JP2008067533A - Switching power supply circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。 The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power supply for various electronic devices.
近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路とされている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用されている。 In recent years, most power supply circuits that rectify a commercial power supply to obtain a desired DC voltage are switching power supply circuits. A switching power supply circuit is used as a power source for various electronic devices as a high-power DC-DC converter while miniaturizing a transformer and other devices by increasing a switching frequency.
ＤＣ−ＤＣコンバータの方式としては、種々の方式、例えば、スイッチング素子を１個とする方式、スイッチング素子を２個とするハーフブリッジ方式、スイッチング素子を４個とするフルブリッジ方式等が多用されている。さらには、スイッチング素子を２個とするプッシュプル方式のＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、プッシュプルコンバータと省略する）も用いられている（例えば、非特許文献１を参照）。 As a DC-DC converter system, various systems such as a system with one switching element, a half-bridge system with two switching elements, a full-bridge system with four switching elements, etc. are often used. Yes. Furthermore, a push-pull type DC-DC converter (hereinafter abbreviated as a push-pull converter) having two switching elements is also used (for example, see Non-Patent Document 1).
プッシュプルコンバータの回路例としては、図２３に示すものがある。図２３では、プッシュプルコンバータの電力部のみが記載され、プッシュプルコンバータを構成する、ＭＯＳ―ＦＥＴとされるスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のゲートを制御する制御回路は記載されていない。図示しない制御回路によって、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２が相補的に（スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２のオン（導通）とオフ（切断）とが制御される。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴの一般的な構成として、スイッチング素子Ｑ１はボディダイオードＤＤ１を備え、スイッチング素子Ｑ２はボディダイオードＤＤ２を備えている。 A circuit example of the push-pull converter is shown in FIG. In FIG. 23, only the power part of the push-pull converter is described, and the control circuit that controls the gates of the switching element Q1 and the switching element Q2, which are MOS-FETs, constituting the push-pull converter is not described. The switching element Q1 and the switching element Q2 are complementarily controlled by a control circuit (not shown) (the switching element Q1 and the switching element Q2 are turned on (conducted) and off (disconnected). In other words, the switching element Q1 includes a body diode DD1, and the switching element Q2 includes a body diode DD2.
コンバータトランスＰＩＴは、フェライトコアー（磁心）に１次巻線Ｎ１、１次巻線Ｎ１’、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’を巻回することによって形成されており、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’と、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’との結合係数は、１に近いものとされている。１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’は同一巻数とされ、１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’との接続点は、一方の巻線の巻始めと他方の巻線の巻き終わりとが接続されるセンタータップとされている。ここで、インダクタＬ１は１次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタ、インダクタＬ１’は１次巻線Ｎ１’に生じる漏れインダクタ、インダクタＬ２は２次巻線Ｎ２に生じる漏れインダクタ、インダクタＬ２’は１次巻線Ｎ２’に生じる漏れインダクタであり、結合係数が１ではないことによって各々生じるインダクタであり、結合係数が１に近い場合には、インダクタＬ１、インダクタＬ１’、インダクタＬ２の各々は回路の動作に大きな影響を与えることがない微小なものである。 The converter transformer PIT is formed by winding a primary winding N1, a primary winding N1 ′, a secondary winding N2 and a secondary winding N2 ′ around a ferrite core (magnetic core). The coupling coefficient between the line N1 and the primary winding N1 ′, and the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ is close to 1. The primary winding N1 and the primary winding N1 ′ have the same number of turns, and the connection point between the primary winding N1 and the primary winding N1 ′ is the winding start of one winding and the winding of the other winding. The center tap is connected to the end. Here, the inductor L1 is a leakage inductor generated in the primary winding N1, the inductor L1 ′ is a leakage inductor generated in the primary winding N1 ′, the inductor L2 is a leakage inductor generated in the secondary winding N2, and the inductor L2 ′ is the primary. When the coupling coefficient is close to 1, each of the inductor L1, the inductor L1 ′, and the inductor L2 is an operation of the circuit. It is a minute thing that does not have a big influence on
このセンタータップにはチョークコイルＬｏ１が接続され、チョークコイルＬｏ１を介して直流電圧Ｅｉが供給されており、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’と、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’との結合係数のアンバランスを原因として、偏磁が生じることを抑圧している。また、１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’との両端に１次側電圧共振コンデンサＣ１を接続している。 A choke coil Lo1 is connected to the center tap, and a DC voltage Ei is supplied via the choke coil Lo1, and the primary winding N1 and the primary winding N1 ′, the secondary winding N2 and the secondary winding are supplied. Due to the imbalance of the coupling coefficient with the line N2 ′, the occurrence of bias is suppressed. Further, a primary side voltage resonance capacitor C1 is connected to both ends of the primary winding N1 and the primary winding N1 '.
２次側については、２次巻線Ｎ２には高速スイッチングダイオードＤｏ１が接続され、２次巻線Ｎ２’には高速スイッチングダイオードＤｏ２が接続され、整流回路の出力側にはチョークコイルＬｏ２０および２次側平滑コンデンサＣｏを配して、チョークインプットの平滑回路を有する両波整流回路を構成して出力直流電圧Ｅｏを得ている。高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２の導通角はチョークインプットの平滑回路を有することによって拡大されている。 For the secondary side, the high speed switching diode Do1 is connected to the secondary winding N2, the high speed switching diode Do2 is connected to the secondary winding N2 ′, and the choke coil Lo20 and the secondary are connected to the output side of the rectifier circuit. The output DC voltage Eo is obtained by arranging a side smoothing capacitor Co to constitute a double-wave rectifier circuit having a choke input smoothing circuit. The conduction angle of the high-speed switching diode Do1 and the high-speed switching diode Do2 is expanded by having a smoothing circuit for choke input.
また、図示しない制御回路によって、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の各々のゲートを制御しているが、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の各々の時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）を１、すなわち、時間ＴＯＮの長さ＝時間ＴＯＦＦの長さ＝時間ＴＳの長さ／２と、している。ここで、時間ＴＯＮはスイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２が導通とされている時間、時間ＴＯＦＦはスイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２が切断とされている時間、時間ＴＳはスイッチング周期の１周期の時間である。このようにして、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’との間に発生する電圧Ｖ４の波形を正弦波としている。 Further, the gates of the switching elements Q1 and Q2 are controlled by a control circuit (not shown), but the time ratio (TON / TOFF) of each of the switching elements Q1 and Q2 is 1, that is, the time TON. Length = time TOFF length = time TS length / 2. Here, the time TON is the time when the switching element Q1 or the switching element Q2 is turned on, the time TOFF is the time when the switching element Q1 or the switching element Q2 is disconnected, and the time TS is the time of one cycle of the switching period. is there. In this way, the waveform of the voltage V4 generated between the secondary winding N2 and the secondary winding N2 'is a sine wave.
図２４は、図２３に示す回路の各部の波形をスイッチング周期で示すものである。図２４の上から順に電圧Ｖ３（図２３を参照）、電圧Ｖ１（図２３を参照）、電流ＩＱ１（図２３を参照）、電圧Ｖ２（図２３を参照）、電流ＩＱ２（図２３を参照）および電圧Ｖ４（図２３を参照）の各々を示すものである。電流ＩＱ１および電流ＩＱ２が示すように、ボディダイオードＤＤ１およびボディダイオードＤＤ２は導通することはなく、電圧Ｖ１および電圧Ｖ２が示すように、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作をしている。 FIG. 24 shows the waveform of each part of the circuit shown in FIG. In order from the top of FIG. 24, voltage V3 (see FIG. 23), voltage V1 (see FIG. 23), current IQ1 (see FIG. 23), voltage V2 (see FIG. 23), and current IQ2 (see FIG. 23). And voltage V4 (see FIG. 23). As shown by the current IQ1 and the current IQ2, the body diode DD1 and the body diode DD2 do not conduct, and a ZVS (Zero Voltage Switching) operation is performed as shown by the voltage V1 and the voltage V2.
この動作モードで、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのスイッチング周波数である周波数ｆｓを高くすると、時間ＴＯＦＦの間にスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが導通して、スイッチング損失が増加する。そして、スイッチング損失が所定値を越える場合には、いわゆる、サーマルランナウエイ状態となってスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが破壊に至る場合も生じる。 In this operation mode, when the frequency fs, which is the switching frequency between the switching element Q1 and the switching element Q2, is increased, the switching element Q1 and the switching element Q2 become conductive during the time TOFF, and the switching loss increases. When the switching loss exceeds a predetermined value, the so-called thermal runaway state may occur and the switching element Q1 and the switching element Q2 may be destroyed.
したがって、出力直流電圧Ｅｏの制御をおこなう場合に、図２５に示すように２次側に演算増幅ＯＰ、可飽和磁心ＳＲ−１および可飽和磁心ＳＲ−２、リセットダイオードとして機能するダイオードＤｒ３、ダイオードＤｒ４およびダイオードＤｒ５で構成される磁気増幅器を付加して、この磁気増幅器の作用によって高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２の導通角を制御して、周波数ｆｓを固定として出力直流電圧Ｅｏを制御するマグアンプ制御方式が提案されている。 Therefore, when controlling the output DC voltage Eo, as shown in FIG. 25, the operational amplifier OP, the saturable magnetic core SR-1 and the saturable magnetic core SR-2 on the secondary side, the diode Dr3 functioning as a reset diode, the diode A magnetic amplifier composed of Dr4 and a diode Dr5 is added, and the conduction angle of the high-speed switching diode Do1 and the high-speed switching diode Do2 is controlled by the action of this magnetic amplifier, and the output DC voltage Eo is controlled with the frequency fs fixed. A magamp control system has been proposed.
この場合には、可飽和磁心ＳＲ−１と可飽和磁心ＳＲ−２との両端に表れる電圧は高調波を含んだ波形となってスイッチングノイズも増加する。また、角形ヒステリシス特性を有する可飽和磁心ＳＲ−１および可飽和磁心ＳＲ−２、ダイオードＤｒ３、ダイオードＤｒ４およびダイオードＤｒ５が付加部品として要求される。 In this case, the voltage appearing at both ends of the saturable magnetic core SR-1 and the saturable magnetic core SR-2 becomes a waveform including harmonics and the switching noise also increases. In addition, saturable magnetic core SR-1 and saturable magnetic core SR-2 having a square hysteresis characteristic, diode Dr3, diode Dr4, and diode Dr5 are required as additional components.
そこで、可飽和磁心ＳＲ−２、ダイオードＤｒ３、ダイオードＤｒ４およびダイオードＤｒ５を不要とするために、従来にはない技術として、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’と、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’との結合係数を疎結合として、インダクタＬ１、インダクタＬ１’、インダクタＬ２の各々の値を大きくして、これを用いて電圧の制御をすることが考えられる。 Therefore, in order to eliminate the need for the saturable magnetic core SR-2, the diode Dr3, the diode Dr4, and the diode Dr5, the primary winding N1 and the primary winding N1 ′ and the secondary winding N2 are not known in the art. It can be considered that the coupling coefficient with the secondary winding N2 ′ is loosely coupled, and the values of the inductor L1, the inductor L1 ′, and the inductor L2 are increased, and the voltage is controlled using this value.
例えば、図２６は、図１に示すプッシュプルコンバータにおいて、インダクタＬ１、インダクタＬ１’、インダクタＬ２の各々の値を大きくして、１次側電圧共振コンデンサＣ１の値を減少させ、時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）の値を２とする場合の電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電圧Ｖ２の波形図である。また、時比率の値を２とする場合においては、スイッチング周波数である周波数ｆｓ（スイッチング周期である時間ＴＳの逆数）を変化させた場合の出力電圧である出力直流電圧Ｅｏの値は、図２７で示すようになる。Ｐｏ＝０で示すグラフは、図示しない負荷に供給される電力が０Ｗ（ワット）の場合のグラフ、Ｐｏｍａｘで示すグラフは負荷に供給される電力が最大の場合のグラフである。 For example, FIG. 26 shows an example of the push-pull converter shown in FIG. 1 in which the values of the inductor L1, the inductor L1 ′, and the inductor L2 are increased to decrease the value of the primary side voltage resonant capacitor C1, and the time ratio (TON FIG. 6 is a waveform diagram of voltage V1, current IQ1, and voltage V2 when the value of / TOFF is 2. When the value of the time ratio is 2, the value of the output DC voltage Eo that is the output voltage when the frequency fs that is the switching frequency (the reciprocal of the time TS that is the switching period) is changed is shown in FIG. As shown in The graph indicated by Po = 0 is a graph when the power supplied to a load (not shown) is 0 W (watts), and the graph indicated by Pomax is a graph when the power supplied to the load is maximum.
また、図２７から分かるように、周波数ｆｏ１で出力直流電圧Ｅｏの値は最低となり、周波数ｆｏ１から周波数ｆｓの値が高くなる場合、周波数ｆｏ１から周波数ｆｓの値が低くなる場合のいずれの場合も出力直流電圧Ｅｏの値は大きくなる。すなわち、このグラフは、チョークコイルＬｏ１とインダクタＬ１および１次側電圧共振コンデンサＣ１およびチョークコイルＬｏ１とインダクタＬ１’および１次側電圧共振コンデンサＣ１とで形成される１次側並列共振曲線を示すものである。図２７から周波数ｆｓを制御することによって出力直流電圧Ｅｏを制御することができることを本願記載の発明者は見出している。この技術は公知技術でも公用技術でもない。 As can be seen from FIG. 27, the value of the output DC voltage Eo is the lowest at the frequency fo1, the case where the value from the frequency fo1 to the frequency fs is high, and the case where the value from the frequency fo1 to the frequency fs is low. The value of the output DC voltage Eo increases. That is, this graph shows a primary side parallel resonance curve formed by the choke coil Lo1, the inductor L1, the primary side voltage resonance capacitor C1, the choke coil Lo1, the inductor L1 ′, and the primary side voltage resonance capacitor C1. It is. From FIG. 27, the inventors of the present application have found that the output DC voltage Eo can be controlled by controlling the frequency fs. This technique is neither a known technique nor a public technique.
負荷に供給される電力が０Ｗの場合から、負荷に供給される電力が最大の場合までにおいて出力直流電圧Ｅｏの値を一定値とするための周波数の可変範囲は可変周波数範囲Δｆｓで与えられ、このスイッチング周波数の可変範囲は、例えば１００ｋＨｚ以上となり大きなものである。このために、ＺＶＳ動作が可能な範囲の最大の負荷電力は１００Ｗ以下に限定されるものとなる。 The variable frequency range for setting the value of the output DC voltage Eo to a constant value from when the power supplied to the load is 0 W to when the power supplied to the load is maximum is given by the variable frequency range Δfs. The variable range of the switching frequency is, for example, 100 kHz or more and is large. For this reason, the maximum load power within the range in which the ZVS operation is possible is limited to 100 W or less.
また、近年は、このようなＤＣ―ＤＣコンバータをオーディオ装置等の低レベル信号系を有する機器に採用する動きも活発になってきており、オーディオ装置に採用するに際しては、ＺＶＳ動作またはＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作をすることが好適である旨が述べられている（例えば、非特許文献２を参照）。 In recent years, there has been an active movement to use such a DC-DC converter in a device having a low-level signal system such as an audio device. When the DC-DC converter is used in an audio device, ZVS operation or ZCS (Zero) It is stated that it is preferable to perform a current switching operation (see, for example, Non-Patent Document 2).
しかしながら、負荷電力が２００Ｗ以上において、商用交流電源で動作する電圧共振によるプッシュプルコンバータによるソフトスイッチング電源の実用化例は非常に少なく、また、学会論文も少なくこの分野における公知の技術は少ない。
上述したプッシュプルコンバータでは、広範囲な負荷電力の変動に対して定電圧制御をおこなう手段の構成が複雑であり、構成部品の数が大きく増加する。また、オーディオ装置に用いるためにはノイズ低減のために２次側の電圧波形を正弦波とすることが望ましいが、２次側の電圧波形を正弦波とするためには、１次側のスイッチング素子の時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）を１とする必要がある。そして、スイッチング素子の時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）を１に維持しつつ、広範囲な負荷変動に対して２次側から負荷に供給する電圧を一定値とするために、磁気増幅器を設ける場合には２次側の高周波電圧の波形が正弦波ではなくなりノイズが増加してしまうという問題があった。 In the above-described push-pull converter, the configuration of means for performing constant voltage control with respect to a wide range of load power fluctuations is complicated, and the number of components greatly increases. In order to reduce noise, it is desirable to use a secondary voltage waveform as a sine wave for use in an audio device. However, in order to use a secondary voltage waveform as a sine wave, the switching on the primary side is preferable. It is necessary to set the time ratio (TON / TOFF) of the element to 1. When a magnetic amplifier is provided in order to keep the voltage supplied from the secondary side to the load constant over a wide range of load fluctuations while keeping the duty ratio (TON / TOFF) of the switching element at 1. There is a problem that the waveform of the high frequency voltage on the secondary side is not a sine wave and noise increases.
また、１次側のスイッチング素子の時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）を１とすることなく、例えば、時比率を２としてスイッチングの周波数を制御して、２次側から負荷に供給する電圧を一定とする場合には、軽負荷時に時間ＴＯＦＦの長さが増加してＺＶＳ動作をさせることが困難となる。このような場合には、負荷最大の値が例えば１００Ｗ以下に限定され、スイッチング周波数の可変範囲は、例えば、上述したように１００ｋＨｚ以上となる。 Further, without setting the time ratio (TON / TOFF) of the switching element on the primary side to 1, for example, the switching frequency is controlled by setting the time ratio to 2, and the voltage supplied from the secondary side to the load is kept constant. In this case, the time TOFF is increased at the time of light load, and it becomes difficult to perform the ZVS operation. In such a case, the maximum load value is limited to, for example, 100 W or less, and the variable range of the switching frequency is, for example, 100 kHz or more as described above.
また、上述した背景技術に示すプッシュプルコンバータでは、チョークインプット方式が採用されるために２次側にチョークコイルが必要とされ、電源装置の大型化、電源装置のコストが高くなるという問題を有している。 In addition, the push-pull converter shown in the background art described above has a problem that a choke coil is required on the secondary side because the choke input method is adopted, which increases the size of the power supply device and increases the cost of the power supply device. is doing.
また、さらに、ノイズを低減するためには、回路中で発生するリンギングを抑圧することが必要であった。 Further, in order to reduce noise, it is necessary to suppress ringing generated in the circuit.
本発明は、上述した課題を解決して、部品点数が多いマグアンプ制御方式を採用することなく安定な出力直流電圧を得るとともに、リンギングによるノイズを含むノイズの発生が少ない、スイッチング電源回路を提供することを目的とする。 The present invention provides a switching power supply circuit that solves the above-described problems and obtains a stable output DC voltage without adopting a mag-amplifier control method with a large number of components and that generates less noise including noise due to ringing. For the purpose.
