JP4264625B2 - Switching power supply circuit - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図３１の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。この図に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチングコンバータとして自励式の電流共振形コンバータを備えている。
【０００４】
この図に示す電源回路において、商用交流電源から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系としては、図示するようにして、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ1,Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を接続することで、倍電圧整流回路を形成している。これにより、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータに対して直流入力電圧として供給される。
【０００５】
この図に示す電源回路のスイッチングコンバータは電流共振形とされ、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選定されている。
スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【０００６】
ここで、スイッチング素子Ｑ1側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB1のキャパシタンスと駆動巻線ＮB1のインダクタンスによっては直列共振回路が形成される。同様にして、スイッチング素子Ｑ2側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB2のキャパシタンスと駆動巻線ＮB2のインダクタンスによっても直列共振回路が形成される。そして、これら直列共振回路の共振周波数によって決定されるスイッチング周波数によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が自励式でスイッチング駆動されることになる。また、後述するように、ドライブトランスＰＲＴにおいては、駆動巻線ＮB1，ＮB2が互いに逆極性となる交番電圧が励起されるようになっていることから、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフするようにして、スイッチング動作を行う。
【０００７】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００８】
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために備えられる。
そして、このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起されるようになっている。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００１０】
また、この場合には、一次巻線Ｎ1の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。本明細書では、このようにして、複合的な共振動作が得られるスイッチングコンバータについて、「複合共振形コンバータ」ともいうことにする。
【００１１】
また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装されている。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接続されることで、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようになっている。
また、二次巻線Ｎ3は、センタータップを施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続することによって全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2の両端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ図示しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば図３３に示す構造を有している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれの巻装領域に対スして巻装している。なお、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、それぞれ６０μmmφのリッツ線をガラ巻きにより巻装している。また、図３１においては、二次側に二次巻線Ｎ3も巻装されているが、ここでの図示は省略している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにしている。
なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
【００１３】
制御回路１では、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００１４】
また、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の例を、図３２の回路図に示す。この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
なお、この図において図３１と同一部分については同一符号を付し、共通となる構成部分については説明を省略する。
【００１５】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が備えられる。従ってこの場合には、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端に整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
【００１６】
この場合、上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ソース−ドレイン間に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ2のソース−ドレイン間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と共に並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成している。これにより、図３２に示す電源回路としても部分電圧共振動作が得られることになり、複合共振形コンバータとしての動作が得られることになる。
【００１７】
この他励式である電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振ドライブ回路２が設けられる。この発振ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対してドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うようにされる。
【００１８】
なお、発振ドライブ回路２は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された低圧巻線Ｎ4と、コンデンサＣ4から成る整流回路によって得られた低圧直流電圧を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００１９】
