JP2008185471A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】温度変化や経年変化によらず到来波数を安定した精度で推定可能なレーダ装置を提供する。
【解決手段】受信信号遮断状態のデータＤａを取得し、当該装置の内気温度Ｔｃを測定し、データＤａをＦＦＴ処理することで、回路ノイズ分を表すパワースペクトルＰＳａを算出し、次式に従って、パワースペクトルの周波数［ｂｉｎ］毎に、ノイズ閾値ＴＨ（ｎ）を算出する（Ｓ２１０〜Ｓ２４０）。但し、αは係数（０＜α＜１）、ＴＨ（ｎ−１）は前サイクルで算出されたノイズ閾値である。
ＴＨ(ｎ)＝(１−α)×ＴＨ(ｎ−１)＋α×(ＰＳａ＋Ｐoffs＋Ｋ×Ｔc)
このノイズ閾値ＴＨ（ｎ）を用いて、パワースペクトル中のピークの検出、方位推定で使用する固有値の識別を実行する（Ｓ２６０〜Ｓ２７０）。
【選択図】図３

Description

本発明は、レーダ波を送受信する複数のチャネルから得られる受信信号に基づいて電波の到来方向を推定するレーダ装置に関する。

従来より、複数のアンテナ素子により構成されたアレーアンテナを用いて、アレーアンテナに同時に到来する複数の電波の到来方向（ＤＯＡ：Direction of Arrival）を推定するレーダ装置が知られている。

また、電波の到来方向を推定する手法として、各アンテナ素子（チャネルともいう）が受信した受信信号間の相関を表す相関行列に基づいて角度スペクトラムを生成し、この角度スペクトラムをスキャンすることで高分解能の推定を行うＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）法，ＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）法等が知られている。

ここで、ＭＵＳＩＣ法の概要を以下に説明する。なお、アレーアンテナは、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ素子を一直線上に等間隔で配置した、いわゆるリニアアレーからなるものとする。

まず、アレーアンテナを介して得られたサンプル時刻ｋΔＴ（ΔＴはサンプリング間隔、ｋは自然数）におけるサンプリングデータｘ₁ (ｋ)，ｘ₂ (ｋ)，…ｘ_N (ｋ)に対し、（１）式で示される受信ベクトルＸ(ｋ)を構成する。次に、この受信ベクトルＸ(ｋ)を用いて、（２）式に従ってＮ行Ｎ列の相関行列Ｒxxを求める。

ここで、Ｔはベクトル転置、Ｈは複素共役転置を示す。

次に、この相関行列Ｒxxの固有値λ₁ 〜λ_N （但し、λ₁ ≧λ₂ ≧…≧λ_N ）を求め、ノイズ閾値ＴＨ（＝熱雑音電力σ² ）より大きい固有値の数から到来波数Ｌ（＜Ｎ）を推定すると共に、固有値λ₁ 〜λ_N に対応する固有ベクトルｅ₁ 〜ｅ_N を算出する。

そして、ノイズ閾値ＴＨ以下となる（Ｎ−Ｌ）個の固有値に対応した固有ベクトルからなる雑音固有ベクトルＥ_NOを（３）式で定義し、方向θに対するアレーアンテナの複素応答をａ(θ)で表すものとして、（４）式に示す評価関数Ｐ_MU(θ)を求める。

この評価関数Ｐ_MU(θ)から得られる角度スペクトラム（ＭＵＳＩＣスペクトラム）は、θが到来波の到来方向と一致すると発散して、鋭いピークが立つように設定されているため、到来方向の推定値θ₁ 〜θ_L は、ＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク（ヌルポイント）をサーチすることにより求めることができる。

ところで、上述の通り、ＭＵＳＩＣ法では（ＥＳＰＲＩＴ法でも同様）、到来波方向を演算する過程で、到来波数Ｌを正確に推定する必要があり、そのためには、ノイズ閾値ＴＨを適切に設定することが重要である。また、ノイズには様々な要因があり、その大きさは周波数に依存して変化することが知られている。

これに着目して、ビート信号の周波数毎に、異なったノイズ閾値ＴＨを設定する装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００６−４７２８２号公報