本発明のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他方の端子に接続されるセンタータップを有する第１の１次巻線および第２の１次巻線からなる１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記第１の１次巻線の端部に接続される第１のスイッチング素子および前記第２の１次巻線の端部に接続される第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記チョークコイルと前記第１の１次巻線および前記第２の１次巻線の各々に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側直列共振コンデンサと、前記２次巻線に生じるインダクタとともに２次側電圧共振回路を形成するように前記２次巻線に並列接続される、２次側電圧共振コンデンサとインダクタンスの値が前記２次巻線に生じるインダクタのインダクタンスの値よりも小さいものとされる２次側インダクタとの直列接続回路と、前記２次側共振回路に入力側が接続される２次側整流素子と、前記２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率が各々１以上に設定される。 The switching power supply circuit of the present invention is a switching power supply circuit that converts primary side DC power into AC power and further converts it into secondary side DC power, and the primary side DC power is supplied to one terminal. A primary winding comprising a choke coil, a first primary winding having a center tap connected to the other terminal of the choke coil, and a second primary winding; and the primary winding and the magnetic A converter transformer having a secondary winding that is loosely coupled to the first switching element, and a first switching element connected to an end of the first primary winding and an end of the second primary winding. A second switching element connected to the oscillation circuit, an oscillation / drive circuit for driving on / off the first switching element and the second switching element, the choke coil, the first primary winding, and the Second primary A primary-side series resonant capacitor that forms a primary-side voltage resonant circuit with an inductor that occurs in each of the lines; and a secondary-side voltage resonant circuit that forms a secondary-side voltage resonant circuit with an inductor that occurs in the secondary winding. A series connection circuit of a secondary side voltage resonance capacitor connected in parallel and a secondary side inductor whose inductance value is smaller than the inductance value of the inductor generated in the secondary winding; and the secondary side A secondary-side rectifying element whose input side is connected to the resonance circuit; a secondary-side smoothing capacitor connected to the output side of the secondary-side rectifying element to obtain a smoothed output DC voltage; and the output DC And a control circuit for supplying a control signal whose frequency is variable so that the voltage value is a predetermined value to the oscillation / drive circuit, the first switching element and the front circuit The duty ratio is the ratio of the on and off the second switching element is set each 1 or more.
このスイッチング電源回路では、チョークコイルを介して１次側直流電力がコンバータトランスの１次巻線のセンタータップに供給される。コンバータとランスは、１次巻線と２次巻線とを磁気的に疎結合として形成されており、これによって、１次巻線と２次巻線の各々に漏れインダクタンスを生じる。第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の各々が１次巻線の各々の端部に接続されこれによって交流電力が１次巻線に供給される。発振・ドライブ回路は第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の各々を制御回路からの信号に基づきオン・オフとする。１次側電圧共振コンデンサと１次チョークコイルと第１の１次巻線および第２の１次巻線に生じるインダクタとで１次側電圧共振回路を形成する。また、２次巻線に生じるインダクタと、この２次巻線に並列の接続される２次側電圧共振コンデンサとインダクタンスの値が前記２次巻線に生じるインダクタのインダクタンスの値よりも小さいものとされる２次側インダクタとの直列接続回路と、によって２次側電圧共振回路を形成する。このような２次側インダクタの接続態様によって、リンギングが防止でき、ノイズが低減される。２次側整流回路は２次側共振回路に接続されて出力直流電流を発生させる。制御回路は出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する。第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率を各々１以上に設定してＺＶＳ動作を得る。 In this switching power supply circuit, the primary side DC power is supplied to the center tap of the primary winding of the converter transformer via the choke coil. The converter and the lance are formed by loosely coupling the primary winding and the secondary winding, thereby generating a leakage inductance in each of the primary winding and the secondary winding. Each of the first switching element and the second switching element is connected to each end of the primary winding, whereby AC power is supplied to the primary winding. The oscillation / drive circuit turns on / off each of the first switching element and the second switching element based on a signal from the control circuit. The primary side voltage resonance capacitor, the primary choke coil, and the inductor generated in the first primary winding and the second primary winding form a primary side voltage resonance circuit. Further, the inductor generated in the secondary winding, the secondary side voltage resonance capacitor connected in parallel to the secondary winding, and the inductance value are smaller than the inductance value of the inductor generated in the secondary winding. The secondary side voltage resonance circuit is formed by the series connection circuit with the secondary side inductor. Such a connection mode of the secondary inductor can prevent ringing and reduce noise. The secondary side rectifier circuit is connected to the secondary side resonance circuit to generate an output DC current. The control circuit supplies a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value to the oscillation / drive circuit. The ZVS operation is obtained by setting the time ratio, which is the ratio of ON and OFF of the first switching element and the second switching element, to 1 or more, respectively.
本発明の別のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他方の端子に接続されるセンタータップを有する第１の１次巻線および第２の１次巻線からなる１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記第１の１次巻線の端部に接続される第１のスイッチング素子および前記第２の１次巻線の端部に接続される第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記チョークコイルと前記第１の１次巻線および前記第２の１次巻線の各々に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側直列共振コンデンサと、前記２次巻線に生じるインダクタとともに２次側電圧共振回路を形成するように前記２次巻線に並列接続される２次側電圧共振コンデンサと、前記２次側共振回路に入力側が接続される２次側整流素子と、前記２次側整流素子の出力側に接続される前記２次巻線に生じるインダクタのインダクタンスの値よりも小さいインダクタンスを有するものとされる２次側インダクタと、前記２次側インダクタに接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率が各々１以上に設定される。 Another switching power supply circuit of the present invention is a switching power supply circuit that converts primary side DC power into AC power and further converts it into secondary side DC power, and the primary side DC power is supplied to one terminal. A primary winding comprising a first primary winding and a second primary winding having a center tap connected to the other terminal of the choke coil, and the primary winding, A converter transformer having a secondary winding that is magnetically loosely coupled, a first switching element connected to an end of the first primary winding, and a second primary winding. A second switching element connected to an end, an oscillation / drive circuit for driving on / off of the first switching element and the second switching element, the choke coil, and the first primary winding; And said second A primary side series resonant capacitor that forms a primary side voltage resonance circuit with an inductor that occurs in each of the secondary windings, and a secondary winding that forms a secondary side voltage resonance circuit together with the inductor that occurs in the secondary winding. A secondary-side voltage resonant capacitor connected in parallel to the line; a secondary-side rectifying element whose input side is connected to the secondary-side resonant circuit; and the secondary winding connected to the output side of the secondary-side rectifying element A secondary-side inductor having an inductance smaller than the inductance value of the inductor generated in the wire, and a secondary-side smoothing capacitor connected to the secondary-side inductor to obtain a smoothed output DC voltage And a control circuit for supplying a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value to the oscillation / drive circuit. The duty ratio is the ratio of the on and off switching element and the second switching elements are respectively set to one or more.
このスイッチング電源回路では、チョークコイルを介して１次側直流電力がコンバータトランスの１次巻線のセンタータップに供給される。コンバータとランスは、１次巻線と２次巻線とを磁気的に疎結合として形成されており、これによって、１次巻線と２次巻線の各々に漏れインダクタンスを生じる。第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の各々が１次巻線の各々の端部に接続されこれによって交流電力が１次巻線に供給される。発振・ドライブ回路は第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の各々を制御回路からの信号に基づきオン・オフとする。１次側電圧共振コンデンサと１次チョークコイルと第１の１次巻線および第２の１次巻線に生じるインダクタとで１次側電圧共振回路を形成する。また、２次巻線に生じるインダクタと２次側共振コンデンサとで２次側共振回路を形成する。この２次側共振回路に２次側整流素子の入力側を接続し、この２次側整流素子の出力側に２次側インダクタを接続する。この２次側インダクタのインダクタンスの値は、２次巻線に生じるインダクタのインダクタンスの値よりも小さいものとされる。このような２次側インダクタの接続態様によって、リンギングが防止でき、ノイズが低減される。２次側インダクタには２次側平滑コンデンサが接続されて出力直流電流を発生させる。制御回路は出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する。第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率を各々１以上に設定してＺＶＳ動作を得る。 In this switching power supply circuit, the primary side DC power is supplied to the center tap of the primary winding of the converter transformer via the choke coil. The converter and the lance are formed by loosely coupling the primary winding and the secondary winding, thereby generating a leakage inductance in each of the primary winding and the secondary winding. Each of the first switching element and the second switching element is connected to each end of the primary winding, whereby AC power is supplied to the primary winding. The oscillation / drive circuit turns on / off each of the first switching element and the second switching element based on a signal from the control circuit. The primary side voltage resonance capacitor, the primary choke coil, and the inductor generated in the first primary winding and the second primary winding form a primary side voltage resonance circuit. Further, a secondary side resonance circuit is formed by the inductor generated in the secondary winding and the secondary side resonance capacitor. The input side of the secondary side rectifying element is connected to the secondary side resonance circuit, and the secondary side inductor is connected to the output side of the secondary side rectifying element. The inductance value of the secondary inductor is smaller than the inductance value of the inductor generated in the secondary winding. Such a connection mode of the secondary inductor can prevent ringing and reduce noise. A secondary side smoothing capacitor is connected to the secondary inductor to generate an output DC current. The control circuit supplies a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value to the oscillation / drive circuit. The ZVS operation is obtained by setting the time ratio, which is the ratio of ON and OFF of the first switching element and the second switching element, to 1 or more, respectively.
本発明のさらに別のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他方の端子に接続されるセンタータップを有する第１の１次巻線および第２の１次巻線からなる１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線および３次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記第１の１次巻線の端部に接続される第１のスイッチング素子および前記第２の１次巻線の端部に接続される第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記チョークコイルと前記第１の１次巻線および前記第２の１次巻線の各々に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側直列共振コンデンサと、前記２次巻線に生じるインダクタとともに２次側共振回路を形成する前記２次巻線に加極性として接続される前記３次巻線に生じるインダクタと前記３次巻線および前記２次巻線の両端に並列接続される２次側電圧共振コンデンサと、前記２次巻線の両端に入力側が接続される２次側整流素子と、前記２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率が各々１以上に設定される。 Still another switching power supply circuit according to the present invention is a switching power supply circuit that converts primary side DC power into AC power and further converts it into secondary side DC power, wherein the primary side DC power is applied to one terminal. A primary winding comprising a choke coil to be supplied, a first primary winding having a center tap connected to the other terminal of the choke coil, and a second primary winding; and the primary winding. A converter transformer having a secondary winding and a tertiary winding that are magnetically loosely coupled to each other, a first switching element connected to an end of the first primary winding, and the second A second switching element connected to an end of a primary winding of the first and second oscillation elements, an oscillation / drive circuit that drives the first switching element and the second switching element on and off, the choke coil, and the second switching element. 1 primary A primary side series resonant capacitor that forms a primary side voltage resonant circuit with an inductor that occurs in each of the wires and the second primary winding, and a secondary side resonant circuit that forms an inductor that occurs in the secondary winding An inductor generated in the tertiary winding connected as an additional polarity to the secondary winding, a secondary side voltage resonant capacitor connected in parallel to both ends of the tertiary winding and the secondary winding, and the secondary A secondary-side rectifying element whose input side is connected to both ends of the winding; a secondary-side smoothing capacitor connected to the output side of the secondary-side rectifying element to obtain a smoothed output DC voltage; A control circuit for supplying a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value to the oscillation / drive circuit, and the first switching element and the second switching element The duty ratio is the ratio of the on and off are respectively set to one or more.
このスイッチング電源回路では、チョークコイルを介して１次側直流電力がコンバータトランスの１次巻線のセンタータップに供給される。コンバータとランスは、１次巻線と２次巻線および３次巻線とを磁気的に疎結合として形成されており、これによって、１次巻線、２次巻線および３次巻線の各々に漏れインダクタンスを生じる。第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の各々が１次巻線の各々の端部に接続されこれによって交流電力が１次巻線に供給される。発振・ドライブ回路は第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の各々を制御回路からの信号に基づきオン・オフとする。１次側電圧共振コンデンサと１次チョークコイルと第１の１次巻線および第２の１次巻線に生じるインダクタとで１次側電圧共振回路を形成する。また、２次巻線に生じるインダクタと、２次巻線に加極性として接続される３次巻線に生じるインダクタと、３次巻線および２次巻線の両端に並列接続される２次側電圧共振コンデンサと、によって２次側電圧共振回路が形成される。このような３次巻線の接続態様によって、リンギングが防止でき、ノイズが低減される。２次側整流回路は２次巻線の両端に入力側が接続される２次側整流素子と、２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサとで形成される。制御回路は出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する。第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率を各々１以上に設定してＺＶＳ動作を得る。 In this switching power supply circuit, the primary side DC power is supplied to the center tap of the primary winding of the converter transformer via the choke coil. The converter and the lance are formed by loosely coupling the primary winding, the secondary winding, and the tertiary winding magnetically, and thereby the primary winding, the secondary winding, and the tertiary winding. Each produces a leakage inductance. Each of the first switching element and the second switching element is connected to each end of the primary winding, whereby AC power is supplied to the primary winding. The oscillation / drive circuit turns on / off each of the first switching element and the second switching element based on a signal from the control circuit. The primary side voltage resonance capacitor, the primary choke coil, and the inductor generated in the first primary winding and the second primary winding form a primary side voltage resonance circuit. Also, an inductor generated in the secondary winding, an inductor generated in the tertiary winding connected to the secondary winding as an additional polarity, and the secondary side connected in parallel to both ends of the tertiary winding and the secondary winding A secondary side voltage resonance circuit is formed by the voltage resonance capacitor. Such a connection mode of the tertiary winding can prevent ringing and reduce noise. The secondary-side rectifier circuit is connected to the secondary-side rectifier element whose input side is connected to both ends of the secondary winding, and is connected to the output side of the secondary-side rectifier element so as to obtain a smoothed output DC voltage. It is formed with a secondary smoothing capacitor. The control circuit supplies a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value to the oscillation / drive circuit. The ZVS operation is obtained by setting the time ratio, which is the ratio of ON and OFF of the first switching element and the second switching element, to 1 or more, respectively.
本発明によれば、部品点数が多いマグアンプ制御方式を採用することなく安定な出力直流電圧を得るとともに、リンギングによるノイズを含むノイズの発生が少ない、スイッチング電源回路を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a switching power supply circuit that obtains a stable output DC voltage without adopting a mag-amplifier control method with a large number of parts and that generates less noise including noise due to ringing.
本発明を実施するための最良の形態（以下、実施形態という）について説明する。実施形態のスイッチング電源回路は、スイッチング方式としてはプッシュプル方式である。すなわち、コンバータトランスの１次巻線はセンタータップを備え、このセンタータップに接続されるチョークコイルを介して直流電力が供給される。１次巻線の各々の端部にはスイッチング素子が接続されている。そして、コンバータトランスの１次巻線と２次巻線とは疎結合とされることによって漏れインダクタを生じて１次側と２次側とに各々共振回路を有することとなる。この共振回路の作用によってＺＶＳ動作をしながら、２次側に一定の出力直流電圧を生じる。ここで、１次側の共振回路は電圧共振回路とされ、時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）は１以上とされる。主として１次側の共振回路は１次巻線のセンタータップに接続されるチョークコイル、１次巻線に生じるインダクタおよび１次電圧共振コンデンサによって形成される。また、２次側共振回路は、主として２次巻線に生じるインダクタと２次側共振コンデンサによって形成される。２次側の共振回路を電圧共振回路として、２次側の共振周波数を１次側電圧共振回路の共振周波数の略１／３以下に設定する場合に広範な負荷電力範囲でＺＶＳ動作が得られる。また、２次側共振回路を部分電圧共振回路としても良く、この場合には、軽負荷時においてＺＶＳ動作が得られる。 The best mode for carrying out the present invention (hereinafter referred to as an embodiment) will be described. The switching power supply circuit of the embodiment is a push-pull method as a switching method. That is, the primary winding of the converter transformer includes a center tap, and DC power is supplied via a choke coil connected to the center tap. A switching element is connected to each end of the primary winding. Then, the primary winding and the secondary winding of the converter transformer are loosely coupled to generate a leakage inductor, and have a resonance circuit on each of the primary side and the secondary side. A constant output DC voltage is generated on the secondary side while the ZVS operation is performed by the action of the resonance circuit. Here, the primary side resonance circuit is a voltage resonance circuit, and the time ratio (TON / TOFF) is 1 or more. The primary-side resonance circuit is mainly formed by a choke coil connected to the center tap of the primary winding, an inductor generated in the primary winding, and a primary voltage resonance capacitor. The secondary resonance circuit is mainly formed by an inductor generated in the secondary winding and a secondary resonance capacitor. When the secondary side resonance circuit is a voltage resonance circuit and the secondary side resonance frequency is set to about 1/3 or less of the resonance frequency of the primary side voltage resonance circuit, ZVS operation can be obtained in a wide load power range. . Further, the secondary side resonance circuit may be a partial voltage resonance circuit. In this case, a ZVS operation can be obtained at a light load.
また、実施形態のスイッチング電源回路は、２次側平滑コンデンサが数ｎＨ（ナノ・ヘンリー）程度の微小な等価インダクタンス（ＥＳＬ）を有することから生じるリンギングを防止するようになされている。このような作用を奏するために、例えば、２次側インダクタを２次側平滑コンデンサに直列接続する接続態様を採用し、２次側インダクタを２次側整流素子の出力側に接続する接続態様を採用し、２次巻線に対して加極性となるように接続された３次巻線と２次巻線との両端に２次側電圧共振コンデンサを並列接続する接続態様を採用している。 In addition, the switching power supply circuit of the embodiment is configured to prevent ringing caused by the secondary side smoothing capacitor having a minute equivalent inductance (ESL) of about several nH (nano Henry). In order to achieve such an effect, for example, a connection mode in which a secondary side inductor is connected in series to a secondary side smoothing capacitor is employed, and a connection mode in which the secondary side inductor is connected to the output side of the secondary side rectifying element is A connection mode is adopted in which a secondary side voltage resonance capacitor is connected in parallel to both ends of a tertiary winding and a secondary winding that are connected so as to have a positive polarity with respect to the secondary winding.
第１実施形態のスイッチング電源回路について、図１ないし図１０を参照して説明する。 The switching power supply circuit according to the first embodiment will be described with reference to FIGS.