この図に示す電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図３３による説明と同様の構造を有する。つまり、例えばＥＥ型コアの中央磁脚に対してギャップを形成することで、一次側と二次側の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるようにしているものである。
【００２０】
この場合の制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変の直流電流を生成し、フォトカプラＰＣを介して発振ドライブ回路２に供給する。発振ドライブ回路２では、フォトカプラＰＣを介して入力された制御回路１の出力に応じて、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００２１】
図３４は、図３１に示した電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電流ＩQ2により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ2は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2としては、整流平滑電圧Ｅｉによりクランプされたレベルが得られることになる。これに対して、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ2が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は０レベルとなる。このコレクタ電流ＩQ2は、期間ＴONにおいて一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1が流れるものとなる。
なお、ここでは図示していないが、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2と交互となるタイミングでオン／オフ動作していることから、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧、及びコレクタ電流は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電流ＩQ2をほぼ１８０°移相した波形となるものである。したがって、スイッチング素子Ｑ1側がオンとなる期間ＴOFFにおける一次巻線電流Ｉ1の波形部分が、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流として流れるものとなる。
そして、この場合には、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2にそれぞれ流れるコレクタ電流は３Ａｐであり、一次巻線電流Ｉ1は６Ａｐ−ｐとなる。
【００２２】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデンサＣｐには、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時に正極性の部分共振電流ＩC2が流れ、スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時（スイッチング素子Ｑ2のターンオン時）に負極性の部分共振電流ＩC2が流れるようになっており、部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
そして、このような動作波形からも分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣＳ(Zero Current Switching：零電流スイッチング）動作が得られることになって、スイッチング損失の低減が図られている。
【００２３】
また、二次巻線Ｎ2に対して接続されたブリッジ整流回路ＤBRの正極入力端子と負極入力端子との間の整流電圧Ｖ2は、図示するように、ブリッジ整流回路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされた波形が得られる。
なお、ここでの詳しい説明は省略するが、図３２に示した電源回路についても、ほぼ同様の動作波形が得られる。
【００２４】
また、図３１に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONを図３５に示す。
この図３５に示すように、負荷電力Ｐｏが重くなって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて、スイッチング周波数ｆｓは低下するように制御され、これに応じて期間ＴONが長くなっていることが分かる。
また、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には９１．８％、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗでは９２．４％となり、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られている。
【００２５】
なお、図３１に示す電源回路として、上記図３４に示す動作及び図３５に示す特性を得るのにあたっては、次のように各部を選定している。
一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、電源回路としては、電力変換効率はできるだけ高いことが好ましい。
しかしながら、図３１及び図３２に示す電源回路では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は５０ＫＨｚ程度である。そして、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖの最小入力電圧、及び最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件においても、スイッチング周波数ｆｓについて共振周波数ｆｏ１よりも高いｆｓ＝５３ＫＨｚが維持されるようにして、二次側直流出力電圧ＥO1＝１３５Ｖで安定化されるようにしなければならない。この条件を満たさないと、安定したＺＶＳ及びＺＣＳの動作によって起動することができないからである。
このために、一次側直列共振コンデンサＣ1については、０．０５６μＦを選定し、かつ、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、１ｍｍ〜２ｍｍ程度のギャップを形成して結合係数ｋ＝０．８程度の疎結合の状態を得るようにしなければならない。
【００２７】
上記のようにして、一次側巻線と二次側巻線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）の向上には限界がある。具体的には、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）は、図３１に示した回路では、図３５によっても説明したように９２％程度が限界となる。また、図３２に示した回路では、負荷電力Ｐｏが約１２０Ｗ時で９０％程度が限界であり、特に、負荷電力Ｐｏが１２０Ｗよりも高い場合には、９０％程度に低下する。
【００２８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしまう。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどして対策することが必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことになる。
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態にある場合、ギャップＧ近傍の一次側巻線と二次側巻線とは、いわゆるフリンジ磁束による渦電流損失によって温度上昇しているために、信頼性の点で不利となる。
【００２９】
