구현된 로패스 필터가 이용되었다. 그러나 실시 예가 이에 한정되는 것은 아니다.
앞서 도 1 내지 3에 도시된 실시 예들에서 제1 필터 및 제2 필터(110, 120) 대신 디지털 필터가 사용될 수 있다.
도 4는 디지털 필터를 나타낸 도면이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 디지털 필터(200)는 ADC(Analog-Digital Converter)(201), 디지털 평균기(202), 및 DAC(Digital-Analog Converter)(203)를 포함한다.
ADC(201)는 입력되는 아날로그 신호(IN)를 디지털 신호로 변환한다. 신호(IN)은 예측 전류 신호(EC) 및 예측 전압 신호(EV) 중 적어도 어느 하나일 수 있다.
디지털 평균기(202)는 연속적으로 입력되는 디지털 신호들의 평균값을 산출하여 평균치를 산출한다. 스위칭 주기마다 예측 전압 신호(EV) 및 예측 전류 신호(EC)가 변하므로, 디지털 신호들도 스위칭 주기마다 변한다. 따라서 디지털 평균기(202)는 스위칭 주기마다 변하는 디지털 신호의 평균치를 산출한다.
DAC(202)는 디지털 평균기(202)의 출력인 평균치를 아날로그 신호(OUT)으로 변환하여 출력한다. 신호(OUT)은 전류 평균 신호(ECA) 및 전압 평균 신호(EVA) 중 적어도 하나일 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시 예들
에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
1: 일차측 레귤레이터
10: 스위치 제어 회로
100: 게이트 구동기
101: AND 게이트
102: 최대 듀티부
103: SR 래치
104: 오실레이터
105: OR 게이트
106: 제1 비교기
107: 제2 비교기
108: 제1 오차 증폭기
109: 제2 오차 증폭기
110: 제1 필터
120: 제2 필터
111: 피크 검출기
112: 전류 연산부
121: 샘플링/홀더
200: 디지털 필터

Claims (17)

1차측 권선에 연결되어 있는 전력 스위치,
상기 1차측 권선과 절연 커플링되어 있는 2차측 권선,
상기 2차측 권선과 출력단 사이에 연결되어 있는 다이오드, 및
상기 1차측 권선과 커플링되어 있는 보조 권선을 포함하고,
예측 전압 신호에 기초하는 전압 평균 오차 및 예측 전류 신호에 기초하는 전류 평균 오차 중 하나 이상과 상기 전력 스위치에 흐르는 전류를 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하며,
상기 예측 전압 신호는 상기 보조 권선의 보조 전압을 이용하여 생성되고, 상기 출력단의 출력 전압에 대응하며,
상기 예측 전류 신호는 상기 다이오드에 흐르는 출력 전류에 대응하고,
상기 예측 전압 신호 및 상기 예측 전류 신호 중 적어도 하나를 필터링하는,
일차측 레귤레이터.
제1항에 있어서,
상기 전력 스위치에 흐르는 상기 전류에 따르는 제1 감지 전압의 피크 전압을 상기 전력 스위치의 스위칭 주기마다 검출하는 피크 검출기,
상기 피크 전압, 상기 전력 스위치의 스위칭 주기, 및 상기 다이오드의 도통 기간에 대응하는 도통 신호를 곱하여 상기 예측 전류 신호를 생성하는 전류 연산부, 및
상기 전력 스위치의턴 오프 후 상기 다이오드에 전류가 흐르지 않는 시점에 상기 보조 권선의 보조 전압에 따르는 제2 감지 전압을 샘플링 및 홀딩하여 상기 예측 전압 신호를 생성하는 샘플링/홀더를 더 포함하는 일차측 레귤레이터.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 예측 전류 신호를 로패스 필터링하여 전류 평균을 생성하고,
상기 전류 평균과 소정의 제1 기준 전압 간의 차를 증폭하여 상기 전류 평균 오차를 생성하며,
상기 예측 전압 신호를 로패스 필터링하여 전압 평균을 생성하고,
상기 전압 평균과 소정의 제2 기준 전압 간의 차를 증폭하여 상기 전압 평균 오차를 생성하며,
상기 전류 평균 오차 및 상기 전압 평균 오차 중 적어도 하나에 상기 전력 스위치에 흐르는 전류가 도달할 때, 상기 전력 스위치를 턴 오프 하는,
일차측 레귤레이터
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 예측 전류 신호를 로패스 필터링하여 전류 평균을 생성하고,
상기 전류 평균과 소정의 제1 기준 전압 간의 차를 증폭하여 상기 전류 평균 오차를 생성하며,
상기 예측 전압 신호와 소정의 제2 기준 전압 간의 차를 증폭하여 상기 전압 평균 오차를 생성하고,
상기 전류 평균 오차 및 상기 전압 평균 오차 중 적어도 하나에 상기 전력 스위치에 흐르는 전류가 도달할 때, 상기 전력 스위치를 턴 오프 하는 일차측 레귤레이터.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 예측 전류 신호와 소정의 제1 기준 전압 간의 차를 증폭하여 상기 전류 평균 오차를 생성하고,
상기 예측 전압 신호를 로패스 필터링하여 전압 평균을 생성하며,
상기 전압 평균과 소정의 제2 기준 전압 간의 차를 증폭하여 상기 전압 평균 오차를 생성하고,
상기 전류 평균 오차 및 상기 전압 평균 오차 중 적어도 하나에 상기 전력 스위치에 흐르는 전류가 도달할 때, 상기 전력 스위치를 턴 오프 하는 일차측 레귤레이터.
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
KR1020140083322A 2013-07-31 2014-07-03 일차측 레귤레이터 KR102195245B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/446,273 US9401652B2 (en) 2013-07-31 2014-07-29 Primary side regulator