第１実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルＬｏ１と、チョークコイルＬｏ１の他方の端子に接続されるセンタータップを有する１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’からなる１次巻線と、１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ１および１次巻線Ｎ１’の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、チョークコイルＬｏ１および１次巻線Ｎ１に生じるインダクタとともに第１の１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、チョークコイルＬｏ１および１次巻線Ｎ１’に生じるインダクタとともに第２の１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ２に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ２と、２次巻線Ｎ２に生じるインダクタともに２次側共振回路を形成するように２次巻線Ｎ２に並列に２次側電圧共振コンデンサＣ３と２次側インダクタＬｏ２との直列接続回路が接続。ここで、２次側インダクタＬｏ２のインダクタンスの値は２次巻線Ｎ２に生じるインダクタＬ２のインダクタンスの値よりも小さいものとされている。２次側共振回路に接続される２次側整流素子Ｄｏ（または、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４）と、２次側整流素子Ｄｏに接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサＣｏ（または２次側平滑コンデンサＣｏ１および２次側平滑コンデンサＣｏ２）と、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備えるものである。ここで、本実施形態では、１次側電圧共振コンデンサＣ１は第１の１次側電圧共振コンデンサの一実施形態であり、１次側電圧共振コンデンサＣ２は第２の１次側電圧共振コンデンサの一実施形態である。この両方によって１次側電圧共振コンデンサが形成され、１次側電圧コンデンサの一実施形態とされている。また、別の１次側電圧共振コンデンサの実施形態としては、１次側電圧共振コンデンサＣ１および１次側電圧共振コンデンサＣ２に替えて、１次巻線Ｎ１の両端に１次側電圧共振コンデンサＣ１のみを設けるようにしても良いものである。以下、より詳細に個別の回路について説明する。
The switching power supply circuit according to the first embodiment includes a choke coil Lo1 to which primary side DC power is supplied to one terminal, and primary windings N1 and N1 having a center tap connected to the other terminal of the choke coil Lo1. A converter transformer PIT having a primary winding composed of a secondary winding N1 ′ and a secondary winding N2 that is magnetically loosely coupled to the primary winding and connected to the end of the primary winding N1 Switching element Q1 and switching element Q2 connected to the end of primary winding N1 ′, oscillation /
図１に示すスイッチング電源回路の交流電源ＡＣ側から２次側に至るまでを順に説明する。 The sequence from the AC power supply AC side to the secondary side of the switching power supply circuit shown in FIG.
スイッチング電源回路は、アクロスラインコンデンサＣＬ１、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、アクロスラインコンデンサＣＬ２を有するコモンモードフィルタを有している。このコモンモードフィルタの入力側であるアクロスラインコンデンサＣＬ１には、例えば、図示しないプラグが電源スイッチおよびヒューズを介して接続され、交流電源ＡＣと接続されたコンセントにこのプラグを挿入することによって交流電力がスイッチング電源回路に供給されるようになされている。ここで、交流電源ＡＣの電圧である入力交流電圧ＶＡＣの値は８５Ｖから１４４Ｖ（実効値）の範囲とされている。 The switching power supply circuit has a common mode filter having an across line capacitor CL1, a common mode choke coil CMC, and an across line capacitor CL2. For example, a plug (not shown) is connected to the across-line capacitor CL1 on the input side of the common mode filter via a power switch and a fuse, and the AC power is obtained by inserting the plug into an outlet connected to the AC power supply AC. Is supplied to the switching power supply circuit. Here, the value of the input AC voltage VAC, which is the voltage of the AC power supply AC, is in the range of 85V to 144V (effective value).
コモンモードフィルタの出力側（アクロスラインコンデンサＣＬ２の側）は１次側整流素子Ｄｉの入力側であるダイオードＤｉ１のアノードとダイオードＤｉ２のカソードとの接続点およびダイオードＤｉ３のアノードとダイオードＤｉ４のカソードとの接続点に接続されている。 The output side of the common mode filter (the side of the across-line capacitor CL2) is the connection point between the anode of the diode Di1 and the cathode of the diode Di2 that are the input side of the primary side rectifier element Di, Connected to the connection point.
１次側整流素子Ｄｉの出力側であるダイオードＤｉ１のカソードとダイオードＤｉ３のカソードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの正側の端子が接続され、ダイオードＤｉ２のアノードとダイオードＤｉ４のアノードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの負側の端子が接続されている。このようにして１次側整流平滑回路が形成され１次側平滑コンデンサの両端から直流電圧がプッシュプルコンバータに供給されるようになされている。 The positive side terminal of the primary side smoothing capacitor Ci is connected to the connection point between the cathode of the diode Di1 which is the output side of the primary side rectifying element Di and the cathode of the diode Di3, and the anode of the diode Di2 and the anode of the diode Di4 Is connected to the negative terminal of the primary smoothing capacitor Ci. In this way, the primary side rectifying and smoothing circuit is formed, and a DC voltage is supplied to the push-pull converter from both ends of the primary side smoothing capacitor.
プッシュプルコンバータは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２、チョークコイルＬｏ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１、１次側電圧共振コンデンサＣ２、制御回路１、発振・ドライブ回路２、コンバータトランスＰＩＴ、２次側電圧共振コンデンサＣ３、２次側インダクタＬｏ２、２次側整流素子Ｄｏ、２次側平滑コンデンサＣｏを備えている。
The push-pull converter includes a switching element Q1 and a switching element Q2, a choke coil Lo1, a primary side voltage resonance capacitor C1, a primary side voltage resonance capacitor C2, a
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とはＭＯＳ−ＦＥＴとされ、ボディダイオードＤＤ１およびボディダイオードＤＤ２は、ＭＯＳ―ＦＥＴの製造のプロセスにおいて形成されるダイオードである。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴの仕様としては、５Ａ／９００Ｖとした。 Switching element Q1 and switching element Q2 are MOS-FETs, and body diode DD1 and body diode DD2 are diodes formed in the process of manufacturing a MOS-FET. Here, the specification of the MOS-FET is 5A / 900V.
コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、インダクタＬ１、インダクタＬ１’およびインダクタＬ２としても機能する。ここで、各々のインダクタは、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタである。このような漏れインダクタをどのようにして形成するかについて、図２に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図を示して具体的に説明する。 The converter transformer PIT has functions of insulating the primary side and the secondary side and performing voltage conversion, but also functions as an inductor L1, an inductor L1 ', and an inductor L2. Here, each inductor is a leakage inductor formed by the converter transformer PIT. How to form such a leakage inductor will be specifically described with reference to a sectional view of the converter transformer PIT shown in FIG.
コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次側の巻装部として１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’、２次側の巻装部として２次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ型コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’が一の領域に巻装され、２次巻線Ｎ２がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。 The converter transformer PIT includes an EE type core in which an E type core CR1 and an E type core CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. The primary side and secondary side winding portions are divided so as to be independent from each other, and provided with a bobbin B formed of, for example, resin. Then, the bobbin B around which the primary winding N1 and the primary winding N1 ′ as the primary winding portion and the secondary winding N2 as the secondary winding portion are wound is attached to the EE core. The primary winding N1 and the primary winding N1 ′ are wound in one region, and the secondary winding N2 is separated into a winding region different from this one region, and the central magnetic leg of the EE core It will be in the state wound by. In this way, the overall structure of the converter transformer PIT is obtained.
このＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、１．６ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、結合係数ｋの値を１よりも小さくする。すなわち、疎結合とすることによって、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’に発生する磁束の一部は２次巻線Ｎ２と鎖交しなくなり、２次巻線Ｎ２に発生する磁束の一部は１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’と鎖交しなくなり、この鎖交しない磁束の効果によってインダクタＬ１、インダクタＬ１’、インダクタＬ２を形成するようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。 A gap G of 1.6 mm (millimeters) is formed with respect to the central magnetic leg of the EE type core. As a result, the value of the coupling coefficient k is made smaller than 1 as the value of the coupling coefficient k between the primary side and the secondary side. That is, by using loose coupling, a part of the magnetic flux generated in the primary winding N1 and the primary winding N1 ′ is not linked to the secondary winding N2, and the magnetic flux generated in the secondary winding N2 is reduced. A part of them is not linked to the primary winding N1 and the primary winding N1 ′, and the inductor L1, the inductor L1 ′, and the inductor L2 are formed by the effect of the magnetic flux that is not linked. The gap G is formed by making the central magnetic legs of the E-type core CR1 and the E-type core CR2 shorter than the two outer magnetic legs. The core material was EER-35 (core material name).
１次巻線Ｎ１の巻数および１次巻線Ｎ１’の巻数は各々が４０Ｔ（ターン）の同一の巻数とされ、２次巻線Ｎ２の巻数は３５Ｔとされ、結合係数ｋの値は０．７２とされている。 The number of turns of the primary winding N1 and the number of turns of the primary winding N1 ′ are 40T (turns), the number of turns of the secondary winding N2 is 35T, and the value of the coupling coefficient k is 0. 72.
チョークコイルＬｏ１は、コンバータトランスに類似した構造を有するが、ボビンＢは１つの巻装領域のみを有し、巻線が施されている。また、コアサイズとしてはＥＥＲ−３５よりも小型のＥＥ―２５が採用され、ギャップＧは１．４ｍｍであり、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスの値としては４００μＨ（マイクロ・ヘンリー）を得ている。この４００μＨの値は、インダクタＬ１、インダクタＬ１’よりも大きな値とされている。 The choke coil Lo1 has a structure similar to a converter transformer, but the bobbin B has only one winding region and is wound. Also, EE-25 smaller than EER-35 is adopted as the core size, the gap G is 1.4 mm, and the inductance value of the choke coil Lo1 is 400 μH (micro Henry). The value of 400 μH is larger than the inductors L1 and L1 ′.
１次側の接続態様について説明する。チョークコイルＬｏ１は、１次側平滑コンデンサＣｉとコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’のセンタータップとの間に接続され、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の端部はスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１’の端部はスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の各々のソースは１次側のグランドに接地されている。また、１次側電圧共振コンデンサＣ１はスイッチング素子Ｑ１のドレインとソース間に並列に接続され、１次側電圧共振コンデンサＣ２はスイッチング素子Ｑ２のドレインとソース間に並列に接続されている。 The connection mode on the primary side will be described. The choke coil Lo1 is connected between the primary side smoothing capacitor Ci, the primary winding N1 of the converter transformer PIT, and the center tap of the primary winding N1 ′, and the end of the primary winding N1 of the converter transformer PIT. Is connected to the drain of the switching element Q1, and the end of the primary winding N1 ′ of the converter transformer PIT is connected to the drain of the switching element Q2. The sources of the switching element Q1 and the switching element Q2 are grounded to the primary side ground. The primary side voltage resonance capacitor C1 is connected in parallel between the drain and source of the switching element Q1, and the primary side voltage resonance capacitor C2 is connected in parallel between the drain and source of the switching element Q2.
また、スイッチング素子Ｑ１のゲートおよびスイッチング素子Ｑ１のゲートには発振・ドライブ回路２の出力が接続されている。発振・ドライブ回路２は、制御回路１からの出力に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲートおよびスイッチング素子Ｑ２のゲートを駆動する。
The output of the oscillation /
２次側の接続態様について説明する。コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。この２次側整流素子Ｄｏは高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４をブリッジ接続して構成されており、２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。そして、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から負荷に供給する電圧である出力直流電圧Ｅｏを得ている。ここで、出力直流電圧Ｅｏの値は１７５Ｖ（ボルト）とした。 The connection mode on the secondary side will be described. A secondary side rectifying element Do is connected to the secondary winding N2 of the converter transformer PIT. The secondary side rectifying element Do is configured by bridge-connecting high speed switching diodes Do1 to Do4, and a secondary side smoothing capacitor Co is connected to the output side of the secondary side rectifying element Do. An output DC voltage Eo that is a voltage supplied to the load from both ends of the secondary side smoothing capacitor Co is obtained. Here, the value of the output DC voltage Eo was 175 V (volts).
制御回路１は、２次側平滑コンデンサＣｏにその入力側を接続されており、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力（誤差電圧）を発振・ドライブ回路２に供給する。
The
このようなプッシュプルコンバータでは、主としてチョークコイルＬｏ１およびインダクタＬ１と１次側電圧共振コンデンサＣ１とによって第１の１次側電圧共振回路が形成される。ここで、主としてとは、これらの部品の特性、すなわち、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスおよびインダクタＬ１のインダクタンスと１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって第１の１次側電圧共振回路の共振の周波数が概ね定まることを言うものである。例えば、１次側平滑コンデンサＣｉのキャパシタンス等も共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、第１の１次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。 In such a push-pull converter, a first primary voltage resonance circuit is mainly formed by the choke coil Lo1, the inductor L1, and the primary voltage resonance capacitor C1. Here, mainly means the resonance frequency of the first primary side voltage resonance circuit by the characteristics of these components, that is, the inductance of the choke coil Lo1, the inductance of the inductor L1, and the capacitance of the primary side voltage resonance capacitor C1. It is said that is generally determined. For example, the capacitance of the primary side smoothing capacitor Ci influences the resonance frequency, but the influence is negligible. Therefore, it is not used as an element for forming the first primary side voltage resonance circuit.
また、主としてチョークコイルＬｏ１およびインダクタＬ１’と１次側電圧共振コンデンサＣ２とによって第２の１次側電圧共振回路が形成される。すなわち、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスおよびインダクタＬ１’のインダクタンスと１次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって第２の１次側電圧共振回路の共振の周波数が概ね定まるので、１次側平滑コンデンサＣｉ等は第２の１次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。第１の１次側電圧共振回路の共振周波数と第２の１次側電圧共振回路の共振周波数とは略等しくなるように各々が周波数ｆｏ１に設定される。ここで、第１の１次側電圧共振回路の共振周波数と第２の１次側電圧共振回路は、独立に働くものでは無く、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２のいずれがオフとなるかに応じて、両者が協調して動作して、１次側電圧共振回路を形成するものである。 Further, a second primary voltage resonance circuit is mainly formed by the choke coil Lo1 and the inductor L1 'and the primary voltage resonance capacitor C2. That is, since the resonance frequency of the second primary side voltage resonance circuit is substantially determined by the inductance of the choke coil Lo1, the inductance of the inductor L1 ', and the capacitance of the primary side voltage resonance capacitor C2, the primary side smoothing capacitor Ci, etc. Is not an element forming the second primary side voltage resonance circuit. Each is set to the frequency fo1 so that the resonance frequency of the first primary side voltage resonance circuit and the resonance frequency of the second primary side voltage resonance circuit are substantially equal. Here, the resonance frequency of the first primary side voltage resonance circuit and the second primary side voltage resonance circuit do not work independently, depending on which of the switching element Q1 and the switching element Q2 is turned off. Thus, both operate in cooperation to form a primary side voltage resonance circuit.
また、主として、インダクタＬ２のインダクタンスと２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスとによって２次側電圧共振回路が形成され、共振周波数は周波数ｆｏ２に設定される。ここで、主としてとは上述したと同様に、例えば、２次側インダクタＬｏ２等も共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、２次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。周波数ｆｏ１と周波数ｆｏ２との関係は、図４に示すように、周波数ｆｏ２の値は周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定される。ここで、２次側インダクタＬｏ２の値は数μＨ以下、例えば、３．３μＨとされ、インダクタＬ２のインダクタンスの値に較べて非常に小さなものである。したがって、２次側インダクタＬｏ２は２次側電圧共振回路を構成する要素となるものの、２次側電圧共振回路の共振周波数にほとんど影響を与えるものではない。 Also, a secondary side voltage resonance circuit is formed mainly by the inductance of the inductor L2 and the capacitance of the secondary side voltage resonance capacitor C3, and the resonance frequency is set to the frequency fo2. Here, mainly as in the case described above, for example, the secondary side inductor Lo2 and the like also affect the resonance frequency, but the effect is negligible, so that as an element forming the secondary side voltage resonance circuit No. As shown in FIG. 4, the relationship between the frequency fo1 and the frequency fo2 is such that the value of the frequency fo2 is set to approximately 2/3 or less of the frequency fo1. Here, the value of the secondary inductor Lo2 is several μH or less, for example, 3.3 μH, which is very small compared to the inductance value of the inductor L2. Therefore, although the secondary side inductor Lo2 becomes an element constituting the secondary side voltage resonance circuit, it hardly affects the resonance frequency of the secondary side voltage resonance circuit.
図３に２次側インダクタＬｏ２の奏する作用を図示する。２次側インダクタＬｏ２を設けない場合、すなわち、２次側インダクタＬｏ２に替えて導線を用いる場合には、電流Ｉ４（図１を参照）と電流Ｉ３（図１を参照）とに、例えば、１．５ＭＨｚ（メガ・ヘルッ）のリンギングが生じる。このリンギングは周波数が高いので、ノイズ成分としては有害なものである。例えば、交流電源ＡＣ側にこのノイズが漏れ、他の機器の動作に悪影響を与える。また、１次側整流回路を備えない、コンバータ部のみが、ＤＣ−ＤＣコンバータとして用いられる場合にも同様に入力のＤＣライン側に対してこのリンギングが悪影響を与える。 FIG. 3 illustrates the operation of the secondary inductor Lo2. When the secondary inductor Lo2 is not provided, that is, when a conductive wire is used instead of the secondary inductor Lo2, the current I4 (see FIG. 1) and the current I3 (see FIG. 1) are set to, for example, 1 Ringing of .5 MHz (mega hertz) occurs. Since this ringing has a high frequency, it is harmful as a noise component. For example, this noise leaks to the AC power supply AC side, which adversely affects the operation of other devices. In addition, when only the converter unit that does not include the primary side rectifier circuit is used as a DC-DC converter, this ringing has an adverse effect on the input DC line side.
このようなリンギングが発生する原因は２次側平滑コンデンサＣｏに存する等価インダクタンス（ＥＳＬ）にある。２次側インダクタＬｏ２が無い場合には、電流Ｉ３（図１を参照）の一方の電流は２次側電圧共振コンデンサＣ３から高速スイッチングダイオードＤｏ１から２次側平滑コンデンサＣｏから高速スイッチングダイオードＤｏ４から２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れ、電流Ｉ３の他方の電流は２次側電圧共振コンデンサＣ３から高速スイッチングダイオードＤｏ３から２次側平滑コンデンサＣｏから高速スイッチングダイオードＤｏ２から２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れる。このときの電流によって、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスとこの等価インダクタンスとで形成される１．５ＭＨｚ近傍とされる共振周波数を有する共振回路を励振するためである。また、２次側整流素子Ｄｏの入力側に流れる電流である電流Ｉ４（図１を参照）にも同一周波数のリンギングが生じている。 Such ringing is caused by an equivalent inductance (ESL) existing in the secondary side smoothing capacitor Co. In the absence of the secondary inductor Lo2, one of the currents I3 (see FIG. 1) is 2 from the secondary voltage resonant capacitor C3 to the fast switching diode Do1 to the secondary smoothing capacitor Co to 2 from the fast switching diode Do4. The second voltage resonance capacitor C3 flows, and the other current I3 flows from the secondary voltage resonance capacitor C3 to the high speed switching diode Do3 to the secondary smoothing capacitor Co to the high speed switching diode Do2 to the secondary voltage resonance capacitor C3. . This is for exciting a resonance circuit having a resonance frequency near 1.5 MHz formed by the capacitance of the secondary side voltage resonance capacitor C3 and the equivalent inductance by the current at this time. Further, ringing of the same frequency is also generated in the current I4 (see FIG. 1) that is a current flowing on the input side of the secondary side rectifying element Do.