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成するのにあたっては、例えばフェライト材のＥ型コアの中央磁脚を研磨するようにされる。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴを製造するのに、研磨工程が追加されることとなってしまうので、その分コストアップになってしまうという問題も生じる。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
先ず、第７の実施の形態に対応する請求項１に記載のスイッチング電源回路としては、次のように構成する。
つまり、入力された直流入力電圧を断続するようにしてスイッチング動作を行う電流共振形のスイッチング手段と、上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられ、コアの磁脚にギャップを形成しないことで所要以上の結合係数が得られるようにされた絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。
また、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路を備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段を備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記直流出力電圧生成手段を形成するダイオード素子のターンオン期間、及びターンオフ期間においてのみ電圧共振する二次側部分電圧共振回路を備える。
そして、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備えることとした。
【００３１】
また、第８の実施の形態に対応する請求項２に記載のスイッチング電源回路は、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に対して直列に接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路をさらに備えるものである。
【００３２】
また、第９の実施の形態に対応する請求項３に記載のスイッチング電源回路は、コンデンサと、上記スイッチング手段のスイッチング周波数に応じたスイッチング動作を行う補助スイッチング素子とを直列接続して形成され、上記一次側直列共振コンデンサに対して並列に接続されるスイッチング回路をさらに備えるものである。
【００３６】
上記各構成によれば、複合共振形コンバータとして、一次側は電流共振形スイッチングコンバータ（スイッチング手段）と一次側部分電圧共振回路が組み合わされた基本構成を採ることになる。そのうえで、二次側に対しては、二次側部分電圧共振回路、または二次側部分電圧共振回路と二次側直列共振回路とを組み合わせた共振回路が設けられる。
電流共振形コンバータとして上記した構成が採られることで、二次側の共振回路により電力をまかなうことが可能となって、絶縁コンバータトランスとしては、ギャップを形成しないでより高い結合度を与えるようにしている。
そして、このような複合共振形コンバータとしての組み合わせを得ると共に、より高い結合度が与えられた絶縁コンバータトランスの構造とを併せることで、これまでよりも電力変換効率を高めることが可能になる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路について説明を行っていく。本発明の実施の形態としては、第１の実施の形態から第９の実施の形態までを挙げることとする。
【００３８】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、自励式による電流共振形コンバータが備えられる。
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が備えられる。
整流ダイオードＤ1のアノードは、商用交流電源ＡＣの正極ラインに接続され、カソードは平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続される。平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は直列に接続されている。つまり、平滑コンデンサＣｉ1の負極端子は平滑コンデンサＣｉ2の正極端子と接続され、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースに接続される。また、整流ダイオードＤ2のアノードは、一次側アースに接続され、カソードは商用交流電源ＡＣの正極端子に対して接続される。
【００３９】
このようにして整流ダイオードＤ1，Ｄ2及び平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が接続されることで、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系としては、倍電圧整流回路が形成される。これにより、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【００４０】
この図に示す一次側の自励式による電流共振形コンバータとしては、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選定されている。
これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ハーフブリッジ結合方式によって接続されている。つまり、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉ1の正極端子）と接続される。スイッチング素子Ｑ1のエミッタは、スイッチング素子Ｑ2のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ2のエミッタは一次側アースに対して接続される。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。ここで、共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1の直列接続は、共振用コンデンサＣB1のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスによって直列共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベース電流制限抵抗ＲB1は、自励発振駆動回路からスイッチング素子Ｑ1のベースに流すべき駆動信号としてのベース電流レベルを調整する。
【００４２】
また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向によって接続されることで、オン期間における逆方向電流経路を形成する。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
【００４３】
同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【００４４】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００４５】
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために設けられる。
このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起される巻方向によって巻装されている。
【００４６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００４７】
また、この場合には、一次巻線Ｎ1の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
また、特に本実施の形態においては、上記一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１としては、１０ＫＨｚ以下となるようにしている。このために、一次側直列共振コンデンサＣ1については、１μＦとしている。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。本明細書では、このようにして、複合的な共振動作が得られるスイッチングコンバータについて、「複合共振形コンバータ」ともいうことにする。