しかし、特許文献１に記載の装置では、ビート信号の周波数毎にノイズ閾値が異なっているものの、その値は固定値であるため、温度変化や経年変化があった場合、到来波数の推定精度が低下してしまう可能性があるという問題があった。特に、レーダ装置が車両に搭載され、車両周囲の物体を検出するために使用されている場合には、車両の走行状態や走行場所等によってノイズ環境が大きく変化するため、このように固定されたノイズ閾値では、所望の推定精度を常に確保することが困難であった。

本発明は、上記問題点を解決するために、温度変化や経年変化によらず到来波数を安定した精度で推定可能なレーダ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた本発明のレーダ装置では、送受信手段が、レーダ波を送信し、該レーダ波を反射した物体からの反射波を受信するチャネルを複数有しており、ビート信号生成手段は、送受信手段を構成する各チャネル毎にビート信号を生成する。

すると、ピーク検出手段が、ビート信号生成手段にて生成されたビート信号の周波数スペクトルを求め、その周波数スペクトルがピークとなる周波数を検出し、行列生成手段が、その検出された周波数の信号成分を用いてチャネル間の相関を表す相関行列を生成し、固有値算出手段が、行列生成手段にて生成された相関行列の固有値を算出する。

また、固有値識別手段が、固有値算出手段にて算出された固有値のうち、予め設定されたノイズ閾値より大きいものを信号空間の固有値、ノイズ閾値以下のものを雑音空間の固有値として識別し、方向推定手段が、この信号空間の固有値の数を到来波数とし、雑音空間の固有値に基づいて各到来波の到来方向を推定する。

そして特に、本発明のレーダ装置では、温度検出手段が温度を検出し、変動ノイズ分算出手段が、温度検出手段での検出結果に基づいて温度依存性を有する変動ノイズ分を算出すると、閾値設定手段が、変動ノイズ分算出手段にて算出された変動ノイズ分と予め設定された回路ノイズ分との加算値に基づいてノイズ閾値を設定するようにされている。

従って、本発明のレーダ装置によれば、その時々の温度に応じた変動ノイズ分を反映させたノイズ閾値が設定されるため、温度変化によらず、常に安定した精度で到来波数を推定することができ、ひいては到来波の方位を精度良く求めることができる。

なお、相関行列を生成する際に用いるスナップショット数を多くして、受信信号のＳＮ比を改善して推定精度を向上させる手法も知られているが、この手法と併用すれば、到来波数の推定精度を更に向上させることができる。

なお、閾値設定手段は、請求項２に記載のように、変動ノイズ分と回路ノイズ分との加算値を繰り返し求めると共に、その加算値に対してフィルタ処理を施すことでノイズ閾値を求めるように構成されていることが望ましい。

即ち、フィルタ処理を施すことにより、例えば温度の誤検出等に基づく変動ノイズ分の一時的な変化に追従して大きく誤ったノイズ閾値が設定されてしまうことを防止でき、安定した推定精度を確保することができる。

なお、フィルタ処理として、例えば、請求項３に記載のように、前回算出されたノイズ閾値と今回算出された加算値との加重平均を行う手法などを採用することができる。
また、本発明のレーダ装置は、請求項４に記載のように、送受信手段からの受信信号を遮断する信号遮断手段を備え、回路ノイズ分算出手段が、信号遮断手段にて受信信号が遮断された状態でビート信号生成手段から出力される信号の周波数スペクトルを回路ノイズ分として求めるように構成されていてもよい。

このように回路ノイズ分として、その都度、実測値を用いることにより、回路ノイズ分の経年変化や温度変化を確実にノイズ閾値に反映させることができ、到来波数の推定精度をより向上させることができる。

また、本発明のレーダ装置は、請求項５に記載のように、オフセット算出手段が、反射波を非受信の状態でビート信号生成手段から出力される信号の周波数スペクトル（図６（ａ）参照）から、回路ノイズ分算出手段にて算出された回路ノイズ分（図６（ｂ）参照）を減じたものを、前記変動ノイズ分のオフセット値（図６（ｃ）参照）として求め、変動ノイズ分算出手段は、オフセット算出手段にて算出されたオフセット値に、温度検出手段での検出結果と予め設定された温度係数との乗算値を加算したものを変動ノイズ分として求めるように構成されていてもよい。

