JP2008175666A - 超音波流量計 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の超音波流量計は、繰り返し計測方法のため消費電力が大きいことや、また、１つの受信波形から複数のデータを取得する方法では十分な時間分解能が得られないという課題がある。さらに、受信波形の振幅が変化する場合は計測誤差が大きくなるという課題がある。
【解決手段】本発明は、上記課題を解決するために、調整可能なパルス７を用いて、時間分解能を向上させる。また、受信波数と受信点とを関係付けることにより、受信波形の振幅が変化する場合でも、受信手段５の増幅器の増幅度を一定にして計測できるので、計測誤差を低減できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、特に超音波によって流量を計測する超音波流量計に関するものである。

従来の超音波流量計としては、特許文献１に記載されたものがある。図１９は、特許文献１に記載されている従来の超音波流量計の第１の実施例を示す制御ブロック図である。

図１９において、流体管路１０４（流路とも呼ぶ）の途中に超音波を発信する第１振動子１０５（超音波センサとも呼ぶ）と受信する第２振動子１０６とが流れ方向に配置されている。１０７は第１振動子１０５への発信回路、１０８は第２振動子１０６で受信した信号の増幅回路で、この増幅された信号は基準信号と比較回路１０９で比較され、発信から受信までの時間をタイマカウンタのような計時手段１１０で求め、その超音波伝幡時間に応じて管路の大きさや流れの状態を考慮して流量演算手段１１１で流量値を求め、この流量演算手段１１１の値によって発信回路１０７のトリガ手段１１３への信号送出のタイミングを調節する。

次にその動作について述べる。トリガ手段１１３から発信回路１０７よりバースト信号を送出され第１振動子１０５で発信された超音波信号は、流れの中を伝幡して第２振動子１０６で受信され増幅回路１０８と比較回路１０９で信号処理され、発信から受信までの時間を計時手段１１０で計測する。

静止流体中の音をｃ、流体の流れの速さをｖとすると、流れに対して順方向の超音波の伝幡速度は（ｃ＋ｖ）となる。振動子１０５と１０６の間の距離をＬ、超音波伝幡軸と管路の中心軸とがなす角度をφとすると、超音波が到達する時間Ｔは、
Ｔ＝Ｌ／（ｃ＋ｖ・ｃｏｓφ） （１）
となり、（１）式より
ｖ＝（Ｌ／Ｔ−ｃ）／ｃｏｓφ （２）
となり、Ｌとφが既知ならＴを計測すれば流速ｖが求められる。この流速より流量Ｑは、通過面積をＳ、補正計数をＫとすれば、
Ｑ＝Ｋ・Ｓ・ｖ （３）
となる。

図２０は前記公報に記載されている従来の超音波流量計の第４の実施例を示す制御ブロック図であり、発信から受信を繰り返し手段１１５によって繰り返し設定手段１１６で設定された回数だけ繰り返し、さらに発振と受信の切り換えを切換手段１１７で行った後、同様に繰り返しを行う。すなわち発振回路１０７によって第１振動子１０５から超音波が発生し、この超音波を第２振動子１０６で受信し、増幅回路１０８を介し比較回路１０９に到達すると繰り返し手段１１６で再びトリガ手段１１３で発信回路１０７をトリガする。この繰り返しは繰り返し設定手段１１５で設定された回数だけ行われ、設定回数に達すると繰り返しに要した時間を計時手段１１０で計測する。しかる後、切換手段１１７により第１振動子１０５と第２振動子１０６の発信受信を逆に接続し、今度は第２振動子１０６から第１振動子１０５に向かって超音波を発信し前述と同様に到達時間を求め、この差を流量演算手段１１１で流量値を演算する。

静止流体中の音をｃ、流体の流れの速さをｖとすると、流れに対しての順方向の超音波の伝幡速度は（ｃ＋ｖ）、逆方向の伝幡速度は（ｃ−ｖ）となる。振動子１０５と１０６の間の距離をＬ、超音波伝幡軸と管路の中心軸とがなす角度をφ、繰り返し回数をｎとす
ると、順方向と逆方向のそれぞれの繰り返し時間Ｔ１，Ｔ２は、
Ｔ１＝ｎ・Ｌ／（ｃ＋ｖ・ｃｏｓφ） （４）
Ｔ２＝ｎ・Ｌ／（ｃ−ｖ・ｃｏｓφ） （５）
となり、（４）、（５）式より
ｖ＝ｎ・（Ｌ／２ｃｏｓφ）・（（１／Ｔ１）−（１／Ｔ２）） （６）
となり、Ｌとφが既知なら繰り返し時間Ｔ１，Ｔ２を計測すれば流速ｖが求められる。しかしながら繰り返し時間Ｔ１と繰り返し時間Ｔ２との差は流量が小さくかつ繰り返し回数が小さいときには極めて微小であり、正確に計ることが困難であるので計測回数を多く設定し誤差を比較的小さくし、流量が大きくなると繰り返し時間（Ｔ１−Ｔ２）の差も大きくなるので計測が容易になり、その場合には繰り返し設定の回数を小さくしてサンプリング間隔を速くして誤差を小さくする。

すなわち、流量演算手段１１１によって繰り返し設定手段１１５の回数を変更する。

この方法はシングアラウンド方式と呼ばれることがある。ここで、もう少しシングアラウンド方式を、図２１に示すようなシステムで詳しく述べることにする。同図は流体の流れる流路１２０に２つの超音波センサＡ１２１と超音波センサＢ１２２が、流路に対して角度φで配置されている。今、超音波センサＡ１２１から送信した超音波を、超音波センサＢ１２２で受信し、その超音波の伝播時間をシングアラウンド方法で計測する。流体の流れは矢印の方向で流速Ｖである。