【００４８】
この電源回路のスイッチング動作としては、例えば次のようになる。
先ず商用交流電源ＡＣが投入されると、例えば起動抵抗Ｒｓ1，Ｒｓ2を介してスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のベースに起動のためのベース電流が供給されることになる。ここで、例えばドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1，ＮB2には、互いに逆極性の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子Ｑ1が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻線ＮB1，ＮB2に励起された交番電圧を源として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各自励発振駆動回路が、共振動作による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオン／オフするように制御される。つまりスイッチング動作を行うことになる。
そして例えばスイッチング素子Ｑ1がオンとなったときには、そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮAを介して一次巻線Ｎ1及び直列共振コンデンサＣ1に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶＳ及びＺＣＳにより、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が継続される。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオン／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時の短期間においては、部分共振コンデンサＣｐに電流が流れる。つまり、部分共振電圧動作が得られる。
【００４９】
また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装されている。
そして、この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続される。この二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって、二次側並列共振回路が形成される。このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されることによっては、二次側にて並列共振（電圧共振）動作が得られることになる。
つまり、図１に示す電源回路は、複合共振形コンバータとして、一次側では、電流共振動作及び部分電圧共振動作が得られると共に、二次側においては電圧共振動作が得られるように構成されていることになる。
【００５０】
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接続されることで、全波整流回路が形成される。この全波整流回路の全波整流動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようになっている。
また、二次巻線Ｎ3は、センタータップを施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続することによって全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2の両端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ図示しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００５１】
この図１に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば図４に示す構造を有している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれの巻装領域に対スして巻装している。なお、図１に示す回路では、二次側に二次巻線Ｎ3も巻装されているが、ここでの図示は省略している。
そして、この図に示すように、本実施の形態としての絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚に対してはギャップは形成しないものとしている。これによって、結合係数ｋ＝０．９程度となり、例えば図３３に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも高い結合度を得るようにしている。
例えば先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで、中間負荷時における異常発振を抑止していた。これに対して、本実施の形態の電源回路では、二次側に備えられる共振回路の共振動作によって、中間負荷時に異常発振が生じないようにしている。このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、これまでよりも高い結合度を得るように構成しても、電源回路の動作上での問題は生じないことになる。
【００５２】
また、ギャップを形成しないことで、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴを形成するためのコアとしては、Ｅ型コア以外のコアを選定する自由度も与えられる。そして、例えば図５に示すようにして、Ｕ型コアを用いた絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造とすることもできる。
この図５に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、２つのＵ型コアＣｒ１１，Ｃｒ１２を組み合わせてＵ−Ｕ型コアを形成する。この際、Ｕ型コアＣｒ１１，Ｃｒ１２の各磁脚が対向する面に対しては、ギャップを形成せずに、そのまま磁脚の対向面どうしを接触させている。
そして、ボビンＢに対して、図示するようにして一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを互いに分割された巻装領域に巻装した上で、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対して、取り付けるようにされる。
【００５３】
図１に示す制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００５４】
また、上記構成における要部の部品素子については、下記のように選定することとした。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ2＝３８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０２２μＦ
そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は、１０ＫＨｚ以下となるように設定されている。また、二次側並列共振回路の共振周波数ｆｏ２は、８３ＫＨｚ程度となるようにされている。
【００５５】
図６の波形図は、上記図１に示した構成による電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図に示す動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件のもとでの測定結果を示している。
スイッチング素子Ｑ2は、期間ＴONにおいてオンとなり、期間ＴOFFにおいてオフとなるようにスイッチング動作を行う。そして、スイッチング素子Ｑ2に流れるスイッチング電流ＩQ2は、図示するようにして、期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず、開始時においてダンパーダイオードＤD2からスイッチング素子Ｑ2のベース→コレクタを介して負極正方向にダンパー電流が流れ、この後、コレクタ−エミッタを介して流れる波形となる。