つまり、通常の測定時に、反射波非受信状態を作り出すことが困難であるため、当該装置の出荷時等に、そのような状況（例えば、空に向けてレーダ波を送信）を作り出した上でオフセット算出手段を動作させることで変動ノイズ分のオフセット値を求める。そして、実際の使用時には、検出された温度で変動ノイズ分を補正することにより、回路ノイズ分以外のノイズ分（即ち変動ノイズ分）を精度よくノイズ閾値に反映させることができるのである。

なお、上述したように本発明では、閾値設定手段にて設定されたノイズ閾値を、相関行列の固有値を識別する際に使用しているが、請求項６に記載のように、ピーク検出手段が、周波数スペクトルのピークを抽出する際に使用してもよい。

これにより、ピークの抽出精度、ピークから特定される物体の検出精度を向上させることができる。
そして、本発明のレーダ装置は、請求項７記載のように、物体検出手段が、ピーク検出手段にて検出された周波数に基づいて、そのピークから特定される物体までの距離及び相対速度のうち少なくとも一方を求めるように構成されていてもよい。

また、本発明のレーダ装置は、例えば、請求項８に記載のように、車両に搭載され、車両周辺に存在する物体を認識する装置に組み込まれていてもよい。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
＜全体構成＞
図１は、本発明が適用されたレーダ装置２の全体構成を表すブロック図である。

なお、レーダ装置２は、車両に搭載され、車両前方に存在する物体を認識する車両用物体認識装置の一部として構成されている。
図１に示すように、レーダ装置２は、変調指令Ｃに従って、三角波状の変調信号Ｍを生成するＤ／Ａ変換器１０と、Ｄ／Ａ変換器１０にて生成された変調信号Ｍがバッファ１２を介して印加され、その変調信号Ｍに従って発振周波数が変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１４と、ＶＣＯ１４の出力を送信信号Ｓｓとローカル信号Ｌとに電力分配する分配器１６と、送信信号Ｓｓに応じたレーダ波を放射する送信アンテナ１８とを備えている。

また、レーダ装置２は、レーダ波を受信するＮ（Ｎは２以上の整数）個のアンテナで構成されたアレーアンテナからなる受信側アンテナ部２０と、受信側アンテナ部２０を構成するアンテナのいずれかに接続されたアンテナ端子、又はいずれのアンテナにも接続されていないＮＣ端子を択一的に選択し、選択された端子からの信号を受信信号Ｓｒとして後段に供給する受信スイッチ２２と、受信スイッチ２２から供給される受信信号Ｓｒにローカル信号Ｌを混合してビート信号Ｂを生成するミキサ２４と、ミキサ２４が生成したビート信号Ｂを増幅する増幅器２６と、増幅器２６にて増幅されたビート信号ＢをサンプリングしてデジタルデータＤに変換するＡ／Ｄ変換器２８とを備えている。

なお、受信スイッチ２２は、モード選択信号Ｘに応じて異なる動作をし、モード選択信号Ｘが通常モードを示している場合には、Ｎ個のアンテナ端子を順次選択するように動作し、モード選択信号Ｘが信号遮断モードを示している場合には、常にＮＣ端子を選択するように動作する。

更に、レーダ装置２は、当該装置２の内気温度を検出する温度センサ３０と、後述するノイズ閾値ＴＨを初期化する際に操作される初期設定スイッチ３２と、Ｄ／Ａ変換器１０に対する変調指令Ｃ，受信スイッチ２２に対するモード選択信号を出力すると共に、温度センサ３０で検出された内気温度、初期設定スイッチ３２の操作等に応じて、Ａ／Ｄ変換器２８を介して取り込んだデジタルデータＤの信号処理等を実行する信号処理部３４とを備えている。

以下では、受信側アンテナ部２０を構成する各アンテナをそれぞれチャネルｃｈ１〜ｃｈＮに割り当てるものとし、各チャネルｃｈｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）の受信信号をＳri、受信信号Ｓriに基づいて生成されるビート信号をＢｉ、ビート信号ＢｉをサンプリングしたデジタルデータをＤｉで表すものとする。