図２２（ａ）は超音波センサＡ１２１への送信信号である。例えば、送信信号は超音波センサの共振周波数に近い５００ｋＨｚパルスの３波で構成される。与えられるパルスは３波であるが、これにより生じる超音波センサの機械振動は、３波以上継続して発生し、それが超音波となって流路内の媒体を伝播して、超音波センサＢ１２２で受信される。

図２２（ｂ）は超音波センサＢ１２２の受信信号である。超音波センサＢ１２２の受信信号は複数の波数を持つ波となっており、受信直後から振幅が増大し、図２２では４波目で振幅が最大となり、その後減衰する。さらにその後、振幅は増大と減衰を繰り返しながら消滅していく。図２２（ｃ）は時間計測手段のパルスを示したタイミングチャートである。時間計測手段は例えば、水晶発振子のように時間精度のよい素子を用いて得られたパルスが用いられる。

受信波形の検出について図２３を用いて詳細に説明する。図２３（ａ）は受信波形を示しており、受信の検出は、例えば受信波形の第２波と第３波のピーク値のおよそ中間になるような閾値（図では「ＬＥＶＥＬ１」と記載）を設け、この閾値を超えた信号があることで、それを受信信号とみなす。閾値は例えば基準値（図では「ＲＥＦ１」と記載）と第１波の中間や、第２波と第３波の中間にもうけることも可能ではあるが、閾値が低いため基準値に重畳するノイズを受信波と誤判断する確立が増えることになるので好ましくない。

閾値を超えた波形がくると受信波形と判断し、次にこの受信波形が基準値と交わるポイントＰ１を検出ポイントとする。送信信号から検出ポイントまでを時間計測手段を用いて計測する。図では、時間計測手段として水晶発振子で得られる時間精度の優れたパルス（図２３（ｂ））を用いている。実際の受信ポイントは図２３で示される（ＰＴ）であるので、（ＰＴ）から第３波（図２３の（Ｎｏ．３）で示される）までの時間は固定値（ＴＨ）として扱い、検出ポイント（Ｐ１）までの時間からこの固定値を差し引いて超音波の伝播時間を求める。

図２２に戻って、シングアラウンドによる計測方法について説明する。図２２（ａ）に
おいて超音波センサＡ１２１へ１回目の送信信号（５００ｋＨｚパルスの３波で、図２２では「１ｓｔ−Ｓ」と記載している）を与えると、図２２（ｂ）に示されるように、超音波の伝播時間Ｔ１後に超音波センサＢ２２が受信する。受信波は図２２で「１ｓｔ−Ｒ」と記載している。受信波の第２波と第３波との中間に設定された閾値により受信を検出したすぐ後の基準値と交わる点（検出ポイント（Ｐ１））を検出する。検出ポイントから定められた既知の時間である遅延時間ＴＤ後に、再び２回目の送信信号（２ｎｄ−Ｓ）を超音波センサＡ１２１に与える。このような動作をｎ回繰り返す。これをシングアラウンドの回数がｎ回であると呼ぶ。１回目の送信からｎ回後の検出ポイント（Ｐｎ）までに含まれるパルス数Ｎ_Ｃをカウントする。パルスの１周期がＴ（秒）とし、また、実際の受信ポイントＰＴから第３波までの時間は固定値ＴＨとして扱うと、全体の計測時間は式（７）のようになる。

Ｎ_Ｃ・Ｔ＝Ｔ_１＋Ｔ_２・・・＋Ｔ_ｎ＋ｎ・ＴＨ＋（ｎ−１）・Ｔ_Ｄ （７）
従って、平均的な超音波の伝播時間Ｔ_ＡＶＧは次式のようになる。

Ｔ_ＡＶＧ＝（Ｔ_１＋Ｔ_２・・・＋Ｔ_ｎ＋ｎ・ＴＨ）／ｎ
＝（Ｎ_Ｃ・Ｔ−ｎ・ＴＨ−（ｎ−１）・Ｔ_Ｄ）／ｎ
＝Ｎ_Ｃ・Ｔ／ｎ−ＴＨ−（ｎ−１）・Ｔ_Ｄ／ｎ （８）
式（８）右辺第１項のＴ／ｎはパルスの周期がシングアラウンド回数ｎで割られているので、見かけのうえでは周期Ｔのパルスが周期Ｔ／ｎになり、時間分解能が細かくなっている。このように周期Ｔのパルスを使用して時間分解能をＴ／ｎにする計測手法がシングアラウンドである。

このようにシングアラウンド計測には時間分解能を上げる効果があるが、その他に次のような効果もあると考えられる。１回目の受信波にノイズが重畳し、検出ポイントが真の検出ポイントからずれて判断されても、２回目、３回目以降の検出ポイントが正確に検出できていれば、１回目の誤差は平均化することで影響が小さくなる。すなわちシングアラウンドには平均化の効果もある。

また、特許文献２には、超音波を用いて高精度な超音波伝播時間の計測を短時間で、かつ、低消費電力で行う計測方法が記載されている。

これは図２４に示されるように、超音波信号を送受信する振動子１２５と振動子１２５の交流受信信号を複数周期にわたって閾値と比較する比較手段１２９と、振動子１２５の送信から比較手段１２９による検出ごとの複数の伝播時間を計測する計時手段１３１と、計時手段１３１の計時値の平均値より伝播時間を算出する時間演算手段１３２とを備えたものである。これによって１回の超音波送受信によって何度も比較手段で比較を行った計測値が得られるので、その平均値を求めることによって高精度な伝播時間の計測値が短時間で得られ、低消費電力で計測を行うことができるように記載されている。

さらに、この方法はシングアラウンド（特許文献２に記載のものでは、「流量精度を高めるために何度も繰り返して計測を行う」方法と表現されている）の方法に比べ、低消費電力になるとも記載されている。

前述したように、シングアラウンドによる計測方法は、パルスの周期Ｔを時間計測手段として用い、Ｔ／ｎ（ｎはシングアラウンドの回数）の時間分解能を得ることと、ｎ回の受信を繰り返すことで、平均化効果がある。特許文献２に記載の発明は、１回の受信で多数のデータを取得することで、シングアラウンド方式の平均化効果と同等な効果を得ようとするものである。同公報ではシングアラウンドによる計測方法のもう一つの効果である、周期Ｔのパルスでそれよりも細かい時間分解能を得るような、時間分解能を高める効果
もあると記載されている。

シングアラウンドによる計測方法について、以下にさらに詳しく述べる。

図２５に示された超音波流量計１３５は回路１３６の電源に電池１３７が用いられる。電池には数本の単二サイズ相当のリチウム電池などが用いられる。超音波流量計は電池の交換なしで１０年間の動作が要求されるため、回路には特に低消費電力化が必要とされる。そこで、超音波の送受信で、その伝播時間を計測する回路動作は間欠で行われる。例えば、図２２を用いて説明したシングアラウンドの方式を用いる場合を例にする。超音波センサＡ１２１から超音波を送信して、超音波センサＢ１２２で受信する場合の超音波の伝播時間を求めるシングアラウンドの一連の動作をパケットＡと呼ぶことにする。パケットＡの長さは、
Ｔ１がおよそ１８０μｓｅｃ（μｓｅｃは１０^−６秒）、ＴＨがおよそ１５μｓｅｃ、ＴＤがおよそ１５０μｓｅｃ、シングアラウンドの回数を１０回とすると、概算で、３．３ｍｓｅｃ（ｍｓｅｃは１０^−３秒）程度となる。

次に、超音波センサＢ１２２から超音波を送信して、超音波センサＡ１２１で受信する場合の超音波の伝播時間を求めるシングアラウンドの一連の動作をパケットＢと呼ぶことにする。流体の流れがない場合は、パケットＢの長さも、パケットＡと同様に、約３．３ｍｓｅｃとなる。１回のパケットＡとパケットＢの組を１計測と呼ぶことにする。

１回のパケットＡとパケットＢ（すなわち１計測）からそれぞれ、超音波の伝播時間Ｔ１とＴ２が求まり、両者の差から流量が算出される。これらの時間関係は図２６に示される。図２６（ａ）はパケットＡを示し、図２６（ｂ）はパケットＢを示す。パケットＡとパケットＢの間隔は、４ｍｓｅｃ、パケットＡおよびパケットＢの間隔は２ｓｅｃ（ｓｅｃは秒）の間欠動作となっている。

このような方法で計測すると、２秒に１回の流量データが得られる。今、流体の流れがなく、温度も安定した環境で、このような計測を１０００計測行い、流量データを１０００個得る。この１０００個のデータの度数分布を求めた結果を図２７（ａ）から図２７（ｄ）に示す。各図の横軸は単位時間当たりの流量（単位はＬ／ｈ、Ｌはリッター、ｈは時間）を示し、縦軸は度数を示している。図２７（ａ）はシングアラウンド回数が２回のときの度数分布、図２７（ｂ）は８回、図２７（ｃ）は３２回、図２７（ｄ）は９９０回のときのデータで、いずれも正規分布に近い分布を示している。図２７（ａ）から図２７（ｄ）における棒グラフの間隔（図ではＳ２、Ｓ８、Ｓ３２、Ｓ９９０で示される）と、全データの平均値（図ではＡ２、Ａ８、Ａ３２、Ａ９９０で示される）をまとめた表を図２８に示す。棒グラフの間隔の大きさはシングアラウンド回数、すなわち分解能に依存する。シングアラウンド９９０回では、間隔は０．００５（Ｌ／ｈ）以下にすることができる。シングアラウンド回数が少なくなるほど、時間の分解能が低下し、棒グラフの間隔が大きくなる。平均値は何れも０．９程度である。（これらのデータは実測値であるので、回路のオフセットが存在し流量ゼロの状態でも計測による平均値は完全にゼロにはならない）。また、標準偏差はシングアラウンド回数が多く分解能がよくなるほど小さくなる。

１計測目、２計測目、３計測目・・・と、それぞれの計測回数ごとに、それまでのデータで平均値をとりながら、平均値（図では「Ａｖｅｒａｇｅ」と記載している）に接近していく様子を図２９に示す。図２９は横軸が計測回数、縦軸が流量である。シングアラウンド回数が多いほど少ない計測回数で、平均値（Ａｖｅｒａｇｅ）に近づくことがわかる。計測回数はすなわち計測に要する時間と等価であるので、シングアラウンド回数が多いほど短い時間で、平均値（Ａｖｅｒａｇｅ）に近づけることになる。

ある流体計測で、シングアラウンド回数を何回に設定するかは、必要な計測精度や、どの程度ばらつき範囲を許容するか、またどの程度の時間で計測が必要かで決められる。たとえば０．７５（Ｌ／ｈ）の精度を得たい場合は、図２８で示される間隔が０．７５（Ｌ／ｈ）以下に相当するシングアラウン回数８回以上が必要であることがわかる。また、必要な計測回数については、ばらつきの大きさＤＩＳが、計測回数ｎと標準偏差σとの間に、
ＤＩＳ＝σ／√ｎ （９）
の関係があるので、ＤＩＳを０．７５（Ｌ／ｈ）にするためには、例えばシングアラウンド８回の標準偏差σは図２８から３．６２となるので、ｎを求めると約２４回となる。

また、ばらつきを３σ以内にしたい場合は、前式でσ→３×σとおいて求めればよいので、計測回数ｎは約２１０回となる。２秒に１回の計測であれば、２１０回の計測に４分必要となる。この計測に要する時間が長すぎて問題になるときは、シングアラウンド回数を増やすか、または、２秒に１回の計測を、例えば１秒に１回の計測にする方法がある。

いずれにしても、シングアラウンド回数を増やすか、計測時間を長く取るかの選択になるので、消費電力の増大になる。
特開平８―１２２１１７号公報 特開平１０−３０９４７号公報 特開２００４−１４４７００号公報

しかしながら、前記従来の構成では以下のような課題がある。

特許文献１（シングアラウンドによる計測）の構成では、繰り返し計測を行うので、消費電力が大である。また、特許文献２に記載されている方法であっても大きな低消費電力化は見込めないという課題がある。

これは、同文献ではシングアラウンドによる計測方法のもう一つの効果である分解能を高める効果があるが、これは１回の受信で得るデータ数で分解能が決まる。超音波センサの受信信号は、前述したように複数の波数を持つ波となっており、受信直後から振幅が増大し、その後減衰する。さらにその後、振幅は増大と減衰を繰り返しながら消滅していく。このような波形のため、１回の受信で多くのデータを得ようとしても、得られるデータ数には限界があり、十分な分解能の向上は望めないという課題がある。

特に、式（６）で示されるように、時間差（（１／Ｔ１）−（１／Ｔ２））から流速を求め流量を計算する方法では、第１振動子１０５から発信し、第２振動子１０６で受信した受信波形と、第２振動子１０６から第１振動子１０５に向かって超音波を発信したときの受信波形が、流速のない場合は完全に一致することが必要である。これら２つの受信波形が一致する条件は、特許文献３に詳しく述べられているが、受信回路のインピーダンスは理想的なゼロにはならないので、２つの受信波形はわずかにずれている。このずれは、複数の波を持つ受信波形の中で、後の波になるほど大きくなる傾向がある。

これは、送信は規定の周波数、例えば５００ｋＨｚの３波を与えても、振動子は自己共振周波数を持つために、その周波数で振動しようとするが、２つの振動子の特性は、完全に一致しないため、それぞれの受信波形にはズレが生じるようになるからである。従って、計測精度に悪影響を及ぼさないことを考慮すると、受信波形の１波目から５波目くらいまでが許容範囲となるので、特許文献２に記載されている方法であれば、１回の受信で多くのデータを得ようとしても、５波目までで得られるデータ数に限られる。

このため、必要な時間分解能を得るためには、周期の小さいパルスを用いることが必要となる。このパルスは、水晶発振子やリングオシレータを用いて構成することが考えられる。パルスの周期と消費電力の関係は相反する関係にある。回路を構成するトランジスタなどにふくまれるコンデンサなどの単位時間当たりの充放電回数は、パルス周期が小さくなるほど（言い換えれば、パルス周波数が高くなるほど）増大し、充放電による電流は抵抗を通るので電力消費は増大する。従って、特許文献２に記載されている方法であっても大きな低消費電力化は見込めない。

前記従来の課題を解決するために、本発明の超音波流量計は、調整可能なパルスの周期の異なるパルスで計測された複数のデータを平均化することで、計測の時間分解能を高める。

あるいは、調整可能なパルスは、送信信号が発生されるのと同期し、また受信信号の到達する付近での周期は同じであるが、受信信号と交わるタイミングが変わるように、超音波の伝播時間中に周期が変わるようにし、このような方法で得られた複数のデータを平均化することで、計測の時間分解能を高める。

本発明の超音波流量計は、計測に必要な分解能と測定ばらつきを、低消費電力で実現できるという効果がある。

第１の発明は、流体が通る流路と、流路内の媒体に超音波を発生する送信側超音波センサと、媒体を伝播する超音波を受信する受信側超音波センサと、送信側超音波センサに信号を送信する送信手段と、受信側超音波センサから信号を受信する受信手段と、送信から受信までの時間を計る時間計測手段を備え、時間計測手段は、基準パルスと、調整可能なパルスと、前記パルスを数えるカウンタからなる。これにより調整可能なパルスの異なる周期またはタイミングで得られる複数のデータの平均値を見ると、調整可能なパルスの設定された周期よりも、小さい時間間隔でデータが得られ、分解能を高めることができるようになる。

第２の発明は、調整可能なパルスを基準パルスと比較して、調整可能なパルスの周期の情報を得るようにすることで、調整可能なパルスは計測の全領域、または一部の領域で、そのパルス周期を変えても、その部分の時間を正確に得ることができる。

第３の発明は、調整可能なパルスが、発振器とそれを制御するスタート制御回路からつくり、前記スタート制御回路での前記発振器のスタート状態を調整可能なものとすることで、パルスの周期を調整することができる。

第４の発明は、時間計測手段による時間計測が、１つの受信信号から複数の時間計測データを取得するようにする。

これにより、計測のための時間分解能をさらに高めることができる。また、計測ばらつきを低減できる。

第５の発明は、調整可能なパルスの周期が、送信手段が超音波センサに与える送信信号の周期と一致しないような周期に設定する。周期が一致すると、１つの受信信号から複数の時間計測データを取得する場合に、平均化効果を高めることができないので、このよう
な無駄な計測を省くことができる。

第６の発明は、時間計測の分解能が、１つの受信信号から得る時間計測データ数で調整する。時間分解能は、調整可能なパルスの周期を調整することでも変えることができる。しかしながら計測回数を低減する場合、調整可能なパルスの周期を変えられる回数が減るので、分可能やばらつきが悪くなる。このとき、１つの受信信号から得る時間計測データ数を調整すれば、１計測について、分解能を変えることができるので、分可能やばらつきが悪くなる分を補うことができる。

第７の発明は、計測回数が、流体の流量に応じて調整するようにする。流用が大な場合は、時間計測の細かい分解能は必要としないので、計測回数の低減が可能であり省電力ができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における超音波流量計の構成を示すブロック図である。

流体が導かれる流路１に超音波センサＡ２と超音波センサＢ３がある。２つの超音波センサは回路に接続される。回路は超音波センサに与える送信信号つくる送信手段４と、超音波センサからの信号を受信する受信手段５を有する。受信手段５には増幅手段が含まれる。超音波センサＡ２から発生された超音波は、超音波センサＢ３で受信される。このとき、超音波の伝播に要した時間をＴ１とする。

反対に、超音波センサＢ３から発生された超音波を超音波センサＡで受信する。このとき、超音波の伝播に要した時間をＴ２とする。Ｔ１とＴ２から流体の流量が計算される。従って、超音波センサＡ２と超音波センサＢ３は、送受信の役割を順番に入れ替える必要がある。そこで、切り替え手段１２で、超音波センサＡ２とＢ３の接続を、それぞれ送信手段４と受信手段５とに振り分ける。

受信手段５で受信された受信信号は、時間計測手段６で超音波の伝播時間Ｔ１、Ｔ２を求める処理がなされる。時間計測手段６は基準パルス７と、調整可能なパルス８と、カウンタ９を有する。

基準パルス７と、調整可能なパルス８と、受信信号とのタイミングの関係を図２に示す。図２（ａ）から図２（ｄ）の横軸は時間を示し、すべて時間軸は同じである。また、縦軸は電圧を表すが、それぞれの図で、軸の大きさは異なる。

図２（ａ）は基準パルスで、高精度が得られる水晶発振子を用いる。図２（ｂ）は調整可能なパルスである。調整可能とは、パルスの周期が計測期間の部分的、または、全体に渡って変えられることを意味する。図２（ｃ）は送信手段４からの送信信号である。この信号は、基準パルスと、調整可能なパルスのスタートに同期している。また、この信号の周波数は超音波センサの持つ共振周波数に近い周波数が選択される。

図２（ｄ）は超音波センサＡ２、または超音波センサＢ３からの信号を受信手段５で受信し、受信手段５から出力された信号で、これを受信信号と呼ぶ。受信信号の例えば、ポイントＰ１までの調整可能なパルスの数ｎをカウンタで数えることで、超音波の伝播時間を計測する。受信点Ｐ０が本来の超音波の到達点であるので、Ｐ１点の値に補正（超音波周波数を、送信信号周波数と等しいとして、送信信号の２．５周期分の値を引く）を加え
て、Ｐ０点の値を求める。

調整可能なパルスは、例えば、基準パルスの半周期（図では「Ｔ（１／２）」と記載している）の期間に調整可能なパルスがいくつ入るかを数えることで得られる。基準パルスは高精度な水晶発振子を用いているので、その周期は既知である。このようにして、超音波センサＡから送信して、超音波センサＢで受信するまでの伝播時間Ｔ１を求め、次に超音波センサＢから送信して、超音波センサＡで受信するまでの伝播時間Ｔ２を求めて、両者から１つの流量値を得る。

次に調整可能なパルスの作用について説明する。図３（ａ）は基準パルス、図３（ｂ）は調整可能なパルスを示しており、図３（ｂ）にはタイミングがわかるように受信信号を重ねて記載している。超音波センサに与えられる送信信号は、調整可能なパルスと同期して発生される。基準パルスの半周期の中に、調整可能なパルスはハイとローの状態を別個に数えると３０個入っている。また、受信信号のポイントＰ１までの調整可能なパルスの数は、６７個である。今、基準パルスの半周期を１２５ｎｓｅｃ（ｎｓｅｃは１０^−９秒）とすると、調整可能なパルスの半周期は１２５ｎｓｅｃ÷３０個≒４．１６ｎｓｅｃとなるので、ポイントＰ１までの時間は、４．１６ｎｓｅｃ×６７個≒２７８．７２ｎｓｅｃとなる。

流体の状態が同じときに、調整可能なパルスの周波数を変えた状態を図４に示す。

図４（ａ）は基準パルス、図４（ｂ）は調整可能なパルスを示しており、図４（ｂ）にはタイミングがわかるように受信信号を重ねて記載している。基準パルスの半周期の中に、調整可能なパルスはＨｉとＬｏの状態を別個に数えると３６個入っている。また、受信信号のＰ１までの調整可能なパルスの数は、７９個である。今、基準パルスの半周期を１２５ｎｓｅｃとすると、調整可能なパルスの半周期は１２５ｎｓｅｃ÷３６個≒３．４７ｎｓｅｃとなるので、Ｐ１までの時間は、３．４７ｎｓｅｃ×７９個≒２７４．１３ｎｓｅｃとなる。

このようにして、ある１つの真値を持つポイントＰ２の伝播時間を計算から求めると、図５のようになる。図５のI真値はポイントＰ２の真値、IIは調整可能なパルスの周期（基準パルスの半周期に含まれるパルスの数から求められる）、IIIは受信信号までのパルスの数、IVはIIIのパルス数とIIの調整可能なパルス周期から計算されるポイントＰ１までの伝播時間、VはIVとIの差の絶対値である。Ｎｏ．１からＮｏ．１１は調整可能なパルスの周期を４．１６μｓｅｃで、Ｎｏ．１２からＮｏ．２２は調整可能なパルスの周期を３．４７μｓｅｃで、Ｎｏ．２３からＮｏ．３３は調整可能なパルスの周期を３．０５μｓｅｃにしている。

図５をみると、同じ「Ｉ真値」の値に対して「Ｖ真値との差」が小さくなる「II調整可能なパルスの半周期」が存在することがわかる。例えば、「Ｉ真値」の値２８０に対しては、「V真値との差」が最も小さい値（１．２８）になる「II調整可能なパルスの半周期」は４．１６である。

また、「Ｉ真値」の値２８１に対しては、「Ｖ真値との差」が最も小さい値（０．４）になる「II調整可能なパルスの半周期」は３．０５である。

反対に、「Ｉ真値」の値２８１に対しては、「II調整可能なパルスの半周期」が４．１６で計測すると、「Ｖ真値との差」は２．２８である。

また、「Ｉ真値」の値２８０に対しては、「II調整可能なパルスの半周期」が３．０５
で計測すると、「Ｖ真値との差」は２．４５である。

このように、誤差を小さくすることを考える場合、真値に対して、使用する最適な「II調整可能なパルスの半周期」は存在するが、もともと真値は不明なものなので、使用する最適な「II調整可能なパルスの半周期」をあらかじめ決めておくことはできない。
そこで、平均値を取る。図６はこれを示した表である。例えば、図５の「Ｉ真値」が２８０で、調整可能な「IIパルスの半周期」が４．１６と３．０５（Ｎｏ．１とＮｏ．２３）の「IVパルス数から求めた受信信号までの時間」の平均値１．８６５を図６の「平均値」のところに示している。同図の「真値との差」は真値と平均値との差を絶対値で記載している。このようにすれば、最適な「IIパルスの半周期」で測定した場合と、そうでない場合とで平均化されるので、その値は、最適でない「IIパルスの半周期」で測定した場合の値よりも小さいものにすることができる。

図５にもどり、「IIパルスの半周期」が４．１６のＮｏ．１からＮｏ．１１のデータをみると、「Ｉ真値」が４．１６よりも大きく変わらないと、「III受信信号までのパルス数」が変わらない。これは分解能を表している。分解能は４．１６である。さらに、「V真値との差」は最大４．１２となっている。

また、「IIパルスの半周期」が３．０５のＮｏ．２３からＮｏ．３３のデータをみると、「Ｉ真値」が３．０５よりも大きく変わらないと、「III受信信号までのパルス数」が変わらない。分解能は３．０５である。さらに、「Ｖ真値との差」は最大２．４５となっている。

図７は、「IVパルス数から求めた受信信号までの時間」の度数分布を示したもので、横軸は、時間（μｓｅｃ）で、縦軸は個数である。IIパルスの半周期」が４．１６のＮｏ．１からＮｏ．１１のデータを用いている。棒グラフの間隔はデータの四捨五入の影響があるので、４μｓｅｃから５μｓｅｃである。同様に図８は「IIパルスの半周期」が３．０５のＮｏ．２３からＮｏ．３３のデータを用いた度数分布を示したもので、棒グラフの間隔は３μｓｅｃである。この間隔は分解能を表している。

ところが、図６の「平均値」のデータを用いて、同様に度数分布を表すと、図９のようになり、３μｓｅｃ間隔の棒グラフの間に、部分的に「IIパルスの半周期」が４．１６のときと、３．０５のときの差１．１１に相当する１μｓｅｃ間隔での棒グラフが存在するようになり、見かけ上、分解能が小さな値になっている。

図１０は、「平均値」を図５で示される、「IIパルスの半周期」が４．１６のＮｏ．１からＮｏ．１１のデータと、３．０５のＮｏ．２３からＮｏ．３３のデータと、３．４７のＮｏ．１２からＮｏ．２２のデータすべてを用いて求め、それを度数分布に表した図である。図９と比べ、棒グラフの間隔が、よりよく埋められていることがわかる。

このように、調整可能なパルスの周期を少しずつ変えて計測していくと分解能を細かくしていくことができる。実際の計測では、「背景技術」でも述べたように、回路には特に低消費電力化が必要とされるので、超音波の送受信で、その伝播時間を計測する回路動作は間欠で行われる。「背景技術」と同様に、超音波センサＡ２から超音波を送信して、超音波センサＢ３で受信する場合の超音波の伝播時間を求める一連の動作をパケットＡと呼ぶことにする。

次に、超音波センサＢ３から超音波を送信して、超音波センサＡ２で受信する場合の超音波の伝播時間を求める一連の動作をパケットＢと呼ぶことにする。１回のパケットＡとパケットＢの組を１計測と呼ぶことにする。１回のパケットＡとパケットＢからそれぞれ
、超音波の伝播時間Ｔ１とＴ２が求まり、両者の差から流量が算出される。これらの時間関係は図２６に示されるものと同等である。本発明では、この１計測ごとに、調整可能なパルスの周期をわずかずつ変えながら測定を行う。

（実施の形態２）
分解能を細かくするために、調整可能なパルスの周波数を変化させることは有効であるが、これは受信信号と調整可能なパルスの交わる点を微妙にずらしていることになる。そこで、図１１に示すように、調整可能なパルスの周波数を部分的に変化させることでも同様な効果が得られる。図１１（ａ）は基準パルス、図１１（ｂ）は調整可能なパルスを示しており、図１１（ｂ）にはタイミングがわかるように受信信号を重ねて記載している。図１１（ｃ）も調整可能なパルスであるが、図１１（ｂ）が周期一定なのに対して期間Ｓだけが周期が短くなっている。

このようにしても、図１１（ｃ）の受信信号のＰ１と交差する調整可能なパルスの位置は図１１（ｂ）と異なる位置にすることができる。周期が変化する期間Ｓは基準パルスの半周期ないであるので、この部分の時間は基準パルスの時間を用い、周期が変化した後の調整可能なパルスの周期は、基準パルスの次の半周期でカウントしてもとめることができる。

このようにすれば、受信信号と調整可能なパルスの交わる点を微妙にずらし分解能を細かくすることができる。

調整可能なパルスをつくるのは、水晶発振子やセラミック発振子やリングオシレータを用いることができる。水晶発振子は高精度であるが、安定するまで数十ｍｓｅｃ必要であり、また、セラミック発振子は水晶より安定するまでの時間は短いが精度が劣るといった特徴がある。このような安定発振までの変化を利用することができる。これは図１１（ｃ）で示された期間Ｓに、発振子の安定発振までの過渡状態を持ってくる方法である。過渡状態は温度によって変化するので、動作回数や周囲温度によって自然に安定発振までの時間がランダムに変わり、受信信号と調整可能なパルスの交わる点を微妙にずらすことができる。

しかしながら、積極的にこの過渡状態を制御できることが望ましい。このために図１２に示すように、調整可能なパルス８を発振器１３と、スタート制御回路１４とで構成し、調整可能なパルスの過渡状態を制御する。スタート制御回路１４としては、米国特許明細書第６８１９１９５号に示されるような方法を用いて、その一部を制御し安定発振までの時間を変化させる方法がある。

（実施の形態３）
図１３（ａ）は超音波センサＡ２に与える送信信号、図１３（ｂ）は超音波センサＢ３で受信した受信信号、図１３（ｃ）は調整可能なパルスを示している。図１３は受信信号から複数のポイントＰ１からＰ７で、調整可能なパルスの数をカウントして、それらの平均を取り、補正を加えることで、伝播時間Ｔ１を求めるようにしている。ポイントＰ１からＰ７は、それぞれ調整可能なパルスの異なるタイミングで交わるので、時間の分解能が細かくなると同時に、複数のデータの平均をとるので、平均化の効果も得られる。分解能や平均化効果は、ポイントの数で調整が可能である。この点は背景技術で述べた内容と同等であるが、調整可能なパルスによるカウントでさらに、分解能を細かくすることが可能となる。

前述したように、実際の計測では特に低消費電力化が必要とされるので、超音波の送受信で、その伝播時間を計測する回路動作は間欠で行われる。「背景技術」と同様に、１回
のパケットＡとパケットＢの組を１計測と呼ぶことにする。１回のパケットＡとパケットＢからそれぞれ、超音波の伝播時間Ｔ１とＴ２が求め、両者の差から流量が算出するようにする。また、背景技術と同様に、２秒に１回の流量データを得るようにする。これらの時間関係は図２６に示されるものと同等である。本発明では、この１計測ごとに、調整可能なパルスの周期をわずかずつ変えながら測定を行う。調整可能なパルスの中心周期は、「背景技術」で述べたシングアラウンド方式で用いているパルスの周期Ｔと同等とし、この調整可能なパルスの周期を変化させる範囲は、中心周期（Ｔと同等）の数％以内とする。

このような方法で計測した結果を図１４から図１７に示す。図１５から図２０は、２秒に１回の割合で１０００個の流量データを得たものを度数分布で示したもので、横軸は流量、縦軸はデータ個数である。図１５（ａ）は受信信号から８つのポイントで、調整可能なパルスをカウントして求められた流量データを用いたもので、図１５（ｂ）は横軸の目盛りを拡大した図である。図１６（ａ）、（ｂ）は同様に、受信信号から４つのポイントで、調整可能なパルスをカウントして求められた流量データを用いたもので、図１７（ａ）、（ｂ）は同様に、受信信号から１のポイントで、調整可能なパルスをカウントして求められた流量データを用いたものである。

そして、図１４は図１５から図１７で示される度数分布の間隔（図ではＷＮ１、ＷＮ４、ＷＮ８と記載されている）と各度数の平均値ＡＮ１、ＡＮ４、ＡＮ８を示した表である。図１４に示されるように、検知ポイント数が多くなるほど、度数分布の間隔（分解能を表している）は細かくなっている。また、検知ポイント数１のときの間隔ＷＮ１は０．０６で、標準偏差は０．７２で、これは「背景技術」のシングアラウンド方式による結果である図２１のシングアラウンド２回に比べ、格段に良くなっている。検知ポイント数１はシングアラウンド１回とほぼ同じ消費電力となると考えられる。検知ポイント数１での分解能は、シングアラウンド８回から３２回の間に相当すると考えられる。これは調整可能なパルスによる効果である。

また、実用的なシングアラウンド回数は３２回なので、これに相当する検知ポイント数は４程度と考えられる。シングアラウンド３２回を行う方法に比べ検知ポイント数４個で計測する方法は格段に消費電力を低減することができる。

ここで、一点注意すべきことは、調整可能なパルスの周期を受信信号の周期の整数倍にならないようにすることである。これは図１８に示すように、受信信号１５の周期と、調整可能なパルス１６の周期が整数倍になると、複数の検知点Ｐ１からＰ６で、調整可能なパルスと交わるタイミングにズレが生じないため、分解能の改善につながらないからである。

高分解能は流量の少ない状態のときに要求される。例えば、家庭用のガス流量計用途では微小な漏洩の有無を判断する場合、３Ｌ／ｈ以上か３Ｌ／ｈ未満かを見極めることが必要になることがある。家庭用用途では１日、あるいは１か月の間で、ガス使用が０になることが頻繁に生じ、反対に、０になることがない場合は、漏洩が危惧される。このように漏洩の判断になるのが３Ｌ／ｈである。３Ｌ／ｈ未満は０Ｌ／ｈとみなして、１か月の間でどのくらい０Ｌ／ｈの期間があったかで漏洩の有無の判断をする。

このため、このような０を含む微小流量時には高分解能が必要であるが、給湯器、ファンータ、ガステーブルなどが使用されている大流量時にはこのような高分解能は必要としない。そこで、流量がある程度ある場合は、検知ポイント数を４個から１個にするなど、検知ポイント数を減らして計測動作を軽減し、省電力化を行なうことができる。

以上のように、本発明にかかる超音波流量計は、超音波センサの受信波形の振幅変化がある場合でも適確な超音波の伝播時間計測が行え、かつ、必要な計測分解能を低消費電力で得ることができるので、広い流量領域にわたり正確な計測が要求される、天然ガスや液化石油ガスの流量を計測する業務用や家庭用の超音波式ガス流量計測装置（ガスメータ）の用途に展開できる。

本発明の超音波流量計の構成を示すブロック図 本発明の超音波流量計の波形図 本発明の超音波流量計の波形図 本発明の超音波流量計の波形図 本発明の超音波流量計の理論を説明するための伝播時間の真値，調整可能なパルスの半周期，パルス数から求めた受信信号までの時間，真値との差の相関図 本発明の超音波流量計の理論を説明するための伝播時間の真値，パルス数から求めた受信信号までの平均時間，真値との差の相関図 本発明の超音波流量計の理論を説明するための度数分布グラフ 本発明の超音波流量計の理論を説明するための度数分布グラフ 本発明の超音波流量計の理論を説明するための度数分布グラフ 本発明の超音波流量計の理論を説明するための度数分布グラフ 本発明の超音波流量計の波形図 本発明の超音波流量計の時間計測手段の構成を示すブロック図 本発明の超音波流量計の波形図 本発明の超音波流量計の特性を表した相関図 本発明の超音波流量計で計測したデータの度数分布グラフ 本発明の超音波流量計で計測したデータの度数分布グラフ 本発明の超音波流量計で計測したデータの度数分布グラフ 超音波流量計の波形図 従来の超音波流量計の回路ブロック図 従来の超音波流量計の回路ブロック図 流路と超音波センサの構成を示す構成図 従来の超音波流量計の波形図 従来の超音波流量計の波形図 従来の超音波流量計の制御ブロック図 従来の超音波流量計の概観斜視図 従来の超音波流量計の波形図 従来の超音波流量計で計測したデータの度数分布グラフ 従来の超音波流量計の特性を表した相関図 従来の超音波流量計の特性図

符号の説明

１ 流路
２ 超音波センサＡ
３ 超音波センサＢ
４ 送信手段
５ 受信手段
６ 時間計時手段
７ 基準パルス
８ 調整可能なパルス
９ カウンタ
１０ 超音波流量計
１１ 超音波
１３ 発振器
１４ スタート制御回路
２１ 受信点設定手段
２２ 波数カウント手段
２３ 判断手段
２４ 最大波の波数検知手段
２５ 基準値Ａ
２６ 比較手段Ａ
２７ 時間計測手段Ｂ
２８ 判断手段Ｂ
２９ 基準値Ｂ
３０ 比較手段Ｂ

Claims (7)

1. 流体が通る流路と、前記流路内の媒体に超音波を発生する送信側超音波センサと、媒体を伝播する超音波を受信する受信側超音波センサと、前記送信側超音波センサに信号を送信する送信手段と、前記受信側超音波センサから信号を受信する受信手段と、送信から受信までの時間を計る時間計測手段を備え、
   前記時間計測手段は、基準パルスと、調整可能なパルスと、前記パルスを数えるカウンタとを備えた超音波流量計。
2. 調整可能なパルスを基準パルスと比較して、調整可能なパルスの周期の情報を得るようにした請求項１記載の超音波流量計。
3. 調整可能なパルスは、発振器とそれを制御するスタート制御回路からつくり、前記スタート制御回路での前記発振器のスタート状態を制御するようにした請求項１記載の超音波流量計。
4. 時間計測手段による時間計測は、１つの受信信号から複数の時間計測データを取得するようにした請求項１記載の超音波流量計。
5. 調整可能なパルスの周期は、
   送信手段が超音波センサに与える送信信号の周期と一致しないような周期に設定した請求項４記載の超音波流量計。
6. 時間計測の分解能は、１つの受信信号から得る時間計測データ数で調整するようにした請求項４記載の超音波流量計。
7. 計測回数は、流体の流量に応じて調整するようにした請求項４記載の超音波流量計。