一方、２次側インダクタＬｏ２がある場合には、後述する図６、図７に示すように、上述した、電流Ｉ３と電流Ｉ４に生じるリンギングは消滅している。 On the other hand, when the secondary inductor Lo2 is present, the ringing generated in the currents I3 and I4 described above disappears, as shown in FIGS.
ここで、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値、および１次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は４７００ｐＦ（ピコ・ファラッド）、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスの値は０．０４７μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。このときの、周波数ｆｏ１の値は８９．５ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）であり、周波数ｆｏ２の値は５３．５ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）であった。 Here, the capacitance value of the primary side voltage resonance capacitor C1 and the capacitance value of the primary side voltage resonance capacitor C2 are 4700 pF (Pico Farad), and the capacitance value of the secondary side voltage resonance capacitor C3 is 0.047 μF. (Micro Farad). At this time, the value of the frequency fo1 was 89.5 kHz (kilohertz), and the value of the frequency fo2 was 53.5 kHz (kilohertz).
次に上述した構成を有するスイッチング電源回路の動作について説明をする。このようなプッシュプルコンバータの基本動作原理は、公知技術である多重共振コンバータとしての動作をするものであるが、以下の特徴を有している。 Next, the operation of the switching power supply circuit having the above-described configuration will be described. The basic operation principle of such a push-pull converter operates as a multi-resonance converter, which is a known technique, and has the following characteristics.
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との時比率を１以上として最大負荷時においては、例えば２以上となるように選定する。このような設定とすることによって、図２３において必要とされたチョークコイルＬｏ２０は削除することができるようになった。すなわち、チョークコイルＬｏ２０を具備しない場合においても、２次巻線Ｎ２に流れる共振電流である電流Ｉ２は正弦波となり、２次側電圧共振コンデンサＣ３の両端に発生する電圧Ｖ４も正弦波となり、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４の導通角は拡大する。また、２次側インダクタＬｏ２はリンギングを消滅させるためのものであるので、２次側インダクタＬｏ２インダクタンス値はチョークコイルＬｏ２０のインダクタンス値よりも小さいものとできる。これによって装置の小型化および装置のコストの低減が図れる。 The duty ratio between the switching element Q1 and the switching element Q2 is set to 1 or more, and is selected to be 2 or more at the maximum load, for example. With this setting, the choke coil Lo20 required in FIG. 23 can be deleted. That is, even when the choke coil Lo20 is not provided, the current I2, which is the resonance current flowing through the secondary winding N2, becomes a sine wave, and the voltage V4 generated at both ends of the secondary side voltage resonance capacitor C3 also becomes a sine wave. The conduction angle of the switching diode Do1 to the high-speed switching diode Do4 increases. Further, since the secondary side inductor Lo2 is for eliminating ringing, the inductance value of the secondary side inductor Lo2 can be made smaller than the inductance value of the choke coil Lo20. As a result, the size of the apparatus can be reduced and the cost of the apparatus can be reduced.
また、１次側電圧共振コンデンサＣ１をスイッチング素子Ｑ１に並列に接続し、１次側電圧共振コンデンサＣ２をスイッチング素子Ｑ２に並列に接続することによって、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との各々がオフとなる時間である時間ＴＯＦＦに１次側電圧共振コンデンサＣ１、１次側電圧共振コンデンサＣ２に流れる１次側の共振電流と、２次側電圧共振コンデンサＣ３とに流れる電流である電流Ｉ４の位相を同じにする効果があり、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードＤＤ１、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードＤＤ２の導通角が拡大してＺＶＳ動作がより確実なものとなる。 Also, each of the switching element Q1 and the switching element Q2 is turned off by connecting the primary side voltage resonant capacitor C1 in parallel to the switching element Q1 and connecting the primary side voltage resonant capacitor C2 in parallel to the switching element Q2. The phase of the primary side resonant current C1 that flows through the primary side voltage resonant capacitor C2 and the current I4 that is the current that flows through the secondary side voltage resonant capacitor C3 at the time TOFF that is And the conduction angle of the body diode DD1 of the switching element Q1 and the body diode DD2 of the switching element Q2 is enlarged, and the ZVS operation is more reliable.
また、図４に周波数ｆｓと出力直流電圧Ｅｏとの関係を示すように、出力直流電圧Ｅｏを１７５Ｖとする場合における重負荷時に対応する周波数ｆｓの値と負荷が零のときに対応する周波数ｆｓの値との範囲である可変周波数範囲Δｆｓの値を非常に小さくすることができる。 Further, as shown in FIG. 4 showing the relationship between the frequency fs and the output DC voltage Eo, the value of the frequency fs corresponding to the heavy load when the output DC voltage Eo is 175 V and the frequency fs corresponding to the zero load. The value of the variable frequency range Δfs, which is a range with respect to the value of, can be made very small.
図５は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、周波数ｆｓ、時間ＴＯＮ、時間ＴＯＦＦの各々を示している。なお、このスイッチング電源回路については、出力直流電圧Ｅｏの値を１７５Ｖとして、入力交流電圧ＶＡＣの範囲が８５Ｖから１４４Ｖの範囲で、かつ負荷電力Ｐｏの大きさが０Ｗから３００Ｗの範囲で安定に動作することを確認した。 FIG. 5 shows power conversion efficiency ηAC → DC, frequency fs, time TON, and time TOFF with respect to a load fluctuation when the load power Po is 100 W when the input AC voltage VAC is 100V. Show. This switching power supply circuit operates stably when the value of the output DC voltage Eo is 175 V, the range of the input AC voltage VAC is 85 V to 144 V, and the load power Po is 0 W to 300 W. Confirmed to do.
図６に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図６の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図１を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図１を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧である電圧Ｖ２（図１を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流である電流ＩＱ２（図１を参照）、２次巻線Ｎ２に流れる電流である電流Ｉ２（図１を参照）、２次側インダクタＬｏ２および２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れる電流である電流Ｉ３（図１を参照）、２次巻線Ｎ２の両端の電圧である電圧Ｖ３（図１を参照）、２次側整流素子Ｄｏの入力側に流れる電流である電流Ｉ４（図１を参照）の各々を示すものである。 FIG. 6 shows an operation waveform of each part in the switching period. The load power at this time is 300 W, and the input AC voltage is 100V. In order from the top of FIG. 6, voltage V1 (see FIG. 1) that is the drain voltage of switching element Q1, current IQ1 (see FIG. 1) that is the drain current of switching element Q1, and voltage that is the drain voltage of switching element Q2 V2 (refer to FIG. 1), current IQ2 (refer to FIG. 1) which is the drain current of the switching element Q2, current I2 (refer to FIG. 1) which flows through the secondary winding N2, secondary inductor Lo2 and The current I3 (refer to FIG. 1) that flows through the secondary voltage resonant capacitor C3 (see FIG. 1), the voltage V3 (refer to FIG. 1) that is the voltage across the secondary winding N2, and the input side of the secondary rectifier element Do Each of currents I4 (see FIG. 1), which are currents flowing through the, is shown.
図７に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図７の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電圧Ｖ２、電流ＩＱ２、電流Ｉ２、電流Ｉ３、電圧Ｖ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。 FIG. 7 shows an operation waveform of each part in the switching period. The load power at this time is 0 W, and the input AC voltage is 100V. 7 shows the voltage V1, the current IQ1, the voltage V2, the current IQ2, the current I2, the current I3, the voltage V3, and the current I4 in order from the top of FIG.
図４ないし図７に示す実験データから図１に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから３００Ｗの範囲でＺＶＳ動作となっている。また、負荷電力Ｐｏの値が１００Ｗ付近の中間負荷で周波数ｆｓは変曲点を有している。負荷電力Ｐｏが３００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９１．０％である。負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲では周波数ｆｓの値は８２．５ｋＨｚから１０５．６ｋＨｚであり、可変周波数範囲Δｆｓは２３．１ｋＨｚである。ＴＯＮ／ＴＯＦＦの範囲は２．０から１．４７となるｆｓ制御が可能である。 From the experimental data shown in FIGS. 4 to 7, the following becomes clear about the switching power supply circuit shown in FIG. The ZVS operation is performed when the value of the load power Po is in the range of 0 W to 300 W. Further, the frequency fs has an inflection point at an intermediate load in which the value of the load power Po is around 100 W. The value of power conversion efficiency ηAC → DC when the load power Po is 300 W is 91.0%. In the range where the load power Po is 300 W to 0 W, the value of the frequency fs is 82.5 kHz to 105.6 kHz, and the variable frequency range Δfs is 23.1 kHz. The fs control in which the range of TON / TOFF is 2.0 to 1.47 is possible.
図１に示すスイッチング電源回路は以下の利点を有している。 The switching power supply circuit shown in FIG. 1 has the following advantages.
背景技術に示す電圧共振プッシュプルコンバータのｆｓ制御は負荷電力Ｐｏが１００Ｗ以下に限定されていた。一方、図１に示すスイッチング電源回路は電圧共振プッシュプルコンバータを用いるものであるが、コンバータトランスＰＩＴを疎結合とし、２次側に電圧共振回路を組み合わせて多重共振形コンバータとして構成することによって、負荷電力Ｐｏの大きさが３００Ｗ以上の重負荷から無負荷の範囲でｆｓ制御（スイッチング周波数である周波数ｆｓを変化させて出力直流電圧Ｅｏを変化させる制御）が可能となる。 In the fs control of the voltage resonance push-pull converter shown in the background art, the load power Po is limited to 100 W or less. On the other hand, the switching power supply circuit shown in FIG. 1 uses a voltage resonance push-pull converter, but the converter transformer PIT is loosely coupled, and the voltage resonance circuit is combined on the secondary side to constitute a multiple resonance type converter. It is possible to perform fs control (control to change the output DC voltage Eo by changing the frequency fs, which is a switching frequency) in a range from a heavy load of 300 W or more to a no load.
２次側インダクタＬｏ２を設けることよって、２次側電圧共振コンデンサＣ３に従来は流れていたリンギング電流が流れなくなり、動作波形が滑らかな正弦波形状となってノイズの発生が低減した。 By providing the secondary side inductor Lo2, the ringing current that has been flowing in the secondary side voltage resonant capacitor C3 no longer flows, the operation waveform becomes a smooth sine wave shape, and the generation of noise is reduced.
２次側に電圧共振回路を付加することによって、背景技術において用いたチョークコイルＬｏ２０を削除しても、この２次側の電圧共振回路から正弦波電圧を得ることができる。ここで、背景技術において用いたチョークコイルＬｏ２０のインダクタンスは、大きなインダクタンス値を得るためにその値も大きなものとされ、装置は大型化し、装置コストも高いものとなったが、本実施形態の電源では、チョークコイルＬｏ２０を用いないことによって、装置の小型化、装置のコストの削減が図れる。 By adding a voltage resonance circuit to the secondary side, a sine wave voltage can be obtained from the voltage resonance circuit on the secondary side even if the choke coil Lo20 used in the background art is deleted. Here, the inductance of the choke coil Lo20 used in the background art is set to a large value in order to obtain a large inductance value, and the apparatus is enlarged and the apparatus cost is high. Then, by not using the choke coil Lo20, the size of the device can be reduced and the cost of the device can be reduced.
図８は、図１に示すスイッチング電源回路の変形例である。 FIG. 8 shows a modification of the switching power supply circuit shown in FIG.
図８のスイッチング電源回路の１次側は、１次側電圧共振コンデンサＣ１および１次側電圧共振コンデンサＣ２に替えて、１次側電圧共振コンデンサが、１次側電圧共振コンデンサＣ１として第１の１次巻線Ｎ１および第２の１次巻線Ｎ１’の両端に並列に接続されることを特徴とするものである。 The primary side of the switching power supply circuit of FIG. 8 is replaced with the primary side voltage resonance capacitor C1 and the primary side voltage resonance capacitor C2, and the primary side voltage resonance capacitor is used as the primary side voltage resonance capacitor C1. The first and second primary windings N1 and N1 ′ are connected in parallel to both ends of the primary winding N1 and the second primary winding N1 ′.
図８のスイッチング電源回路の２次側は、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の接続点をセンタータップとし、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の端部に２次側電圧共振コンデンサＣ３を接続し、両波整流のための高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２とを有する両波整流回路として２次側を構成するものである。また、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’とは加極性となるように巻回されているので、２次側電圧共振回路を形成する２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の端部に生じる２次側電圧共振回路を構成するインダクタンスの値は図１に示す回路におけるインダクタンスの値よりも大きくなり、この分だけ２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスを小さくできる。ここで、２次側インダクタＬｏ２は、２次側電圧共振コンデンサＣ３と直列に接続され、リンギングを消滅させる。 The secondary side of the switching power supply circuit of FIG. 8 has a connection point between the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ as a center tap and a secondary at the end of the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′. The secondary side is configured as a double-wave rectifier circuit having a high-speed switching diode Do1 and a high-speed switching diode Do2 for both-wave rectification connected to the side voltage resonant capacitor C3. Further, since the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ are wound so as to have a positive polarity, the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ forming the secondary side voltage resonance circuit The value of the inductance constituting the secondary side voltage resonance circuit generated at the end of the capacitor becomes larger than the value of the inductance in the circuit shown in FIG. 1, and the capacitance of the secondary side voltage resonance capacitor C3 can be reduced by this amount. Here, the secondary-side inductor Lo2 is connected in series with the secondary-side voltage resonance capacitor C3 to eliminate ringing.
図９に示すスイッチング電源回路は図１に示すスイッチング電源回路の２次側を変形したスイッチング電源回路である。２次側は倍電圧全波整流回路を構成している。すなわち、２次側平滑コンデンサＣｏ１に直流電圧が保持され、この電圧が２次側平滑コンデンサＣｏ２の電圧と加算されることによって、２次巻線Ｎ２または２次巻線Ｎ２’の両端から得られる電圧の２倍の電圧が出力直流電圧Ｅｏとして得られるようになされている。ここで、２次側インダクタＬｏ２は、２次側電圧共振コンデンサＣ３と直列に接続され、リンギングを消滅させる。 The switching power supply circuit shown in FIG. 9 is a switching power supply circuit obtained by modifying the secondary side of the switching power supply circuit shown in FIG. The secondary side constitutes a voltage doubler full wave rectifier circuit. That is, a DC voltage is held in the secondary side smoothing capacitor Co1, and this voltage is added to the voltage of the secondary side smoothing capacitor Co2, thereby being obtained from both ends of the secondary winding N2 or the secondary winding N2 ′. A voltage twice the voltage is obtained as the output DC voltage Eo. Here, the secondary-side inductor Lo2 is connected in series with the secondary-side voltage resonance capacitor C3 to eliminate ringing.
また、図１０は、図１に示すスイッチング電源回路の２次側を変形して倍電圧半波整流回路を用いるものである。図９に示す倍電圧全波整流回路の半分の部分が用いられている。このように倍電圧半波整流回路を用いる場合にも図１に示すスイッチング電源回路の有する基本的な利点はそのまま維持できる。ここで、２次側インダクタＬｏ２は、２次側電圧共振コンデンサＣ３と直列に接続され、リンギングを消滅させる。 FIG. 10 shows a modification of the secondary side of the switching power supply circuit shown in FIG. 1 using a voltage doubler half-wave rectifier circuit. Half of the voltage doubler full wave rectifier circuit shown in FIG. 9 is used. Thus, even when the voltage doubler half-wave rectifier circuit is used, the basic advantage of the switching power supply circuit shown in FIG. 1 can be maintained as it is. Here, the secondary-side inductor Lo2 is connected in series with the secondary-side voltage resonance capacitor C3 to eliminate ringing.
第２実施形態のスイッチング電源回路について、図１１ないし図１５を参照して説明する。 A switching power supply circuit according to the second embodiment will be described with reference to FIGS.
第２実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルＬｏ１と、チョークコイルＬｏ１の他方の端子に接続されるセンタータップを有する１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’からなる１次巻線と、１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ１および１次巻線Ｎ１’の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、チョークコイルＬｏ１および１次巻線Ｎ１に生じるインダクタとともに第１の１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、チョークコイルＬｏ１および１次巻線Ｎ１’に生じるインダクタとともに第２の１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ２に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ２と、２次巻線Ｎ２に生じるインダクタともに２次側共振回路を形成するように２次巻線Ｎ２に並列に接続される２次側電圧共振コンデンサＣ３と、２次側共振回路に入力側が接続される２次側整流素子Ｄｏ（または、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４）と、２次側整流素子Ｄｏの出力側に接続される２次巻線Ｎ２に生じるインダクタＬ２のインダクタンスの値よりも小さいインダクタンスを有するものとされる２次側インダクタＬｏ３と、２次側インダクタＬｏ３に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサＣｏ（または、２次側平滑コンデンサＣｏ１および２次側平滑コンデンサＣｏ２）と、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備えるものである。ここで、本実施形態では、１次側電圧共振コンデンサＣ１は第１の１次側電圧共振コンデンサの一実施形態であり、１次側電圧共振コンデンサＣ２は第２の１次側電圧共振コンデンサの一実施形態である。この両方によって１次側電圧共振コンデンサが形成されている。また、別の１次側電圧共振コンデンサの実施形態としては、１次側電圧共振コンデンサＣ１および１次側電圧共振コンデンサＣ２に替えて、１次巻線Ｎ１の両端に１次側電圧共振コンデンサＣ１のみを設けるようにしても良いものである。以下、より詳細に個別の回路について説明するが、第１実施形態と同一の構成を有し、同一の作用を奏する部分には第１実施形態におけると同様の符号を付して、その説明を省略する場合もある。
The switching power supply circuit according to the second embodiment includes a choke coil Lo1 to which primary side DC power is supplied to one terminal, and primary windings N1 and 1 having a center tap connected to the other terminal of the choke coil Lo1. A converter transformer PIT having a primary winding composed of a secondary winding N1 ′ and a secondary winding N2 that is magnetically loosely coupled to the primary winding and connected to the end of the primary winding N1 Switching element Q1 and switching element Q2 connected to the end of primary winding N1 ′, oscillation /
図１１に示すスイッチング電源回路の交流電源ＡＣ側から２次側に至るまでを順に説明する。 The steps from the AC power supply AC side to the secondary side of the switching power supply circuit shown in FIG. 11 will be described in order.