【００５６】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、期間ＴOFFにおいては整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のレベルでクランプされたパルスとなり、期間ＴONにおいては、０レベルとなる波形が得られる。
なお、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2に対して交互にオン／オフするタイミングでスイッチングしている。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流及びコレクタ−エミッタ間電圧としては、上記スイッチング電流ＩQ2及びコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2と同じ波形形状とされたうえで、ほぼ１８０°移相されたものとなる。
【００５７】
そして、この図においては一次巻線Ｎ1にスイッチング出力として流れる一次巻線電流Ｉ1が示されている。この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作に応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1）の直列共振回路の共振動作によって得られる共振電流である。
そして、この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1がオフでスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング電流ＩQ2としてスイッチング素子Ｑ2に流れることになる。また、スイッチング素子Ｑ2がオフでスイッチング素子Ｑ12がオンとなる期間ＴOFFにおいては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流としてスイッチング素子Ｑ1に流れることになる。
【００５８】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデンサＣｐには、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時の短期間において正極性の部分共振電流ＩC2が流れ、スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時（スイッチング素子Ｑ2のターンオン時）の短期間において負極性の部分共振電流ＩC2が流れるようになっている。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時において、部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
そして、このような動作波形からも分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣＳ(Zero Current Switching：零電流スイッチング）動作が得られる。
また、この場合の一次側直列共振コンデンサＣ1の両端電圧Ｖ1は、図示するようにして、ほぼ整流平滑電圧Ｅｉの１／２のレベルが維持された状態となる。
【００５９】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の動作は、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2と二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2によって示される。この場合、二次巻線Ｎ2には、図示するようにして一次巻線電流Ｉ1と同じ極性によって交番電流が流れる。また、二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2は、ブリッジ整流回路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされた波形となる。
【００６０】
ここで、上記のようにして構成される図１に示す第１の実施の形態としての電源回路と、図３１に示した先行技術としての電源回路とを比較してみる。
先ず、回路構成として、図３２に示す回路では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は、約５０ＫＨｚに設定されている。
本実施の形態の電源回路の安定化は、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１よりも高い周波数領域でスイッチング周波数を可変制御することで行うようにされる。この場合、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲の下限は、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖの最小入力電圧で、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの条件のときとなる。そして、この条件下でも、二次側直流出力電圧ＥO1について、例えば規定の１３５Ｖで安定化されるようにするためには、下限となるスイッチング周波数ｆｓについては、例えば５０ＫＨｚよりも高い５３ＫＨｚとなるようにする必要がある。
このため、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスについては０．０５６μＦを選定している。そのうえで、ＺＶＳ及びＺＣＳによる安定した起動動作が得られるようにする必要があるが、このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップＧを形成して、結合係数ｋ＝０．８程度の疎結合の状態としていたものである。
【００６１】
これに対して、図１に示した第１の実施の形態の電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスについて、例えば１μＦとすることで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１が１０ＫＨｚ以下となるようにしている。そのうえで、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列コンデンサＣ2を並列に接続して、二次側において並列共振（電圧共振）動作が得られるようにしている。つまり、一次側における電流共振コンバータの電流共振動作及び部分共振電圧動作に加え、二次側の電圧共振動作を組み合わせた複合共振形コンバータとしての構成としている。
そして、このような構成とすることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を高く設定しても、安定したＺＶＳ及びＺＣＳによる起動が可能となる。そこで、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、結合係数ｋ＝０．９程度に結合度を高めることとした。これにより、本実施の形態では、図４及び図５にも示したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの磁脚にギャップを形成しなくともよいことになる。
【００６２】
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップを形成しないようにしたことで、一次側と二次側との結合係数が高められることになるので、それだけ一次側から二次側への伝送効率が向上し、結果的には電力変換効率が高められることになる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないのであれば、製造にあたりギャップを形成するための工程は不要となるので、それだけ製造工程が簡略化され、コストダウンを図ることが可能になる。また、結合係数が高くなることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅板によるショートリングを絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻回して施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、また、コストダウンが促進されることになる。
さらに、ギャップが無くなったことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
【００６３】
また、図７に、図１に示した第１の実施の形態の電源回路についての特性として、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化を示す。
先ず、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）であるが、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、図１の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９２．２％であり、０．４％の向上が図られている。
これは、例えば先行技術として図３２に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ1及び一次巻線電流Ｉ1が、それぞれＩQ1＝３．０Ａｐ、Ｉ1＝６Ａｐ−ｐ（図３４参照）であるのに対して、図１に示した本実施の形態の電源回路では、ＩQ1＝２．７Ａｐ、Ｉ1＝５．４Ａｐ−ｐにまで低減されていることからも分かる。また、図１に示した電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、０．９Ｗ低減しているという実験結果も得られている。
このようにして、電力変換効率が向上しているのは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップが形成されなくなったことで一次側と二次側の結合度が高められたことと、二次側並列共振コンデンサＣ2を設けて二次側にも電圧共振動作を得るようにしたことによる。
【００６４】
また、図７によるとスイッチング周波数ｆｓは、負荷が重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されていることが分かる。なお、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低く制御されるのに応じて、長くなるように制御されていることが分かる。
そして、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの範囲での、スイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝６９〜１３９ＫＨｚとなっていることが示され、実際における周波数制御範囲Δｆｓ＝７０ＫＨｚである。これに対して、図３１及び図３２に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの範囲でのスイッチング周波数ｆｓの可変範囲がｆｓ＝５８〜１９２ＫＨｚ、周波数制御範囲Δｆｓ＝１３４ＫＨｚであり、周波数制御範囲Δｆｓとしては、図１に示した電源回路のほうが、約１／２程度にまで小さくなっている。つまり、図１に示す回路のほうが制御感度が向上していることになる。
【００６５】
ここで、図１に示した電源回路の回路構成についての変形例として、二次側の構成を図２及び図３に示しておく。
図２に示す構成においては、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを設けて、このセンタータップを二次側アースに接続している。なお、この場合にも、二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2が接続されている。
そのうえで、二次巻線Ｎ2の両端に対しては、図示するようにして２本の整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1から成る全波整流回路を形成するようにされる。この全波整流回路の整流動作によって、二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにされる。
なお、この回路構成の場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は３８Ｔ＋３８Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスは２２００ｐＦを選定する。
【００６６】
図３においては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列接続された二次巻線Ｎ2に対して、図示する接続形態によって、２本の整流ダイオードＤO11，ＤO12と、２本の平滑コンデンサＣO1，ＣO2を接続することで、全波整流方式による倍電圧整流回路を形成している。そして、この倍電圧整流回路による倍電圧整流動作によって、直列接続された整流ダイオードＤO11−ＤO12の両端に、二次巻線Ｎ2に励起された交番電圧の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにされる。
この場合には、二次巻線Ｎ2については２０Ｔにまで少なくすることができる。また、この場合の二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとしては、０．０４７μＦとする。
【００６７】
＜第２の実施の形態＞
続いて、本発明の第２の実施の形態について説明する。
図８は、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００６８】
この図８に示す電源回路においては、二次巻線Ｎ2に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2に代えて、二次側直列共振コンデンサＣ3が接続される。この場合、二次側直列共振コンデンサＣ3は、一次巻線Ｎ1の巻始め端部と、後段の整流回路であるブリッジ整流回路ＤBRの負極入力端子との間に直列に挿入される。そして、この二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって、二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路によっては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧をもととして、二次側において電圧共振動作が得られることになる。
つまり、図８に示す第２の実施の形態の電源回路としては、一次側に、一次側直列共振回路と部分共振回路を備えると共に、二次側に並列共振回路が備えられた複合共振形コンバータとしての構成が採られていることになる。
【００６９】
また、この図に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４又は図５に示したのと同様の構造が採られる。つまり、結合係数ｋ＝０．９程度にまで結合度を高めるために、ギャップを形成しないようにしているものである。
【００７０】
また、この図に示す電源回路を実際に構成するのにあたっては、各部品素子について、例えば次のように選定している。
一次巻線Ｎ1＝３８Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側直列共振コンデンサＣ 3＝０．０２２μＦ

そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は、図１の回路と同様に、１０ＫＨｚ以下となるように設定される。また、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２は、５４ＫＨｚ程度となるようにされている。
