JP2008170942A - 駆動電圧制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】液晶パネルを駆動する駆動電圧制御装置において、演算増幅器の能力を高めても、液晶パネルの負荷回路の時定数以上の速度で駆動できない。
【解決手段】入力信号をインピーダンス変換して負荷駆動電圧を負荷回路２に供給する演算増幅器Ａ１と、演算増幅器の出力端子と負荷回路２との間に挿入されたタイミング制御スイッチＳｔおよび出力制御スイッチＳｏと、タイミング制御スイッチと出力制御スイッチとの接続点と目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧ＶＧＧの電源との間に介挿された昇圧制御スイッチＳｕと、タイミング制御スイッチと出力制御スイッチとの接続点とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサＣＣと、電圧変化初期において、タイミング制御スイッチのオフ状態で出力制御スイッチをオンにし昇圧制御スイッチを一定の期間オンした後、オフ状態に切り替え、その後、タイミング制御スイッチをオン状態に切り替えるように制御するタイミング制御部３を備える。
【選択図】図１４

Description

本発明は、液晶パネル等の負荷回路を駆動するための負荷駆動電圧を制御する駆動電圧制御装置にかかわり、詳しくは負荷容量、負荷抵抗による時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に負荷駆動電圧を立ち上げる技術に関する。

従来、演算増幅器のバイアス電流を制御することで低消費電力化を図りながら高速化する駆動電圧制御装置が知られている（例えば特許文献１参照）。また、演算増幅器にブースト機能を備え、さらなる高速化を実現する演算増幅器が知られている（例えば特許文献２参照）。

一方、液晶パネルの高解像化、大画面化に伴い、より高精度でより高速な駆動装置が必要となってきている。さらに、大画面対応に加えて示パネル狭縁化のために、装置サイズを増大させないことや、消費電流の増大を最小限とすることが望まれている。

図３１は一般的なアクティブマトリックス方式の液晶パネル駆動装置を示す。１１は（Ｘ×Ｙ）個の液晶セルＬＣを２次元マトリックス状に配列した液晶パネル、１２は制御部、１３はソースドライバ、１４はゲートドライバ、１５は駆動電圧制御装置である。Ｄ１〜ＤＸはソースドライバ１３から液晶セルＬＣのソース電極に接続されたＸ本のデータ線、Ｇ１〜ＧＹはゲートドライバ１４から液晶セルＬＣのゲート電極に接続されたＹ本のゲート線、ＣＯＭは各液晶セルＬＣに共通に接続された対向電極である。液晶セルＬＣは、ＴＦＴ（薄膜トランジスタ）などのスイッチング素子と液晶素子とを含んでいる。

パネル駆動を示す状態指示信号ＳＴＡＴＥを受けった制御部１２は、ソースドライバ１３に表示データＤＡＴＡを出力するとともに、ゲートドライバ１４に走査制御信号ＬＩＮＥを出力する。液晶セルＬＣに含まれる液晶素子は、駆動電圧制御装置１５から対向電極ＣＯＭに供給された高位側の目標駆動電圧ＶＨまたは低位側の目標駆動電圧ＶＬを受ける。ソースドライバ１３は、制御部１２から出力された階調レベルを示す表示データＤＡＴＡに応じた電圧値を有するデータ信号をデータ線Ｄ１〜ＤＸに供給する。ゲートドライバ１４は、制御部１２から出力された走査制御信号ＬＩＮＥに応じたゲート信号をゲート線Ｇ１〜ＧＹに供給する。液晶セルＬＣに含まれる液晶素子は、データ線に与えられたデータ信号の電圧値と対向電極に与えられた高位側の目標駆動電圧ＶＨまたは低位側の目標駆動電圧ＶＬの電圧値との差に応じた透過率を示す。

駆動電圧制御装置１５が一定の周期で高位側の目標駆動電圧ＶＨと低位側の目標駆動電圧ＶＬとを交互に繰り返すのは、液晶素子の焼き付き防止のためである。これを交流化駆動方式（ライン対向反転駆動方式）という。

図３２は従来の駆動電圧制御装置の一般的な回路構成を示す。Ａ１は演算増幅器、２は負荷容量Ｃ_OUT と負荷抵抗Ｒ_OUT をもつ液晶パネルを等価的に表現した負荷回路である。演算増幅器Ａ１に図３４（ａ）のような波形の信号を入力すると、出力波形は図３４（ｂ）のようになる。演算増幅器Ａ１から出力される負荷駆動電圧Ｖ_OUT は高位側の目標駆動電圧ＶＨに収束する。この場合、演算増幅器Ａ１のスルーレート（内部スルーレート）と負荷回路２の負荷容量Ｃ_OUT と負荷抵抗Ｒ_OUT による時定数での外部スルーレートのうち低い方が全体の遅延時間を律速する。演算増幅器Ａ１の内部スルーレートを特許文献２の方法で十分高くすれば、駆動電圧制御装置の系は外部スルーレートで決まることになり、速度が飽和してしまう。

図３３は携帯電話における液晶画面用の対向電極への駆動電圧を生成する駆動電圧制御装置の構成例を示す。液晶画面へ供給する高位側の目標駆動電圧ＶＨ（例えば３Ｖ）、低位側の目標駆動電圧ＶＬ（例えば−３Ｖ）をそれぞれ正極側の演算増幅器Ａ１と負極側の演算増幅器Ａ３でインピーダンス変換し、所定のタイミングで出力切替スイッチＳｘを切り替えることで、−３Ｖと＋３Ｖ間の振幅を有する電圧を液晶画面へ供給する。抵抗Ｒ１，Ｒ２、容量Ｃ１，Ｃ２は平滑用（発振防止用）である。抵抗Ｒ_OUT および容量Ｃ_OUT は液晶パネルの等価モデルである。入出力波形を図３５に示す。タイミング制御部３からの選択信号ＳＥＬによって出力切替スイッチＳｘが動作し、正極側の演算増幅器Ａ１と負極側の演算増幅器Ａ３が交互に選択され、対向電極用電源の出力には高位側の目標駆動電圧ＶＨと低位側の目標駆動電圧ＶＬが交互に出力される。
特開２００３−２１６２５６号公報（第４−８頁、第１図） 特開２００３−１８８６５２号公報（第３−４頁、第１−３図） トリケップス著「ＣＭＯＳアナログ回路設計技術」１９９８，Ｐ．７６〜Ｐ．７７

図３３の駆動電圧制御装置においては、出力切替スイッチＳｘの動作時に出力に遅延が発生する。演算増幅器Ａ１と容量Ｃ１または演算増幅器Ａ３と容量Ｃ２についての内部スルーレートと負荷回路２の負荷容量Ｃ_OUT と負荷抵抗Ｒ_OUT による時定数での外部スルーレートのうちの低い方が全体の遅延時間を決定する。大画面の液晶パネルでは、負荷が大きく、かつ高解像度化のため高速化が課題となってきている。演算増幅器Ａ１や演算増幅器Ａ３に特許文献２に記載のゲインブースト型を適用すれば、演算増幅器のスルーレートを高めることは可能である。しかし、負荷回路２の外部スルーレートは液晶パネルにより決まっていて、それで律速されてしまうので速度制限の制約を取り除くことはむずかしい（非特許文献１参照）。

本発明は、このような事情に鑑みて創作したものであり、負荷駆動電圧を負荷回路の時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に立ち上げることができる駆動電圧制御装置を提供することを目的としている。

以下において、「バッファ」というのは、上述における演算増幅器の上位概念に相当するものである。そのバッファは、入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して負荷駆動電圧を供給する機能を有するものであれば、演算増幅器のほかソースフォロアなどを含むものである。

（１）本発明による駆動電圧制御装置は、
入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、前記バッファに対する入力電圧として、電圧変化初期に目標駆動電圧より高電位のブースト電圧を一定の期間与えた後、目標駆動電圧に切り替える入力レベル制御部とを備えたものである。

負荷回路における負荷容量は、負荷回路に対する印加電圧の上昇速度を低下させる。これが負荷駆動電圧の立ち上がり特性の遅延である。そこで、入力レベル制御部は、電圧変化初期段階で、目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧をバッファに入力するように制御する。これにより、負荷容量のために生じていた電圧上昇速度の低下を抑制し、負荷駆動電圧の立ち上がりを高速化する。そして、ブースト電圧を所定期間与えて、負荷駆動電圧が目標駆動電圧に近づくと、入力レベル制御部はバッファに対する入力電圧をブースト電圧から通常の入力信号電圧へ切り替える。したがって、負荷駆動電圧を目標駆動電圧へ収束させるに当たって、負荷回路の容量と抵抗で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束させることが可能になる。

（２）上記（１）の構成において、前記電圧変化初期のブースト電圧は、その絶対値が前記バッファの電源電圧（ＶＤＤ）以上の電圧であるという態様がある。この場合、ブースト電圧が十分に高いので、負荷駆動電圧の目標駆動電圧への収束時間を大幅に短縮することが可能となる。

（３）上記（１）の構成において、前記電圧変化初期のブースト電圧は、その絶対値が前記バッファの電源電圧（ＶＤＤ）より小さな電圧であるという態様がある。この場合、負荷駆動電圧の目標駆動電圧への収束時間は（２）に比べて少し長くはなるが、それでも従来技術に比べれば改善されており、しかも低消費電力化が図られる。

（４）上記（１）〜（３）の構成において、さらに、出力端子の電圧と前記負荷駆動電圧を比較する比較器と、前記比較器の比較結果に応じて動作し、前記負荷駆動電圧が前記目標駆動電圧より高いときは前記ブースト電圧を降圧し、前記負荷駆動電圧が前記目標駆動電圧に等しければ前記ブースト電圧を変更せず、前記負荷駆動電圧が前記目標駆動電圧より低いときは前記ブースト電圧を昇圧するブースト電圧制御部を備えているという態様がある。このように構成すれば、何らかの要因で負荷がばらついたり変動したりしても、ブースト電圧制御部による負荷駆動電圧の測定を通じてブースト電圧を自動調整するので、時定数よりも短い時間に相当する速度での高速な目標駆動電圧への収束を安定化させることが可能となる。

（５）上記（４）の構成において、前記比較器は、設定された基準時間を周期として比較動作を複数回繰り返すという態様がある。このように構成すれば、負荷駆動電圧を確実に目標駆動電圧に近づけることが可能となる。

（６）上記（４），（５）の構成において、前記収束時間が更新されない場合、または前記負荷回路が変更されない場合には、前記ブースト電圧を記憶しておき、前記比較器はオフするという態様がある。このように構成すれば、無駄に自動調整機能を動作させなくてすみ、無駄な電力消費を回避することが可能となる。

（７）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
前記バッファの出力端子と目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧の電源との間に介挿された昇圧制御スイッチと、
前記昇圧制御スイッチを電圧変化初期に一定の期間オンした後、オフ状態に切り替えるタイミング制御部とを備えたものである。

この構成において、タイミング制御部は、電圧変化初期段階で昇圧制御スイッチをオンにし、バッファの出力端子に目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧を印加する。これにより、負荷容量のために生じていた電圧上昇速度の低下を抑制し、負荷駆動電圧の立ち上げを高速化する。負荷駆動電圧が目標駆動電圧に近づくと、タイミング制御部は昇圧制御スイッチをオフにする。したがって、負荷駆動電圧を目標駆動電圧へ収束させるに当たって、負荷回路の容量と抵抗で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束させることが可能になる。

（８）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
前記バッファに対する入力として、前記入力信号の電圧と目標駆動電圧より高電位のブースト電圧のいずれか一方を選択する入力選択スイッチと、
前記バッファの出力端子とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
前記入力選択スイッチおよび前記出力制御スイッチをタイミング制御するもので、電圧変化初期において、前記出力制御スイッチのオフ状態で前記入力選択スイッチで前記ブースト電圧を選択させ、次いで、表示タイミングに応じて前記出力制御スイッチをオン状態に切り替え、その後、前記入力選択スイッチで前記入力信号の電圧を選択させるように制御するタイミング制御部とを備えたものである。

この構成において、タイミング制御部は、電圧変化初期段階で、出力制御スイッチをオフにするとともに、入力選択スイッチをして目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧を選択させる。これにより、平滑コンデンサはブースト電圧で充電される。表示タイミングに応じて、タイミング制御部は出力制御スイッチをオン状態に切り替え、平滑コンデンサから負荷回路に対して目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧を印加する。これにより、負荷容量のために生じていた電圧上昇速度の低下を抑制し、負荷駆動電圧の立ち上げを高速化する。負荷駆動電圧が目標駆動電圧に近づくと、タイミング制御部は入力選択スイッチをして入力信号の電圧を選択させる。したがって、負荷駆動電圧を目標駆動電圧へ収束させるに当たって、負荷回路の容量と抵抗で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束させることが可能になる。

（９）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して負荷駆動電圧を供給する第１のバッファと、
前記負荷回路に対して目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧を供給するための第２のバッファと、
前記第１のバッファの出力と前記第２のバッファの出力のうちいずれか一方を選択する出力選択スイッチと、
前記出力選択スイッチの出力端子とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
前記出力選択スイッチおよび前記出力制御スイッチをタイミング制御するもので、電圧変化初期において、前記出力制御スイッチのオフ状態で前記出力選択スイッチが前記第２のバッファの出力を選択し、次いで、表示タイミングに応じて前記出力制御スイッチをオン状態に切り替え、その後、前記出力選択スイッチが前記第１のバッファの出力を選択するタイミング制御部とを備えたものである。

この構成において、タイミング制御部は、電圧変化初期段階で、出力制御スイッチをオフにするとともに、出力選択スイッチをして第２のバッファの出力である目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧を選択させる。これにより、平滑コンデンサはブースト電圧で充電される。表示タイミングに応じて、タイミング制御部は出力制御スイッチをオン状態に切り替え、平滑コンデンサから負荷回路に対して目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧を印加する。これにより、負荷容量のために生じていた電圧上昇速度の低下を抑制し、負荷駆動電圧の立ち上げを高速化する。負荷駆動電圧が目標駆動電圧に近づくと、タイミング制御部は出力選択スイッチをして第１のバッファの出力である入力信号の電圧を選択させる。したがって、負荷駆動電圧を目標駆動電圧へ収束させるに当たって、負荷回路の容量と抵抗で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束させることが可能になる。

（１０）上記の第１および第２のバッファに言及した駆動電圧制御装置において、前記タイミング制御部は、前記第１のバッファの出力を選択するときは前記第２のバッファの動作を停止し、前記第２のバッファの出力を選択するときは前記第１のバッファの動作を停止させるという態様がある。このように構成すれば、出力が選択されない方のバッファはその動作を停止することから、消費電力を削減することが可能となる。

（１１）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して負荷駆動電圧を供給する第１のバッファと、
前記負荷回路に対して目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧を供給するための第２のバッファと、
前記第１のバッファの出力端子と前記第２のバッファの出力端子との接続点とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
前記出力選択スイッチおよび前記第１のバッファの動作と前記第２のバッファの動作をタイミング制御するもので、電圧変化初期において、前記出力制御スイッチのオフ状態で前記第１のバッファの動作を停止させるとともに前記第２のバッファを動作させ、次いで、表示タイミングに応じて前記出力制御スイッチをオン状態に切り替え、その後、前記第１のバッファを動作させ前記第２のバッファの動作を停止させるタイミング制御部とを備えたものである。

この構成において、タイミング制御部は、電圧変化初期段階で、出力制御スイッチをオフにするとともに、第２のバッファを動作させ第１のバッファは停止させる。これにより、平滑コンデンサはブースト電圧で充電される。表示タイミングに応じて、タイミング制御部は出力制御スイッチをオン状態に切り替え、平滑コンデンサから負荷回路に対して目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧を印加する。これにより、負荷容量のために生じていた電圧上昇速度の低下を抑制し、負荷駆動電圧の立ち上げを高速化する。負荷駆動電圧が目標駆動電圧に近づくと、タイミング制御部は、第１のバッファを動作させ第２のバッファを停止させる。したがって、負荷駆動電圧を目標駆動電圧へ収束させるに当たって、負荷回路の容量と抵抗で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束させることが可能になる。加えて、非選択側のバッファは動作を停止させるので、消費電力の削減を図ることが可能となる。

（１２）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
前記バッファの出力端子と負荷回路との間に挿入されたタイミング制御スイッチおよび出力制御スイッチと、
前記タイミング制御スイッチと前記出力制御スイッチとの接続点と目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧の電源との間に介挿された昇圧制御スイッチと、
前記タイミング制御スイッチと前記出力制御スイッチとの接続点とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
前記昇圧制御スイッチ、前記出力制御スイッチおよび前記タイミング制御スイッチを制御するもので、電圧変化初期において、前記タイミング制御スイッチのオフ状態で前記出力制御スイッチをオンにし前記昇圧制御スイッチを一定の期間オンした後、オフ状態に切り替え、その後、前記タイミング制御スイッチをオン状態に切り替えるように制御するタイミング制御部とを備えたものである。

この構成において、タイミング制御部は、電圧変化初期段階で、タイミング制御スイッチをオフにした状態で出力制御スイッチをオンし昇圧制御スイッチをオンにし、目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧で平滑コンデンサを充電し、平滑コンデンサのブースト電圧を負荷回路に印加する。これにより、負荷容量のために生じていた電圧上昇速度の低下を抑制し、負荷駆動電圧の立ち上げを高速化する。負荷駆動電圧が目標駆動電圧に近づくと、タイミング制御部は、昇圧制御スイッチをオフ状態にするとともに、タイミング制御スイッチをオン状態にしてバッファの出力を選択させる。したがって、負荷駆動電圧を目標駆動電圧へ収束させるに当たって、負荷回路の容量と抵抗で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束させることが可能になる。

（１３）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
前記バッファの出力端子とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
前記バッファの出力端子と目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧の電源との間に介挿された昇圧制御スイッチと、
前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
前記出力選択スイッチと前記昇圧制御スイッチおよび前記バッファの動作をタイミング制御するもので、電圧変化初期において、前記出力制御スイッチのオフ状態で前記昇圧制御スイッチをオン状態にするとともに前記バッファの出力をハイインピーダンス状態にし、次いで、前記出力制御スイッチをオン状態に切り替えるとともに前記昇圧制御スイッチをオフ状態に切り替えかつ前記バッファを動作させるタイミング制御部とを備えたものである。

これは、上記の（１２）との対比において、バッファの出力端子のタイミング制御スイッチを省略し、代わりにバッファの動作を停止させるように構成したものである。この構成において、タイミング制御部は、電圧変化初期段階で、出力制御スイッチをオフにしバッファの出力をハイインピーダンス状態にした状態で昇圧制御スイッチをオンにし、目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧で平滑コンデンサを充電する。充電電圧が目標駆動電圧に近づくと、タイミング制御部は、昇圧制御スイッチをオフ状態に切り替えるとともに、出力制御スイッチをオン状態に切り替え、平滑コンデンサのブースト電圧を負荷回路に印加する。これにより、負荷容量のために生じていた電圧上昇速度の低下を抑制し、負荷駆動電圧の立ち上げを高速化する。そして、タイミング制御部は、バッファを動作させる。したがって、負荷駆動電圧を目標駆動電圧へ収束させるに当たって、負荷回路の容量と抵抗で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束させることが可能になる。

（１４）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
前記バッファの出力端子とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
前記バッファの帰還を制御し、バッファの反転入力端子をグランドに短絡させる状態と出力端子に短絡させる状態とに切り替える帰還制御スイッチと、
前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
前記出力制御スイッチと前記帰還制御スイッチをタイミング制御するもので、前記出力制御スイッチのオフ状態で、所定の期間、前記バッファを比較器として動作させて電源電圧レベルを出力させるために前記バッファの反転入力端子をグランドに短絡させるように前記帰還制御スイッチを制御し、表示タイミングに応じて前記出力制御スイッチをオン状態に切り替えた後、前記バッファをボルテージフォロアとして動作させるために前記バッファの反転入力端子と出力端子を短絡させるように前記帰還制御スイッチを制御するタイミング制御部とを備えたものである。

この構成において、タイミング制御部は、電圧変化初期段階で、出力制御スイッチをオフにした状態で帰還制御スイッチを制御してバッファの反転入力端子をグランドに接続する。これにより、バッファは比較器として動作して電源電圧レベルを出力し、平滑コンデンサを高速に充電する。そして、表示タイミングに応じて出力制御スイッチをオン状態に切り替え、平滑コンデンサの充電電圧を負荷回路に印加する。これにより、負荷容量のために生じていた電圧上昇速度の低下を抑制し、負荷駆動電圧の立ち上げを高速化する。負荷駆動電圧が目標駆動電圧に近づくと、タイミング制御部は、帰還制御スイッチを制御してバッファの反転入力端子を出力端子に短絡させ、バッファをボルテージフォロアとして動作させる。したがって、負荷駆動電圧を目標駆動電圧へ収束させるに当たって、負荷回路の容量と抵抗で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束させることが可能になる。

（１５）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
前記バッファの出力端子とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
前記出力制御スイッチと前記負荷回路との接続点と目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧の電源との間に介挿された昇圧制御スイッチと、
前記出力制御スイッチと前記負荷回路との接続点の電位を監視し、所定の基準電圧未満のときは前記昇圧制御スイッチをオン状態に制御し、前記基準電圧以上になったときに前記昇圧制御スイッチをオフ状態に制御する比較器と、
前記出力制御スイッチをタイミング制御するタイミング制御部とを備えたものである。

この構成において、負荷回路に対する高位のブースト電圧を印加する昇圧制御スイッチのオン・オフ制御を比較器を用いて行うところがポイントである。タイミング制御部が出力制御スイッチをオン状態にし、かつ監視電位が低いことから昇圧制御スイッチがオン状態のときに、目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧によって平滑コンデンサが充電される。この充電に伴って、充電電圧が上昇する。この充電電位を比較器が監視しており、基準電圧以上になったタイミングで昇圧制御スイッチをオフにする。タイミング制御部によって昇圧制御スイッチをオフにする場合よりも、オフのタイミングが正確なものになる。この場合も、目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧で平滑コンデンサを充電するので、負荷駆動電圧を目標駆動電圧へ収束させるに当たって、負荷回路の容量と抵抗で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束させることが可能になる。そして、昇圧制御スイッチの制御タイミングを、負荷回路への印加電圧の実測に基づいて行うので、タイミング制御が高精度なものになる。

（１６）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
正極側の入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して正極側の負荷駆動電圧を供給する正極側のバッファと、
前記正極側のバッファに対する入力電圧として、前記正極側の入力信号の電圧と前記正極側の負荷駆動電圧より高い正極側のブースト電圧のいずれか一方を選択する正極側の入力選択スイッチと、
前記正極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された正極側の平滑コンデンサと、
負極側の入力信号をインピーダンス変換して前記負荷回路に対して負極側の負荷駆動電圧を供給する負極側のバッファと、
前記負極側のバッファに対する入力電圧として、前記負極側の入力信号の電圧と前記負極側の負荷駆動電圧より低い負極側のブースト電圧のいずれか一方を選択する負極側の入力選択スイッチと、
前記負極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された負極側の平滑コンデンサと、
前記正極側のバッファの出力と前記負極側のバッファの出力とを所定のタイミングで交互に切り替える出力切替スイッチと、
前記正極側の入力選択スイッチ、前記負極側の入力選択スイッチおよび前記出力切替スイッチをタイミング制御するもので、前記出力切替スイッチが前記正極側のバッファの出力を選択したとき、前記正極側の入力選択スイッチが前記正極側の入力信号の電圧を選択し、かつ前記負極側の入力選択スイッチが前記負極側のブースト電圧を選択する一方、前記出力切替スイッチが前記負極側のバッファの出力を選択したとき、前記負極側の入力選択スイッチが前記負極側の入力信号の電圧を選択し、かつ前記正極側の入力選択スイッチが前記正極側のブースト電圧を選択するように制御するタイミング制御部とを備えたものである。

この構成では次のような作用を有する。

（i）タイミング制御部の制御により出力切替スイッチが負極側のバッファの出力を選択している期間において、正極側の入力選択スイッチは高位の正極側のブースト電圧を選択し、これが正極側のバッファを介して正極側の平滑コンデンサをあらかじめ充電する。このとき、負極側の入力選択スイッチは通常レベルの入力電圧を選択し、負極側のバッファを介して負荷回路に入力される。

（ii）タイミング制御部の制御により出力切替スイッチが正極側のバッファの出力を選択している期間において、負極側の入力選択スイッチは低位の負極側のブースト電圧を選択し、これが負極側のバッファを介して負極側の平滑コンデンサをあらかじめ充電する。このとき、正極側の入力選択スイッチは通常レベルの入力電圧を選択し、正極側のバッファを介して負荷回路に入力される。

そして、タイミング制御部は、出力切替スイッチにより上記の（i）の状態と（ii）の状態を交互に切り替える。

（i）から（ii）へ切り替えたとき、正極側の平滑コンデンサにはすでに正極側のブースト電圧での充電が完了しているので、負荷回路に対する負荷駆動電圧は高速に収束目標電圧に収束する。同様に、（ii）から（i）へ切り替えたとき、負極側の平滑コンデンサにはすでに負極側のブースト電圧での充電が完了しているので、負荷回路に対する負荷駆動電圧は高速に収束目標電圧に収束する。上記の動作がサイクリックに繰り返され、負荷を交流化駆動するための電圧波形が得られる。この場合も、液晶パネルの負荷により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に負荷を駆動することが可能である。

（１７）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
正極側の入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して正極側の負荷駆動電圧を供給する正極側のバッファと、
前記正極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された正極側の平滑コンデンサと、
前記正極側のバッファの出力端子と前記正極側の負荷駆動電圧よりも高い正極側のブースト電圧の電源との間に介挿された正極側の昇圧制御スイッチと、
負極側の入力信号をインピーダンス変換して前記負荷回路に対して負極側の負荷駆動電圧を供給する負極側のバッファと、
前記負極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された負極側の平滑コンデンサと、
前記負極側のバッファの出力端子と前記負極側の負荷駆動電圧よりも低い負極側のブースト電圧の電源との間に介挿された負極側の昇圧制御スイッチと、
前記正極側のバッファの出力と前記負極側のバッファの出力とを所定のタイミングで交互に切り替える出力切替スイッチと、
前記正極側の昇圧制御スイッチ、前記負極側の昇圧制御スイッチおよび前記出力切替スイッチをタイミング制御するもので、前記出力切替スイッチが前記正極側のバッファの出力を選択したとき、前記負極側の昇圧制御スイッチがオンする一方、前記出力切替スイッチが前記負極側のバッファの出力を選択したとき、前記正極側の昇圧制御スイッチがオンするように制御するタイミング制御部とを備えたものである。

この構成では次のような作用を有する。

（i）タイミング制御部の制御により出力切替スイッチが負極側のバッファの出力を選択している期間において、このとき、負極側ではすでに負極側の平滑コンデンサへの負極側のブースト電圧での充電が完了しており、負極側のバッファは負極側の入力信号を安定した電圧状態で負荷回路へ入力している。そして、正極側の昇圧制御スイッチがオンすることにより、高位の正極側のブースト電圧で正極側の平滑コンデンサへの充電を開始する。

（ii）タイミング制御部の制御により出力切替スイッチが正極側のバッファの出力を選択している期間において、このとき、正極側ではすでに正極側の平滑コンデンサへの正極側のブースト電圧での充電が完了しており、正極側のバッファは正極側の入力信号を安定した電圧状態で負荷回路へ入力している。そして、負極側の昇圧制御スイッチがオンすることにより、低位の負極側のブースト電圧で負極側の平滑コンデンサへの充電を開始する。

そして、タイミング制御部は、出力切替スイッチにより上記の（i）の状態と（ii）の状態を交互に切り替える。

（i）から（ii）へ切り替えたとき、正極側の平滑コンデンサにはすでに正極側のブースト電圧での充電が完了しているので、負荷回路に対する負荷駆動電圧は高速に収束目標電圧に収束する。同様に、（ii）から（i）へ切り替えたとき、負極側の平滑コンデンサにはすでに負極側のブースト電圧での充電が完了しているので、負荷回路に対する負荷駆動電圧は高速に収束目標電圧に収束する。上記の動作がサイクリックに繰り返され、負荷を交流化駆動するための電圧波形が得られる。この場合も、液晶パネルの負荷により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に負荷を駆動することが可能である。

（１８）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
正極側の入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して正極側の負荷駆動電圧を供給する正極側のバッファと、
前記正極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された正極側の平滑コンデンサと、
負極側の入力信号をインピーダンス変換して前記負荷回路に対して負極側の負荷駆動電圧を供給する負極側のバッファと、
前記負極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された負極側の平滑コンデンサと、
前記正極側のバッファの出力と前記負極側のバッファの出力とを所定のタイミングで交互に切り替えて前記負荷回路に出力する出力切替スイッチと、
前記出力切替スイッチをタイミング制御するタイミング制御部と、
前記出力切替スイッチの出力端子と前記正極側の負荷駆動電圧よりも高い正極側のブースト電圧の電源との間に介挿された正極側の昇圧制御スイッチと、
前記正極側の平滑コンデンサの電位を監視し、所定の基準電圧未満のときは前記正極側の昇圧制御スイッチをオン状態に制御し、前記基準電圧以上になったときに前記正極側の昇圧制御スイッチをオフ状態に制御する正極側の比較器と、
前記出力切替スイッチの出力端子と前記負極側の負荷駆動電圧よりも低い負極側のブースト電圧の電源との間に介挿された負極側の昇圧制御スイッチと、
前記負極側の平滑コンデンサの電位を監視し、所定の基準電圧超のときは前記負極側の昇圧制御スイッチをオン状態に制御し、前記基準電圧以下になったときに前記負極側の昇圧制御スイッチをオフ状態に制御する負極側の比較器とを備えたものである。

この構成においては、上記（１７）と同様に、負荷を交流化駆動するための電圧波形を得るに当たり、正極側でも負極側でも液晶パネルの負荷により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に負荷を駆動することが可能であり、さらに、正極側の比較器および負極側の比較器をもって負荷回路への印加電圧を監視することにより、昇圧制御スイッチの制御を行うので、タイミング制御が高精度なものになる。

（１９）また、本発明による駆動電圧制御装置は、
正極側の入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して正極側の負荷駆動電圧を供給する正極側のバッファと、
前記正極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された正極側の平滑コンデンサと、
負極側の入力信号をインピーダンス変換して前記負荷回路に対して負極側の負荷駆動電圧を供給する負極側のバッファと、
前記負極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された負極側の平滑コンデンサと、
前記正極側のバッファの出力と前記負極側のバッファの出力とを所定のタイミングで交互に切り替えて前記負荷回路に出力する出力切替スイッチと、
前記出力切替スイッチの出力端子と前記正極側の負荷駆動電圧よりも高い正極側のブースト電圧の電源との間に介挿された正極側の昇圧制御スイッチと、
前記出力切替スイッチの出力端子と前記負極側の負荷駆動電圧よりも低い負極側のブースト電圧の電源との間に介挿された負極側の昇圧制御スイッチと、
反転入力端子が正極側の基準電位と負極側の基準電位とに対してそれぞれ互いに背反的に動作する基準電位切替スイッチを介して接続され、非反転入力端子が前記出力切替スイッチの出力端子に接続されて、前記正極側の平滑コンデンサの電位および前記負極側の平滑コンデンサの電位を監視するもので、前記正極側の基準電位が選択されている状態で印加電圧が所定の基準電圧未満のときは前記正極側の昇圧制御スイッチをオン状態に制御し、前記基準電圧以上になったときに前記正極側の昇圧制御スイッチをオフ状態に制御するとともに、前記負極側の基準電位が選択されている状態で印加電圧が所定の基準電圧超のときは前記負極側の昇圧制御スイッチをオン状態に制御し、前記基準電圧以下になったときに前記負極側の昇圧制御スイッチをオフ状態に制御する兼用タイプの比較器と、
前記出力切替スイッチと前記背反的に動作する２つの基準電位切替スイッチとをタイミング制御するタイミング制御部とを備えたものである。

この構成においては、上記（１８）と同様に、負荷を交流化駆動するための電圧波形を得るに当たり、正極側でも負極側でも液晶パネルの負荷により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に負荷を駆動することが可能であり、さらに、タイミング制御を高精度なものにするために昇圧制御スイッチのオン・オフ制御の基因として負荷回路への印加電圧を監視する比較器として正極側と負極側とを兼用するタイプの比較器に構成してあるので、回路構成を簡素化することが可能になる。

（２０）上記の昇圧制御スイッチに言及した駆動電圧制御装置において、前記昇圧制御スイッチが低耐圧トランジスタで構成され、前記低耐圧トランジスタと前記ブースト電圧の電源との間に電圧降下を行うクランプ素子が挿入されているという態様がある。このように構成すれば、昇圧制御スイッチとしてのトランジスタをバッファの電源電圧以下の耐圧のもので構成することが可能となる。耐圧の低いトランジスタは、スイッチのオン抵抗が低く、スイッチング速度が向上する。

（２１）また、前記クランプ素子として直列接続された複数のクランプ素子を備え、前記複数のクランプ素子のそれぞれ並列に短絡用スイッチ素子が接続され、これら複数の短絡用スイッチ素子を任意にオン・オフ制御するスイッチ制御部を備えているという態様がある。このように構成すれば、負荷が異なる様々な負荷回路に対して、複数のクランプ素子のうち動作させるクランプ素子数を調整することにより、いずれも最適な電圧レベルで負荷回路に対する印加電圧の立ち上がりを高速化することが可能となる。

（２２）また、前記クランプ素子は、ダイオード接続されたトランジスタ、または飽和領域にバイアスされたトランジスタ、またはダイオード、または抵抗であるという態様がある。

（２３）上記（１）〜（２２）の構成において、前記バッファは演算増幅器で構成されているという態様がある。

（２４）上記（１）〜（２２）の構成において、前記バッファはソースフォロアで構成されているという態様がある。

演算増幅器の場合は、もともと電圧の精度が高いので、目標駆動電圧への収束にはより適しているといえる。

本発明によれば、液晶パネルの負荷により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に負荷を駆動することができる。バッファを複雑にすることもない。

また、平滑コンデンサに電荷を蓄積するバッファの駆動能力を適正化することで、当該駆動電圧制御装置を搭載する液晶ドライバの実装面積を小さくし、低消費電力化を実現することができる。

以下、本発明にかかわる駆動電圧制御装置の実施の形態を図面を用いて詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。図１において、Ａ１はバッファの好適例としての演算増幅器、１は入力レベル制御部、２は負荷回路である。演算増幅器Ａ１の出力端子は反転入力端子（−）に帰還接続されている。演算増幅器Ａ１の出力端子に負荷抵抗Ｒ_OUT と負荷容量Ｃ_OUT からなる液晶パネルの負荷回路２が接続されている。負荷回路２は等価回路として表現している。入力レベル制御部１は、演算増幅器Ａ１の非反転入力端子（＋）とグランドとの間に介挿され、演算増幅器Ａ１の非反転入力端子（＋）に対する印加電圧レベルを制御する。また、出力端子ＯＵＴは、一定の周期で電圧レベルの高い高位側の目標駆動電圧ＶＨと電圧レベルの低い低位側の目標駆動電圧ＶＬを出力する。

ここで収束時間τｓについて説明する。収束時間とは、高位側の目標駆動電圧ＶＨと低位側の目標駆動電圧ＶＬの電圧差の９７％に到達までにかかる時間とする。ここでは、説明の都合上で９７％とするが、液晶パネルや駆動方法によって収束時間τｓを変更してもよい。

まず、立ち上がりの収束時間τｓを説明する。

入力電圧と出力電圧がともに低位側の目標駆動電圧ＶＬであって、一定の周期（液晶の１ライン＝３０マイクロ秒、１フレーム＝１６ミリ秒など）で切り替える場合、まず、入力電圧が高位側の目標駆動電圧ＶＨとなって、演算増幅器Ａ１から出力される負荷駆動電圧Ｖ１が低位側の目標駆動電圧ＶＬから徐々に高位側の目標駆動電圧ＶＨに近づく。このとき、出力電圧Ｖ１が、ＶＬ＋０．９７×（ＶＨ−ＶＬ）に到達するまでの時間が立ち上がりの収束時間τｓである。

次に、立ち下りの場合も同様に、入力電圧と出力電圧がともに高位側の目標駆動電圧ＶＨであって、一定の周期（液晶の１ライン＝３０マイクロ秒、１フレーム＝１６ミリ秒など）で切り替える場合、まず、入力電圧が低位側の目標駆動電圧ＶＬとなって、演算増幅器Ａ１から出力される負荷駆動電圧Ｖ１が高位側の目標駆動電圧ＶＨから徐々に低位側の目標駆動電圧ＶＬに近づく。このとき、出力電圧Ｖ１が、ＶＨ−０．９７×（ＶＨ−ＶＬ）に到達するまでの時間が立ち下がりの収束時間τｓである。

上記は、±９７％収束の場合の説明であるが、９５％や９９％の場合、上記式の０．９７に代えて０．９５や０．９９を代入すれば、同じように扱うことができる。

図２（ａ）は演算増幅器Ａ１に対する入力電圧の波形、図２（ｂ）は演算増幅器Ａ１に対する入力レベル制御を行った入力電圧の波形、図２（ｃ）は図２（ａ）の入力に対して出力される負荷駆動電圧の波形、図２（ｄ）は図２（ｂ）の入力に対して出力される負荷駆動電圧の波形を示す。

図２（ａ）に示すように、入力電圧は、電圧変化の初期に低位側の目標駆動電圧ＶＬから高位側の目標駆動電圧ＶＨへ立ち上がる。この入力電圧の立ち上がり時間は、切り替え周期（この場合、ΔＴ＝Ｔ２−Ｔ１）より十分短いものとする。

次に、図２（ｂ）に示すように、入力レベル制御部１は、低位側の目標駆動電圧ＶＬから昇圧する電圧変化の初期段階では、高位側の目標駆動電圧ＶＨより電圧ΔＶだけ高いブースト電圧（ＶＨ＋ΔＶ）を一定の期間与え、次いで高位側の目標駆動電圧ＶＨを継続的に与えるレベル制御を行う。ΔＶはブースト電圧増加分である。高位側の目標駆動電圧ＶＨは、液晶表示の画素データに応じて決まる直流電圧である。

ここで一定の期間とは、演算増幅器Ａ１のユニティゲイン周波数相当以上、具体的には（ＶＨ＋ΔＶ−ＶＬ）／（演算増幅器Ａ１のスルーレート）を選ぶ。

いま、ＶＨ＝５．０Ｖ、ΔＶ＝１．０Ｖ、ＶＬ＝０Ｖ、演算増幅器Ａ１のスルーレートが１Ｖ／μｓであれば、一定の時間は６μｓとすればよい。

このときの動作は、駆動電圧制御装置の制御による電圧変化の初期段階で、入力レベル制御部１による電圧は高位側の目標駆動電圧ＶＨではなく、それよりも高電位のブースト電圧（ＶＨ＋ΔＶ）に収束しようと動作し始め、その後、高位側の目標駆動電圧ＶＨへ引き戻す。演算増幅器Ａ１から出力される負荷駆動電圧は、液晶パネルの負荷回路２の時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に立ち上がり、図２（ｄ）のような波形を得る。図２（ｃ）は、入力レベルを制御しない従来の波形である。本実施の形態によれば、収束時間τｓが大幅に短縮されている。

なお、演算増幅器Ａ１の内部スルーレート（演算増幅器の位相補償容量への充電時間）は外部スルーレート（演算増幅器の出力から負荷抵抗と容量への充電時間）より十分高いものとする。ゆえに、収束時間τｓは外部スルーレートで決定されるように、演算増幅器Ａ１を設計しておく。

図２（ｃ），（ｄ）の出力波形について、さらに、詳しく説明する。

従来技術の負荷駆動電圧に相当する図２（ｃ）の場合について考える。負荷回路２の負荷（Ｃ_OUT×Ｒ_OUT ）で決まる時定数をτ（＝Ｃ_OUT ×Ｒ_OUT ）とする。Ｒ_OUT ＝１００Ω、Ｃ_OUT ＝１００ｎＦであるとして、時定数τ＝Ｒ_OUT ×Ｃ_OUT ＝１０マイクロ秒（μｓ）である。必要な収束時間τｓを時定数τのａ倍であるとする（τｓ＝ａ・τ）。充放電に関する方程式を考えると、
１−ｅｘｐ（−τｓ／τ）＝１−ｅｘｐ（−ａ）＝０．９７ ……………（１）
より、
ａ＝−ＬＮ（１−０．９７） ……………（２）
となる。ここでＬＮは自然対数である。

図２（ｃ）の場合、ａはａ≒３．５である。したがって、収束時間τｓはおよそ３５μｓとなる。

本実施の形態の負荷駆動電圧を示す図２（ｄ）の場合を説明する。この場合、
ａ＝−ＬＮ（１−０．９７×（ＶＨ−ＶＬ）／（ＶＨ＋ΔＶ−ＶＬ）） ……（３）
より求めることができる。数値例を示すと、ＶＨ＝５．０Ｖ、ΔＶ＝１．０Ｖ、ＶＬ＝０Ｖであるとする。

図２（ｄ）の場合、（３）式より、
ａ＝−ＬＮ（１−０．９７・５／６）
＝−ＬＮ（１−０．８０８）＝１．６５ ……………（４）
となり、収束時間τｓは、１６．５μｓである。これは従来技術の場合の３５μｓの約４７％であり、収束時間τｓが大幅に短縮されている。

以上より、従来の信号処理では３．５τ必要であった収束時間τｓを、本実施の形態では１．６５τとすることができ、従来の電圧設定で駆動する際の時間定数の速度制約を超えたより短い収束時間τｓを得ることができる。

なお、収束時間τｓが９７％以外の場合、上記各式の０．９７に代えて、所望の値を代入すればよい。

さらに、液晶パネルが大画面化し、負荷抵抗Ｒ_OUT や負荷容量Ｃ_OUT がますます大きくなり、また倍速駆動などで一定の周期自体が倍速やそれ以上となると、従来の駆動方法では実現が困難となる。本実施の形態では、Ｒ_OUT やＣ_OUT の時定数要素が大きくなっても、（３）式に示すように、ブースト電圧増加分ΔＶを調整して定数ａを小さく設定することで、液晶パネルの時定数の制約を超えたより短い時間の収束の高速化を実現することができる。

以上を要するに本実施の形態の駆動電圧制御装置は、入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路２に供給する演算増幅器（バッファ）Ａ１と、演算増幅器Ａ１に対する入力電圧として、電圧変化初期に高位側の目標駆動電圧ＶＨより高電位のブースト電圧（ＶＨ＋ΔＶ）を一定の期間与えた後、高位側の目標駆動電圧ＶＨに切り替える制御を行う入力レベル制御部２を備えたものである。なお、インピーダンス変換は、入力インピーダンスに対して出力インピーダンスを変更し、出力インピーダンスを低減させることにより、低消費電力化を図る。

本実施の形態によれば、液晶パネルを駆動する駆動電圧制御装置において、液晶パネルの負荷（Ｃ_OUT ×Ｒ_OUT ）により決まる時定数τよりも短い時間に相当する速度で高速に負荷を駆動することができる。

なお、図３に示すように、演算増幅器Ａ１に代えて、ソースフォロア回路Ａ１′などでインピーダンス変換するように構成してもよい。この場合、あらかじめ、入力電圧として上記の入力電圧より常にＶＴ（しきい値電圧）だけ高い電圧を入力に与えるようにする。

（実施の形態２）
図４は本発明の実施の形態２における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。演算増幅器Ａ１の非反転入力端子（＋）に入力信号が印加されている。演算増幅器Ａ１の出力端子に負荷抵抗Ｒ_OUT と負荷容量Ｃ_OUT からなる液晶パネルの負荷回路２が接続されている。ＶＧＧは演算増幅器Ａ１の電源電圧ＶＤＤよりも高い電位のブースト電圧である。ブースト電圧ＶＧＧの電源に対して演算増幅器Ａ１の出力端子が昇圧制御スイッチＳｕを介して接続されている。タイミング制御部３は、制御信号ＴＰによって昇圧制御スイッチＳｕをオン・オフ制御するようになっている。

この様子を図５（ｂ），（ｃ）に示す。図５（ａ）は従来技術の場合の負荷駆動電圧である。

駆動電圧制御装置の動作による電圧変化の初期段階で、タイミング制御部３は制御信号ＴＰによって昇圧制御スイッチＳｕをオンに制御し、出力端子ＯＵＴにブースト電圧ＶＧＧを所定期間与える。負荷駆動電圧Ｖ_OUT はブースト電圧ＶＧＧを収束目標として収束を開始し、高位側の目標駆動電圧ＶＨに等しいレベルに達した時点でタイミング制御部３は制御信号ＴＰを反転して昇圧制御スイッチＳｕをオフさせる。その結果、負荷駆動電圧Ｖ_OUT は高位側の目標駆動電圧ＶＨへ収束する。この収束は、液晶パネルの負荷（Ｃ_OUT ×Ｒ_OUT ）により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に行われ、液晶パネルを高速駆動することができる。

本実施の形態においては、実施の形態１の（３）式において、（ＶＨ＋ΔＶ）に代えてブースト電圧ＶＧＧを代入し、昇圧制御スイッチＳｕのオン時間は、演算増幅器Ａ１の１／（ユニティゲイン周波数）よりは長いが、収束時間τｓより短く設定すればよい。

あらかじめ、液晶パネルの負荷抵抗Ｒ_OUT や負荷容量Ｃ_OUT が精度良く見積もることができ、収束時間τｓを規定できる場合には、式（３）を満たすように、各定数を決定することで、パネル負荷に依存せず、時定数の制約なしに、負荷駆動電圧立ち上げの速度を自由に調整することが可能となる。

（変形の態様１）
上記では、ブースト電圧ＶＧＧが演算増幅器Ａ１の電源電圧ＶＤＤより高いものとしたが、ここでは、ブースト電圧ＶＧＧが演算増幅器Ａ１の電源電圧ＶＤＤより低いものとする。この場合には、高速駆動に加えて、低消費電力化を図ることができる。これに関して、図６を用いて説明する。

充放電にかかわる電力は、負荷容量Ｃ_OUT への電荷の移動量から算出できる。負荷駆動電圧の電圧変化初期の値を０Ｖ、収束電圧を高位側の目標駆動電圧ＶＨとして、この電力を考える。演算増幅器Ａ１のみで充電すると、電荷量ΔＱは、収束時間をτｓとして、
ΔＱ＝Ｉ_OUT ×τｓ ……………（７）
となる。Ｉ_OUT は演算増幅器Ａ１の出力電流である。ここで、演算増幅器Ａ１の電源電圧をＶＤＤとすると、この充放電電力Ｐ１は、
Ｐ１＝ＶＤＤ×Ｉ_OUT ……………（８）
となる。

次に、出力端子ＯＵＴにブースト電圧ＶＧＧを所定期間ｔ１与えた場合を考える。

いま、ブースト電圧ＶＧＧから出力へ流れる電流をＩ_GGとする。

ΔＱ＝Ｉ_GG×ｔ１＋Ｉ_OUT （τｓ−ｔ１） ……………（９）
となり、充放電電力Ｐ１は、
Ｐ１＝Ｉ_GG×ＶＧＧ×ｔ１／τｓ＋Ｉ_OUT ×ＶＤＤ×（τｓ−ｔ１）／τｓ ……１０）
と表すことができる。

これは、ブースト電圧ＶＧＧのオン時間ｔ１と、演算増幅器Ａ１の電源電圧ＶＤＤとブースト電圧ＶＧＧの比との比例関係で低消費電力化できることを示している。

逆に、すでに説明したように、ブースト電圧ＶＧＧが演算増幅器Ａ１の電源電圧ＶＤＤより高い場合には、ブースト電圧ＶＧＧを高く設定でき、さらなる高速化を図ることができる。

（変形の態様２）
図７は変形の態様２にかかわり、図１の実施の形態１の構成と図４の実施の形態２の構成とを合成したものである。入力レベル制御部１と昇圧制御スイッチＳｕとタイミング制御部３を備えている。

上記の実施の形態１の場合、入力レベル制御部１によって入力レベルを制御することにより、液晶パネルの負荷回路２の時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束させることができる。しかし実際には、演算増幅器Ａ１の内部スルーレートを高めておく必要がある。すなわち、高速演算増幅器として準備しておく必要があり、実現が困難な部分もある。また、図４の実施の形態２の場合、昇圧制御スイッチＳｕを介してブースト電圧ＶＧＧを印加するので、演算増幅器Ａ１の内部スルーレートに関係なく、高速に収束させられる。一方、演算増幅器Ａ１の出力に切り替えるために昇圧制御スイッチＳｕがオフしたときに、スイッチングノイズが発生してしまう。そこで、図７の構成では、まず、昇圧制御スイッチＳｕをオンにして高位側の目標駆動電圧ＶＨの近傍まで収束した時点で、演算増幅器Ａ１の出力に切り替え、さらに、入力レベル制御部１によって液晶パネルの負荷回路２への充放電電荷分相当の電圧を加算して演算増幅器Ａ１へ入力するようにしている。その結果、波形の歪みやオーバーシュートを低減して滑らかな収束波形を確保しつつ、高速化を実現することができる。

（実施の形態３）
図８は本発明の実施の形態３における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

演算増幅器Ａ１の非反転入力端子（＋）に対して液晶表示の画素データに応じて決まる入力信号の直流の高位側の目標駆動電圧ＶＨとこの高位側の目標駆動電圧ＶＨより高いブースト電圧ＶＨＨとが入力選択スイッチＳｉを介して選択的に入力されるようになっている。また、演算増幅器Ａ１の出力端子とグランドとの間に平滑コンデンサＣＣが挿入され、平滑コンデンサＣＣと液晶パネルの負荷回路２との間に出力制御スイッチＳｏが介挿されている。ブースト電圧ＶＨＨは高位側の目標駆動電圧ＶＨより高く、その差分ΔＶＨＨ＝（ＶＨＨ−ＶＨ）は、平滑コンデンサＣＣに対する充電電荷分相当の電圧に対応し、平滑コンデンサＣＣと液晶パネルの負荷容量Ｃ_OUT の比から決まる。タイミング制御部３は、制御信号ＴＩＮにより入力選択スイッチＳｉのオン・オフ制御を行うとともに、制御信号ＴＯＮにより出力制御スイッチＳｏのオン・オフ制御を行う。出力制御スイッチＳｏは、液晶表示タイミングに基づいて制御される。

出力制御スイッチＳｏのオフ状態において、タイミング制御部３は制御信号ＴＩＮにより入力選択スイッチＳｉを制御してブースト電圧ＶＨＨを選択し、このブースト電圧ＶＨＨで平滑コンデンサＣＣを充電する。次いで、出力制御スイッチＳｏをオンし、平滑コンデンサＣＣのブースト電圧ＶＨＨを液晶パネルの負荷回路２に印加する。これにより、負荷駆動電圧Ｖ_OUT が上昇する。このときの負荷駆動電圧Ｖ_OUT の上昇は、液晶パネルの負荷回路２の負荷抵抗Ｒ_OUT と負荷容量Ｃ_OUT で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に高位側の目標駆動電圧ＶＨのレベルに収束するものとなる。タイミング制御部３は、負荷駆動電圧Ｖ_OUT が高位側の目標駆動電圧ＶＨのレベルに到達したときに入力選択スイッチＳｉを切り替え、演算増幅器Ａ１の入力として高位側の目標駆動電圧ＶＨを選択する。演算増幅器Ａ１の内部スルーレートを十分高くとっておくと、画素データに応じて高位側の目標駆動電圧ＶＨが変化するとき、負荷駆動電圧Ｖ_OUT は液晶パネルの負荷抵抗Ｒ_OUT と負荷容量Ｃ_OUT による時定数で収束することになる。

ここで、ある時刻において高位側の目標駆動電圧ＶＨ_{_t0}＝２Ｖが出力されていて、液晶表示周期の次のタイミングで高位側の目標駆動電圧ＶＨ_{_t1}＝５Ｖを出力すると考える。また、液晶パネルの負荷容量Ｃ_OUT＝１００ｎＦ、負荷抵抗Ｒ_OUT ＝１００Ω、平滑コンデンサＣＣ＝１μＦであるとする。演算増幅器Ａ１のスルーレートが十分高いとすると、高位側の目標駆動電圧ＶＨ_{_t1}＝５．０Ｖの９５％へ収束させる場合の収束時間τｓは、時定数τ＝Ｃ_OUT ×Ｒ_OUT として、
τｓ＝３τ＝３Ｃ_OUT ×Ｒ_OUT ＝３０μｓ ……………（１１）
が必要となる。ここで、液晶パネルへ２０μｓで収束させたいとする。２０μｓで収束するには、２τ（τ＝１０μｓ）である必要がある。高位側の目標駆動電圧ＶＨ_{_t1}＝５．０Ｖの９５％の電圧へ２τで充電できるブースト電圧ＶＨＨは、以下のように決定すればよい。

ΔＶＨＨ＝ＶＨＨ−ＶＨ_{_t1} ……………（１２）
とすると、充電の方程式より、
ΔＶＨＨ＝０．９５（ＶＨ_{_t1}−ＶＨ_{_t0}）／（１−exp（−２））−（ＶＨ_{_t0}−ＶＨ_{_t0}）
≒０．1（ＶＨ_{_t1}−ＶＨ_{_t0}）＝０．３Ｖ ……………（１３）
となり、ブースト電圧ＶＨＨは、
ＶＨ_{_t1}＋ΔＶＨＨ＝５．３Ｖ ……………（１４）
となる。この電圧をブースト電圧ＶＨＨとして与えることで、ブースト電圧ＶＨＨと高位側の目標駆動電圧ＶＨ_{_t0}の電圧差に対して、電圧０．９５（ＶＨ_{_t1}−ＶＨ_{_t0}）は、２τで収束できるので、見かけ上、出力は、これまで３τ必要であった収束時間τｓが２τで済むように見える。このように高速化を行うことで、液晶パネルの負荷抵抗や負荷容量に対する高位側の目標駆動電圧ＶＨ_{_t0}から高位側の目標駆動電圧ＶＨ_{_t1}への時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束することが可能となる。

逆に、液晶パネルの負荷容量Ｃ_OUTと平滑容量ＣＣの電荷保存則に問題がないか検証しておく。電荷の輸送を式で表すと、
ＶＨＨ＝（ＶＨ_{_t1}−ＶＨ_{_t0}）×Ｃ_OUT ／ＣＣ＋ＶＨ_{_t1} ……………（１５）
となる電圧以上を印加し、演算増幅器Ａ１から平滑コンデンサＣＣに充電しておけば、電荷保存則は成り立つ。

この場合、ブースト電圧ＶＨＨ＝５．３Ｖとなり、演算増幅器Ａ１の駆動能力が低くとも、高位側電圧をＶＨ_{_t0}からＶＨ_{_t1}へ切り替える前に、平滑コンデンサに電荷を蓄えていれば、収束可能であることを示す。さらに、これは、高速化しているにもかかわらず、演算増幅器Ａ１は、液晶駆動の周期の期間をすべて使って、平滑コンデンサへ電荷を蓄えればよいので、演算増幅器Ａ１の能力を低くすることができることを表す。演算増幅器Ａ１の能力を低くできれば、小面積で、低消費電力、さらに、発振安定性に優れた回路を提供することが容易になる。

（実施の形態３の変形の態様）
高位側の目標駆動電圧ＶＨ、低位側の目標駆動電圧ＶＬおよび収束時間τｓは、液晶パネルの材質や駆動方法により決まる。大型高精細なテレビジョン受像機などに適用される液晶パネルでは、低温ポリシリコンが用いられ、ドット反転駆動が使用されることが多い。この場合、コモン電極への印加電圧は一定であるが、液晶素子のソースの各々にコモン電極に対して、正負の電圧を映像データに基づいて、２μｓから５μｓ程度の周期で切り替えて駆動する。このような駆動の場合には、本発明の技術はソースへの駆動に対して適用できる。中小型では、ＯＣＢ（Optically Compensated Birefringence：光学補償複屈折）液晶やＴＮ（TwistedNematic）液晶で、フレーム反転駆動やライン反転駆動、Ｎライン反転駆動を用いることが多い。この場合、コモン電圧でのフレーム反転では１６ｍｓの周期で、またライン反転では３０〜５０μｓの周期で正負の電圧を駆動する。さらに、負荷容量はｎＦ〜数１００ｎＦオーダーであり、このような負荷を高速駆動するときに本発明の技術を適用すると、時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に交流化駆動することが可能となる。

また、いずれの駆動方式、パネル材料であっても、製造上のばらつきがあったり製造拠点が異なる場合に、パネル負荷がばらつくことがある。さらに、パネル負荷以外にも、駆動回路やそれを含む回路とパネルを実装する際に、寄生容量、寄生抵抗、寄生インダクタがついてしまう。また、パネル負荷自体も実際には複雑な分布定数モデルであり、容量や抵抗の簡易モデルで精度良く近似することが困難な場合が多い。

そこで、実施の形態３の変形の態様では、パネル負荷が見積もりと多少異なる場合や、パネルやそれを含む装置が製造上ばらつき、結果的にパネル負荷がばらつく場合や、さらには異なるパネルやパネルの負荷が異なる場合であっても、適切な収束時間τｓと電力に自動調整する構成を説明する。

実施の形態３では、式（１５）の結果から負荷駆動電圧が周期的に変動する場合、自動制御を行う。すなわち、負荷容量Ｃ_OUTや高位側の目標駆動電圧ＶＨは液晶パネルごとに異なるが、このパラメータが変わっても収束時間τｓ（上の例では２μｓ）が一定となるようにする。ここでは、図９のフローチャートおよび図１０の波形図を参照しながら説明する。

まず、図９のステップＳ１において、パネル材料、駆動方式に基づいて各初期値を設定する。いま、ライン反転駆動のコモン電極に対して正負の電圧を切り替える一定の周期が５０μｓの場合、駆動回路の収束時間τｓはマージンをもって４０μｓで高位側の目標駆動電圧ＶＨと低位側の目標駆動電圧ＶＬの振幅の９７％に収束すると規定し、また、液晶パネルの輝度、コントラストからＶＨ＝３Ｖ、ＶＬ＝−３Ｖで駆動したいという要求であるとする。

ステップＳ１からステップＳ２では、液晶パネルに駆動回路を接続して、高位側の目標駆動電圧ＶＨと低位側の目標駆動電圧ＶＬを交互に駆動して波形を確認する。このとき、あらかじめ見積もった液晶パネルの負荷容量や負荷抵抗が精度良く、演算増幅器Ａ１も負荷に合わせて作り込めている場合、収束時間τｓは目論見の４０μｓを達成し、図１０（ａ）に示す波形を得る。収束時間τｓに間に合って駆動できているかの判断のステップＳ３がＹＥＳ、収束時間τｓに対してマージンが大きすぎないかの判断のステップＳ４でＮＯとなる。そして、この場合、特に調整する必要がないので、自動調整は行わず、処理を終了する。あとは、実際にこのままで動作させればよい。

次に、あらかじめ見積もった液晶パネルの負荷容量や負荷抵抗が小さく、想定以上の速度で収束している場合、演算増幅器Ａ１の能力が負荷に対して過剰な能力を有することになる。この場合、ステップＳ３の判断がＹＥＳ、ステップＳ４の判断がＹＥＳとなる。そして、ステップＳ５で、過剰な能力を調整するために、演算増幅器Ａ１のバイアス電流を減じて例えば３／４にする。一般に、演算増幅器Ａ１の速度は電流の平方根に比例するので、１３．４％程度能力を削減することになる（３／４の平方根は約８６．６％ゆえ）。消費電流はバイアス電流に概ね比例し、２５％削減できる。

この調整を行って、ステップＳ２で再度、高位側の目標駆動電圧ＶＨと低位側の目標駆動電圧ＶＬを交互に駆動して、波形を確認する。そして、収束時間τｓのマージンが過剰である限り、バイアス電流を都度、３／４倍に削減し、ステップＳ２へ戻る。このような調整の様子を図１０（ｂ）の波形に示す。

このようにパネル負荷を駆動するのに必要な能力に調整することで電力を抑制し、収束時間τｓを満たす対向電極の駆動が可能となる。

ここで、自動調整して得られたバイアス電流の制御情報をメモリに記憶させるようにしても構わない。ま、これをレジスタとして初期値とすることで、該当パネルを点灯し、実際に動作するときに、バイアス電流の制御で初めから自動調整値を初期値として与えてやることで、好適に駆動することができる。

次に、あらかじめ見積もった液晶パネルの負荷容量や負荷抵抗が大きく、想定以上の速度で収束しない場合、さらには、高位側の目標駆動電圧ＶＨ、低位側の目標駆動電圧ＶＬに到達しない場合には、ブースト電圧ＶＨＨ（＝ＶＨ＋ΔＶ）を発生させて収束時間τｓに収まるような自動調整を行う。この場合、ステップＳ３の判断がＮＯとなる。ここで、駆動能力を向上させるために、ステップＳ６の処理に進み、ブースト電圧増加分ΔＶを５０ｍＶに設定する。立ち上がりが収束時間τｓ内に収束しない場合、
ＶＨ＝ＶＨ＋ΔＶ ……………（１６）
とする。また、立ち下がりが収束時間τｓ内に収束しない場合、
ＶＬ＝ＶＬ−ΔＶ ……………（１７）
とする。また、立ち上がり、立ち下がりがともに収束時間τｓ内に収束しない場合、
ＶＨ＝ＶＨ＋ΔＶ、ＶＬ＝ＶＬ−ΔＶ ……………（１８）
とする。

次に、ステップＳ２の処理に戻り、収束時間τｓを満たすまでステップＳ６の処理を繰り返す。この様子を図１０（ｃ）に示す。

以上のような自動調整を行うことで、駆動電圧制御装置を制御するだけで、半導体装置として再調整して製造し直したりすることもなく、また、あらかじめ把握していた負荷とは異なるパネルであっても、収束時間τｓを満足し、適切な消費電流の駆動電圧制御装置を提供することが可能となるのである。

また、演算増幅器Ａ１の内部スルーレートは、外部スルーレートに対して、十分大きいことを前提に説明してきたが、ステップＳ６のブースト電圧増加分ΔＶの調整に加えて、演算増幅器Ａ１のバイアス電流を１．５倍にするなどの処理を追加することで、演算増幅器Ａ１の内部スルーレートも含めて、自動調整が可能となる。

さらに、負荷回路によらず、負荷駆動電圧を要求された収束時間τｓに目標駆動電圧に収束できる場合を説明する。

図１１は本発明の実施の形態３における負荷回路によらずに、負荷駆動電圧を要求された収束時間τｓに目標駆動電圧に収束できる液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。図１１において、５は負荷駆動電圧と目標駆動電圧を比較する比較器、６は比較器５の比較結果に応じて動作し、負荷駆動電圧が目標駆動電圧より高いときはブースト電圧ＶＨＨを降圧し、負荷駆動電圧が目標駆動電圧に等しければブースト電圧ＶＨＨを変更せず、負荷駆動電圧が目標駆動電圧より低いときはブースト電圧ＶＨＨを昇圧するブースト電圧制御部である。図示例の場合、ブースト電圧制御部６は、演算回路７とＤＡ変換器８とから構成されている。ブースト電圧制御部６は、タイミング制御部３によって所定のタイミングで制御されるようになっている。すなわち、演算回路７とＤＡ変換器８がタイミング制御される。演算回路７は実際にはブースト電圧増加分ΔＶを求め、これをＤＡ変換器８がアナログ制御信号に変換し、ブースト電圧ＶＨＨにおけるブースト電圧増加分ΔＶを調整する。

要求された収束時間τｓで負荷駆動電圧を目標駆動電圧に収束させる制御の動作を説明する。

演算増幅器Ａ１のみで駆動すれば、演算増幅器Ａ１のスルーレートと要求された収束時間τｓにより負荷駆動電圧が決定されてしまう。このとき、負荷回路２の容量や抵抗が演算増幅器Ａ１の内部スルーレートより十分小さく、さらに演算増幅器Ａ１のスルーレートが十分高ければ、要求された収束時間τｓで負荷駆動電圧を出力できる。ところが、負荷回路２の容量や抵抗が大きくて負荷が重い場合には、その時定数により制限され、収束時間τｓ内に目標駆動電圧まで収束しない。逆に、入力電圧にブースト電圧ＶＨＨを選択した場合、ブースト電圧ＶＨＨが高すぎると負荷駆動電圧はオーバーシュートし、やはり収束しない。また、負荷回路２の負荷は液晶パネルなどが変わることやその製造バラつきから、常に一定であるとは限らない。

そこで、負荷回路２やその時定数が変動した場合に、その変化分を検出し、最適なブースト電圧ＶＨＨを与えることで、要求された収束時間τｓに確実に目標駆動電圧に収束する制御を実現するために、比較器５とブースト電圧制御部６を備えている。

いま、負荷駆動電圧が０Ｖで、要求された収束時間τｓが経過したときに、比較器５は負荷駆動電圧を目標駆動電圧と比較し、演算回路７で下記のような演算を行う。

（ａ）負荷駆動電圧が目標駆動電圧に等しい場合には、ブースト電圧ＶＨＨは変更しない。

（ｂ）負荷駆動電圧が目標駆動電圧より高い場合には、ブースト電圧ＶＨＨを元のブースト電圧ＶＨＨより絶対値の小さい電圧に変更する。

（ｃ）負荷駆動電圧が目標駆動電圧より低い場合には、ブースト電圧ＶＨＨを元のブースト電圧ＶＨＨより絶対値の大きい電圧に変更する。

これを繰り返し行うことで、液晶パネルを変更しても、液晶パネルがばらついても、要求された収束時間τｓに目標駆動電圧を出力することができる。なお、上記で負荷駆動電圧が目標駆動電圧に等しいとは、負荷駆動電圧がその誤差範囲（例えば目標駆動電圧±１０ｍＶなどの範囲）に入ればよいことを意味している。

以上のようにして、液晶パネルが変わっても、またその負荷がばらついても、負荷駆動電圧を要求された収束時間τｓに目標駆動電圧に確実に収束させることが可能となる。

また、パネル負荷や収束時間τｓが等しければ、ブースト電圧ＶＨＨやバイアス電流も同じでよいので、比較器５での処理は、パネル負荷や収束時間τｓが変わらない限り、変更する必要はない。したがって、パネル負荷と収束時間τｓを設定して、一定時間に最適なブースト電圧へ収束させたのちには、最適なブースト電圧ＶＨＨの値を制御レジスタに送信、記憶させておけばよいので、比較器５は動作しなくてもよい。実際に液晶パネルへ画像を転送し表示する前段階のテストでブースト電圧ＶＨＨを設定することで、表示中には電力増加なく、パネル負荷によらず、低消費電力で自在に収束時間τｓを設定することが可能となる。

（実施の形態４）
図１２は本発明の実施の形態４における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

図１２において、Ａ１は高位側の目標駆動電圧ＶＨを入力してインピーダンス変換し負荷駆動電圧Ｖ１を出力する第１の演算増幅器、Ａ２は高位側の目標駆動電圧ＶＨよりも高電位のブースト電圧ＶＨＨを入力してインピーダンス変換し、負荷駆動電圧Ｖ１より高いブート駆動電圧Ｖ２を出力する第２の演算増幅器である。Ｓｓは第１の演算増幅器Ａ１の負荷駆動電圧Ｖ１と第２の演算増幅器Ａ２のブート駆動電圧Ｖ２とを選択する出力選択スイッチ、ＣＣは出力選択スイッチＳｓとグランドとの間に挿入された平滑コンデンサ、Ｓｏは平滑コンデンサＣＣと液晶パネルの負荷回路２との間に介挿された出力制御スイッチ、３はタイミング制御部である。タイミング制御部３は、制御信号ＴＳにより出力選択スイッチＳｓのオン・オフ制御を行うとともに、制御信号ＴＯＮにより出力制御スイッチＳｏのオン・オフ制御を行う。また、タイミング制御部３は、制御信号ＴＨ，ＴＨＨにより演算増幅器Ａ１および第２の演算増幅器Ａ２の動作および動作停止を制御する機能も併せ有している。

タイミング制御部３は、出力制御スイッチＳｏのオフ状態において、制御信号ＴＳにより出力選択スイッチＳｓを制御して第２の演算増幅器Ａ２のブースト電圧ＶＨＨを選択し、このブースト電圧ＶＨＨで平滑コンデンサＣＣを充電する。このとき、制御信号ＴＨにより非選択状態の第１の演算増幅器Ａ１はパワーオフし、低消費電力を図る。

次いで、タイミング制御部３は表示タイミングに応じて制御信号ＴＯＮにより出力制御スイッチＳｏをオンし、平滑コンデンサＣＣのブースト電圧ＶＨＨを液晶パネルの負荷回路２に印加する。これにより、負荷駆動電圧Ｖ_OUT が上昇する。このときの負荷駆動電圧Ｖ_OUT の上昇は、液晶パネルの負荷回路２の負荷抵抗Ｒ_OUT と負荷容量Ｃ_OUT で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に高位側の目標駆動電圧ＶＨのレベルに収束するものとなる。負荷駆動電圧Ｖ_OUT が高位側の目標駆動電圧ＶＨのレベルに到達したときに出力選択スイッチＳｓを切り替えて第１の演算増幅器Ａ１の負荷駆動電圧Ｖ１を選択する。このとき、制御信号ＴＨＨにより非選択状態の第２の演算増幅器Ａ２はパワーオフし、低消費電力を図る。第１の演算増幅器Ａ１の内部スルーレートを十分高くとっておくと、画素データに応じて高位側の目標駆動電圧ＶＨが変化するとき、負荷駆動電圧Ｖ_OUT は液晶パネルの負荷抵抗Ｒ_OUT と負荷容量Ｃ_OUT による時定数で収束することになる。

本実施の形態によれば、演算増幅器Ａ１の内部スルーレートに依存せずに高速化を図ることができる。さらに、非選択状態のときは、第１の演算増幅器Ａ１、第２の演算増幅器Ａ２はパワーオフすることで低消費電力も実現できる。

（実施の形態５）
図１３は本発明の実施の形態５における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

本実施の形態は、実施の形態４の場合の図１２において出力選択スイッチＳｓを省略したものに相当している。第２の演算増幅器Ａ２のブート駆動電圧Ｖ２を選択している期間では、タイミング制御部３は制御信号ＴＨによって演算増幅器Ａ１をハイインピーダンス状態にし、逆に第１の演算増幅器Ａ１の負荷駆動電圧Ｖ１を選択している期間では、タイミング制御部３は制御信号ＴＨＨによって第２の演算増幅器Ａ２をハイインピーダンス状態にする。

本実施の形態によれば、第１の演算増幅器Ａ１および第２の演算増幅器Ａ２と平滑コンデンサＣＣとの間の出力選択スイッチＳｓが不要となる。出力インピーダンスを低減できるので、より動作を高速化することができる。また、切り替え時のノイズがない電圧を得ることができる。

（実施の形態６）
図１４は、本発明の実施の形態６における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

演算増幅器Ａ１の出力端子にタイミング制御スイッチＳｔと出力制御スイッチＳｏを介して液晶パネルの負荷回路２が接続されている。タイミング制御スイッチＳｔと出力制御スイッチＳｏとの接続点が高位側の目標駆動電圧ＶＨよりも高電位のブースト電圧ＶＧＧの電源に対して昇圧制御スイッチＳｕを介して接続されている。また、タイミング制御スイッチＳｔと出力制御スイッチＳｏとの接続点とグランドとの間に平滑コンデンサＣＣが挿入されている。タイミング制御部３は、制御信号ＴＯＮにより出力制御スイッチＳｏのオン・オフ制御を行い、制御信号ＴＰにより昇圧制御スイッチＳｕのオン・オフ制御を行い、制御信号ＴＯＰによってタイミング制御スイッチＳｔのオン・オフ制御を行うようになっている。出力制御スイッチＳｏは、液晶表示タイミングに基づいて制御される。

タイミング制御部３は、出力制御スイッチＳｏのオフ状態において、制御信号ＴＰによって昇圧制御スイッチＳｕをオンに制御し、ブースト電圧ＶＧＧで平滑コンデンサＣＣを充電する。次いで、昇圧制御スイッチＳｕをオフに制御する。そして、表示タイミングに応じて出力制御スイッチＳｏをオンし、平滑コンデンサＣＣのブースト電圧ＶＧＧを液晶パネルの負荷回路２に印加する。これにより、負荷駆動電圧Ｖ_OUT が上昇する。このときの負荷駆動電圧Ｖ_OUT の上昇は、液晶パネルの負荷回路２の負荷抵抗Ｒ_OUT と負荷容量Ｃ_OUT で決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に高位側の目標駆動電圧ＶＨのレベルに収束するものとなる。負荷駆動電圧Ｖ_OUT が高位側の目標駆動電圧ＶＨのレベルに到達したときに制御信号ＴＯＰによってタイミング制御スイッチＳｔをオンにし、高位側の目標駆動電圧ＶＨによる演算増幅器Ａ１の出力Ｖ１を選択する。

本実施の形態によれば、液晶パネルの負荷回路２へ充電するための電荷をあらかじめ平滑コンデンサＣＣに蓄えておくので、動作の高速化が図られる。

変形の態様として、図１５に示すように、タイミング制御スイッチＳｔを省略するとともに、タイミング制御部３からの制御信号ＴＨによって演算増幅器Ａ１の出力をハイインピーダンス化するのでもよい。さらに、演算増幅器Ａ１をパワーオフして低消費電力を図るのでもよい。

（実施の形態７）
図１６は本発明の実施の形態７における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

演算増幅器Ａ１の出力端子と反転入力端子（−）との間のフィードバックラインに帰還制御スイッチＳｆが介挿され、この帰還制御スイッチＳｆがタイミング制御部３の制御信号ＴＣＯによってオン・オフ制御されるようになっている。演算増幅器Ａ１の出力端子とグランドとの間に平滑コンデンサＣＣが挿入され、平滑コンデンサＣＣと液晶パネルの負荷回路２との間に出力制御スイッチＳｏが介挿されている。この出力制御スイッチＳｏもタイミング制御部３の制御信号ＴＯＮによってオン・オフ制御されるようになっている。

演算増幅器Ａ１は、帰還制御スイッチＳｆをオン状態にして反転入力端子（−）を出力端子に短絡するとボルテージフォロアとして動作し、オフ状態にして反転入力端子（−）をグランドに短絡すると比較器として動作する。比較器として動作するとき、演算増幅器Ａ１はＨレベル（電源電圧ＶＤＤ）を出力する。

タイミング制御部３は、出力制御スイッチＳｏのオフ状態において、制御信号ＴＣＯにより帰還制御スイッチＳｆを所定の期間オフ状態にする。これにより、演算増幅器Ａ１の反転入力端子（−）がグランドに短絡され、演算増幅器Ａ１は比較器として動作し、Ｈレベル（電源電圧ＶＤＤ）を出力する。これにより、電源電圧ＶＤＤで平滑コンデンサＣＣへの充電が行われる。

そして、表示タイミングに応じてタイミング制御部３が制御信号ＴＯＮにより出力制御スイッチＳｏをオンすると、平滑コンデンサＣＣから液晶パネルの負荷回路２に対して電源電圧ＶＤＤによる充電が行われる。この充電は高速である。液晶パネルの負荷回路２において負荷駆動電圧Ｖ_OUT が収束目標電圧にほぼ等しくなるとき、帰還制御スイッチＳｆがオン状態に切り替えられ、演算増幅器Ａ１の出力端子と反転入力端子（−）が短絡されて、演算増幅器Ａ１がボルテージフォロアとして動作することで、演算増幅器Ａ１から出力される負荷駆動電圧は画素データに応じて決まる高位側の目標駆動電圧ＶＨに収束する。

このとき、平滑コンデンサＣＣに対してあらかじめ収束目標電圧よりも高位の電源電圧レベルで充電しておき、さらに平滑コンデンサＣＣから液晶パネルの負荷回路２に充電を行うので、負荷回路２を収束目標電圧まで昇圧するのに、負荷回路２の時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に収束させることができる。

（実施の形態８）
図１７は本発明の実施の形態８における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

演算増幅器Ａ１とは別に比較器ＣＭ１を備えている。演算増幅器Ａ１の出力端子に平滑コンデンサＣＣが接続されているとともに、出力制御スイッチＳｏを介して液晶パネルの負荷回路２が接続されている。出力制御スイッチＳｏと負荷回路２との接続点が昇圧制御スイッチＳｕを介して電源電圧ＶＤＤに接続されている。昇圧制御スイッチＳｕは、比較器ＣＭ１の出力によってオン・オフ制御されるようになっている。比較器ＣＭ１の非反転入力端子（＋）は出力制御スイッチＳｏと負荷回路２との接続点に接続され、反転入力端子（−）には所定の基準電圧（ＶＨ−ΔＶ）が印加されている。

平滑コンデンサＣＣは、演算増幅器Ａ１から出力される負荷駆動電圧によって充電されている。これは、演算増幅器Ａ１に入力されてくる画素データに応じた高位側の目標駆動電圧ＶＨに対応した電圧である。タイミング制御部３は、制御信号ＴＯＮにより出力制御スイッチＳｏをオン状態にする。このとき、比較器ＣＭ１の非反転入力端子（＋）に印加される電圧は比較的に低いもので、比較器ＣＭ１は“Ｌ”レベルを出力しているので、昇圧制御スイッチＳｕはオン状態になっている。これにより、高位の電源電圧ＶＤＤが昇圧制御スイッチＳｕを介して負荷回路２に印加されるとともに、さらに出力制御スイッチＳｏを介して平滑コンデンサＣＣに印加され、平滑コンデンサＣＣを電源電圧ＶＤＤで充電する。比較器ＣＭ１は、負荷回路２への印加電圧を基準電圧と比較する。平滑コンデンサＣＣへの充電の進行に伴って負荷回路２への印加電圧が基準電圧に達すると、比較器ＣＭ１から“Ｈ”レベルが出力されて、昇圧制御スイッチＳｕがオフ状態になる。出力制御スイッチＳｏはオン状態のままであり、演算増幅器Ａ１に入力されてくる画素データに応じた高位側の目標駆動電圧ＶＨが負荷回路２に反映される。

本実施の形態によれば、平滑コンデンサＣＣに対して高位の電源電圧ＶＤＤを印加することにより、液晶パネルの負荷回路２の実効的動作の高速化を図ることができる。

なお、比較器ＣＭ１の動作期間中では演算増幅器Ａ１の動作を停止させ、逆に演算増幅器Ａ１の動作期間中では比較器ＣＭ１の動作を停止させるように構成してもよく、この場合は低消費電力化も図ることができる。

（実施の形態９）
図１８は本発明の実施の形態９における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。本実施の形態は、液晶パネルの負荷回路２を交流化駆動するための負荷駆動電圧を生成するものである。これは、液晶パネルのライン反転時に必要な対向電極を駆動する電源電圧であって、液晶パネルを駆動するのに好適な正極側の電位（例えば＋３Ｖ）と負極側の電位（例えば−３Ｖ）を交互に出力するものである。

正極側の演算増幅器Ａ１の非反転入力端子（＋）に対して入力選択スイッチＳＨｉを介して正極側の高位側の目標駆動電圧ＶＨと高位側の目標駆動電圧ＶＨより高い正極側のブースト電圧ＶＨＨとが選択的に入力されるようになっている。正極側のブースト電圧ＶＨＨと高位側の目標駆動電圧ＶＨとの差分は、（１）式に準じて算出される。正極側の演算増幅器Ａ１の反転入力端子（−）は出力端子に接続されている。正極側の演算増幅器Ａ１の出力端子に平滑コンデンサＣＣ１が接続されている。

また、負極側の演算増幅器Ａ３の非反転入力端子（＋）に対して入力選択スイッチＳＬｉを介して負極側の入力低位側の目標駆動電圧ＶＬと入力低位側の目標駆動電圧ＶＬより低い負極側のブースト電圧ＶＬＬとが選択的に入力されるようになっている。入力低位側の目標駆動電圧ＶＬと負極側のブースト電圧ＶＬＬとの差分は、（１）式に準じて算出される。負極側の演算増幅器Ａ３の反転入力端子（−）は出力端子に接続されている。負極側の演算増幅器Ａ３の出力端子に平滑コンデンサＣＣ２が接続されている。

そして、正極側の演算増幅器Ａ１の出力端子と負極側の演算増幅器Ａ３の出力端子とが出力切替スイッチＳｘを介して液晶パネルの負荷回路２に選択的に接続されるようになっている。タイミング制御部３は、表示タイミングに合わせて制御信号ＳＥＬにより出力切替スイッチＳｘの切り替え制御を行う。また、タイミング制御部３は、入力選択スイッチＳＨｉと入力選択スイッチＳＬｉをタイミング制御する。

次に、以上のように構成された本実施の形態の駆動電圧制御装置の動作を説明する。

（i）出力切替スイッチＳｘが負極側の演算増幅器Ａ３の出力を選択している期間において、正極側の入力選択スイッチＳＨｉは高位の正極側のブースト電圧ＶＨＨを選択し、正極側の演算増幅器Ａ１に入力する。これにより、正極側の平滑コンデンサＣＣ１に対して、高位の正極側のブースト電圧ＶＨＨで充電が行われる。このとき、負極側の入力選択スイッチＳＬｉは通常の入力低位側の目標駆動電圧ＶＬを選択し、負極側の演算増幅器Ａ３に入力する。負極側の演算増幅器Ａ３の出力端子は出力切替スイッチＳｘによって液晶パネルの負荷回路２に接続されているから、負荷回路２はマイナス側の入力直流低位側の目標駆動電圧ＶＬで駆動される。

（ii）出力切替スイッチＳｘが正極側の演算増幅器Ａ１の出力を選択している期間において、負極側の入力選択スイッチＳＬｉは低位の負極側のブースト電圧ＶＬＬを選択し、負極側の演算増幅器Ａ３に入力する。これにより、負極側の平滑コンデンサＣＣ２に対して、低位の負極側のブースト電圧ＶＬＬで充電が行われる。このとき、正極側の入力選択スイッチＳＨｉは通常の高位側の目標駆動電圧ＶＨを選択し、正極側の演算増幅器Ａ１に入力する。正極側の演算増幅器Ａ１の出力端子は出力切替スイッチＳｘによって液晶パネルの負荷回路２に接続されているから、負荷回路２はプラス側の入力直流高位側の目標駆動電圧ＶＨで駆動される。

そして、タイミング制御部３は、出力切替スイッチＳｘにより上記の（i）の状態と（ii）の状態を交互に切り替える。

（i）から（ii）へ切り替えたとき、平滑コンデンサＣＣ１にはすでに高位の正極側のブースト電圧ＶＨＨでの充電が完了しているので、負荷回路２に対する負荷駆動電圧Ｖ_OUTは高速に収束目標電圧に収束する。同様に、（ii）から（i）へ切り替えたとき、平滑コンデンサＣＣ２にはすでに低位の負極側のブースト電圧ＶＬＬでの充電が完了しているので、負荷回路２に対する負荷駆動電圧Ｖ_OUTは高速に収束目標電圧に収束する。

上記の動作がサイクリックに繰り返され、図３５（ａ）のような出力波形が得られる。

本実施の形態によれば、液晶パネルを駆動する駆動電圧制御装置において、液晶パネルの負荷（Ｃ_OUT ×Ｒ_OUT ）により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に負荷を駆動することができる。

（実施の形態１０）
図１９は本発明の実施の形態１０における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

正極側の演算増幅器Ａ１の出力端子とグランドとの間に正極側の平滑コンデンサＣＣ１が挿入されている。正極側の演算増幅器Ａ１の出力端子に対して正極側の昇圧制御スイッチＴＲ１を介して正極側の高位側の目標駆動電圧ＶＨよりも高い正極側のブースト電圧ＶＧＧの電源が接続されている。負極側の演算増幅器Ａ３の出力端子とグランドとの間に負極側の平滑コンデンサＣＣ２が挿入されている。負極側の演算増幅器Ａ３の出力端子に対して負極側の昇圧制御スイッチＴＲ２を介して負極側の入力信号の低位側の目標駆動電圧ＶＬよりも低い負極側のブースト電圧ＶＮＮの電源が接続されている。正極側の演算増幅器Ａ１の出力と負極側の演算増幅器Ａ３の出力とが出力切替スイッチＳｘを介して負荷回路２に接続されている。タイミング制御部３は、所定のタイミングで出力切替スイッチＳｘを交互に切り替える。また、正極側の昇圧制御スイッチＴＲ１、負極側の昇圧制御スイッチＴＲ２をタイミング制御する。出力切替スイッチＳｘが正極側の演算増幅器Ａ１の出力を選択したとき、負極側の昇圧制御スイッチＴＲ２をオンし、出力切替スイッチＳｘが負極側の演算増幅器Ａ３の出力を選択したとき、正極側の昇圧制御スイッチＴＲ１をオンする。

（i）タイミング制御部３の制御により出力切替スイッチＳｘが負極側の演算増幅器Ａ３の出力を選択している期間において、このとき、負極側ではすでに負極側の平滑コンデンサＣＣ２への負極側のブースト電圧ＶＮＮでの充電が完了しており、負極側の演算増幅器Ａ３は負極側の入力信号を安定した電圧状態で負荷回路２へ入力している。そして、正極側の昇圧制御スイッチＴＲ１がオンすることにより、高位の正極側のブースト電圧ＶＧＧで正極側の平滑コンデンサＣＣ１への充電を開始する。

（ii）タイミング制御部３の制御により出力切替スイッチＳｘが正極側の演算増幅器Ａ１の出力を選択している期間において、このとき、正極側ではすでに正極側の平滑コンデンサＣＣ１への正極側のブースト電圧ＶＧＧでの充電が完了しており、正極側の演算増幅器Ａ１は正極側の入力信号を安定した電圧状態で負荷回路２へ入力している。そして、負極側の昇圧制御スイッチＴＲ２がオンすることにより、低位の負極側のブースト電圧ＶＮＮで負極側の平滑コンデンサＣＣ２への充電を開始する。

そして、タイミング制御部３は、出力切替スイッチＳｘにより上記の（i）の状態と（ii）の状態を交互に切り替える。

（i）から（ii）へ切り替えたとき、正極側の平滑コンデンサＣＣ１にはすでに正極側のブースト電圧ＶＧＧでの充電が完了しているので、負荷回路２に対する負荷駆動電圧は高速に収束目標電圧に収束する。同様に、（ii）から（i）へ切り替えたとき、負極側の平滑コンデンサＣＣ２にはすでに負極側のブースト電圧ＶＮＮでの充電が完了しているので、負荷回路２に対する負荷駆動電圧は高速に収束目標電圧に収束する。上記の動作がサイクリックに繰り返され、負荷を交流化駆動するための電圧波形が得られる。この場合も、液晶パネルの負荷により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に負荷を駆動することが可能である。

（実施の形態１１）
図２０は本発明の実施の形態１１における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

正極側の演算増幅器Ａ１の出力端子とグランドとの間に正極側の平滑コンデンサＣＣ１が挿入されている。また、負極側の演算増幅器Ａ３の出力端子とグランドとの間に負極側の平滑コンデンサＣＣ２が挿入されている。そして、正極側の演算増幅器Ａ１の出力と負極側の演算増幅器Ａ３の出力とが出力切替スイッチＳｘを介して負荷回路２に接続されている。タイミング制御部３は出力切替スイッチＳｘをタイミング制御するものである。

出力切替スイッチＳｘと負荷回路２との接続点が正極側の昇圧制御スイッチＳｕを介して、正極側の高位側の目標駆動電圧ＶＨよりも高い正極側のブースト電圧ＶＧＧの電源に接続されているとともに、負極側の昇圧制御スイッチＳｄを介して、負極側の入力信号の低位側の目標駆動電圧ＶＬよりも低い負極側のブースト電圧ＶＮＮの電源に接続されている。

さらに、正極側の平滑コンデンサＣＣ１の電位を監視し、所定の基準電圧未満のときは正極側の昇圧制御スイッチＳｕをオン状態に制御し、基準電圧以上になったときに正極側の昇圧制御スイッチＳｕをオフ状態に制御する正極側の比較器ＣＭ１が設けられている。また、負極側の平滑コンデンサＣＣ２の電位を監視し、所定の基準電圧超のときは負極側の昇圧制御スイッチＳｄをオン状態に制御し、基準電圧以下になったときに負極側の昇圧制御スイッチＳｄをオフ状態に制御する負極側の比較器ＣＭ２が設けられている。

次に、上記のように構成された本実施の形態の駆動電圧制御装置の動作を説明する。

（i）タイミング制御部３が出力切替スイッチＳｘを制御して正極側の演算増幅器Ａ１の出力を選択させている期間において、正極側の昇圧制御スイッチＳｕがＯＮ状態にあり、出力切替スイッチＳｘを介して正極側のブースト電圧ＶＧＧが正極側の平滑コンデンサＣＣ１に印加続され、この平滑コンデンサＣＣ１に対して正極側のブースト電圧ＶＧＧでの充電が開始される。この平滑コンデンサＣＣ１の充電電圧が負荷回路２に対して印加される。この負荷回路２への印加電圧は、正極側の比較器ＣＭ１によって監視され、所定の基準電圧未満のときは正極側の昇圧制御スイッチＳｕをオン状態に保持するが、基準電圧以上になったときに正極側の昇圧制御スイッチＳｕをオフ状態に制御する。このあとは、平滑コンデンサＣＣ１に対しては正極側の演算増幅器Ａ１からの通常の高位側の目標駆動電圧ＶＨでのみ充電が行われる。なお、負荷回路２への印加電圧は負極側の比較器ＣＭ２の非反転入力端子（＋）にも印加されるが、比較器ＣＭ２からは“Ｈ”レベルが出力されて負極側の昇圧制御スイッチＳｄはＯＦＦ状態に保持されているため、負極側のブースト電圧ＶＮＮの影響はない。

この場合、電源投入初期と出力切替スイッチＳｘが負極側から正極側へ切り替えられた初期において、負荷回路２に正極側のブースト電圧ＶＧＧを印加するので、負荷回路２に対する負荷駆動電圧Ｖ_OUT は高速に収束目標電圧に収束する。

（ii）タイミング制御部３が出力切替スイッチＳｘを制御して負極側の演算増幅器Ａ３の出力を選択させている期間において、負極側の昇圧制御スイッチＳｄがＯＮ状態にあり、出力切替スイッチＳｘを介して負極側のブースト電圧ＶＮＮが負極側の平滑コンデンサＣＣ２に印加され、この平滑コンデンサＣＣ２に対して負極側のブースト電圧ＶＮＮでの充電が開始される。この平滑コンデンサＣＣ２の充電電圧が負荷回路２に対して印加される。この負荷回路２への印加電圧は、負極側の比較器ＣＭ２によって監視され、所定の基準電圧超のときは負極側の昇圧制御スイッチＳｄをオン状態に保持するが、基準電圧以下になったときに負極側の昇圧制御スイッチＳｄをオフ状態に制御する。このあとは、平滑コンデンサＣＣ２に対しては負極側の演算増幅器Ａ３からの通常の入力信号の低位側の目標駆動電圧ＶＬでのみ充電が行われる。なお、負荷回路２への印加電圧は正極側の比較器ＣＭ１の非反転入力端子（＋）にも印加されるが、比較器ＣＭ１からは“Ｌ”レベルが出力されて正極側の昇圧制御スイッチＳｕはＯＦＦ状態に保持されているため、正極側のブースト電圧ＶＧＧの影響はない。

この場合、電源投入初期と出力切替スイッチＳｘが正極側から負極側へ切り替えられた初期において、負荷回路２に負極側のブースト電圧ＶＮＮを印加するので、負荷回路２に対する負荷駆動電圧Ｖ_OUT は高速に収束目標電圧に収束する。

タイミング制御部３は、出力切替スイッチＳｘにより上記の（i）の状態と（ii）の状態を交互に切り替える。

以上のように本実施の形態によれば、負荷を交流化駆動するための電圧波形を得るに当たり、正極側でも負極側でも液晶パネルの負荷により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に負荷を駆動することが可能であり、さらに、正極側の比較器ＣＭ１および負極側の比較器ＣＭ２をもって負荷回路２への印加電圧を監視することにより昇圧制御スイッチＳｕ，Ｓｄの制御を行うので、タイミング制御が高精度なものになる。

上記に関連して、図２１のような回路構成もある。この場合、さらに、平滑容量ＣＣ１の電圧によらずにブースト機能が働く。これは、演算増幅器Ａ１およびＡ３は収束電圧付近のみを駆動すればよく、収束電圧付近までは、ブースト機能で駆動すればよいので、さらなる高速化を図ることができる。加えて、演算増幅器Ａ１およびＡ３の能力にあまり依存しない構成であり、演算増幅器Ａ１およびＡ３の設計が容易になる。

（実施の形態１２）
図２２は本発明の実施の形態１２における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

本実施の形態は、図２０の実施の形態１１において、その正極側の比較器ＣＭ１とその負極側の比較器ＣＭ２とを兼用タイプに変更したものに相当する。出力切替スイッチＳｘと負荷回路２との接続点が正極側の昇圧制御スイッチＳｕを介して、正極側の高位側の目標駆動電圧ＶＨよりも高い正極側のブースト電圧ＶＧＧの電源に接続されているとともに、負極側の昇圧制御スイッチＳｄを介して、負極側の入力信号の低位側の目標駆動電圧ＶＬよりも低い負極側のブースト電圧ＶＮＮの電源に接続されている。この点は、図１７の場合と同様であるが、正極側の昇圧制御スイッチＳｕと負極側の昇圧制御スイッチＳｄを共通の制御対象とし、互いに排他的に制御するための兼用タイプの比較器ＣＭが設けられている。この比較器ＣＭの非反転入力端子（＋）は、出力切替スイッチＳｘの出力端子に接続されている。また、比較器ＣＭの反転入力端子（−）に対して、正極側の基準電位と負極側の基準電位とが基準電位切替スイッチＳｈ，Ｓｇを介して接続されている。比較器ＣＭは、負荷回路２への印加電圧と基準電位切替スイッチＳｇ，Ｓｈのいずれか一方からの基準電位とを比較して、正極側の昇圧制御スイッチＳｕと負極側の昇圧制御スイッチＳｄを背反的にオン・オフ制御する。タイミング制御部３は、出力切替スイッチＳｘと基準電位切替スイッチＳｈ，Ｓｇとをタイミング制御する。

次に、上記のように構成された本実施の形態の駆動電圧制御装置の動作を説明する。

（i）タイミング制御部３が出力切替スイッチＳｘを制御して正極側の演算増幅器Ａ１の出力を選択させている期間において、同時に、タイミング制御部３は基準電位切替スイッチＳｈをオンにし、基準電位切替スイッチＳｇをオフにする。そして、正極側の昇圧制御スイッチＳｕがＯＮ状態にあり、負極側の昇圧制御スイッチＳｄはＯＦＦ状態に保持されている。正極側のブースト電圧ＶＧＧが正極側の昇圧制御スイッチＳｕおよび出力切替スイッチＳｘを介して正極側の平滑コンデンサＣＣ１に印加され、この平滑コンデンサＣＣ１に対して正極側のブースト電圧ＶＧＧでの充電が開始される。この平滑コンデンサＣＣ１の充電電圧が負荷回路２に対して印加される。この負荷回路２への印加電圧は、兼用タイプの比較器ＣＭによって監視され、所定の基準電圧未満のときは正極側の昇圧制御スイッチＳｕをオン状態に保持するが、基準電圧以上になったときに正極側の昇圧制御スイッチＳｕをオフ状態に制御する。このあとは、平滑コンデンサＣＣ１に対しては正極側の演算増幅器Ａ１からの通常の高位側の目標駆動電圧ＶＨでのみ充電が行われる。なお、負極側の昇圧制御スイッチＳｄはＯＦＦ状態に保持される。

この場合、電源投入初期と出力切替スイッチＳｘが負極側から正極側へ切り替えられた初期において、負荷回路２に正極側のブースト電圧ＶＧＧを印加するので、負荷回路２に対する負荷駆動電圧Ｖ_OUT は高速に収束目標電圧に収束する。

（ii）タイミング制御部３が出力切替スイッチＳｘを制御して負極側の演算増幅器Ａ３の出力を選択させている期間において、同時に、タイミング制御部３は基準電位切替スイッチＳｇをオンにし、基準電位切替スイッチＳｈをオフにする。そして、負極側の昇圧制御スイッチＳｄがＯＮ状態にあり、正極側の昇圧制御スイッチＳｕはＯＦＦ状態に保持されている。負極側のブースト電圧ＶＮＮが負極側の昇圧制御スイッチＳｄおよび出力切替スイッチＳｘを介して負極側の平滑コンデンサＣＣ２に印加され、この平滑コンデンサＣＣ２に対して負極側のブースト電圧ＶＮＮでの充電が開始される。この平滑コンデンサＣＣ２の充電電圧が負荷回路２に対して印加される。この負荷回路２への印加電圧は、兼用タイプの比較器ＣＭによって監視され、所定の基準電圧超のときは負極側の昇圧制御スイッチＳｄをオン状態に保持するが、基準電圧以下になったときに負極側の昇圧制御スイッチＳｄをオフ状態に制御する。このあとは、平滑コンデンサＣＣ２に対しては負極側の演算増幅器Ａ３からの通常の入力信号の低位側の目標駆動電圧ＶＬでのみ充電が行われる。なお、正極側の昇圧制御スイッチＳｕはＯＦＦ状態に保持される。

この場合、電源投入初期と出力切替スイッチＳｘが正極側から負極側へ切り替えられた初期において、負荷回路２に負極側のブースト電圧ＶＮＮを印加するので、負荷回路２に対する負荷駆動電圧Ｖ_OUT は高速に収束目標電圧に収束する。

タイミング制御部３は、出力切替スイッチＳｘにより上記の（i）の状態と（ii）の状態を交互に切り替える。

以上のように本実施の形態によれば、上記と同様に、負荷を交流化駆動するための電圧波形を得るに当たり、正極側でも負極側でも液晶パネルの負荷により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に負荷を駆動することが可能であり、さらに、タイミング制御を高精度なものにするために昇圧制御スイッチＳｕ，Ｓｄのオン・オフ制御の基因として負荷回路２への印加電圧を監視する比較器として正極側と負極側とを兼用する比較器ＣＭに構成してあるので、回路構成を簡素化することが可能になる。

上記に関連して、図２３のような回路構成もある。この場合、さらに、平滑容量ＣＣ１の電圧によらずにブースト機能が働く。これは、演算増幅器Ａ１およびＡ３は収束電圧付近のみを駆動すればよく、収束電圧付近までは、ブースト機能で駆動すればよいので、さらなる高速化を図ることができる。加えて、演算増幅器Ａ１およびＡ３の能力にあまり依存しない構成であり、演算増幅器Ａ１およびＡ３の設計が容易になる。

（実施の形態１３）
図２４は本発明の実施の形態１３における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

実施の形態２の図４における昇圧制御スイッチＳｕに代えて、低耐圧トランジスタＴＲ１とクランプ素子ＣＬ１とが用いられている。ブースト電圧ＶＧＧと演算増幅器Ａ１の出力端子との間にクランプ素子ＣＬ１と低耐圧トランジスタＴＲ１との直列回路が介挿され、低耐圧トランジスタＴＲ１をタイミング制御部３によってオン・オフ制御するようになっている。

いま、入力信号のＶＨ＝３．０Ｖ、ブースト電圧ＶＧＧ＝１０Ｖとする。そして、クランプ素子ＣＬ１がないものとする。このとき、低耐圧トランジスタＴＲ１には、差分の７Ｖがかかることになり、これ以上の耐圧が必要となる。一般に、トランジスタの耐圧を高めると、ゲート酸化膜が厚くなり、しきい値電圧ＶＴも高くなるので、耐圧の低いトランジスタに比べると、オン抵抗が高くなる。低耐圧トランジスタＴＲ１のオン抵抗が高くなると、高電圧印加時にＩＲドロップを起こし、設定のレベルが出力できなくなる。また、ゲート酸化膜が厚いと、タイミング制御部３からの信号が容量により遅延してしまい、高速化制御が複雑になる。そこで、低耐圧トランジスタＴＲ１とブースト電圧ＶＧＧとの間にクランプ素子ＣＬ１を挿入する。低耐圧トランジスタＴＲ１を用いることにより、ブースト電圧ＶＧＧを高く設定でき、さらなる高速化を可能とする。

その他の構成および動作については、実施の形態２と同様であるので説明を省略する。本実施の形態の構成は、図７、図１４、図１５、図１７、図１９、図２０、図２１、図２２、図２３の構成にも適用可能である。

（実施の形態１４）
図２５は本発明の実施の形態４における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

本実施の形態においては、クランプ素子が複数設けられている。すなわち、ｎ個のクランプ素子ＣＬ１…ＣＬｎが直列接続され、ブースト電圧ＶＧＧと低耐圧トランジスタＴＲ１との間に挿入されている。そして、クランプ素子ＣＬ１…ＣＬｎのそれぞれに短絡用のクランプ制御スイッチＳｃ１…Ｓｃｎが並列接続され、これら複数のクランプ制御スイッチＳｃ１…Ｓｃｎをスイッチ制御部４でオン・オフ制御するようになっている。

液晶パネルの負荷は、液晶パネルの材料によって１ｎＦ〜１００ｎＦ程度の範囲でばらつく。これを同一回路で扱うのは、速度、駆動回路の安定性などの面からむずかしい。本実施の形態においては、スイッチ制御部４でクランプ制御スイッチＳｃ１…Ｓｃｎをオン・オフ制御することにより、有効なクランプ素子の個数を調整することにより、演算増幅器Ａ１を共通化しながら、前記のばらつきに対応することができる。

すなわち、負荷が比較的小さい液晶パネルの場合には、オンするスイッチ数を増やし有効とするクランプ素子を少なくすればよい。なお、ブースト電圧ＶＧＧを低めに設定することを組み合わせてもよい。

逆に、負荷が大きい液晶パネルの場合には、オンするスイッチ数を減らし有効とするクランプ素子を多くすればよい。クランプ素子１つ当たり０．７Ｖから１．０Ｖ程度のクランプであるので、低耐圧トランジスタＴＲ１の採用を可能とするに、負荷駆動電圧Ｖ_OUT とブースト電圧ＶＧＧの差分に応じてクランプ素子数を算出し、これに基づいてスイッチ制御部４を制御すればよい。なお、ブースト電圧ＶＧＧを高めに設定することを組み合わせてもよい。

本実施の形態によれば、負荷が異なる複数種類の液晶パネルに対しても、それぞれの負荷により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に駆動を実現することができる。

なお、本実施の形態の構成は、図７、図１４、図１５、図１７、図１９、図２０、図２１、図２２、図２３の構成にも適用可能である。

（実施の形態１５）
図２６は本発明の実施の形態１５における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述した構成要素と同じものについては、同じ符号を付す。

本実施の形態は、実施の形態６の図１４において、昇圧制御スイッチＳｕを低耐圧トランジスタＴＲ１とクランプ素子ＣＬ１に置き換えたものに相当している。この場合、高電圧印加時のＩＲドロップを抑制しつつ、高電圧印加による動作の高速化を実現することができる。

図２７は実施の形態１５の変形の態様１における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。図２６におけるタイミング制御スイッチＳｔが省略され、代わりに、演算増幅器Ａ１にハイインピーダンス機能をもたせている。この場合、低インピーダンス駆動が可能である。

図２８は実施の形態１５の変形の態様２における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。図２６におけるクランプ素子ＣＬ１に代えて、図２５と同様に、直列接続されたｎ個のクランプ素子ＣＬ１…ＣＬｎと、クランプ素子ＣＬ１…ＣＬｎそれぞれに並列接続された短絡用のクランプ制御スイッチＳｃ１…Ｓｃｎと、クランプ制御スイッチＳｃ１…Ｓｃｎをオン・オフ制御するスイッチ制御部４が設けられている。これによれば、負荷が異なる複数種類の液晶パネルに対しても、それぞれの負荷により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に駆動を実現することができる。

図２９は実施の形態１５の変形の態様３における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図である。図２６におけるタイミング制御スイッチＳｔが省略され、代わりに、演算増幅器Ａ１にハイインピーダンス機能をもたせてその出力を低インピーダンス化するだけでなく、パワーオフ機能も備えることで低消費電力を図ることが可能である。

図３０にクランプ素子の具体例を示す。図３０（ａ）はダイオード接続のＰｃｈトランジスタ、図３０（ｂ）はダイオード接続のＮｃｈトランジスタ、図３０（ｃ）は飽和領域にバイアスされたトランジスタ、図３０（ｄ）はダイオード、図３０（ｅ）は抵抗である。複数のクランプ素子を直列接続する場合、これらを組み合わせて使用してもよい。ブースト電圧ＶＧＧと負荷駆動電圧Ｖ_OUT の電圧差が大きい場合（１Ｖ以上）、確実にクランプするために、トランジスタやダイオードを組み合わせること、あるいは単体で使用することが望ましい。逆に、電圧差が小さい場合には、抵抗でも問題はない。

なお、比較器については、比較動作を安定化させる目的で、ヒステリシス比較器を用いて構成することも好ましい。

なお、上述した実施の形態においてＭＯＳトランジスタを用いて説明したが、バイポーラトランジスタを用いて同様の回路を構成できることはいうまでもない。

さらに本発明は、上記実施例に限定されることなく、特許請求の範囲に記載される範囲内で自由に変形、変更可能である。

本発明の技術は、液晶パネルにおいて、負荷により決まる時定数よりも短い時間に相当する速度で高速に駆動させる駆動電圧制御装置として有用である。また、実装面積が小さく低消費電力化で、大画面、高精細な液晶パネルを駆動する駆動電圧制御装置として有用である。

本発明の実施の形態１における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の動作を示す波形図 本発明の実施の形態１の変形の態様で演算増幅器に代えてソースフォロア回路を用いた場合の駆動電圧制御装置の回路図 本発明の実施の形態２における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態２における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の動作を示す波形図 本発明の実施の形態２の変形の態様１における駆動電圧制御装置の動作を示す波形図 本発明の実施の形態２の変形の態様における駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態３における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本実施の形態３の変形の態様における駆動電圧制御装置の動作を示すフローチャート 本実施の形態３の変形の態様における駆動電圧制御装置の動作を示す波形図 本実施の形態３の変形の態様における駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態４における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態５における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態６における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態６の変形の態様における駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態７における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態８における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態９における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１０における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１１における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１１の変形の態様における駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１２における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１２の変形の態様における駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１３における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１４における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１５における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１５の変形の態様１における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１５の変形の態様２における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１５の変形の態様３における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図 本発明の実施の形態１５においてクランプ素子の構成図 一般的なアクティブマトリックス方式の液晶パネル駆動装置の構成を示すブロック図 従来の技術における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図（その１） 従来の技術における液晶パネル用の駆動電圧制御装置の構成を示す回路図（その２） 従来の技術における駆動電圧制御装置の動作を示す波形図（その１） 従来の技術における駆動電圧制御装置の動作を示す波形図（その２）

符号の説明

１ 入力レベル制御部
２ 負荷回路
３ タイミング制御部
４ スイッチ制御部
５ 比較器
６ ブースト電圧制御部
７ 演算回路
８ ＤＡ変換器
Ａ１ 正極側の演算増幅器（第１の演算増幅器）
Ａ２ 第２の演算増幅器
Ａ３ 負極側の演算増幅器
ＣＭ１ 正極側の比較器
ＣＭ２ 負極側の比較器
ＣＣ，ＣＣ１ 正極側の平滑コンデンサ
ＣＣ２ 負極側の平滑コンデンサ
ＣＬ１…ＣＬｎ クランプ素子
Ｃ_OUT 液晶パネルの負荷容量
Ｒ_OUT 液晶パネルの負荷抵抗
Ｓｉ 入力選択スイッチ
Ｓｏ 出力制御スイッチ
Ｓｓ 出力選択スイッチ
Ｓｔ タイミング制御スイッチ
Ｓｕ 昇圧制御スイッチ
Ｓｃ１…Ｓｃｎ 短絡用のクランプ制御スイッチ
ＴＲ１，ＴＲ２ 低耐圧トランジスタ
ＶＨ 正極側の入力信号の高位側電圧
ＶＬ 負極側の入力信号の低位側電圧
ＶＧＧ，ＶＨＨ 正極側のブースト電圧
ＶＮＮ，ＶＬＬ 負極側のブースト電圧
Ｖ_OUT 負荷駆動電圧
ΔＶ ブースト電圧増加分

Claims (24)

1. 入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
   前記バッファに対する入力電圧として、電圧変化初期に目標駆動電圧より高電位のブースト電圧を一定の期間与えた後、目標駆動電圧に切り替える入力レベル制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
2. 前記電圧変化初期のブースト電圧は、その絶対値が前記バッファの電源電圧以上の電圧である請求項１に記載の駆動電圧制御装置。
3. 前記電圧変化初期のブースト電圧は、その絶対値が前記バッファの電源電圧より小さな電圧である請求項１に記載の駆動電圧制御装置。
4. さらに、出力端子の電圧と前記負荷駆動電圧を比較する比較器と、
   前記比較器の比較結果に応じて動作し、前記負荷駆動電圧が前記目標駆動電圧より高いときは前記ブースト電圧を降圧し、前記負荷駆動電圧が前記目標駆動電圧に等しければ前記ブースト電圧を変更せず、前記負荷駆動電圧が前記目標駆動電圧より低いときは前記ブースト電圧を昇圧するブースト電圧制御部を備えている請求項１から請求項３までのいずれかに記載の駆動電圧制御装置。
5. 前記比較器は、設定された基準時間を周期として比較動作を複数回繰り返す請求項４に記載の駆動電圧制御装置。
6. 前記収束時間が更新されない場合、または前記負荷回路が変更されない場合には、前記ブースト電圧を記憶しておき、前記比較器はオフする請求項４または請求項５に記載の駆動電圧制御装置。
7. 入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
   前記バッファの出力端子と目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧の電源との間に介挿された昇圧制御スイッチと、
   前記昇圧制御スイッチを電圧変化初期に一定の期間オンした後、オフ状態に切り替えるタイミング制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
8. 入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
   前記バッファに対する入力として、前記入力信号の電圧と目標駆動電圧より高電位のブースト電圧のいずれか一方を選択する入力選択スイッチと、
   前記バッファの出力端子とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
   前記入力選択スイッチおよび前記出力制御スイッチをタイミング制御するもので、電圧変化初期において、前記出力制御スイッチのオフ状態で前記入力選択スイッチで前記ブースト電圧を選択させ、次いで、表示タイミングに応じて前記出力制御スイッチをオン状態に切り替え、その後、前記入力選択スイッチで前記入力信号の電圧を選択させるように制御するタイミング制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
9. 入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して負荷駆動電圧を供給する第１のバッファと、
   前記負荷回路に対して目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧を供給するための第２のバッファと、
   前記第１のバッファの出力と前記第２のバッファの出力のうちいずれか一方を選択する出力選択スイッチと、
   前記出力選択スイッチの出力端子とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
   前記出力選択スイッチおよび前記出力制御スイッチをタイミング制御するもので、電圧変化初期において、前記出力制御スイッチのオフ状態で前記出力選択スイッチが前記第２のバッファの出力を選択し、次いで、表示タイミングに応じて前記出力制御スイッチをオン状態に切り替え、その後、前記出力選択スイッチが前記第１のバッファの出力を選択するタイミング制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
10. 前記タイミング制御部は、前記第１のバッファの出力を選択するときは前記第２のバッファの動作を停止し、前記第２のバッファの出力を選択するときは前記第１のバッファの動作を停止させる請求項９に記載の駆動電圧制御装置。
11. 入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して負荷駆動電圧を供給する第１のバッファと、
    前記負荷回路に対して目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧を供給するための第２のバッファと、
    前記第１のバッファの出力端子と前記第２のバッファの出力端子との接続点とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
    前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
    前記出力選択スイッチおよび前記第１のバッファの動作と前記第２のバッファの動作をタイミング制御するもので、電圧変化初期において、前記出力制御スイッチのオフ状態で前記第１のバッファの動作を停止させるとともに前記第２のバッファを動作させ、次いで、表示タイミングに応じて前記出力制御スイッチをオン状態に切り替え、その後、前記第１のバッファを動作させ前記第２のバッファの動作を停止させるタイミング制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
12. 入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
    前記バッファの出力端子と負荷回路との間に挿入されたタイミング制御スイッチおよび出力制御スイッチと、
    前記タイミング制御スイッチと前記出力制御スイッチとの接続点と目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧の電源との間に介挿された昇圧制御スイッチと、
    前記タイミング制御スイッチと前記出力制御スイッチとの接続点とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
    前記昇圧制御スイッチ、前記出力制御スイッチおよび前記タイミング制御スイッチを制御するもので、電圧変化初期において、前記タイミング制御スイッチのオフ状態で前記出力制御スイッチをオンにし前記昇圧制御スイッチを一定の期間オンした後、オフ状態に切り替え、その後、前記タイミング制御スイッチをオン状態に切り替えるように制御するタイミング制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
13. 入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
    前記バッファの出力端子とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
    前記バッファの出力端子と目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧の電源との間に介挿された昇圧制御スイッチと、
    前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
    前記出力選択スイッチと前記昇圧制御スイッチおよび前記バッファの動作をタイミング制御するもので、電圧変化初期において、前記出力制御スイッチのオフ状態で前記昇圧制御スイッチをオン状態にするとともに前記バッファの出力をハイインピーダンス状態にし、次いで、前記出力制御スイッチをオン状態に切り替えるとともに前記昇圧制御スイッチをオフ状態に切り替えかつ前記バッファを動作させるタイミング制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
14. 入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
    前記バッファの出力端子とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
    前記バッファの帰還を制御し、バッファの反転入力端子をグランドに短絡させる状態と出力端子に短絡させる状態とに切り替える帰還制御スイッチと、
    前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
    前記出力制御スイッチと前記帰還制御スイッチをタイミング制御するもので、前記出力制御スイッチのオフ状態で、所定の期間、前記バッファを比較器として動作させて電源電圧レベルを出力させるために前記バッファの反転入力端子をグランドに短絡させるように前記帰還制御スイッチを制御し、表示タイミングに応じて前記出力制御スイッチをオン状態に切り替えた後、前記バッファをボルテージフォロアとして動作させるために前記バッファの反転入力端子と出力端子を短絡させるように前記帰還制御スイッチを制御するタイミング制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
15. 入力信号をインピーダンス変換した負荷駆動電圧を負荷回路に供給するバッファと、
    前記バッファの出力端子とグランドとの間に挿入された平滑コンデンサと、
    前記平滑コンデンサと前記負荷回路との間に介挿された出力制御スイッチと、
    前記出力制御スイッチと前記負荷回路との接続点と目標駆動電圧よりも高電位のブースト電圧の電源との間に介挿された昇圧制御スイッチと、
    前記出力制御スイッチと前記負荷回路との接続点の電位を監視し、所定の基準電圧未満のときは前記昇圧制御スイッチをオン状態に制御し、前記基準電圧以上になったときに前記昇圧制御スイッチをオフ状態に制御する比較器と、
    前記出力制御スイッチをタイミング制御するタイミング制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
16. 正極側の入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して正極側の負荷駆動電圧を供給する正極側のバッファと、
    前記正極側のバッファに対する入力電圧として、前記正極側の入力信号の電圧と前記正極側の負荷駆動電圧より高い正極側のブースト電圧のいずれか一方を選択する正極側の入力選択スイッチと、
    前記正極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された正極側の平滑コンデンサと、
    負極側の入力信号をインピーダンス変換して前記負荷回路に対して負極側の負荷駆動電圧を供給する負極側のバッファと、
    前記負極側のバッファに対する入力電圧として、前記負極側の入力信号の電圧と前記負極側の負荷駆動電圧より低い負極側のブースト電圧のいずれか一方を選択する負極側の入力選択スイッチと、
    前記負極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された負極側の平滑コンデンサと、
    前記正極側のバッファの出力と前記負極側のバッファの出力とを所定のタイミングで交互に切り替える出力切替スイッチと、
    前記正極側の入力選択スイッチ、前記負極側の入力選択スイッチおよび前記出力切替スイッチをタイミング制御するもので、前記出力切替スイッチが前記正極側のバッファの出力を選択したとき、前記正極側の入力選択スイッチが前記正極側の入力信号の電圧を選択し、かつ前記負極側の入力選択スイッチが前記負極側のブースト電圧を選択する一方、前記出力切替スイッチが前記負極側のバッファの出力を選択したとき、前記負極側の入力選択スイッチが前記負極側の入力信号の電圧を選択し、かつ前記正極側の入力選択スイッチが前記正極側のブースト電圧を選択するように制御するタイミング制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
17. 正極側の入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して正極側の負荷駆動電圧を供給する正極側のバッファと、
    前記正極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された正極側の平滑コンデンサと、
    前記正極側のバッファの出力端子と前記正極側の負荷駆動電圧よりも高い正極側のブースト電圧の電源との間に介挿された正極側の昇圧制御スイッチと、
    負極側の入力信号をインピーダンス変換して前記負荷回路に対して負極側の負荷駆動電圧を供給する負極側のバッファと、
    前記負極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された負極側の平滑コンデンサと、
    前記負極側のバッファの出力端子と前記負極側の負荷駆動電圧よりも低い負極側のブースト電圧の電源との間に介挿された負極側の昇圧制御スイッチと、
    前記正極側のバッファの出力と前記負極側のバッファの出力とを所定のタイミングで交互に切り替える出力切替スイッチと、
    前記正極側の昇圧制御スイッチ、前記負極側の昇圧制御スイッチおよび前記出力切替スイッチをタイミング制御するもので、前記出力切替スイッチが前記正極側のバッファの出力を選択したとき、前記負極側の昇圧制御スイッチがオンする一方、前記出力切替スイッチが前記負極側のバッファの出力を選択したとき、前記正極側の昇圧制御スイッチがオンするように制御するタイミング制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
18. 正極側の入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して正極側の負荷駆動電圧を供給する正極側のバッファと、
    前記正極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された正極側の平滑コンデンサと、
    負極側の入力信号をインピーダンス変換して前記負荷回路に対して負極側の負荷駆動電圧を供給する負極側のバッファと、
    前記負極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された負極側の平滑コンデンサと、
    前記正極側のバッファの出力と前記負極側のバッファの出力とを所定のタイミングで交互に切り替えて前記負荷回路に出力する出力切替スイッチと、
    前記出力切替スイッチをタイミング制御するタイミング制御部と、
    前記出力切替スイッチの出力端子と前記正極側の負荷駆動電圧よりも高い正極側のブースト電圧の電源との間に介挿された正極側の昇圧制御スイッチと、
    前記正極側の平滑コンデンサの電位を監視し、所定の基準電圧未満のときは前記正極側の昇圧制御スイッチをオン状態に制御し、前記基準電圧以上になったときに前記正極側の昇圧制御スイッチをオフ状態に制御する正極側の比較器と、
    前記出力切替スイッチの出力端子と前記負極側の負荷駆動電圧よりも低い負極側のブースト電圧の電源との間に介挿された負極側の昇圧制御スイッチと、
    前記負極側の平滑コンデンサの電位を監視し、所定の基準電圧超のときは前記負極側の昇圧制御スイッチをオン状態に制御し、前記基準電圧以下になったときに前記負極側の昇圧制御スイッチをオフ状態に制御する負極側の比較器とを備えた駆動電圧制御装置。
19. 正極側の入力信号をインピーダンス変換して負荷回路に対して正極側の負荷駆動電圧を供給する正極側のバッファと、
    前記正極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された正極側の平滑コンデンサと、
    負極側の入力信号をインピーダンス変換して前記負荷回路に対して負極側の負荷駆動電圧を供給する負極側のバッファと、
    前記負極側のバッファの出力端子とグランドとの間に挿入された負極側の平滑コンデンサと、
    前記正極側のバッファの出力と前記負極側のバッファの出力とを所定のタイミングで交互に切り替えて前記負荷回路に出力する出力切替スイッチと、
    前記出力切替スイッチの出力端子と前記正極側の負荷駆動電圧よりも高い正極側のブースト電圧の電源との間に介挿された正極側の昇圧制御スイッチと、
    前記出力切替スイッチの出力端子と前記負極側の負荷駆動電圧よりも低い負極側のブースト電圧の電源との間に介挿された負極側の昇圧制御スイッチと、
    反転入力端子が正極側の基準電位と負極側の基準電位とに対してそれぞれ互いに背反的に動作する基準電位切替スイッチを介して接続され、非反転入力端子が前記出力切替スイッチの出力端子に接続されて、前記正極側の平滑コンデンサの電位および前記負極側の平滑コンデンサの電位を監視するもので、前記正極側の基準電位が選択されている状態で印加電圧が所定の基準電圧未満のときは前記正極側の昇圧制御スイッチをオン状態に制御し、前記基準電圧以上になったときに前記正極側の昇圧制御スイッチをオフ状態に制御するとともに、前記負極側の基準電位が選択されている状態で印加電圧が所定の基準電圧超のときは前記負極側の昇圧制御スイッチをオン状態に制御し、前記基準電圧以下になったときに前記負極側の昇圧制御スイッチをオフ状態に制御する兼用タイプの比較器と、
    前記出力切替スイッチと前記背反的に動作する２つの基準電位切替スイッチとをタイミング制御するタイミング制御部とを備えた駆動電圧制御装置。
20. 前記昇圧制御スイッチが低耐圧トランジスタで構成され、前記低耐圧トランジスタと前記ブースト電圧の電源との間に電圧降下を行うクランプ素子が挿入されている請求項７、請求項１０、請求項１２、請求項１３、請求項１５、請求項１７、請求項１８または請求項１９に記載の駆動電圧制御装置。
21. 前記クランプ素子として直列接続された複数のクランプ素子を備え、前記複数のクランプ素子のそれぞれ並列に短絡用スイッチ素子が接続され、これら複数の短絡用スイッチ素子を任意にオン・オフ制御するスイッチ制御部を備えている請求項２０に記載の駆動電圧制御装置。
22. 前記クランプ素子は、ダイオード接続されたトランジスタ、または飽和領域にバイアスされたトランジスタ、またはダイオード、または抵抗である請求項２０または請求項２１に記載の駆動電圧制御装置。
23. 前記バッファは演算増幅器で構成されている請求項１から請求項２２までのいずれかに記載の駆動電圧制御装置。
24. 前記バッファはソースフォロアで構成されている請求項１から請求項２２までのいずれかに記載の駆動電圧制御装置。

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