スイッチング電源回路は、アクロスラインコンデンサＣＬ１、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、アクロスラインコンデンサＣＬ２を有するコモンモードフィルタを有している。このコモンモードフィルタの入力側であるアクロスラインコンデンサＣＬ１には、例えば、図示しないプラグが電源スイッチおよびヒューズを介して接続され、交流電源ＡＣと接続されたコンセントにこのプラグを挿入することによって交流電力がスイッチング電源回路に供給されるようになされている。ここで、交流電源ＡＣの電圧である入力交流電圧ＶＡＣの値は８５Ｖから１４４Ｖの範囲とされている。 The switching power supply circuit has a common mode filter having an across line capacitor CL1, a common mode choke coil CMC, and an across line capacitor CL2. For example, a plug (not shown) is connected to the across-line capacitor CL1 on the input side of the common mode filter via a power switch and a fuse, and the AC power is obtained by inserting the plug into an outlet connected to the AC power supply AC. Is supplied to the switching power supply circuit. Here, the value of the input AC voltage VAC, which is the voltage of the AC power supply AC, is in the range of 85V to 144V.
コモンモードフィルタの出力側（アクロスラインコンデンサＣＬ２の側）は１次側整流素子Ｄｉの入力側であるダイオードＤｉ１のアノードとダイオードＤｉ２のカソードとの接続点およびダイオードＤｉ３のアノードとダイオードＤｉ４のカソードとの接続点に接続されている。 The output side of the common mode filter (the side of the across-line capacitor CL2) is the connection point between the anode of the diode Di1 and the cathode of the diode Di2 that are the input side of the primary side rectifier element Di, Connected to the connection point.
１次側整流素子Ｄｉの出力側であるダイオードＤｉ１のカソードとダイオードＤｉ３のカソードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの正側の端子が接続され、ダイオードＤｉ２のアノードとダイオードＤｉ４のアノードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの負側の端子が接続されている。このようにして１次側整流平滑回路が形成され１次側平滑コンデンサの両端から直流電圧がプッシュプルコンバータに供給されるようになされている。 The positive side terminal of the primary side smoothing capacitor Ci is connected to the connection point between the cathode of the diode Di1 which is the output side of the primary side rectifying element Di and the cathode of the diode Di3, and the anode of the diode Di2 and the anode of the diode Di4 Is connected to the negative terminal of the primary smoothing capacitor Ci. In this way, the primary side rectifying and smoothing circuit is formed, and a DC voltage is supplied to the push-pull converter from both ends of the primary side smoothing capacitor.
プッシュプルコンバータは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２、チョークコイルＬｏ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１、１次側電圧共振コンデンサＣ２、制御回路１、発振・ドライブ回路２、コンバータトランスＰＩＴ、２次側電圧共振コンデンサＣ３、２次側インダクタＬｏ３、２次側整流素子Ｄｏ、２次側平滑コンデンサＣｏを備えている。
The push-pull converter includes a switching element Q1 and a switching element Q2, a choke coil Lo1, a primary side voltage resonance capacitor C1, a primary side voltage resonance capacitor C2, a
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とはＭＯＳ−ＦＥＴとされ、ボディダイオードＤＤ１およびボディダイオードＤＤ２は、ＭＯＳ―ＦＥＴの製造のプロセスにおいて形成されるダイオードである。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴの仕様としては、５Ａ／９００Ｖとした。 Switching element Q1 and switching element Q2 are MOS-FETs, and body diode DD1 and body diode DD2 are diodes formed in the process of manufacturing a MOS-FET. Here, the specification of the MOS-FET is 5A / 900V.
コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、インダクタＬ１、インダクタＬ１’およびインダクタＬ２としても機能する。ここで、各々のインダクタは、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタである。このような漏れインダクタをどのようにして形成するかについて、図２に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図を示して具体的に説明する。 The converter transformer PIT has functions of insulating the primary side and the secondary side and performing voltage conversion, but also functions as an inductor L1, an inductor L1 ', and an inductor L2. Here, each inductor is a leakage inductor formed by the converter transformer PIT. How to form such a leakage inductor will be specifically described with reference to a sectional view of the converter transformer PIT shown in FIG.
コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次側の巻装部として１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’、２次側の巻装部として２次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ型コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’が一の領域に巻装され、２次巻線Ｎ２がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。 The converter transformer PIT includes an EE type core in which an E type core CR1 and an E type core CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. The primary side and secondary side winding portions are divided so as to be independent from each other, and provided with a bobbin B formed of, for example, resin. Then, the bobbin B around which the primary winding N1 and the primary winding N1 ′ as the primary winding portion and the secondary winding N2 as the secondary winding portion are wound is attached to the EE core. The primary winding N1 and the primary winding N1 ′ are wound in one region, and the secondary winding N2 is separated into a winding region different from this one region, and the central magnetic leg of the EE core It will be in the state wound by. In this way, the overall structure of the converter transformer PIT is obtained.
このＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、１．６ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、結合係数ｋの値を１よりも小さくする。すなわち、疎結合とすることによって、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’に発生する磁束の一部は２次巻線Ｎ２と鎖交しなくなり、２次巻線Ｎ２に発生する磁束の一部は１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’と鎖交しなくなり、この鎖交しない磁束の効果によってインダクタＬ１、インダクタＬ１’、インダクタＬ２を形成するようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。 A gap G of 1.6 mm (millimeters) is formed with respect to the central magnetic leg of the EE type core. As a result, the value of the coupling coefficient k is made smaller than 1 as the value of the coupling coefficient k between the primary side and the secondary side. That is, by using loose coupling, a part of the magnetic flux generated in the primary winding N1 and the primary winding N1 ′ is not linked to the secondary winding N2, and the magnetic flux generated in the secondary winding N2 is reduced. A part of them is not linked to the primary winding N1 and the primary winding N1 ′, and the inductor L1, the inductor L1 ′, and the inductor L2 are formed by the effect of the magnetic flux that is not linked. The gap G is formed by making the central magnetic legs of the E-type core CR1 and the E-type core CR2 shorter than the two outer magnetic legs. The core material was EER-35 (core material name).
１次巻線Ｎ１の巻数および１次巻線Ｎ１’の巻数は各々が４０Ｔ（ターン）の同一の巻数とされ、２次巻線Ｎ２の巻数は３５Ｔとされ、結合係数ｋの値は０．７２とされている。 The number of turns of the primary winding N1 and the number of turns of the primary winding N1 ′ are 40T (turns), the number of turns of the secondary winding N2 is 35T, and the value of the coupling coefficient k is 0. 72.
チョークコイルＬｏ１は、コンバータトランスに類似した構造を有するが、ボビンＢは１つの巻装領域のみを有し、巻線が施されている。また、コアサイズとしてはＥＥＲ−３５よりも小型のＥＥ―２５が採用され、ギャップＧは１．４ｍｍであり、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスの値としては４００μＨ（マイクロ・ヘンリー）を得ている。この４００μＨの値は、インダクタＬ１、インダクタＬ１’よりも大きな値とされている。 The choke coil Lo1 has a structure similar to a converter transformer, but the bobbin B has only one winding region and is wound. Also, EE-25 smaller than EER-35 is adopted as the core size, the gap G is 1.4 mm, and the inductance value of the choke coil Lo1 is 400 μH (micro Henry). The value of 400 μH is larger than the inductors L1 and L1 ′.
１次側の接続態様について説明する。チョークコイルＬｏ１は、１次側平滑コンデンサＣｉとコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’のセンタータップとの間に接続され、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の端部はスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１’の端部はスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の各々のソースは１次側のグランドに接地されている。また、１次側電圧共振コンデンサＣ１はスイッチング素子Ｑ１のドレインとソース間に並列に接続され、１次側電圧共振コンデンサＣ２はスイッチング素子Ｑ２のドレインとソース間に並列に接続されている。 The connection mode on the primary side will be described. The choke coil Lo1 is connected between the primary side smoothing capacitor Ci, the primary winding N1 of the converter transformer PIT, and the center tap of the primary winding N1 ′, and the end of the primary winding N1 of the converter transformer PIT. Is connected to the drain of the switching element Q1, and the end of the primary winding N1 ′ of the converter transformer PIT is connected to the drain of the switching element Q2. The sources of the switching element Q1 and the switching element Q2 are grounded to the primary side ground. The primary side voltage resonance capacitor C1 is connected in parallel between the drain and source of the switching element Q1, and the primary side voltage resonance capacitor C2 is connected in parallel between the drain and source of the switching element Q2.
また、スイッチング素子Ｑ１のゲートおよびスイッチング素子Ｑ１のゲートには発振・ドライブ回路２の出力が接続されている。発振・ドライブ回路２は、制御回路１からの出力に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲートおよびスイッチング素子Ｑ２のゲートを駆動する。
The output of the oscillation /
２次側の接続態様について説明する。コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。この２次側整流素子Ｄｏは高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４をブリッジ接続して構成されており、２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。そして、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から負荷に供給する電圧である出力直流電圧Ｅｏを得ている。ここで、出力直流電圧Ｅｏの値は１７５Ｖ（ボルト）とした。 The connection mode on the secondary side will be described. A secondary side rectifying element Do is connected to the secondary winding N2 of the converter transformer PIT. The secondary side rectifying element Do is configured by bridge-connecting high speed switching diodes Do1 to Do4, and a secondary side smoothing capacitor Co is connected to the output side of the secondary side rectifying element Do. An output DC voltage Eo that is a voltage supplied to the load from both ends of the secondary side smoothing capacitor Co is obtained. Here, the value of the output DC voltage Eo was 175 V (volts).
制御回路１は、２次側平滑コンデンサＣｏにその入力側を接続されており、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力（誤差電圧）を発振・ドライブ回路２に供給する。
The
このようなプッシュプルコンバータでは、主としてチョークコイルＬｏ１およびインダクタＬ１と１次側電圧共振コンデンサＣ１とによって第１の１次側電圧共振回路が形成される。ここで、主としてとは、これらの部品の特性、すなわち、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスおよびインダクタＬ１のインダクタンスと１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって第１の１次側電圧共振回路の共振の周波数が概ね定まることを言うものである。例えば、１次側平滑コンデンサＣｉのキャパシタンス等も共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、第１の１次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。 In such a push-pull converter, a first primary voltage resonance circuit is mainly formed by the choke coil Lo1, the inductor L1, and the primary voltage resonance capacitor C1. Here, mainly means the resonance frequency of the first primary side voltage resonance circuit by the characteristics of these components, that is, the inductance of the choke coil Lo1, the inductance of the inductor L1, and the capacitance of the primary side voltage resonance capacitor C1. It is said that is generally determined. For example, the capacitance of the primary side smoothing capacitor Ci influences the resonance frequency, but the influence is negligible. Therefore, it is not used as an element for forming the first primary side voltage resonance circuit.
また、主としてチョークコイルＬｏ１およびインダクタＬ１’と１次側電圧共振コンデンサＣ２とによって第２の１次側電圧共振回路が形成される。すなわち、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスおよびインダクタＬ１’のインダクタンスと１次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって第２の１次側電圧共振回路の共振の周波数が概ね定まるので、１次側平滑コンデンサＣｉ等は第２の１次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。第１の１次側電圧共振回路の共振周波数と第２の１次側電圧共振回路の共振周波数とは略等しくなるように各々が周波数ｆｏ１に設定される。 Further, a second primary voltage resonance circuit is mainly formed by the choke coil Lo1 and the inductor L1 'and the primary voltage resonance capacitor C2. That is, since the resonance frequency of the second primary side voltage resonance circuit is substantially determined by the inductance of the choke coil Lo1, the inductance of the inductor L1 ', and the capacitance of the primary side voltage resonance capacitor C2, the primary side smoothing capacitor Ci, etc. Is not an element forming the second primary side voltage resonance circuit. Each is set to the frequency fo1 so that the resonance frequency of the first primary side voltage resonance circuit and the resonance frequency of the second primary side voltage resonance circuit are substantially equal.
また、主として、インダクタＬ２のインダクタンスと２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスとによって２次側電圧共振回路が形成され、共振周波数は周波数ｆｏ２に設定される。ここで、主としてとは上述したと同様に、例えば、２次側インダクタＬｏ３等も共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、２次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。周波数ｆｏ１と周波数ｆｏ２との関係は、図４に示すように、周波数ｆｏ２の値は周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定される。ここで、２次側インダクタＬｏ３の値は数μＨ以下、例えば３．３μＨとされ、インダクタＬ２のインダクタンスの値に較べて非常に小さなものである。したがって、２次側インダクタＬｏ３は２次側電圧共振回路を構成する要素となるものの、２次側電圧共振回路の共振周波数にほとんど影響を与えるものではない。 Also, a secondary side voltage resonance circuit is formed mainly by the inductance of the inductor L2 and the capacitance of the secondary side voltage resonance capacitor C3, and the resonance frequency is set to the frequency fo2. Here, mainly as described above, for example, the secondary side inductor Lo3 and the like also affect the resonance frequency, but the effect is negligible. Therefore, as an element forming the secondary side voltage resonance circuit, No. As shown in FIG. 4, the relationship between the frequency fo1 and the frequency fo2 is such that the value of the frequency fo2 is set to approximately 2/3 or less of the frequency fo1. Here, the value of the secondary inductor Lo3 is several μH or less, for example, 3.3 μH, which is very small as compared with the inductance value of the inductor L2. Therefore, although the secondary side inductor Lo3 becomes an element constituting the secondary side voltage resonance circuit, it hardly affects the resonance frequency of the secondary side voltage resonance circuit.
２次側インダクタＬｏ３の奏する作用は、図３に図示すると全く同等であり、２次側インダクタＬｏ３を設けない場合、すなわち、２次側インダクタＬｏ３に替えて導線を用いる場合には、電流Ｉ３（図１１を参照）と電流Ｉ４（図１１を参照）とに、例えば、１．５ＭＨｚ（メガ・ヘルッ）のリンギングが生じる。このリンギングは周波数が高いので、ノイズ成分としては有害なものである。例えば、交流電源ＡＣ側、また、ＤＣ−ＤＣコンバータとしてスイッチング電源回路が構成される場合には、入力ＤＣ側にこのノイズが漏れ、他の機器の動作に悪影響を与える。 The action performed by the secondary inductor Lo3 is exactly the same as shown in FIG. 3, and when the secondary inductor Lo3 is not provided, that is, when a conductor is used instead of the secondary inductor Lo3, the current I3 ( For example, ringing of 1.5 MHz (megahertz) occurs between the current I4 (see FIG. 11) and the current I4 (see FIG. 11). Since this ringing has a high frequency, it is harmful as a noise component. For example, when a switching power supply circuit is configured as an AC power supply AC side or a DC-DC converter, this noise leaks to the input DC side, which adversely affects the operation of other devices.
このようなリンギングが発生する原因は２次側平滑コンデンサＣｏに存する等価インダクタンス（ＥＳＬ）にある。２次側インダクタＬｏ２が無い場合には、電流Ｉ３（図１１を参照）の一方の電流は２次側電圧共振コンデンサＣ３から高速スイッチングダイオードＤｏ１から２次側平滑コンデンサＣｏから高速スイッチングダイオードＤｏ４から２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れ、電流Ｉ３の他方の電流は２次側電圧共振コンデンサＣ３から高速スイッチングダイオードＤｏ３から２次側平滑コンデンサＣｏから高速スイッチングダイオードＤｏ２から２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れる。このときの電流によって、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスとこの等価インダクタンスとで形成される１．５ＭＨｚ近傍とされる共振周波数を有する共振回路を励振するためである。また、２次側整流素子Ｄｏの入力側に流れる電流である電流Ｉ４（図１１を参照）にもリンギングが生じている。 Such ringing is caused by an equivalent inductance (ESL) existing in the secondary side smoothing capacitor Co. In the absence of the secondary inductor Lo2, one of the currents I3 (see FIG. 11) is 2 from the secondary voltage resonant capacitor C3 to the fast switching diode Do1 to the secondary smoothing capacitor Co to the fast switching diode Do4. The second voltage resonance capacitor C3 flows, and the other current I3 flows from the secondary voltage resonance capacitor C3 to the high speed switching diode Do3 to the secondary smoothing capacitor Co to the high speed switching diode Do2 to the secondary voltage resonance capacitor C3. . This is for exciting a resonance circuit having a resonance frequency near 1.5 MHz formed by the capacitance of the secondary side voltage resonance capacitor C3 and the equivalent inductance by the current at this time. Ringing also occurs in the current I4 (see FIG. 11), which is the current that flows on the input side of the secondary side rectifying element Do.
一方、２次側インダクタＬｏ２がある場合には、上述した図６、図７に示すと同様に、電流Ｉ３と電流Ｉ４に生じるリンギングは消滅している。 On the other hand, when there is the secondary inductor Lo2, the ringing generated in the currents I3 and I4 has disappeared, as shown in FIGS.
ここで、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値、および１次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は４７００ｐＦ（ピコ・ファラッド）、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスの値は０．０４７μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。このときの、周波数ｆｏ１の値は９０．１ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）であり、周波数ｆｏ２の値は５３．５ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）であった。 Here, the capacitance value of the primary side voltage resonance capacitor C1 and the capacitance value of the primary side voltage resonance capacitor C2 are 4700 pF (Pico Farad), and the capacitance value of the secondary side voltage resonance capacitor C3 is 0.047 μF. (Micro Farad). At this time, the value of the frequency fo1 was 90.1 kHz (kilohertz), and the value of the frequency fo2 was 53.5 kHz (kilohertz).
次に上述した構成を有するスイッチング電源回路の動作について説明をする。このようなプッシュプルコンバータの基本動作原理は、公知技術である多重共振コンバータとしての動作をするものであるが、以下の特徴を有している。 Next, the operation of the switching power supply circuit having the above-described configuration will be described. The basic operation principle of such a push-pull converter operates as a multi-resonance converter, which is a known technique, and has the following characteristics.
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との時比率を１以上として最大負荷時においては、例えば２以上となるように選定する。このような設定とすることによって、図２３において必要とされたチョークコイルＬｏ２０は削除することができるようになった。すなわち、チョークコイルＬｏ２０を具備しない場合においても、２次巻線Ｎ２に流れる共振電流である電流Ｉ２は正弦波となり、２次側電圧共振コンデンサＣ３の両端に発生する電圧Ｖ４も正弦波となり、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４の導通角は拡大する。また、２次側インダクタＬｏ３はリンギングを消滅させるためのものであるので、２次側インダクタＬｏ２インダクタンス値はチョークコイルＬｏ２０のインダクタンス値よりも小さいものとでき、装置の小型化が図れる。 The duty ratio between the switching element Q1 and the switching element Q2 is set to 1 or more, and is selected to be 2 or more at the maximum load, for example. With this setting, the choke coil Lo20 required in FIG. 23 can be deleted. That is, even when the choke coil Lo20 is not provided, the current I2, which is the resonance current flowing through the secondary winding N2, becomes a sine wave, and the voltage V4 generated at both ends of the secondary side voltage resonance capacitor C3 also becomes a sine wave. The conduction angle of the switching diode Do1 to the high-speed switching diode Do4 increases. Further, since the secondary inductor Lo3 is for eliminating ringing, the inductance value of the secondary inductor Lo2 can be made smaller than the inductance value of the choke coil Lo20, and the apparatus can be miniaturized.
また、１次側電圧共振コンデンサＣ１をスイッチング素子Ｑ１に並列に接続し、１次側電圧共振コンデンサＣ２をスイッチング素子Ｑ２に並列に接続することによって、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との各々がオフとなる時間である時間ＴＯＦＦに１次側電圧共振コンデンサＣ１、１次側電圧共振コンデンサＣ２に流れる１次側の共振電流と、２次側電圧共振コンデンサＣ３とに流れる電流である電流Ｉ４の位相を同じにする効果があり、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードＤＤ１、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードＤＤ２の導通角が拡大してＺＶＳ動作がより確実なものとなる。 Also, each of the switching element Q1 and the switching element Q2 is turned off by connecting the primary side voltage resonant capacitor C1 in parallel to the switching element Q1 and connecting the primary side voltage resonant capacitor C2 in parallel to the switching element Q2. The phase of the primary side resonant current C1 that flows through the primary side voltage resonant capacitor C2 and the current I4 that is the current that flows through the secondary side voltage resonant capacitor C3 at the time TOFF that is And the conduction angle of the body diode DD1 of the switching element Q1 and the body diode DD2 of the switching element Q2 is enlarged, and the ZVS operation is more reliable.
また、図４に周波数ｆｓと出力直流電圧Ｅｏとの関係を示すように、出力直流電圧Ｅｏを１７５Ｖとする場合における重負荷時に対応する周波数ｆｓの値と負荷が零のときに対応する周波数ｆｓの値との範囲である可変周波数範囲Δｆｓの値を非常に小さくすることができる。 Further, as shown in FIG. 4 showing the relationship between the frequency fs and the output DC voltage Eo, the value of the frequency fs corresponding to the heavy load when the output DC voltage Eo is 175 V and the frequency fs corresponding to the zero load. The value of the variable frequency range Δfs, which is a range with respect to the value of, can be made very small.
図１２は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、周波数ｆｓ、時間ＴＯＮ、時間ＴＯＦＦの各々を示している。なお、このスイッチング電源回路については、出力直流電圧Ｅｏの値を１７５Ｖとして、入力交流電圧ＶＡＣの範囲が８５Ｖから１４４Ｖの範囲で、かつ負荷電力Ｐｏの大きさが０Ｗから３００Ｗの範囲で安定に動作することを確認した。 FIG. 12 shows the values of power conversion efficiency ηAC → DC, frequency fs, time TON, and time TOFF for load fluctuations when the input AC voltage VAC is 100 V and the load power Po is in the range of 0 W (no load) to 300 W. Show. This switching power supply circuit operates stably when the value of the output DC voltage Eo is 175 V, the range of the input AC voltage VAC is 85 V to 144 V, and the load power Po is 0 W to 300 W. Confirmed to do.
図１における２次側インダクタＬｏ２と図１１における２次側インダクタＬｏ３とが異なる回路構成を採用して、異なる位置に配されているが、両者の作用は同等であり、図１１に示すスイッチング電源回路の各部の波形は、図６および図７に示すものと同等であるので、説明を省略する。 The secondary side inductor Lo2 in FIG. 1 and the secondary side inductor Lo3 in FIG. 11 adopt different circuit configurations and are arranged at different positions, but their functions are equivalent, and the switching power supply shown in FIG. The waveform of each part of the circuit is the same as that shown in FIG. 6 and FIG.
図１１に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから３００Ｗの範囲でＺＶＳ動作となっている。また、負荷電力Ｐｏの値が１００Ｗ付近の中間負荷で周波数ｆｓは変曲点を有している。負荷電力Ｐｏが３００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９１．０％である。負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲では周波数ｆｓの値は８３．９ｋＨｚから１０６．４ｋＨｚであり、可変周波数範囲Δｆｓは２３．８ｋＨｚである。ＴＯＮ／ＴＯＦＦの範囲は２．０から１．４７となるｆｓ制御が可能である。 The following becomes clear about the switching power supply circuit shown in FIG. The ZVS operation is performed when the value of the load power Po is in the range of 0 W to 300 W. Further, the frequency fs has an inflection point at an intermediate load in which the value of the load power Po is around 100 W. The value of power conversion efficiency ηAC → DC when the load power Po is 300 W is 91.0%. When the load power Po is in the range of 300 W to 0 W, the value of the frequency fs is 83.9 kHz to 106.4 kHz, and the variable frequency range Δfs is 23.8 kHz. The fs control in which the range of TON / TOFF is 2.0 to 1.47 is possible.
図１１に示すスイッチング電源回路は以下の利点を有している。 The switching power supply circuit shown in FIG. 11 has the following advantages.
背景技術に示す電圧共振プッシュプルコンバータのｆｓ制御は負荷電力Ｐｏが１００Ｗ以下に限定されていた。一方、図１に示すスイッチング電源回路は電圧共振プッシュプルコンバータを用いるものであるが、コンバータトランスＰＩＴを疎結合とし、２次側に電圧共振回路を組み合わせて多重共振形コンバータとして構成することによって、負荷電力Ｐｏの大きさが３００Ｗ以上の重負荷から無負荷の範囲でｆｓ制御（スイッチング周波数である周波数ｆｓを変化させて出力直流電圧Ｅｏを変化させる制御）が可能となる。 In the fs control of the voltage resonance push-pull converter shown in the background art, the load power Po is limited to 100 W or less. On the other hand, the switching power supply circuit shown in FIG. 1 uses a voltage resonance push-pull converter, but the converter transformer PIT is loosely coupled, and the voltage resonance circuit is combined on the secondary side to constitute a multiple resonance type converter. It is possible to perform fs control (control to change the output DC voltage Eo by changing the frequency fs, which is a switching frequency) in a range from a heavy load of 300 W or more to a no load.
２次側インダクタＬｏ３を設けることよって、２次側電圧共振コンデンサＣ３に従来は流れていたリンギング電流が流れなくなり、動作波形が滑らかな正弦波形状となってノイズの発生が低減した。 By providing the secondary-side inductor Lo3, the ringing current that has been flowing through the secondary-side voltage resonant capacitor C3 no longer flows, the operation waveform becomes a smooth sine wave shape, and the generation of noise is reduced.
２次側に電圧共振回路を付加することによって、背景技術において用いたチョークコイルＬｏ２０を削除しても、この２次側の電圧共振回路から正弦波電圧を得ることができる。ここで、２次側インダクタＬｏ３は、リンギングを防止するためのものであり、背景技術において用いたチョークコイルＬｏ２０に較べるとそのインダクタンスの値は、例えば、チョークコイルＬｏ２０のインダクタンスの値の１／１００程度であり、その形状とコストは、大きく異なりチョークコイルＬｏ２０に較べると２次側インダクタＬｏ３は小さく、かつ、廉価なものとできる。また、２次側インダクタンスＬｏ３の値については、この程度のインダクタンス値が、最も効果的にリンギングを消滅させるものである。 By adding a voltage resonance circuit to the secondary side, a sine wave voltage can be obtained from the voltage resonance circuit on the secondary side even if the choke coil Lo20 used in the background art is deleted. Here, the secondary inductor Lo3 is for preventing ringing, and its inductance value is, for example, 1/100 of the inductance value of the choke coil Lo20 compared to the choke coil Lo20 used in the background art. The shape and cost of the secondary inductor Lo3 are small and inexpensive compared to the choke coil Lo20. As for the value of the secondary side inductance Lo3, such an inductance value most effectively eliminates ringing.
図１３は、図１１に示すスイッチング電源回路の変形例である。 FIG. 13 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG.
図１３のスイッチング電源回路の１次側は、１次側電圧共振コンデンサＣ１および１次側電圧共振コンデンサＣ２に替えて、１次側電圧共振コンデンサが、１次側電圧共振コンデンサＣ１として第１の１次巻線Ｎ１および第２の１次巻線Ｎ１’の両端に並列に接続されることを特徴とするものである。 The primary side of the switching power supply circuit of FIG. 13 is replaced with the primary side voltage resonance capacitor C1 and the primary side voltage resonance capacitor C2, and the primary side voltage resonance capacitor is the primary side voltage resonance capacitor C1. The first and second primary windings N1 and N1 ′ are connected in parallel to both ends of the primary winding N1 and the second primary winding N1 ′.
図１３のスイッチング電源回路の２次側は、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の接続点をセンタータップとし、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の端部に２次側電圧共振コンデンサＣ３を接続し、両波整流のための高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２とを有する両波整流回路として２次側を構成するものである。また、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’とは加極性となるように巻回されているので、２次側電圧共振回路を形成する２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の端部に生じる２次側電圧共振回路を構成するインダクタンスの値は図１１に示す回路におけるインダクタンスの値よりも大きくなり、この分だけ２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスを小さくできる。高速ダイオードＤｏ１と高速ダイオードＤｏ２との出力側の接続点に２次側インダクタＬｏ３は接続されており、これによってリンギングは消滅させられる。 The secondary side of the switching power supply circuit of FIG. 13 has a connection point between the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ as a center tap and a secondary at the end of the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′. The secondary side is configured as a double-wave rectifier circuit having a high-speed switching diode Do1 and a high-speed switching diode Do2 for both-wave rectification connected to the side voltage resonant capacitor C3. Further, since the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ are wound so as to have a positive polarity, the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ forming the secondary side voltage resonance circuit The value of the inductance constituting the secondary side voltage resonance circuit generated at the end of the capacitor becomes larger than the value of the inductance in the circuit shown in FIG. 11, and the capacitance of the secondary side voltage resonance capacitor C3 can be reduced by this amount. The secondary-side inductor Lo3 is connected to a connection point on the output side of the high-speed diode Do1 and the high-speed diode Do2, thereby eliminating the ringing.
図１４に示すスイッチング電源回路は図１１に示すスイッチング電源回路の２次側を変形したスイッチング電源回路である。２次側は倍電圧全波整流回路を構成している。すなわち、２次側平滑コンデンサＣｏ１に直流電圧が保持され、この電圧が２次側平滑コンデンサＣｏ２の電圧と加算されることによって、２次巻線Ｎ２または２次巻線Ｎ２’の両端から得られる電圧の２倍の電圧が出力直流電圧Ｅｏとして得られるようになされている。高速ダイオードＤｏ１と高速ダイオードＤｏ２との出力側の接続点に２次側インダクタＬｏ３は接続されており、これによってリンギングは消滅させられる。 The switching power supply circuit shown in FIG. 14 is a switching power supply circuit obtained by modifying the secondary side of the switching power supply circuit shown in FIG. The secondary side constitutes a voltage doubler full wave rectifier circuit. That is, a DC voltage is held in the secondary side smoothing capacitor Co1, and this voltage is added to the voltage of the secondary side smoothing capacitor Co2, thereby being obtained from both ends of the secondary winding N2 or the secondary winding N2 ′. A voltage twice the voltage is obtained as the output DC voltage Eo. The secondary-side inductor Lo3 is connected to a connection point on the output side of the high-speed diode Do1 and the high-speed diode Do2, thereby eliminating the ringing.
また、図１５は、図１１に示すスイッチング電源回路の２次側を変形して倍電圧半波整流回路を用いるものである。図９に示す倍電圧全波整流回路の半分の部分が用いられている。このように倍電圧半波整流回路を用いる場合にも図１に示すスイッチング電源回路の有する基本的な利点はそのまま維持できる。高速ダイオードＤｏ１に２次側インダクタＬｏ３が接続され、高速ダイオードＤｏ２に２次側インダクタＬｏ３’が接続され、これによってリンギングは消滅させられる。 FIG. 15 shows a modification of the secondary side of the switching power supply circuit shown in FIG. 11 using a voltage doubler half-wave rectifier circuit. Half of the voltage doubler full wave rectifier circuit shown in FIG. 9 is used. Thus, even when the voltage doubler half-wave rectifier circuit is used, the basic advantage of the switching power supply circuit shown in FIG. 1 can be maintained as it is. The secondary side inductor Lo3 is connected to the high speed diode Do1, and the secondary side inductor Lo3 'is connected to the high speed diode Do2, thereby eliminating the ringing.
第３実施形態のスイッチング電源回路について、図１６ないし図２２を参照して説明する。 A switching power supply circuit according to the third embodiment will be described with reference to FIGS.
第３実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルＬｏ１と、チョークコイルＬｏ１の他方の端子に接続されるセンタータップを有する１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’からなる１次巻線と、１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２および３次巻線Ｎ３と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ１および１次巻線Ｎ１’の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、チョークコイルＬｏ１および１次巻線Ｎ１に生じるインダクタとともに第１の１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、チョークコイルＬｏ１および１次巻線Ｎ１’に生じるインダクタとともに第２の１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ２に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ２と、２次巻線Ｎ２に生じるインダクタＬ２とともに２次側共振回路を形成する２次巻線Ｎ２に加極性として接続される３次巻線Ｎ３に生じるインダクタＬ３と３次巻線Ｎ３および２次巻線Ｎ２の両端に並列接続される２次側電圧共振コンデンサＣ３と、２次巻線Ｎ２の両端に入力側が接続される２次側整流素子Ｄｏ（または、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４）と、２次側整流素子Ｄｏの出力側に接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサＣｏ（または、２次側平滑コンデンサＣｏ１および２次側平滑コンデンサＣｏ２）と、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備えるものである。ここで、本実施形態では、１次側電圧共振コンデンサＣ１は第１の１次側電圧共振コンデンサの一実施形態であり、１次側電圧共振コンデンサＣ２は第２の１次側電圧共振コンデンサの一実施形態である。この両方によって１次側電圧共振コンデンサが形成されている。また、別の１次側電圧共振コンデンサの実施形態としては、１次側電圧共振コンデンサＣ１および１次側電圧共振コンデンサＣ２に替えて、１次巻線Ｎ１の両端に１次側電圧共振コンデンサＣ１のみを設けるようにしても良いものである。以下、より詳細に個別の回路について説明するが、第１実施形態と同一の構成を有し、同一の作用を奏する部分には第１実施形態におけると同様の符号を付して、その説明を省略する場合もある。
The switching power supply circuit according to the third embodiment includes a choke coil Lo1 to which primary side DC power is supplied to one terminal, and primary windings N1 and 1 having a center tap connected to the other terminal of the choke coil Lo1. Converter transformer PIT having primary winding composed of secondary winding N1 ', secondary winding N2 and tertiary winding N3 magnetically loosely coupled to primary winding, and primary winding A switching element Q1 connected to the end of N1 and a switching element Q2 connected to the end of the primary winding N1 ′; an oscillation /
図１６に示すスイッチング電源回路の交流電源ＡＣ側から２次側に至るまでを順に説明する。 The steps from the AC power supply AC side to the secondary side of the switching power supply circuit shown in FIG. 16 will be described in order.
スイッチング電源回路は、アクロスラインコンデンサＣＬ１、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、アクロスラインコンデンサＣＬ２を有するコモンモードフィルタを有している。このコモンモードフィルタの入力側であるアクロスラインコンデンサＣＬ１には、例えば、図示しないプラグが電源スイッチおよびヒューズを介して接続され、交流電源ＡＣと接続されたコンセントにこのプラグを挿入することによって交流電力がスイッチング電源回路に供給されるようになされている。ここで、交流電源ＡＣの電圧である入力交流電圧ＶＡＣの値は８５Ｖから１４４Ｖの範囲とされている。 The switching power supply circuit has a common mode filter having an across line capacitor CL1, a common mode choke coil CMC, and an across line capacitor CL2. For example, a plug (not shown) is connected to the across-line capacitor CL1 on the input side of the common mode filter via a power switch and a fuse, and the AC power is obtained by inserting the plug into an outlet connected to the AC power supply AC. Is supplied to the switching power supply circuit. Here, the value of the input AC voltage VAC, which is the voltage of the AC power supply AC, is in the range of 85V to 144V.
コモンモードフィルタの出力側（アクロスラインコンデンサＣＬ２の側）は１次側整流素子Ｄｉの入力側であるダイオードＤｉ１のアノードとダイオードＤｉ２のカソードとの接続点およびダイオードＤｉ３のアノードとダイオードＤｉ４のカソードとの接続点に接続されている。 The output side of the common mode filter (the side of the across-line capacitor CL2) is the connection point between the anode of the diode Di1 and the cathode of the diode Di2 that are the input side of the primary side rectifier element Di, Connected to the connection point.
１次側整流素子Ｄｉの出力側であるダイオードＤｉ１のカソードとダイオードＤｉ３のカソードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの正側の端子が接続され、ダイオードＤｉ２のアノードとダイオードＤｉ４のアノードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの負側の端子が接続されている。このようにして１次側整流平滑回路が形成され１次側平滑コンデンサの両端から直流電圧がプッシュプルコンバータに供給されるようになされている。 The positive side terminal of the primary side smoothing capacitor Ci is connected to the connection point between the cathode of the diode Di1 which is the output side of the primary side rectifying element Di and the cathode of the diode Di3, and the anode of the diode Di2 and the anode of the diode Di4 Is connected to the negative terminal of the primary smoothing capacitor Ci. In this way, the primary side rectifying and smoothing circuit is formed, and a DC voltage is supplied to the push-pull converter from both ends of the primary side smoothing capacitor.
プッシュプルコンバータは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２、チョークコイルＬｏ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１、１次側電圧共振コンデンサＣ２、制御回路１、発振・ドライブ回路２、コンバータトランスＰＩＴ、２次側電圧共振コンデンサＣ３、２次側整流素子Ｄｏ、２次側平滑コンデンサＣｏを備えている。
The push-pull converter includes a switching element Q1 and a switching element Q2, a choke coil Lo1, a primary side voltage resonance capacitor C1, a primary side voltage resonance capacitor C2, a
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とはＭＯＳ−ＦＥＴとされ、ボディダイオードＤＤ１およびボディダイオードＤＤ２は、ＭＯＳ―ＦＥＴの製造のプロセスにおいて形成されるダイオードである。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴの仕様としては、５Ａ／９００Ｖとした。 Switching element Q1 and switching element Q2 are MOS-FETs, and body diode DD1 and body diode DD2 are diodes formed in the process of manufacturing a MOS-FET. Here, the specification of the MOS-FET is 5A / 900V.
コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、インダクタＬ１、インダクタＬ１’およびインダクタＬ２、さらには、インダクタＬ３としても機能する。ここで、各々のインダクタは、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタである。コンバータトランスＰＩＴは図２に示すと略同様の構造を有するが、２次巻線Ｎ２に３次巻線Ｎ３が積み上げて巻かれている点で相違する。 The converter transformer PIT has a function of insulating the primary side and the secondary side and performing voltage conversion, and further functions as an inductor L1, an inductor L1 ', an inductor L2, and an inductor L3. Here, each inductor is a leakage inductor formed by the converter transformer PIT. The converter transformer PIT has substantially the same structure as shown in FIG. 2, but is different in that the tertiary winding N3 is stacked on the secondary winding N2.
コンバータトランスＰＩＴは、図２と同様に、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次側の巻装部として１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’、２次側の巻装部として２次巻線Ｎ２および３次巻線Ｎ３が巻装されたボビンＢをＥＥ型コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’が一の領域に巻装され、２次巻線Ｎ２および３次巻線Ｎ３がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。 Similarly to FIG. 2, the converter transformer PIT includes an EE type core in which an E type core CR1 and an E type core CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. The primary side and secondary side winding portions are divided so as to be independent from each other, and provided with a bobbin B formed of, for example, resin. The primary winding N1 and the primary winding N1 ′ as the primary winding portion, and the bobbin B around which the secondary winding N2 and the tertiary winding N3 are wound as the secondary winding portion By attaching to the EE type core, the primary winding N1 and the primary winding N1 'are wound in one region, and the secondary winding N2 and the tertiary winding N3 are wound differently from this one region. The region is separated and is wound around the central magnetic leg of the EE type core. In this way, the overall structure of the converter transformer PIT is obtained.
このＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、１．６ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、結合係数ｋの値を１よりも小さくする。すなわち、疎結合とすることによって、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’に発生する磁束の一部は２次巻線Ｎ２と鎖交しなくなり、２次巻線Ｎ２に発生する磁束の一部は１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’と鎖交しなくなり、この鎖交しない磁束の効果によってインダクタＬ１、インダクタＬ１’、インダクタＬ２を形成するようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。 A gap G of 1.6 mm (millimeters) is formed with respect to the central magnetic leg of the EE type core. As a result, the value of the coupling coefficient k is made smaller than 1 as the value of the coupling coefficient k between the primary side and the secondary side. That is, by using loose coupling, a part of the magnetic flux generated in the primary winding N1 and the primary winding N1 ′ is not linked to the secondary winding N2, and the magnetic flux generated in the secondary winding N2 is reduced. A part of them is not linked to the primary winding N1 and the primary winding N1 ′, and the inductor L1, the inductor L1 ′, and the inductor L2 are formed by the effect of the magnetic flux that is not linked. The gap G is formed by making the central magnetic legs of the E-type core CR1 and the E-type core CR2 shorter than the two outer magnetic legs. The core material was EER-35 (core material name).
１次巻線Ｎ１の巻数および１次巻線Ｎ１’の巻数は各々が４０Ｔ（ターン）の同一の巻数とされ、２次巻線Ｎ２の巻数は３５Ｔとされ、３次巻線Ｎ３の巻数は４０Ｔとされ、結合係数ｋの値は０．７２とされている。また、１次巻線Ｎ１の巻数、１次巻線Ｎ１’および３次巻線Ｎ３は６０μΦ／８０束のリッツ線、２次巻線Ｎ２は６０μΦ／１３０束のリッツ線を用いて巻かれている。 The number of turns of the primary winding N1 and the number of turns of the primary winding N1 ′ are each the same number of turns of 40T (turns), the number of turns of the secondary winding N2 is 35T, and the number of turns of the tertiary winding N3 is 40T, and the value of the coupling coefficient k is 0.72. Further, the number of turns of the primary winding N1, the primary winding N1 ′ and the tertiary winding N3 are wound using 60 μΦ / 80 bundles of litz wire, and the secondary winding N2 is wound using 60 μΦ / 130 bundles of litz wire. Yes.
チョークコイルＬｏ１は、コンバータトランスに類似した構造を有するが、ボビンＢは１つの巻装領域のみを有し、巻線が施されている。また、コアサイズとしてはＥＥＲ−３５よりも小型のＥＥ―２５が採用され、ギャップＧは１．４ｍｍであり、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスの値としては４００μＨ（マイクロ・ヘンリー）を得ている。この４００μＨの値は、インダクタＬ１、インダクタＬ１’よりも大きな値とされている。 The choke coil Lo1 has a structure similar to a converter transformer, but the bobbin B has only one winding region and is wound. Also, EE-25 smaller than EER-35 is adopted as the core size, the gap G is 1.4 mm, and the inductance value of the choke coil Lo1 is 400 μH (micro Henry). The value of 400 μH is larger than the inductors L1 and L1 ′.
１次側の接続態様について説明する。チョークコイルＬｏ１は、１次側平滑コンデンサＣｉとコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’のセンタータップとの間に接続され、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の端部はスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１’の端部はスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の各々のソースは１次側のグランドに接地されている。また、１次側電圧共振コンデンサＣ１はスイッチング素子Ｑ１のドレインとソース間に並列に接続され、１次側電圧共振コンデンサＣ２はスイッチング素子Ｑ２のドレインとソース間に並列に接続されている。 The connection mode on the primary side will be described. The choke coil Lo1 is connected between the primary side smoothing capacitor Ci, the primary winding N1 of the converter transformer PIT, and the center tap of the primary winding N1 ′, and the end of the primary winding N1 of the converter transformer PIT. Is connected to the drain of the switching element Q1, and the end of the primary winding N1 ′ of the converter transformer PIT is connected to the drain of the switching element Q2. The sources of the switching element Q1 and the switching element Q2 are grounded to the primary side ground. The primary side voltage resonance capacitor C1 is connected in parallel between the drain and source of the switching element Q1, and the primary side voltage resonance capacitor C2 is connected in parallel between the drain and source of the switching element Q2.
また、スイッチング素子Ｑ１のゲートおよびスイッチング素子Ｑ１のゲートには発振・ドライブ回路２の出力が接続されている。発振・ドライブ回路２は、制御回路１からの出力に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲートおよびスイッチング素子Ｑ２のゲートを駆動する。
The output of the oscillation /
２次側の接続態様について説明する。コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。この２次側整流素子Ｄｏは高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４をブリッジ接続して構成されており、２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。そして、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から負荷に供給する電圧である出力直流電圧Ｅｏを得ている。ここで、出力直流電圧Ｅｏの値は１７５Ｖ（ボルト）とした。 The connection mode on the secondary side will be described. A secondary side rectifying element Do is connected to the secondary winding N2 of the converter transformer PIT. The secondary side rectifying element Do is configured by bridge-connecting high speed switching diodes Do1 to Do4, and a secondary side smoothing capacitor Co is connected to the output side of the secondary side rectifying element Do. An output DC voltage Eo that is a voltage supplied to the load from both ends of the secondary side smoothing capacitor Co is obtained. Here, the value of the output DC voltage Eo was 175 V (volts).
制御回路１は、２次側平滑コンデンサＣｏにその入力側を接続されており、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力（誤差電圧）を発振・ドライブ回路２に供給する。
The
このようなプッシュプルコンバータでは、主としてチョークコイルＬｏ１およびインダクタＬ１と１次側電圧共振コンデンサＣ１とによって第１の１次側電圧共振回路が形成される。ここで、主としてとは、これらの部品の特性、すなわち、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスおよびインダクタＬ１のインダクタンスと１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって第１の１次側電圧共振回路の共振の周波数が概ね定まることを言うものである。例えば、１次側平滑コンデンサＣｉのキャパシタンス等も共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、第１の１次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。 In such a push-pull converter, a first primary voltage resonance circuit is mainly formed by the choke coil Lo1, the inductor L1, and the primary voltage resonance capacitor C1. Here, mainly means the resonance frequency of the first primary side voltage resonance circuit by the characteristics of these components, that is, the inductance of the choke coil Lo1, the inductance of the inductor L1, and the capacitance of the primary side voltage resonance capacitor C1. It is said that is generally determined. For example, the capacitance of the primary side smoothing capacitor Ci influences the resonance frequency, but the influence is negligible. Therefore, it is not used as an element for forming the first primary side voltage resonance circuit.
また、主としてチョークコイルＬｏ１およびインダクタＬ１’と１次側電圧共振コンデンサＣ２とによって第２の１次側電圧共振回路が形成される。すなわち、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスおよびインダクタＬ１’のインダクタンスと１次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって第２の１次側電圧共振回路の共振の周波数が概ね定まるので、１次側平滑コンデンサＣｉ等は第２の１次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。第１の１次側電圧共振回路の共振周波数と第２の１次側電圧共振回路の共振周波数とは略等しくなるように各々が周波数ｆｏ１に設定される。 Further, a second primary voltage resonance circuit is mainly formed by the choke coil Lo1 and the inductor L1 'and the primary voltage resonance capacitor C2. That is, since the resonance frequency of the second primary side voltage resonance circuit is substantially determined by the inductance of the choke coil Lo1, the inductance of the inductor L1 ', and the capacitance of the primary side voltage resonance capacitor C2, the primary side smoothing capacitor Ci, etc. Is not an element forming the second primary side voltage resonance circuit. Each is set to the frequency fo1 so that the resonance frequency of the first primary side voltage resonance circuit and the resonance frequency of the second primary side voltage resonance circuit are substantially equal.
また、主として、インダクタＬ２のインダクタンスと２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスとによって２次側電圧共振回路が形成され、共振周波数は周波数ｆｏ２に設定される。ここで、主としてとは上述したと同様に、例えば、２次側平滑コンデンサＣｏ等も共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、２次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。周波数ｆｏ１と周波数ｆｏ２との関係は、図４に示すように、周波数ｆｏ２の値は周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定される。 Also, a secondary side voltage resonance circuit is formed mainly by the inductance of the inductor L2 and the capacitance of the secondary side voltage resonance capacitor C3, and the resonance frequency is set to the frequency fo2. Here, mainly, as described above, for example, the secondary side smoothing capacitor Co or the like also affects the resonance frequency, but the influence is negligible. Not as. As shown in FIG. 4, the relationship between the frequency fo1 and the frequency fo2 is such that the value of the frequency fo2 is set to approximately 2/3 or less of the frequency fo1.
３次巻線Ｎ３の奏する作用はリンギングを消滅させるものである。３次巻線Ｎ３を設けない場合、すなわち、３次巻線Ｎ３に替えて導線を用いる場合には、電流Ｉ３（図１６を参照）と電流Ｉ４（図１６を参照）とには、図３に図示すると全く同等な態様で、例えば、１．５ＭＨｚ（メガ・ヘルッ）のリンギングが生じる。このリンギングは周波数が高いので、ノイズ成分としては有害なものである。例えば、交流電源ＡＣ側、または、ＤＣ―ＤＣコンバータとして用いる場合にはＤＣ入力側にこのノイズが漏れ、他の機器の動作に悪影響を与える。 The effect of the tertiary winding N3 is to eliminate ringing. When the tertiary winding N3 is not provided, that is, when a conducting wire is used instead of the tertiary winding N3, the current I3 (see FIG. 16) and the current I4 (see FIG. 16) are shown in FIG. The ringing of 1.5 MHz (megahertz) occurs, for example, in a completely equivalent manner. Since this ringing has a high frequency, it is harmful as a noise component. For example, when used as an AC power supply AC side or a DC-DC converter, this noise leaks to the DC input side, which adversely affects the operation of other devices.
このようなリンギングが発生する原因は２次側平滑コンデンサＣｏに存する等価インダクタンス（ＥＳＬ）にある。３次巻線Ｎ３が無い場合には、電流Ｉ３（図１６を参照）の一方の電流は２次側電圧共振コンデンサＣ３から高速スイッチングダイオードＤｏ１から２次側平滑コンデンサＣｏから高速スイッチングダイオードＤｏ４から２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れ、電流Ｉ３の他方の電流は２次側電圧共振コンデンサＣ３から高速スイッチングダイオードＤｏ３から２次側平滑コンデンサＣｏから高速スイッチングダイオードＤｏ２から２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れる。このときの電流によって、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスとこの等価インダクタンスとで形成される１．５ＭＨｚ近傍とされる共振周波数を有する共振回路を励振するためである。また、２次側整流素子Ｄｏの入力側に流れる電流である電流Ｉ４（図１６を参照）にも、３次巻線Ｎ３を設けない場合にはリンギングが生じることとなる。 Such ringing is caused by an equivalent inductance (ESL) existing in the secondary side smoothing capacitor Co. When there is no tertiary winding N3, one of the currents I3 (see FIG. 16) is 2 from the secondary side voltage resonant capacitor C3 to the high speed switching diode Do1 to the secondary side smoothing capacitor Co to 2 from the high speed switching diode Do4. The second voltage resonance capacitor C3 flows, and the other current I3 flows from the secondary voltage resonance capacitor C3 to the high speed switching diode Do3 to the secondary smoothing capacitor Co to the high speed switching diode Do2 to the secondary voltage resonance capacitor C3. . This is for exciting a resonance circuit having a resonance frequency near 1.5 MHz formed by the capacitance of the secondary side voltage resonance capacitor C3 and the equivalent inductance by the current at this time. In addition, ringing also occurs in the current I4 (see FIG. 16) that flows on the input side of the secondary side rectifying element Do unless the tertiary winding N3 is provided.
一方、３次巻線Ｎ３がある場合には、２次巻線Ｎ２と加極性とされる３次巻線Ｎ３の作用によって、インダクタＬ２とインダクタＬ３とのインダクタンスの値は大きく増加するので２次側電圧共振回路の共振周波数を第１実施形態、第２実施形態と略等しくする場合には、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスの値は、例えば、１／４程度とできる。これによって後述する図１８、図１９に示すように、電流Ｉ３と電流Ｉ４に生じるリンギングは消滅している。 On the other hand, in the case where there is the tertiary winding N3, the value of the inductance between the inductor L2 and the inductor L3 greatly increases due to the action of the secondary winding N2 and the tertiary winding N3 having the additional polarity. When the resonance frequency of the side voltage resonance circuit is made substantially equal to that of the first embodiment and the second embodiment, the value of the capacitance of the secondary side voltage resonance capacitor C3 can be set to about 1/4, for example. Accordingly, as shown in FIGS. 18 and 19 to be described later, the ringing generated in the currents I3 and I4 has disappeared.
ここで、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値、および１次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は４７００ｐＦ（ピコ・ファラッド）、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスの値は０．０１２μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。このときの、周波数ｆｏ１の値は８９．０ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）であり、周波数ｆｏ２の値は５３．５ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）であった。 Here, the capacitance value of the primary side voltage resonance capacitor C1 and the capacitance value of the primary side voltage resonance capacitor C2 are 4700 pF (Pico Farad), and the capacitance value of the secondary side voltage resonance capacitor C3 is 0.012 μF. (Micro Farad). At this time, the value of the frequency fo1 was 89.0 kHz (kilohertz), and the value of the frequency fo2 was 53.5 kHz (kilohertz).
次に上述した構成を有するスイッチング電源回路の動作について説明をする。このようなプッシュプルコンバータの基本動作原理は、公知技術である多重共振コンバータとしての動作をするものであるが、以下の特徴を有している。 Next, the operation of the switching power supply circuit having the above-described configuration will be described. The basic operation principle of such a push-pull converter operates as a multi-resonance converter, which is a known technique, and has the following characteristics.
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との時比率を１以上として最大負荷時においては、例えば２以上となるように選定する。このような設定とすることによって、図２３において必要とされたチョークコイルＬｏ２０は削除することができるようになった。すなわち、チョークコイルＬｏ２０を具備しない場合においても、２次巻線Ｎ２に流れる共振電流である電流Ｉ２は正弦波となり、２次側電圧共振コンデンサＣ３の両端に発生する電圧Ｖ４も正弦波となり、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４の導通角は拡大する。 The duty ratio between the switching element Q1 and the switching element Q2 is set to 1 or more, and is selected to be 2 or more at the maximum load, for example. With this setting, the choke coil Lo20 required in FIG. 23 can be deleted. That is, even when the choke coil Lo20 is not provided, the current I2, which is the resonance current flowing through the secondary winding N2, becomes a sine wave, and the voltage V4 generated at both ends of the secondary side voltage resonance capacitor C3 also becomes a sine wave. The conduction angle of the switching diode Do1 to the high-speed switching diode Do4 increases.
また、１次側電圧共振コンデンサＣ１をスイッチング素子Ｑ１に並列に接続し、１次側電圧共振コンデンサＣ２をスイッチング素子Ｑ２に並列に接続することによって、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との各々がオフとなる時間である時間ＴＯＦＦに１次側電圧共振コンデンサＣ１、１次側電圧共振コンデンサＣ２に流れる１次側の共振電流と、２次側電圧共振コンデンサＣ３とに流れる電流である電流Ｉ４の位相を同じにする効果があり、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードＤＤ１、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードＤＤ２の導通角が拡大してＺＶＳ動作がより確実なものとなる。 Also, each of the switching element Q1 and the switching element Q2 is turned off by connecting the primary side voltage resonant capacitor C1 in parallel to the switching element Q1 and connecting the primary side voltage resonant capacitor C2 in parallel to the switching element Q2. The phase of the primary side resonant current C1 that flows through the primary side voltage resonant capacitor C2 and the current I4 that is the current that flows through the secondary side voltage resonant capacitor C3 at the time TOFF that is And the conduction angle of the body diode DD1 of the switching element Q1 and the body diode DD2 of the switching element Q2 is enlarged, and the ZVS operation is more reliable.
また、図４に周波数ｆｓと出力直流電圧Ｅｏとの関係を示すように、出力直流電圧Ｅｏを１７５Ｖとする場合における重負荷時に対応する周波数ｆｓの値と負荷が零のときに対応する周波数ｆｓの値との範囲である可変周波数範囲Δｆｓの値を非常に小さくすることができる。 Further, as shown in FIG. 4 showing the relationship between the frequency fs and the output DC voltage Eo, the value of the frequency fs corresponding to the heavy load when the output DC voltage Eo is 175 V and the frequency fs corresponding to the zero load. The value of the variable frequency range Δfs, which is a range with respect to the value of, can be made very small.
図１７は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、周波数ｆｓ、時間ＴＯＮ、時間ＴＯＦＦの各々を示している。なお、このスイッチング電源回路については、出力直流電圧Ｅｏの値を１７５Ｖとして、入力交流電圧ＶＡＣの範囲が８５Ｖから１４４Ｖの範囲で、かつ負荷電力Ｐｏの大きさが０Ｗから３００Ｗの範囲で安定に動作することを確認した。 FIG. 17 shows the values of power conversion efficiency ηAC → DC, frequency fs, time TON, and time TOFF for load fluctuations when the input AC voltage VAC is 100 V and the load power Po is 0 W (no load) to 300 W. Show. This switching power supply circuit operates stably when the value of the output DC voltage Eo is 175 V, the range of the input AC voltage VAC is 85 V to 144 V, and the load power Po is 0 W to 300 W. Confirmed to do.
図１８に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１８の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図１６を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図１６を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧である電圧Ｖ２（図１６を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流である電流ＩＱ２（図１６を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３の両端の電圧である電圧Ｖ４（図１６を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れる電流である電流Ｉ３（図１６を参照）、２次巻線Ｎ２の両端の電圧である電圧Ｖ３（図１６を参照）、２次側整流素子Ｄｏの入力側に流れる電流である電流Ｉ４（図１６を参照）の各々を示すものである。 FIG. 18 shows an operation waveform of each part in the switching cycle. The load power at this time is 300 W, and the input AC voltage is 100V. In order from the top of FIG. 18, voltage V1 (see FIG. 16) that is the drain voltage of switching element Q1, current IQ1 (see FIG. 16) that is the drain current of switching element Q1, and voltage that is the drain voltage of switching element Q2 V2 (see FIG. 16), current IQ2 (see FIG. 16) which is the drain current of the switching element Q2, voltage V4 (see FIG. 16) which is the voltage across the secondary side voltage resonance capacitor C3, secondary side A current I3 (refer to FIG. 16) that flows through the voltage resonant capacitor C3 (see FIG. 16), a voltage V3 (refer to FIG. 16) that is a voltage across the secondary winding N2, and a current that flows to the input side of the secondary rectifier Do Each of currents I4 (see FIG. 16) is shown.
図１９に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１９の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電圧Ｖ２、電流ＩＱ２、電圧Ｖ４、電流Ｉ３、電圧Ｖ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。 FIG. 19 shows an operation waveform of each part in the switching period. The load power at this time is 0 W, and the input AC voltage is 100V. Each of the voltage V1, the current IQ1, the voltage V2, the current IQ2, the voltage V4, the current I3, the voltage V3, and the current I4 is shown in order from the top of FIG.
図１７ないし図１９に示す実験データから図１６に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから３００Ｗの範囲でＺＶＳ動作となっている。また、負荷電力Ｐｏの値が１００Ｗ付近の中間負荷で周波数ｆｓは変曲点を有している。負荷電力Ｐｏが３００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９１．５％である。負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲では周波数ｆｓの値は８０．８ｋＨｚから１０５．３ｋＨｚであり、可変周波数範囲Δｆｓは２４．５ｋＨｚである。ＴＯＮ／ＴＯＦＦの範囲は２．０から１．５５となるｆｓ制御が可能である。 From the experimental data shown in FIGS. 17 to 19, the following becomes clear about the switching power supply circuit shown in FIG. The ZVS operation is performed when the value of the load power Po is in the range of 0 W to 300 W. Further, the frequency fs has an inflection point at an intermediate load in which the value of the load power Po is around 100 W. The value of power conversion efficiency ηAC → DC when the load power Po is 300 W is 91.5%. In the range where the load power Po is 300 W to 0 W, the value of the frequency fs is 80.8 kHz to 105.3 kHz, and the variable frequency range Δfs is 24.5 kHz. The fs control in which the range of TON / TOFF is 2.0 to 1.55 is possible.
図１６に示すスイッチング電源回路は以下の利点を有している。 The switching power supply circuit shown in FIG. 16 has the following advantages.
背景技術に示す電圧共振プッシュプルコンバータのｆｓ制御は負荷電力Ｐｏが１００Ｗ以下に限定されていた。一方、図１に示すスイッチング電源回路は電圧共振プッシュプルコンバータを用いるものであるが、コンバータトランスＰＩＴを疎結合とし、２次側に電圧共振回路を組み合わせて多重共振形コンバータとして構成することによって、負荷電力Ｐｏの大きさが３００Ｗ以上の重負荷から無負荷の範囲でｆｓ制御（スイッチング周波数である周波数ｆｓを変化させて出力直流電圧Ｅｏを変化させる制御）が可能となる。 In the fs control of the voltage resonance push-pull converter shown in the background art, the load power Po is limited to 100 W or less. On the other hand, the switching power supply circuit shown in FIG. 1 uses a voltage resonance push-pull converter, but the converter transformer PIT is loosely coupled, and the voltage resonance circuit is combined on the secondary side to constitute a multiple resonance type converter. It is possible to perform fs control (control to change the output DC voltage Eo by changing the frequency fs, which is a switching frequency) in a range from a heavy load of 300 W or more to a no load.
３次巻線Ｎ３を設けることよって、２次側電圧共振コンデンサＣ３に従来は流れていたリンギング電流が流れなくなり、動作波形が滑らかな正弦波形状となってノイズの発生が低減した。 By providing the tertiary winding N3, the ringing current that has been flowing in the secondary side voltage resonant capacitor C3 no longer flows, the operation waveform becomes a smooth sine wave shape, and the generation of noise is reduced.
２次側に電圧共振回路を付加することによって、背景技術において用いたチョークコイルＬｏ２０を削除しても、この２次側の電圧共振回路から正弦波電圧を得ることができる。 By adding a voltage resonance circuit to the secondary side, a sine wave voltage can be obtained from the voltage resonance circuit on the secondary side even if the choke coil Lo20 used in the background art is deleted.
３次巻線Ｎ３を設けるだけで、追加部品なしにノイズの低減が図れた。 By providing the tertiary winding N3, noise can be reduced without additional parts.
図２０は、図１６に示すスイッチング電源回路の変形例である。 FIG. 20 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG.
図２０のスイッチング電源回路の１次側は、１次側電圧共振コンデンサＣ１および１次側電圧共振コンデンサＣ２に替えて、１次側電圧共振コンデンサが、１次側電圧共振コンデンサＣ１として第１の１次巻線Ｎ１および第２の１次巻線Ｎ１’の両端に並列に接続されることを特徴とするものである。 The primary side of the switching power supply circuit of FIG. 20 is replaced with the primary side voltage resonance capacitor C1 and the primary side voltage resonance capacitor C2, and the primary side voltage resonance capacitor is the primary side voltage resonance capacitor C1. The first and second primary windings N1 and N1 ′ are connected in parallel to both ends of the primary winding N1 and the second primary winding N1 ′.
図２０のスイッチング電源回路の２次側は、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の接続点をセンタータップとし、２次巻線Ｎ２と３次巻線Ｎ３の端部に２次側電圧共振コンデンサＣ３を接続し、両波整流のための高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２とを有する両波整流回路として２次側を構成するものである。また、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’と３次巻線Ｎ３は加極性となるように巻回されているので、２次側電圧共振回路を形成する２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の端部に生じる２次側電圧共振回路を構成するインダクタンスの値は図１６に示す回路におけるインダクタンスの値よりも大きくなり、この分だけ２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスを小さくできる。また、このように、３次巻線Ｎ３を２次巻線Ｎ２加極性となるように接続して、リンギングを消滅させることができる。 The secondary side of the switching power supply circuit of FIG. 20 has a connection point between the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ as a center tap, and the secondary side at the end of the secondary winding N2 and the tertiary winding N3. The secondary side is configured as a double-wave rectifier circuit having a high-speed switching diode Do1 and a high-speed switching diode Do2 for both-wave rectification connected to the voltage resonance capacitor C3. Further, since the secondary winding N2, the secondary winding N2 ′, and the tertiary winding N3 are wound so as to have a positive polarity, the secondary windings N2 and 2 that form the secondary side voltage resonance circuit The inductance value constituting the secondary side voltage resonance circuit generated at the end of the secondary winding N2 ′ is larger than the inductance value in the circuit shown in FIG. 16, and the capacitance of the secondary side voltage resonance capacitor C3 is increased by this amount. Can be small. Further, the ringing can be eliminated by connecting the tertiary winding N3 to have the secondary winding N2 polarity as described above.
図２１に示すスイッチング電源回路は図１６に示すスイッチング電源回路の２次側を変形したスイッチング電源回路である。２次側は倍電圧全波整流回路を構成している。すなわち、２次側平滑コンデンサＣｏ１に直流電圧が保持され、この電圧が２次側平滑コンデンサＣｏ２の電圧と加算されることによって、２次巻線Ｎ２または２次巻線Ｎ２’の両端から得られる電圧の２倍の電圧が出力直流電圧Ｅｏとして得られるようになされている。また、このように、３次巻線Ｎ３を２次巻線Ｎ２加極性となるように接続して、リンギングを消滅させることができる。 The switching power supply circuit shown in FIG. 21 is a switching power supply circuit obtained by modifying the secondary side of the switching power supply circuit shown in FIG. The secondary side constitutes a voltage doubler full wave rectifier circuit. That is, a DC voltage is held in the secondary side smoothing capacitor Co1, and this voltage is added to the voltage of the secondary side smoothing capacitor Co2, thereby being obtained from both ends of the secondary winding N2 or the secondary winding N2 ′. A voltage twice the voltage is obtained as the output DC voltage Eo. Further, the ringing can be eliminated by connecting the tertiary winding N3 to have the secondary winding N2 polarity as described above.
また、図２２は、図１６に示すスイッチング電源回路の２次側を変形して倍電圧半波整流回路を用いるものである。図９に示す倍電圧全波整流回路の半分の部分が用いられている。このように倍電圧半波整流回路を用いる場合にも図１に示すスイッチング電源回路の有する基本的な利点はそのまま維持できる。また、このように、３次巻線Ｎ３を２次巻線Ｎ２加極性となるように接続して、リンギングを消滅させることができる。 FIG. 22 shows a modification of the secondary side of the switching power supply circuit shown in FIG. 16 using a voltage doubler half-wave rectifier circuit. Half of the voltage doubler full wave rectifier circuit shown in FIG. 9 is used. Thus, even when the voltage doubler half-wave rectifier circuit is used, the basic advantage of the switching power supply circuit shown in FIG. 1 can be maintained as it is. Further, the ringing can be eliminated by connecting the tertiary winding N3 to have the secondary winding N2 polarity as described above.
なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、実施形態は必要に応じて変更することができるものである。 In addition, this invention is not limited to embodiment mentioned above, Embodiment can be changed as needed.
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、ＡＣ 交流電源、Ｂ ボビン、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１１ １次側電圧共振コンデンサ、Ｃ３ ２次側電圧共振コンデンサ、Ｃｉ １次側平滑コンデンサ、ＣＬ１、ＣＬ２ アクロスラインコンデンサ、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、Ｃｏ、Ｃｏ１、Ｃｏ２ ２次側平滑コンデンサ、ＣＲ１、ＣＲ２ ＥＥ型コア、ＤＤ１、ＤＤ２ ボディダイオード、Ｄｉ 次側整流素子、Ｄｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４ ダイオード、Ｄｏ ２次側整流素子、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４ 高速スイッチングダイオード、Ｅｏ 出力直流電圧、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３ インダクタ、Ｌｏ１ チョークコイル、Ｌｏ２、Ｌｏ３ ２次側インダクタ、Ｎ１、Ｎ１’ １次巻線、Ｎ２、Ｎ２’ ２次巻線、Ｎ３ ３次巻線、ＰＩＴ コンバータトランス、Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子
DESCRIPTION OF
Claims (11)
前記１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルと、
前記チョークコイルの他方の端子に接続されるセンタータップを有する第１の１次巻線および第２の１次巻線からなる１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、
前記第１の１次巻線の端部に接続される第１のスイッチング素子および前記第２の１次巻線の端部に接続される第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記チョークコイルと前記第１の１次巻線および前記第２の１次巻線の各々に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側直列共振コンデンサと、
前記２次巻線に生じるインダクタとともに２次側電圧共振回路を形成するように前記２次巻線に並列接続される、２次側電圧共振コンデンサとインダクタンスの値が前記２次巻線に生じるインダクタのインダクタンスの値よりも小さいものとされる２次側インダクタとの直列接続回路と、
前記２次側共振回路に入力側が接続される２次側整流素子と、
前記２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、
前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率が各々１以上に設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。 A switching power supply circuit that converts primary side DC power to AC power and further converts to secondary side DC power,
A choke coil to which the primary DC power is supplied to one terminal;
A primary winding comprising a first primary winding and a second primary winding having a center tap connected to the other terminal of the choke coil; and a magnetically loose coupling with the primary winding. A secondary transformer, and a converter transformer having
A first switching element connected to an end of the first primary winding and a second switching element connected to an end of the second primary winding;
An oscillation / drive circuit for driving on and off the first switching element and the second switching element;
A primary-side series resonant capacitor that forms a primary-side voltage resonant circuit together with inductors generated in each of the choke coil, the first primary winding, and the second primary winding;
A secondary-side voltage resonance capacitor connected in parallel to the secondary winding so as to form a secondary-side voltage resonance circuit together with the inductor generated in the secondary winding, and an inductor whose inductance value is generated in the secondary winding A series connection circuit with a secondary inductor that is smaller than the inductance value of
A secondary side rectifying element having an input side connected to the secondary side resonance circuit;
A secondary-side smoothing capacitor connected to the output side of the secondary-side rectifying element to obtain a smoothed output DC voltage;
A control circuit for supplying a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value to the oscillation / drive circuit,
A switching power supply circuit, wherein a time ratio, which is a ratio of ON to OFF of the first switching element and the second switching element, is set to 1 or more.
前記１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルと、
前記チョークコイルの他方の端子に接続されるセンタータップを有する第１の１次巻線および第２の１次巻線からなる１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、
前記第１の１次巻線の端部に接続される第１のスイッチング素子および前記第２の１次巻線の端部に接続される第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記チョークコイルと前記第１の１次巻線および前記第２の１次巻線の各々に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側直列共振コンデンサと、
前記２次巻線に生じるインダクタとともに２次側電圧共振回路を形成するように前記２次巻線に並列接続される２次側電圧共振コンデンサと、
前記２次側共振回路に入力側が接続される２次側整流素子と、
前記２次側整流素子の出力側に接続される前記２次巻線に生じるインダクタのインダクタンスの値よりも小さいインダクタンスを有するものとされる２次側インダクタと、
前記２次側インダクタに接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、
前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率が各々１以上に設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。 A switching power supply circuit that converts primary side DC power to AC power and further converts to secondary side DC power,
A choke coil to which the primary DC power is supplied to one terminal;
A primary winding comprising a first primary winding and a second primary winding having a center tap connected to the other terminal of the choke coil; and a magnetically loose coupling with the primary winding. A secondary transformer, and a converter transformer having
A first switching element connected to an end of the first primary winding and a second switching element connected to an end of the second primary winding;
An oscillation / drive circuit for driving on and off the first switching element and the second switching element;
A primary-side series resonant capacitor that forms a primary-side voltage resonant circuit together with inductors generated in each of the choke coil, the first primary winding, and the second primary winding;
A secondary side voltage resonance capacitor connected in parallel to the secondary winding so as to form a secondary side voltage resonance circuit together with an inductor generated in the secondary winding;
A secondary side rectifying element having an input side connected to the secondary side resonance circuit;
A secondary inductor having an inductance smaller than the inductance value of the inductor generated in the secondary winding connected to the output side of the secondary rectifying element;
A secondary smoothing capacitor connected to the secondary inductor and adapted to obtain a smoothed output DC voltage;
A control circuit for supplying a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value to the oscillation / drive circuit,
A switching power supply circuit, wherein a time ratio, which is a ratio of ON to OFF of the first switching element and the second switching element, is set to 1 or more.
前記１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルと、
前記チョークコイルの他方の端子に接続されるセンタータップを有する第１の１次巻線および第２の１次巻線からなる１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線および３次巻線と、を有するコンバータトランスと、
前記第１の１次巻線の端部に接続される第１のスイッチング素子および前記第２の１次巻線の端部に接続される第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記チョークコイルと前記第１の１次巻線および前記第２の１次巻線の各々に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側直列共振コンデンサと、
前記２次巻線に生じるインダクタとともに２次側共振回路を形成する前記２次巻線に加極性として接続される前記３次巻線に生じるインダクタと前記３次巻線および前記２次巻線の両端に並列接続される２次側電圧共振コンデンサと、
前記２次巻線の両端に入力側が接続される２次側整流素子と、
前記２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、
前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率が各々１以上に設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。 A switching power supply circuit that converts primary side DC power to AC power and further converts to secondary side DC power,
A choke coil to which the primary DC power is supplied to one terminal;
A primary winding comprising a first primary winding and a second primary winding having a center tap connected to the other terminal of the choke coil; and a magnetically loose coupling with the primary winding. A converter transformer having a secondary winding and a tertiary winding,
A first switching element connected to an end of the first primary winding and a second switching element connected to an end of the second primary winding;
An oscillation / drive circuit for driving on and off the first switching element and the second switching element;
A primary-side series resonant capacitor that forms a primary-side voltage resonant circuit together with inductors generated in each of the choke coil, the first primary winding, and the second primary winding;
An inductor generated in the tertiary winding connected as an additional polarity to the secondary winding forming a secondary resonance circuit together with an inductor generated in the secondary winding, the tertiary winding, and the secondary winding. A secondary-side voltage resonant capacitor connected in parallel at both ends;
A secondary-side rectifying element whose input side is connected to both ends of the secondary winding;
A secondary-side smoothing capacitor connected to the output side of the secondary-side rectifying element to obtain a smoothed output DC voltage;
A control circuit for supplying a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value to the oscillation / drive circuit,
A switching power supply circuit, wherein a time ratio, which is a ratio of ON to OFF of the first switching element and the second switching element, is set to 1 or more.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
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| JP2008067533A true JP2008067533A (en) | 2008-03-21 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP2006243893A Pending JP2008067533A (en) | 2006-09-08 | 2006-09-08 | Switching power supply circuit |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009025936A1 (en) * | 2007-08-21 | 2009-02-26 | American Superconductor Corporation | Resonant-current-source gate drive for simultaneous operation of thyristors using alternating-current in the resonant circuit |
| CN112699627A (en) * | 2020-12-22 | 2021-04-23 | 道崇电子科技(上海)有限公司 | Method for improving Ton/Toff circuit architecture by continuous function compensation method |
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2006
- 2006-09-08 JP JP2006243893A patent/JP2008067533A/en active Pending
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|---|---|---|---|---|
| WO2009025936A1 (en) * | 2007-08-21 | 2009-02-26 | American Superconductor Corporation | Resonant-current-source gate drive for simultaneous operation of thyristors using alternating-current in the resonant circuit |
| CN112699627A (en) * | 2020-12-22 | 2021-04-23 | 道崇电子科技(上海)有限公司 | Method for improving Ton/Toff circuit architecture by continuous function compensation method |
| CN112699627B (en) * | 2020-12-22 | 2022-03-29 | 道崇电子科技(上海)有限公司 | Method for improving Ton/Toff circuit architecture by continuous function compensation method |
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