このように構成されたレーダ装置２では、変調信号Ｍに従ってＶＣＯ１４が生成した高周波信号（周波数変調された連続波：ＦＭＣＷ）を、分配器１６が電力分配することにより、送信信号Ｓｓ及びローカル信号Ｌが生成され、このうち送信信号Ｓｓは、送信アンテナ１８を介してレーダ波として送出される。

この送信アンテナ１８から送出され物体に反射して戻ってきたレーダ波（反射波）は、受信側アンテナ部２０を構成する各アンテナ（チャネルｃｈ１〜ｃｈＮ）にて受信されるが、受信スイッチ２２によって選択されているチャネルｃｈｉ（ｉ＝１〜Ｎ）の受信信号Ｓriのみがミキサ２４へ供給される。すると、ミキサ２４では、この受信信号Ｓriに分配器１６からのローカル信号Ｌを混合することによりビート信号Ｂｉを生成し、増幅器２６にて増幅されたビート信号ＢはＡ／Ｄ変換器２８にてサンプリングされ、デジタルデータＤｉとして信号処理部３４に取り込まれる。

次に、信号処理部３４は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、更に、Ａ／Ｄ変換器２８を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を実行するための演算処理装置（例えばＤＳＰ）等を備えている。

そして、信号処理部３４のＣＰＵでは、Ａ／Ｄ変換器２８を介して得られたデジタルデータＤに基づいて、レーダ波を反射した物体との距離及び相対速度の算出、その物体が存在する方位の推定を行う測定処理や、その測定処理で到来波数を推定する際に用いるノイズ閾値ＴＨを初期化するノイズ閾値初期化処理等を実行する。
＜ノイズ閾値初期化処理＞
ここで信号処理部３４のＣＰＵが実行するノイズ閾値初期化処理を、図２に示すフローチャートに沿って説明する。

なお、本処理は、初期設定スイッチ３２が操作された場合に一度だけ実行される。但し、本処理は、受信側アンテナ部２０にて反射波が受信されない状態、例えば、障害物が存在しない空に向けてレーダ波が送信されるように当該装置２を配置した状態で実行されるものとする。

本処理が起動すると、まずＳ１１０では、受信スイッチ２２が通常モードで動作するようにモード選択信号Ｘを設定して変調指令ＣをＤ／Ａ変換器１０に送出し、Ａ／Ｄ変換器２８からデジタルデータＤを取り込むことにより、空向け雑音状態（反射物なし受信信号受信状態）のデータＤｓを全チャネルｃｈ１〜ｃｈＮについて取得する。

続くＳ１２０では、受信スイッチ２２が信号遮断モードで動作するようにモード選択信号Ｘを設定して変調指令ＣをＤ／Ａ変換器１０に送出し、Ａ／Ｄ変換器２８からデジタルデータＤを取り込むことにより、受信信号遮断状態のデータＤｎを取得して、Ｓ１３０に進む。なお、信号遮断モードでは、受信スイッチ２２にてチャネルの切り替えが行われない。

Ｓ１３０では、温度センサ３０の出力を取り込むことにより、当該装置２の内気温度Ｔｃを測定し、続くＳ１４０では、先のＳ１１０にて取得したデータＤｓを、チャネルＣＨｉ毎、且つ、送信信号Ｓｓの周波数が漸増する上り変調時及び周波数が漸減する下り変調時の各変調時毎にＦＦＴ処理を実行することで、Ｎ（チャネル数）×２（変調期間の数）個ずつパワースペクトルを求め、その求めたパワースペクトルを平均することで、空向け雑音状態での平均パワースペクトルＰＳｓを算出し、また、先のＳ１２０にて取得したデータＤｓにＦＦＴ処理を実行することで受信信号遮断状態でのパワースペクトルＰＳｎを算出する。

続くＳ１５０では、平均パワースペクトルＰＳｓとパワースペクトルＰＳｎの差分（ＰＳｓ−ＰＳｎ）を周波数［ｂｉｎ］毎に求め、更に、その差分の平均値ＡＶＥ（ＰＳｓ−ＰＳｎ）を、変動ノイズ分のオフセットＰoffsとして算出する。