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201361860488P 2013-07-31 2013-07-31
US61/860,488 2013-07-31

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20150015363A KR20150015363A (ko) 2015-02-10
KR102195245B1 true KR102195245B1 (ko) 2020-12-24

Family

ID=52571871

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020140083322A KR102195245B1 (ko) 2013-07-31 2014-07-03 일차측 레귤레이터
KR1020140092152A KR102159250B1 (ko) 2013-07-31 2014-07-21 모드 선택 회로 및 모드 선택 회로와 멀티 기능 핀을 포함하는 스위치 제어 회로
KR1020140094251A KR20150015376A (ko) 2013-07-31 2014-07-24 챠지 펌프 및 스위치 제어 회로

Family Applications After (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020140092152A KR102159250B1 (ko) 2013-07-31 2014-07-21 모드 선택 회로 및 모드 선택 회로와 멀티 기능 핀을 포함하는 스위치 제어 회로
KR1020140094251A KR20150015376A (ko) 2013-07-31 2014-07-24 챠지 펌프 및 스위치 제어 회로

Country Status (1)

Country Link
KR (3) KR102195245B1 (ko)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9867245B2 (en) 2015-12-31 2018-01-09 Stmicroelectronics S.R.L. Electronic circuit for driving LED strings so as to reduce the light flicker
ITUB20159821A1 (it) 2015-12-31 2017-07-01 St Microelectronics Srl Circuito elettronico per pilotare stringhe di led includente una pluralita' di moduli di regolazione che operano in sequenza

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2004112227A1 (en) 2003-06-18 2004-12-23 System General Corp. Primary-side regulated pulse width modulation controller with improved load regulation
US20110157922A1 (en) 2009-12-30 2011-06-30 Pavel Konecny Primary side sensing for isolated fly-back converters
US20120281438A1 (en) 2011-05-05 2012-11-08 Lieyi Fang Systems and methods for constant current control with primary-side sensing and regulation in various operation modes
US20130057173A1 (en) 2011-02-01 2013-03-07 Hangzhou Silan Microelectronics Co., Ltd. Primary-side controlled switch-mode power supply controller for driving led with constant current and method thereof

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5859768A (en) * 1997-06-04 1999-01-12 Motorola, Inc. Power conversion integrated circuit and method for programming
CN101592965B (zh) * 2009-05-27 2014-07-02 成都芯源系统有限公司 多模式控制电路、方法及ac-dc变换电路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2004112227A1 (en) 2003-06-18 2004-12-23 System General Corp. Primary-side regulated pulse width modulation controller with improved load regulation
US20110157922A1 (en) 2009-12-30 2011-06-30 Pavel Konecny Primary side sensing for isolated fly-back converters
US20130057173A1 (en) 2011-02-01 2013-03-07 Hangzhou Silan Microelectronics Co., Ltd. Primary-side controlled switch-mode power supply controller for driving led with constant current and method thereof
US20120281438A1 (en) 2011-05-05 2012-11-08 Lieyi Fang Systems and methods for constant current control with primary-side sensing and regulation in various operation modes

Also Published As

Publication number Publication date
KR20150015371A (ko) 2015-02-10
KR20150015376A (ko) 2015-02-10
KR102159250B1 (ko) 2020-09-23
KR20150015363A (ko) 2015-02-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9954450B2 (en) Control circuit, control method and primary-controlled flyback converter using the same
JP5163283B2 (ja) 力率改善回路
US9081401B2 (en) Switching regulator and control circuit and control method thereof
US9647562B2 (en) Power conversion with switch turn-off delay time compensation
US9548658B2 (en) Control circuit, switching power supply and control method
US20160172958A1 (en) Modulation mode control circuit, switch control circuit including the modulation mode control circuit and power supply device including the switch control circuit
KR101677728B1 (ko) 역률 보상 회로 및 역률 보상 회로의 구동 방법
US9941797B2 (en) Switch control circuit and power supply device including the same
US20120169313A1 (en) Switch control circuit, converter using the same, and switch control method
US9287793B2 (en) Isolated power supply, control signal transmission circuit and method thereof
KR20170002326A (ko) 영전압 스위칭을 위한 제어 회로 및 이를 포함하는 벅 컨버터
KR20120079763A (ko) 스위치 제어 회로, 이를 이용하는 컨버터, 및 스위치 제어 방법
TW201509080A (zh) 用於調整電源變換系統的系統控制器和方法
US9112404B2 (en) Multiplier-divider circuit and AC-to-DC power converting apparatus incorporating the same
US9917503B2 (en) Overcurrent protection circuit and power factor correction circuit comprising the same
US9203319B2 (en) Soft-start switching power converting apparatus with pulse-frequency modulation technique
JP4630165B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR101812703B1 (ko) 과전압 반복 방지 회로 및 그 방법, 그리고 이를 이용한 역률 보상 회로
US9059637B2 (en) System and method for calibrating a power supply
KR20170080518A (ko) 역률 보상 회로 및 역률 보상 회로의 구동 방법
US9716427B2 (en) Power factor correction circuit having bottom skip controller
KR102195245B1 (ko) 일차측 레귤레이터
US9401652B2 (en) Primary side regulator
KR20180120731A (ko) 고 역률과 밸리 스위칭을 달성하는 벅-부스트 컨트롤러
JP2013027145A (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant