JP2008177632A - 無線音声通信回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ＣＯＤＥＣやエコーキャンセラを必要とせずに全二重通信が可能なデジタル方式の無線音声通信回路を提供する。
【解決手段】音声入力ＡＩは音響入力部１１で電気信号に変換され、ＬＰＦ１２を介してΔΣ変調部１３に与えられる。ΔΣ変調部１３で、音声入力ＡＩの信号レベルの変化速度に応じて密度が変化する連続するデジタル粗密信号が生成される。デジタル粗密信号は、速度変換部１４で時分割フレームに時間圧縮され、送信フレーム処理部１５で送信フレームに構成された後、ＦＳＫ変調部１６で変調されてアンテナ１９から送信される。相手装置から受信した無線信号ＲＦは、ＦＳＫ復調部２０で復調され、受信フレーム処理部２１で受信フレームが抽出される。受信フレームは速度変換部２２で連続するデジタル粗密信号に復元され、ＬＦＰ２３で音声信号に変換されて音響出力部２４から音声出力ＡＯとして出力される。
【選択図】図１

Description

本発明は、コードレス電話やインターカム等において、無線通信を用いて音声を同時に送受信する無線音声通信回路に関するものである。

音声を同時に送受信する全二重通信が可能な無線音声通信回路には、アナログ方式のものとデジタル方式のものがある。

アナログ方式の無線音声通信回路は、一般にＦＭ（周波数変調）通信回路として知られており、送信周波数を生成するＶＣＯ（電圧制御発振器）の制御電圧に音声信号を重畳し、音声信号を形成する振幅情報を周波数偏移に変換して伝送する。受信側では、受信した周波数の偏移を振幅に変換する検波器により、音声信号を復調する。

アナログ方式は、比較的簡易な構成で品質の高い通話回路が実現できるが、占有周波数帯域が狭いため、電波法等の規制で出力電力が低く抑えられて通話距離が大きくできず、かつ送受同時通話を行うためには混信しない程度に隔離した２つの無線周波数が必要になり、周波数利用効率が低いという課題があった。また、アナログ方式では、主要信号の伝送系をアナログ回路で構成するため、温度変化や素子間のばらつきを調整する必要があり、同じ回路でも装置によって特性が異なるという課題もあった。更に、送受信制御等のために、音声信号の送受信のほかに制御用のデータ送受信も必要となり、現在では、データ通信にも親和性の高いデジタル方式が主流となってきている。

デジタル方式の無線音声通信回路は、音声信号をＡＤＣ（アナログ・デジタル変換器）によって例えば８ｋＨｚのクロックで１０〜１６ビットのデジタル信号に変換し、更にこのデジタル信号をＣＯＤＥＣ（符号・復号器）によって６４ｋｂｐｓのＰＣＭ（パルス符号変調）信号や３２ｋｂｐｓのＡＤＰＣＭ（適応型差動ＰＣＭ）信号に圧縮符号化する。そして、圧縮符号化されたデジタル信号に対して、ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）やＰＳＫ（位相シフトキーイング）等のデジタル変調を行って送信する。受信側では、受信した信号をデジタル復調器によってデジタル信号系列に復調し、無線回線上で生じたビット誤りの影響を緩和する誤り処理器を介してＣＯＤＥＣに与えて復号し、復号したデジタル音声信号をＤＡＣ（デジタル・アナログ変換器）によってアナログ信号に変換して音声信号を得ている。

デジタル方式では、デジタル信号に変換した音声信号をバッファに一旦蓄積した後、２倍以上の伝送速度でそのデジタル信号を送信することで、転送時間を短縮して空き時間を生成し、その空き時間に相手側からの信号を受信するというＴＤＤ（時分割多重）方式を用いることが可能である。これにより、１つの無線周波数で送受同時通話ができるという利点がある。また、デジタル化した音声信号に加えてデータ等も同時に送受信できるので、データ通信にも親和性が高いという利点もある。

特開平１１−３１７６８３号公報 http://www.okuma.nuee.nagoya-u.ac.jp/~murahasi/dsm/index.html，「ΔΣ変調の部屋」

デジタル方式では高速のデジタル信号を送信するため、アナログ方式に比べて周波数帯域が広くなる。高速デジタル信号をそのまま送信すると、広い無線周波数帯域を必要とし、所望の回線品質を満たすための送信電力が大きくなるだけでなく、妨害波による影響を受けやすくなる。また、所要無線周波数帯域を小さくするために６４ＱＡＭ（６４値直交振幅変調），１２８ＱＡＭ，２５６ＱＡＭ等の多値変調を行うと、多値のビット数が増えるに従って急速に受信誤り特性が劣化する。いずれにせよ、所望の回線品質を満たすために大きな送信電力が必要となる。このため、前述したように、ＣＯＤＥＣによる圧縮符号化を行って伝送するビット速度を低減する方式が採用されている。

しかしながら、ＣＯＤＥＣは回路規模が大きくコスト高になるだけでなく、符号化に伴う処理遅延が発生し、送受信間に相手方を介して戻る音声信号による深刻な残響音が発生する。このため、ＣＯＤＥＣに後続してエコーキャンセラを設け、残響音を抑圧することが行われている。エコーキャンセラは、相手から有効な音声信号が受信されないときに、自分の送信した音声信号のエコーから予測値を算出し、受信信号からその予測値を差し引くことによって受信信号に含まれるエコー成分を除去するものである。しかし、このエコーキャンセラも、ＣＯＤＥＣと同様に、回路規模が大きくコスト高になるという課題があった。

本発明は、ＣＯＤＥＣやエコーキャンセラを必要とせずに全二重通信が可能なデジタル方式の無線音声通信回路を提供することを目的としている。

本発明の無線音声通信回路は、送信音声信号のレベルの変化速度に応じて密度が変化する２値の連続した第１のデジタル粗密信号を生成するアナログ・デジタル変換手段と、前記第１のデジタル粗密信号を時分割フレームに圧縮するためにバッファに一旦書き込み、読出タイミング信号に従って一括して読み出す第１の速度変換手段と、送信時に前記読出タイミング信号を前記第１の速度変換手段に与え、該第１の速度変換手段から読み出された前記第１のデジタル粗密信号を含む送信フレームを構成する送信フレーム処理手段と、前記送信フレームに従って無線周波数信号をデジタル変調し、無線信号として相手装置に送信する変調手段と、受信時に前記相手装置から受信した無線信号を復調して受信フレームを出力する復調手段と、前記受信フレームに含まれる相手装置からの第２のデジタル粗密信号を抽出して書込タイミング信号と共に出力する受信フレーム処理手段と、前記第２のデジタル粗密信号を前記書込タイミング信号に従ってバッファに一旦書き込み、一定の速度で連続して読み出す第２の速度変換手段と、前記第２の速度変換手段から読み出された第２のデジタル粗密信号の高域成分を除去して受信音声信号を再生するデジタル・アナログ変換手段とを備えたことを特徴としている。

本発明では、送信音声信号のレベルの変化速度に応じて密度が変化する２値の連続したデジタル粗密信号を生成するアナログ・デジタル変換手段と、このデジタル粗密信号を時分割フレームに圧縮して送受信するための第１および第２の速度変換手段と、圧縮した時分割フレームをそのままデジタル変調して送受信するための変調手段および復調手段を備えている。これにより、ＣＯＤＥＣやエコーキャンセラ等の複雑な回路を必要とせずに、デジタル通信による全二重音声通信が可能になるという効果がある。

この発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、次の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、より完全に明らかになるであろう。但し、図面は、もっぱら解説のためのものであって、この発明の範囲を限定するものではない。

図１は、本発明の実施例１を示す無線音声通信回路の構成図である。
この無線音声通信回路は、送信する音声入力ＡＩを電気信号に変換するマイクロホン等の音響入力部１１を有し、この音響入力部１１で得られる電気信号がＬＰＦ（低域通過フィルタ）１２に与えられるようになっている。ＬＰＦ１２は、高周波成分による折り返し雑音を抑制するために、不必要な高域成分を除去するものである。ＬＰＦ１２の出力側には、ΔΣ変調部１３が接続されている。

ΔΣ変調部１３は、入力される信号レベルの変化速度に応じて密度が変化する１ビットのデジタル粗密信号であるパルス信号Ｓ１３を生成するものである。このΔΣ変調部１３は、例えば非特許文献１に記載されているように、パルス信号Ｓ１３を遅延させた信号を入力信号から差し引く加算器１３ａ、加算器１３ａの出力を積分する積分器１３ｂ、積分器１３ｂの出力を閾値と比較してパルス信号Ｓ１３を出力する比較器１３ｃ、及びパルス信号Ｓ１３を遅延させて加算器１３ａに与える遅延器１３ｄで構成されている。ΔΣ変調部１３には、例えば１２８ｋＨｚのクロック信号ＣＬＫが与えられ、入力信号のレベル変化速度が大きいほど論理値“１”の出現頻度が高くなるパルス信号Ｓ１３が、１２８ｋｂｐｓの速度で連続的に出力されるようになっている。パルス信号Ｓ１３は、速度変換部１４に与えられている。

速度変換部１４は、連続するパルス信号Ｓ１３を一定周期で時分割フレームの信号Ｓ１４に圧縮するもので、２つの送信バッファ１４ａ，１４ｂと、これらの送信バッファを選択信号ＳＬＡに従って交互に切り換えるためのセレクタ１４ｃ，１４ｄを有している。セレクタ１４ｃは、例えば４ｋＨｚの選択信号ＳＬＡが論理値“０”のときに、パルス信号Ｓ１３とクロック信号ＣＬＫを送信バッファ１４ａに与え、この送信バッファ１４ａにパルス信号Ｓ１３を送信用の音声データとして順次書き込むものである。またセレクタ１４ｃは、選択信号ＳＬＡが“１”のとき、パルス信号Ｓ１３とクロック信号ＣＬＫを送信バッファ１４ｂに与えるようになっている。送信バッファ１４ａ，１４ｂには、１２８ｋｂｐｓの速度でパルス信号Ｓ１３が１２５μｓの期間書き込まれるので、その容量は、それぞれ１６ビットである。

一方、セレクタ１４ｄは、選択信号ＳＬＡが“０”のときに、例えば３００ｋＨｚの読み出し用のタイミング信号を送信バッファ１４ｂに与え、この送信バッファ１４ｂに保持された音声データをこのタイミング信号に従って順次読み出すものである。またセレクタ１４ｄは、選択信号ＳＬＡが“１”のとき、タイミング信号を送信バッファ１４ａに与え、この送信バッファ１４ａに保持された音声データを読み出すようになっている。セレクタ１４ｄで読み出された音声データは、信号Ｓ１４として送信フレーム処理部１５に与えられている。また、読み出し用のタイミング信号は、この送信フレーム処理部１５からセレクタ１４ｄに与えられている。

送信フレーム処理部１５は、速度変換部１４の送信バッファ１４ａ，１４ｂから読み出した音声データ（信号Ｓ１４）と図示しない制御部から与えられる制御用の送信データＳＤＴ等から、例えば３００ｋＨｚの送信クロックＳＣＫに従って、送信用の時分割フレーム（送信フレーム）を構成するものである。送信フレーム処理部１５の出力側には、ＦＳＫ変調部１６が接続されている。ＦＳＫ変調部１６は、送信フレーム処理部１５から出力される送信フレームに従い、搬送波ｆｃをＦＳＫ変調して出力するものである。ＦＳＫ変調部１６の出力側は、送受切替スイッチ（ＳＷ）１７に接続されている。

送受切替スイッチ１７は、例えば８ｋＨｚの選択信号ＳＬＢに従って、送信と受信を切り換えるものである。選択信号ＳＬＢが“０”のとき、ＦＳＫ変調部１６の出力信号が、送受切替スイッチ１７を介してＢＰＦ（帯域通過フィルタ）１８に出力されるようになっている。ＢＰＦ１８は、使用無線周波数帯域を制限して不要な電波の放射や受信を阻止するもので、このＢＰＦ１８を介してアンテナ１９が接続されている。また、選択信号ＳＬＢが“１”のときには、アンテナ１９で受信されてＢＰＦ１８を通過した相手装置からの高周波信号ＲＦが、送受切替スイッチ１７を介してＦＳＫ復調部２０に与えられるようになっている。

ＦＳＫ復調部２０は、送受切替スイッチ１７を介して与えられるＦＳＫ変調された搬送波ｆｃを復調して、受信クロックＲＣＫと時分割フレーム(受信フレーム)を再生するものである。ＦＳＫ復調部２０の出力側には、受信フレーム処理部２１が接続されている。受信フレーム処理部２１は、ＦＳＫ復調部２０から与えられる受信フレームを分析して相手装置から送られてきた音声データと送信データを分離するものである。分離された送信データは受信データＲＤＴとして制御部に与えられ、音声データは例えば３００ｋＨｚの書き込み用のタイミング信号と共に速度変換部２２に与えられるようになっている。

速度変換部２２は、送信側の速度変換部１４と逆の処理、即ち圧縮された時分割フレームを伸張して連続するパルス信号Ｓ２２を生成するものである。速度変換部２２は、２つの受信バッファ２２ａ，２２ｂと、これらの受信バッファを選択信号ＳＬＡに従って交互に切り換えるためのセレクタ２２ｃ，２２ｄを有している。セレクタ２２ｃは、選択信号ＳＬＡが論理値“１”のときに、受信した音声データとタイミング信号を受信バッファ２２ａに与え、この受信バッファ２２ａに受信した音声データをバースト的に書き込むものである。またセレクタ２２ｃは、選択信号ＳＬＡが“０”のとき、音声データとタイミング信号を受信バッファ２２ｂに与えるようになっている。

一方、セレクタ２２ｄは、選択信号ＳＬＡが“０”のときに、クロック信号ＣＬＫを受信バッファ２２ａに与え、この受信バッファ２２ａに保持された音声データをこのクロック信号ＣＬＫに従って連続的に読み出すものである。またセレクタ２２ｄは、選択信号ＳＬＡが“１”のとき、クロック信号ＣＬＫを受信バッファ２２ｂに与え、この受信バッファ２２ｂに保持された音声データを読み出すようになっている。セレクタ２２ｄで読み出された音声データは、連続するパルス信号Ｓ２２としてＬＰＦ２３に与えられている。

ＬＰＦ２３は、連続するパルス信号Ｓ２２の高域成分を除去することにより、受信した音声信号を再生するもので、このＬＰＦ２３の出力側にスピーカ等の音響出力部２４が接続されている。音響出力部２４は、ＬＰＦ２３から出力される電気信号を音響信号である音声出力ＡＯに変換するものである。

図２は、図１の動作を示す信号波形図である。以下、この図２を参照しつつ、図１の動作を説明する。

速度変換部１４，２２には、４ｋＨｚの周期で交互に“０”，“１”に切り替わる選択信号ＳＬＡが与えられる。これにより、速度変換部１４では、送信バッファ１４ａ，１４ｂに対する書き込みと読み出しが１２５μｓ毎に切り換えられる。同様に、速度変換部２２では、受信バッファ２２ａ，２２ｂに対する書き込みと読み出しが１２５μｓ毎に切り換えられる。これらの速度変換部１４，２２におけるバッファの切り換えは、同じ選択信号ＳＬＡに同期して行われる。

一方、送受切替スイッチ１７には、選択信号ＳＬＡに同期した８ｋＨｚの選択信号ＳＬＢが与えられる。これにより、送受切替スイッチ１７によって６２．５μｓ毎に送信と受信の切り換えが行われる。また、ΔΣ変調部１３と速度変換部１４，２２には、１２８ｋＨｚのクロック信号ＣＬＫが連続して与えられている。

音声入力ＡＩは、音響入力部１１によって電気信号に変換され、ＬＰＦ１２で例えば４ｋＨｚ以上の高域成分が除去されてΔΣ変調部１３に与えられる。

電気信号に変換された音声信号は、ΔΣ変調部１３において、その信号レベルの変化速度に応じて密度が変化する１ビットのデジタル粗密信号であるパルス信号Ｓ１３に変換されて出力される。このパルス信号Ｓ１３のビット速度は、クロック信号ＣＬＫに対応しており、１２８ｋｂｐｓの連続信号である。そして、ΔΣ変調部１３から出力されるパルス信号Ｓ１３は、図２に示すように、音声入力ＡＩのレベル変化が大きいときに“１”となる頻度が高くなり、レベル変化が小さいときには“１”となる頻度が小さくなる。パルス信号Ｓ１３は、速度変換部１４へ与えられる。なお、ΔΣ変調部１３の動作は、図２における期間Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄに関係なく連続して行われる。

図２における期間Ａ，Ｂ、即ち選択信号ＳＬＡが“０”の期間、速度変換部１４のセレクタ１４ｃは送信バッファ１４ａ側に切り換えられている。これにより、連続するパルス信号Ｓ１３は送信用の音声データとして、クロック信号ＣＬＫに従って送信バッファ１４ａに実時間で連続して書き込まれる。また、速度変換部２２では、セレクタ２２ｄが受信バッファ２２ａ側に切り換えられている。これにより、受信バッファ２２ａに保持されている音声データがセレクタ２２ｄを介してクロック信号ＣＬＫに従って実時間で連続して読み出され、連続するパルス信号Ｓ２２としてＬＰＦ２３に与えられる。パルス信号Ｓ２２は、ＬＰＦ２３に与えられて高域成分が除去され、受信した音声信号が再生される。音声信号は、音響出力部２４によって音響信号に変換され、音声出力ＡＯとして出力される。

なお、この期間Ａ，Ｂでは、速度変換部１４のセレクタ１４ｄが送信バッファ１４ｂ側に切り換えられているので、この送信バッファ１４ｂは、セレクタ１４ｄを介して送信フレーム処理部１５に接続される。また、速度変換部２２のセレクタ２２ｃが受信バッファ２２ｂ側に切り換えられているので、この受信バッファ２２ｂは、セレクタ２２ｃを介して受信フレーム処理部２１に接続される。

期間Ａ、即ち選択信号ＳＬＡ，ＳＬＢが共に“０”である送信期間において、送信バッファ１４ｂに保存されている音声データは、送信フレーム処理部１５により、送信クロック信号ＳＣＫに従って高速でバースト的に読み出される。更に、送信フレーム処理部１５では、読み出された音声データに制御部から与えられる送信データＳＤＴが追加され、ヘッダーＨＤＲ等が付加されて送信フレームが生成される。送信フレームは、送信フレーム処理部１５からＦＳＫ変調部１６に出力される。

ＦＳＫ変調部１６では、送信フレーム処理部１５から与えられた送信フレームに従って搬送波ｆｃがＦＳＫ変調される。ＦＳＫ変調部１６の出力信号は、送受切替スイッチ１７を介してＢＰＦ１８に与えられ、このＢＰＦ１８で使用無線周波数帯域以外の周波数成分が除去され、アンテナ１９からパケット状の高周波信号ＲＦとして送信される。

期間Ｂ、即ち選択信号ＳＬＡが“０”で選択信号ＳＬＢが“１”である受信期間になると、送受切替スイッチ１７はＦＳＫ復調部２０側へ切り換えられ、アンテナ１９で受信された相手装置からのパケット状の高周波信号ＲＦが、ＢＰＦ１８と送受切替スイッチ１７を介してＦＳＫ復調部２０に与えられる。

ＦＳＫ復調部２０では、ＦＳＫ変調された搬送波ｆｃのパケット状の高周波信号ＲＦが復調され、受信クロックＲＣＫと受信フレームが再生されて受信フレーム処理部２１に出力される。受信フレーム処理部２１では、受信フレームが分析されて相手装置から送られてきた音声データと送信データが分離される。分離された送信データは受信データＲＤＴとして制御部に与えられ、音声データは速度変換部２２の受信バッファ２２ｂに、３００ｋＨｚのタイミング信号に従ってバースト的に書き込まれる。

図２の期間Ｃ，Ｄ、即ち選択信号ＳＬＡが“１”の期間では、速度変換部１４のセレクタ１４ｃは送信バッファ１４ｂ側に切り換えられ、速度変換部２２のセレクタ２２ｄは受信バッファ２２ｂ側に切り換えられる。これにより、ΔΣ変調部１３で生成された送信用の音声データ(パルス信号Ｓ１３)は、クロック信号ＣＬＫに従って送信バッファ１４ｂに実時間で書き込まれ、受信バッファ２２ｂに保持されている受信用の音声データは、クロック信号ＣＬＫに従って実時間で読み出される。このとき、速度変換部１４のセレクタ１４ｄは送信バッファ１４ａ側に切り換えられ、速度変換部２２のセレクタ２２ｃは受信バッファ２２ａ側に切り換えられている。

また、送信期間である期間Ｃには、送信バッファ１４ａに保存されている音声データが、送信フレーム処理部１５によってバースト的に読み出されて送信フレームが生成され、ＦＳＫ変調部１６でＦＳＫ変調されてパケット状の高周波信号ＲＦとしてアンテナ１９から送信される。

更に、受信期間である期間Ｄには、アンテナ１９で受信されたパケット状の高周波信号ＲＦがＦＳＫ復調部２０で復調され、受信フレーム処理部２１で受信フレームから音声データが分離されて、速度変換部２２の受信バッファ２２ａに書き込まれる。

このような期間Ａ〜Ｄの動作の繰り返しにより、デジタル無線通信を用いて音声を同時に送受信する全二重通信が行われる。

以上のように、この実施例１の無線音声通信回路は、音声信号を１ビットのデジタルデータに変換し、デジタル変復調によって無線回線を介して送受信するようにしている。これにより、従来のデジタル方式の無線音声通信回路に比べて、次のような利点がある。
（１） ΔΣ変調部１３で生成されたパルス信号Ｓ１３をそのまま２値のデジタル信号として変調して送信するので、音声信号を圧縮符号化するＣＯＤＥＣが不要となり、回路規模とコストの増加を抑制することができる。
（２） 音声信号の圧縮符号化を行わないので、通話品質に影響を与えるような遅延時間が生じず、エコーキャンセラが不要となる。これにより、回路規模とコストの増加を更に抑制することができる。
（３） 音声信号の圧縮符号化を行わないので、伝送路における伝送エラーによる通話品質の劣化に対する影響が少ない。

図３は、本発明の実施例２を示す無線音声通信回路の構成図であり、図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

この無線音声通信回路は、デジタル化した音声信号を、それぞれ異なる搬送波ｆａ，ｆｂを使用して連続して送受信するＦＤＤ（周波数分割多重）方式のものである。

この無線音声通信回路は、音声入力ＡＩを電気信号に変換するマイクロホン等の音響入力部１１を有し、この音響入力部１１で得られる電気信号がＬＰＦ１２を介してΔΣ変調部１３に与えられるようになっている。更に、ΔΣ変調部１３から出力されるデジタル粗密信号である連続したパルス信号は、ＦＳＫ変調部１６に与えられるようになっている。

ＦＳＫ変調部１６は、ΔΣ変調部１３から出力されるパルス信号に従い、搬送波ｆａをＦＳＫ変調して出力するもので、このＦＳＫ変調部１６の出力側は、不要な電波の放射を阻止するためのＢＰＦ２５を介して方向性結合器２６に接続されている。方向性結合器２６は、ＢＰＦ２５から与えられる高周波信号をアンテナ１９へ出力し、このアンテナ１９で受信された高周波信号をＢＰＦ２７へ出力するものである。

ＢＰＦ２７は、アンテナ１９で受信された高周波信号から使用無線周波数帯域である搬送波ｆｂの信号を取り出すもので、このＢＰＦ２７の出力側がＦＫＳ復調部２０に接続されている。ＦＳＫ復調部２０は、ＢＰＦ２７を介して与えられるＦＳＫ変調された高周波信号を復調して相手装置から受信したパルス信号を再生し、ＬＰＦ２３に与えるものである。ＬＰＦ２３は、連続するパルス信号の高域成分を除去することによって受信した音声信号を再生するもので、このＬＰＦ２３の出力側に音響出力部２４が接続されている。音響出力部２４は、ＬＰＦ２３から出力される電気信号を音響信号である音声出力ＡＯに変換するものである。

この無線音声通信回路では、音声入力ＡＩは音響入力部１１によって電気信号に変換され、ＬＰＦ１２で不要な高域成分を除去された後、ΔΣ変調部１３に与えられてデジタル粗密信号である連続したパルス信号に変換される。ΔΣ変調部１３で生成されたパルス信号はＦＳＫ変調部１６に与えられ、このＦＳＫ変調部１６において、送信用の搬送波ｆａがパルス信号に従って２値のＦＳＫ信号に変調される。ＦＳＫ変調された搬送波ｆａは、ＢＰＦ２５で不要な周波数帯域が除去され、方向性結合器２６を介してアンテナ１９から連続する搬送波ｆａの高周波信号として連続して送信される。

一方、アンテナ１９で受信された高周波信号は、方向性結合器２６を介してＢＰＦ２７へ与えられ、このＢＰＦ２７で所望の搬送波ｆｂの高周波信号が抽出されてＦＳＫ復調部２０に与えられる。ＦＳＫ復調部２０では、ＢＰＦ２７を介して与えられる高周波信号が復調されて連続するパルス信号が再生され、ＬＰＦ２３に与えられる。ＬＰＦ２３では、連続するパルス信号の高域成分が除去され、受信した音声信号が再生される。音声信号は音響出力部２４に与えられ、音響信号に変換されて音声出力ＡＯとして出力される。

以上のように、この実施例２の無線音声通信回路は、送信と受信にそれぞれ周波数の異なる搬送波ｆａ，ｆｂを用いて、音声信号を連続するパルス信号としてそのまま送受信するように構成している。これにより、実施例１と同様にＣＯＤＥＣやエコーキャンセラが不要であると共に、実施例１のように速度変換部やその制御部が不要になり、更に装置の簡素化が可能になるという利点がある。但し、制御用データの送受信が可能な構成にはなっていないので、制御用のデータを送受信する場合には、データの多重分離回路を追加する必要がある。

なお、本発明は、上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次のようなものがある。
（ａ） 例示したクロック信号ＣＬＫや選択信号ＳＬＡ，ＳＬＢの周波数は、通常の電話回線における音声信号の周波数帯域（３００〜３４００Ｈｚ）に対応するものであるが、所望の音声通信品質に応じて任意に変更することができる。
（ｂ） 変調方式はＦＳＫに限定されず、ＰＳＫ等も使用することができる。
（ｃ） ΔΣ変調部１３では、１ビットの連続するパルス信号Ｓ１３を出力しているが、２ビットの連続するパルス信号を出力するΔΣ変調部を用いることもできる。

本発明の実施例１を示す無線音声通信回路の構成図である。 図１の動作を示す信号波形図である。 本発明の実施例２を示す無線音声通信回路の構成図である。

符号の説明

１１ 音響入力部
１２，２３ ＬＰＦ
１３ ΔΣ変調部
１４，２２ 速度変換部
１５ 送信フレーム処理部
１６ ＦＳＫ変調部
１７ 送受切替スイッチ
１８ ＢＰＦ
１９ アンテナ
２０ ＦＳＫ復調部
２１ 受信フレーム処理部
２４ 音響出力部

Claims (2)

1. 送信音声信号のレベルの変化速度に応じて密度が変化する２値の連続した第１のデジタル粗密信号を生成するアナログ・デジタル変換手段と、
   前記第１のデジタル粗密信号を時分割フレームに圧縮するためにバッファに一旦書き込み、読出タイミング信号に従って一括して読み出す第１の速度変換手段と、
   送信時に前記読出タイミング信号を前記第１の速度変換手段に与え、該第１の速度変換手段から読み出された前記第１のデジタル粗密信号を含む送信フレームを構成する送信フレーム処理手段と、
   前記送信フレームに従って無線周波数信号をデジタル変調し、無線信号として相手装置に送信する変調手段と、
   受信時に前記相手装置から受信した無線信号を復調して受信フレームを出力する復調手段と、
   前記受信フレームに含まれる相手装置からの第２のデジタル粗密信号を抽出して書込タイミング信号と共に出力する受信フレーム処理手段と、
   前記第２のデジタル粗密信号を前記書込タイミング信号に従ってバッファに一旦書き込み、一定の速度で連続して読み出す第２の速度変換手段と、
   前記第２の速度変換手段から読み出された第２のデジタル粗密信号の高域成分を除去して受信音声信号を再生するデジタル・アナログ変換手段とを、
   備えたことを特徴とする無線音声通信回路。
2. 送信音声信号のレベルの変化速度に応じて密度が変化する２値の連続した第１のデジタル粗密信号を生成するアナログ・デジタル変換手段と、
   前記第１のデジタル粗密信号によって第１の無線周波数信号をデジタル変調して相手装置に送信する変調手段と、
   前記相手装置から受信した第２の無線周波数信号を復調して第２のデジタル粗密信号を出力する復調手段と、
   前記第２のデジタル粗密信号の高域成分を除去して受信音声信号を再生するデジタル・アナログ変換手段とを、
   備えたことを特徴とする無線音声通信回路。

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