続くＳ１６０では、先のＳ１３０にて測定した内気温度Ｔｃ、先のＳ１４０で求めた受信信号遮断状態のパワースペクトルＰＳｎ、先のＳ１５０にて求めたオフセットＰoffs、予め設定された温度係数Ｋに基づき、（５）に従って、ノイズ閾値の初期値ＴＨ（０）を求めて、本処理を終了する。

ＴＨ（０）＝ＰＳｎ＋Ｐoffs＋Ｋ×Ｔｃ （５）
但し、ノイズ閾値の初期値ＴＨ（０）は、周波数［ｂｉｎ］毎に設定される。また、（５）式において、ＰＳｎが回路ノイズ分であり、Ｐoffs＋Ｋ×Ｔｃが変動ノイズ分である。
＜測定処理＞
次に、信号処理部３４のＣＰＵが繰り返し実行する測定処理を、図３に示すフローチャートに沿って説明する。

本処理が起動すると、まず、Ｓ２１０では、受信スイッチ２２が信号遮断モードで動作するようにモード選択信号Ｘを設定して変調指令ＣをＤ／Ａ変換器１０に送出し、Ａ／Ｄ変換器２８からデジタルデータＤを取り込むことにより、先のＳ１２０の場合と同様に、受信信号遮断状態のデータＤａを取得して、Ｓ２２０に進む。

Ｓ２２０では、温度センサ３０の出力を取り込むことにより、当該装置２の内気温度Ｔｃを測定し、続くＳ２３０では、先のＳ２１０にて取得したデータＤａにＦＦＴ処理を実行することでパワースペクトルＰＳａを算出する。

続くＳ２４０では、Ｓ２３０にて算出されたパワースペクトルＰＳａに基づき、（６）式に従って、パワースペクトルの周波数［ｂｉｎ］毎に、ノイズ閾値ＴＨ（ｎ）を算出して、Ｓ２５０に進む。但し、αは係数（０＜α＜１）、ＴＨ（ｎ−１）は前サイクル（本処理が前回起動された時）に算出されたノイズ閾値である。また、（６）式中のＴＨ（ｎ），ＴＨ（ｎ−１），ＰＳａ，Ｐoffsは、同じ周波数［ｂｉｎ］の値である。

ＴＨ(ｎ)＝(１−α)×ＴＨ(ｎ−１)＋α×(ＰＳａ＋Ｐoffs＋Ｋ×Ｔc) （６）
なお、（６）式において、ＰＳａが回路ノイズ分であり、Ｐoffs＋Ｋ×Ｔｃが変動ノイズ分である。

Ｓ２５０では、受信スイッチ２２が通常モードで動作するようにモード選択信号Ｘを設定して変調指令ＣをＤ／Ａ変換器１０に送出し、Ａ／Ｄ変換器２８からデジタルデータＤ取り込むことにより、通常状態のデータＤｂを全チャネルＣＨ１〜ＣＨＮについて取得して、Ｓ２６０に進む。

Ｓ２６０では、先のＳ２５０にて取得したデータＤｂを、チャネルＣＨｉ毎、且つ、各変調時毎にＦＦＴ処理を実行することで、Ｎ（チャネル数）×２（変調期間の数）個のパワースペクトルＰＳｂを求め、Ｓ２７０に進む。

Ｓ２７０では、先のＳ２６０で求めたパワースペクトルＰＳｂに基づき、ＦＭＣＷレーダにおける周知の手法（その詳細については説明を省略する）を用いて、レーダ波を反射した物体との距離及び相対速度を求めてＳ２８０に進む。

但し、パワースペクトルＰＳｂから反射波に基づくピークを抽出する際に、Ｓ２４０で求めたノイズ閾値ＴＨ（ｎ）を使用し、このノイズ閾値ＴＨ（ｎ）より大きい周波数成分を抽出する。

Ｓ２８０では、先のＳ２６０で求めた２Ｎ個のパワースペクトルＰＳｂ、及び先のＳ２４０で周波数［ｂｉｎ］毎に求めたノイズ閾値ＴＨ（ｎ）に基づき、先のＳ２７０にて抽出された物体が存在する方位を推定する方位推定処理を実行して本処理を終了する。
＜方位推定処理＞
次に、先のＳ２８０にて実行する方位推定処理（ＭＵＳＩＣ処理）の詳細を、図４に示すフローチャートに沿って説明する。

まず、Ｓ３１０では、上り変調又は下り変調のうち、いずれか一方のパワースペクトルについて、先のＳ２７０にて物体からの反射波に基づく信号成分が存在するとして抽出された周波数［ｂｉｎ］のうち、本処理での処理が未処理であるものを一つ選択して、Ｓ３２０に進む。

Ｓ３２０では、その選択された周波数の信号成分（ＦＦＴ処理結果データ）を、全チャネルｃｈ１〜ｃｈＮのパワースペクトルから抽出して配列してなる受信ベクトルＸ（ｉ）を生成（（７）式参照）し、続くＳ３３０では、その受信ベクトルＸ（ｉ）に基づき、（８）式に従って自己相関行列Ｒxxを生成して、Ｓ３４０に進む。

Ｓ３４０では、Ｓ３３０にて生成した自己相関行列Ｒxxの固有値λ₁ 〜λ_N を算出する。但し、固有値λ₁ 〜λ_N は、その値が大きい順に並べるものとする。

続くＳ３５０では、その算出した固有値λ₁ 〜λ_N を、先のＳ２４０で求めたノイズ閾値ＴＨ（ｎ）に基づいて、信号空間の固有値と雑音空間の固有値とに識別すると共に、信号空間の固有値の数を到来波数Ｌとして推定する到来波数推定処理を実行して、Ｓ３６０に進む。

ここで、到来波数推定処理を、図５に示すフローチャートに沿って説明する。
本処理が起動すると、まずＳ４１０では、先のＳ２４０での算出結果の中から、先のＳ３１０にて選択された周波数［ｂｉｎ］のノイズ閾値ＴＨ（ｎ）を取得し、続くＳ４２０では、固有値λ₁ 〜λ_N を識別するためのパラメータｉを１に初期化して、Ｓ４３０に進む。

Ｓ４３０では、固有値λｉがノイズ閾値ＴＨ（ｎ）より大きいか否かを判断する。そして、固有値λｉがノイズ閾値ＴＨ（ｎ）より大きければ、Ｓ４４０に移行し、パラメータｉをインクリメント（ｉ←ｉ＋１）する。続くＳ４５０では、パラメータｉがＮ−１（識別可能な到来波の最大数）より大きいか否かを判断し、パラメータｉがＮ−１より大きければ、到来波の数が多過ぎて方位の推定が不能であるものとして、本処理を終了し、パラメータｉがＮ−１より少なければ、Ｓ４３０に戻って、固有値λｉとノイズ閾値ＴＨ（ｎ）との比較を繰り返す。

一方、先のＳ４３０にて、固有値ｉがノイズ閾値ＴＨ（ｎ）以下であると判断された場合は、ｉ−１を到来波数Ｌ、λ₁ 〜λ_L を信号空間の固有値、λ_L+1 〜λ_N を雑音空間の固有値に設定して、本処理を終了する。

図４に戻り、Ｓ３６０では、到来波数推定処理での推定結果に基づいて、ＭＵＳＩＣスペクトルを算出して、Ｓ３７０に進む。
具体的には、雑音空間の（Ｎ−Ｌ）個の固有値λ_L+1 〜λ_N に対応した固有ベクトルｅ_L+1 ，ｅ_L+2 ，…ｅ_N に基づき、雑音固有ベクトルＥ_NOを（９）式で定義し、方位θに対する受信側アンテナ部２０の複素応答をａ（θ）で表すものとして、（１０）式に示す評価関数Ｐ_MU（θ）を求め、その評価関数Ｐ_MU(θ)から求められる角度スペクトルがＭＵＳＩＣスペクトルである。

Ｓ３７０では、Ｓ３６０にて求めたＭＵＳＩＣスペクトラムをヌルスキャンすることで、受信側アンテナ部２０を構成する各アンテナが受信したＬ個の反射波の到来角度θ₁ 〜θ_L 、即ち、レーダ波を反射した物体が存在する方向を求め、続く、Ｓ３８０では、物体からの反射波に基づく信号成分が存在するとして抽出された全ての周波数［ｂｉｎ］について、本処理を終了したか否かを判断する。

そして、未処理の周波数［ｂｉｎ］が存在すれば、Ｓ３１０に戻って、その未処理の周波数［ｂｉｎ］に対して上述の処理（Ｓ３１０〜Ｓ３７０）を繰り返し実行し、全ての周波数［ｂｉｎ］について処理が終了していれば、本処理を終了する。

なお、本実施形態において、ＶＣＯ１４，分配器１６，送信アンテナ１８，受信側アンテナ部２０，受信スイッチ２２が送受信手段、ミキサ２４がビート信号生成手段、Ｓ２７０においてピークを検出する処理がピーク検出手段、Ｓ３２０〜Ｓ３３０が行列生成手段、Ｓ３４０が固有値算出手段、Ｓ３５０が固有値識別手段、Ｓ３６０〜Ｓ３７０が方向推定手段、温度センサ３０が温度検出手段、Ｓ２４０においてＰoffs＋Ｋ×Ｔｃを求める処理が変動ノイズ分算出手段、Ｓ２１０〜Ｓ２４０が閾値設定手段、受信スイッチ２２におけるＮＣ端子が信号遮断手段、Ｓ２１０，Ｓ２３０が回路ノイズ分算出手段、Ｓ１１０〜Ｓ１５０がオフセット算出手段、Ｓ２７０が物体検出手段に相当する。
＜効果＞
以上説明したように、レーダ装置２においては、ノイズ閾値ＴＨ（ｎ）を、通常モードでの測定の前に信号遮断モードで測定を行うことで求められる回路ノイズ分（受信信号遮断状態のスペクトルＰＳａ）と、内気温度Ｔｃに応じて求められる変動ノイズ分（Ｐoffs＋Ｋ×Ｔｃ）との加算値を、前サイクルで求めたノイズ閾値ＴＨ（ｎ−１）と加重平均することで求めている。

しかも、レーダ装置２では、その実使用時でも測定が容易な回路ノイズ分については、その都度測定を行い、実使用時に測定の困難な変動ノイズ分のみを、予め求められたオフセットＰoffsを内気温度Ｔｃに応じて補正することによって求めている。

従って、レーダ装置２によれば、その時々の内気温度Ｔｃや回路の状態が的確に反映されたノイズ閾値ＴＨ（ｎ）を設定することができ、温度変化や経年変化によらず、常に安定した精度で到来波数Ｌを推定することができ、ひいては到来波の方位を精度良く求めることができる。

また、レーダ装置２では、回路ノイズ分と変動ノイズ分との加算値に対してフィルタ処理（即ち、前サイクルで求めたノイズ閾値ＴＨ（ｎ−１）との加重平均）を施すことにより、ノイズ閾値ＴＨ（ｎ）を求めているため、例えば内気温度Ｔｃの誤検出等に基づく変動ノイズ分の一時的な変化に追従して大きく誤ったノイズ閾値ＴＨ（ｎ）が設定されてしまうことを防止でき、安定した推定精度を確保することができる。

また、レーダ装置２では、自己相関行列Ｒxxを生成する際にスナップショット数を増加させることなく、到来波数の推定精度、ひいては到来波の方位推定精度を向上させているため、信号処理部３４を構成するＣＰＵの処理能力が低い場合にも問題なく適用することができる。
＜他の実施形態＞
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、様々な態様にて実施することが可能である。

例えば、上記実施形態では、レーダ波を送受信するチャネルを複数設定するために、送信側のアンテナを一つ、受信側のアンテナを複数としたが、送信側のアンテナを複数、受信側のアンテナを一つとしたり、送信側及び受信側ともにアンテナを複数としてもよい。

上記実施形態では、一つの受信ベクトルＸ（ｉ）から求めた自己相関行列Ｒxxを用いて固有値の算出などを行っているが、異なる複数の受信ベクトルＸ（ｉ）から複数の自己相関行列Ｒxxを作成し、これら自己相関行列を平均化したもの、即ち、スナップショット数を増やしたものを用いてもよい。

上記実施形態では、ノイズ閾値ＴＨ（ｎ）を求める際に使用する回路ノイズ分ＰＳａを、測定毎に求めるように構成されているが、回路ノイズ分Ｓａとして、ノイズ閾値初期化処理にて求められた回路ノイズ分ＰＳｓを固定的に用いるように構成してもよい。

上記実施形態では、回路ノイズ分ＰＳａと変動ノイズ分Ｐoffs＋Ｋ×Ｔｃとの加算値にフィルタ処理を施したものをノイズ閾値ＴＨ（ｎ）としているが、この加算値をそのままノイズ閾値ＴＨ（ｎ）として用いてもよい。

レーダ装置の全体構成を示すブロック図。 ノイズ閾値初期化処理の内容を示すフローチャート。 測定処理の内容を示すフローチャート。 方位推定処理の内容を示すフローチャート。 到来波推定処理の内容を示すフローチャート。 変動ノイズ分のオフセット値を求める手順を示す説明図

符号の説明

２…レーダ装置 １０…Ｄ／Ａ変換器 １２…バッファ １４…電圧制御発振器（ＶＣＯ） １６…分配器 １８…送信アンテナ ２０…受信側アンテナ部 ２２…受信スイッチ ２４…ミキサ ２６…増幅器 ２８…Ａ／Ｄ変換器 ３０…温度センサ ３２…初期設定スイッチ ３４…信号処理部

Claims (8)

1. レーダ波を送信し、該レーダ波を反射した物体からの反射波を受信するチャネルを複数有する送受信手段と、
   前記送受信手段を構成する各チャネル毎にビート信号を生成するビート信号生成手段と、
   前記ビート信号生成手段にて生成されたビート信号の周波数スペクトルを求め、該周波数スペクトルがピークとなる周波数を検出するピーク検出手段と、
   前記ピーク検出手段にて検出された周波数の信号成分を用いて前記チャネル間の相関を表す相関行列を生成する行列生成手段と、
   前記行列生成手段にて生成された相関行列の固有値を算出する固有値算出手段と、
   前記固有値算出手段にて算出された固有値のうち、予め設定されたノイズ閾値より大きいものを信号空間の固有値、前記ノイズ閾値以下のものを雑音空間の固有値として識別する固有値識別手段と、
   前記信号空間の固有値の数を到来波数とし、前記雑音空間の固有値に基づいて各到来波の到来方向を推定する方向推定手段と
   を備えたレーダ装置において、
   温度を検出する温度検出手段と、
   前記温度検出手段での検出結果に基づいて温度依存性を有する変動ノイズ分を算出する変動ノイズ分算出手段と、
   前記変動ノイズ分算出手段にて算出された変動ノイズ分と予め設定された回路ノイズ分との加算値に基づいて前記ノイズ閾値を設定する閾値設定手段と、
   を備えることを特徴とするレーダ装置。
2. 前記閾値設定手段は、前記加算値を繰り返し求めると共に、該加算値に対してフィルタ処理を施すことで前記ノイズ閾値を求めることを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記フィルタ処理では、前回算出された前記ノイズ閾値と前記加算値との加重平均を行うことを特徴とする請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記送受信手段からの受信信号を遮断する信号遮断手段と、
   該信号遮断手段にて前記受信信号が遮断された状態で前記ビート信号生成手段から出力される信号の周波数スペクトルを前記回路ノイズ分として求める回路ノイズ分算出手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のレーダ装置。
5. 前記反射波を非受信の状態で前記ビート信号生成手段から出力される信号の周波数スペクトルから、前記回路ノイズ分算出手段にて算出された回路ノイズ分を減じたものを、前記変動ノイズ分のオフセット値として求めるオフセット算出手段を備え、
   前記変動ノイズ分算出手段は、前記オフセット算出手段にて算出されたオフセット値に、前記温度検出手段での検出結果と予め設定された温度係数との乗算値を加算したものを前記変動ノイズ分として求めることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のレーダ装置。
6. 前記ピーク検出手段は、前記閾値設定手段にて設定されたノイズ閾値を用いて、前記周波数スペクトルのピークを抽出することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のレーダ装置。
7. 前記ピーク検出手段にて検出された周波数に基づいて、該周波数から特定される物体までの距離及び相対速度のうち少なくとも一方を求める物体検出手段を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のレーダ装置。
8. 車両に搭載され、該車両の周辺に存在する物体を認識する装置に組み込まれていることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれかに記載のレーダ装置。

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