【００７１】
図１１は、上記図８に示した構成による電源回路の動作波形図を示している。なお、この図に示す動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件のもとでの測定結果を示している。また、この図においては、図１に示す電源回路についての波形図である図６と同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
【００７２】
この図１１の波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．６Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、５．２Ａｐ−ｐとなっている。これは、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同様に、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上していることを示している。
また、この場合の二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2は、二次側直列共振コンデンサＣ3が接続されていることに対応して、図示するように、期間ＴOFFでは、０レベルから正極性方向に二次側直流出力電圧ＥO1のレベルにまで上昇する鋸歯状波となり、期間ＴONでは、０レベルから負極性方向に増加して、二次側直流出力電圧ＥO1に対応する絶対値レベルにまで至る鋸歯状波となる。
【００７３】
また、図１２には、図８に示した電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【００７４】
先ず、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）であるが、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、図８の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９２．６％となり、０．８％もの向上が図られている。また、図１に示した電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、１．８Ｗ低減された。
特に、本実施の形態の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηＡＣ→ＤＣ＝９３．０％で最も高い効率が得られており、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗという軽負荷の条件であっても、９０％程度の高い効率が得られている。
このような電力変換効率の向上は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップが形成されなくなったことで一次側と二次側の結合度が高められたことと、二次側直列共振コンデンサＣ3を設けて二次側に電流共振（直列共振）動作を得るようにしたことによって得られたものである。
【００７５】
また、図１２によると、スイッチング周波数ｆｓは、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに従って高くなっていくように制御されていることが分かる。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなっている。
【００７６】
また、図９及び図１０は、図８に示す第２の実施の形態の電源回路についての変形例としての二次側の構成例を示している。
図９では、二次巻線Ｎ2の一端に対して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードを接続している。また、整流ダイオードＤO2のアノードは、二次側アースに接続されると共に、二次側直列共振コンデンサＣ3の直列接続を介して、二次巻線Ｎ2の他端と接続されている。平滑コンデンサＣO1は、正極端子が整流ダイオードＤO1のアノードと接続され、負極端子は、二次側アースと接続される。
【００７７】
このような回路構成では、いわゆる半波整流動作による倍電圧整流回路が形成される。つまり、二次巻線Ｎ2に負極の交番電圧が発生する期間においては、二次巻線Ｎ2→二次側直列共振コンデンサＣ3→整流ダイオードＤO2→二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ3の両端に二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧レベルと同等レベルの電位が発生する。そして、二次巻線Ｎ2の交番電圧が反転して正極となる期間では、二次巻線Ｎ2→整流ダイオードＤO1→平滑コンデンサＣO1→二次側直列共振コンデンサＣ3の経路で整流電流が流れることになり、この整流電流によって平滑コンデンサＣO1に対する充電が行われる。そして、このときには、先の負の期間において二次側直列共振コンデンサＣ3に得られている電位が加わる状態で、平滑コンデンサＣO1に対する充電が行われるので、平滑コンデンサＣO1の両端には、二次巻線Ｎ2の交番電圧の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。
【００７８】
例えば、図８に示す回路においては、二次側の整流回路として、ブリッジ整流回路ＤBRが備えられているので、４本の高速リカバリ型ダイオードが必要となる。これに対して、図９に示した回路構成であれば、二次側の高速リカバリ型の整流ダイオードは２本で済むことになって、それだけ部品点数は削減されることになる。また、二次巻線Ｎ2としてもターン数を低減することができる。具体的には、二次巻線Ｎ2のターン数は、２５Ｔとすることができる。また、この場合の二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスは、０．１２μＦとなる。
【００７９】
また、図１０に示す二次側の回路構成は、先に図３に示したのと同様に、全波整流方式による倍電圧整流回路となる。つまり、図３に示した回路では、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に対して全波整流方式の倍電圧整流回路を備えているのに対して、この図１０では、二次側直列共振回路（Ｎ2−Ｃ3）に対して同様の形式の倍電圧整流回路を設けているものである。
【００８０】
＜第３の実施の形態＞
続いては、本発明の第３の実施の形態について説明する。
図１３は、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１及び図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００８１】
この図８に示す電源回路においては、二次巻線Ｎ2に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続される。さらに、二次巻線Ｎ2に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ3が接続される。この場合、二次側直列共振コンデンサＣ3は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に対して直列に接続される。
【００８２】
つまり、この第３の実施の形態としての電源回路の二次側においては、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって二次側並列共振回路が形成される。さらに、二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2リーケージインダクタンスとによって二次側直列共振回路が形成される。そして、二次側並列共振回路及び二次側直列共振回路によって、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧を基に、二次側において電圧共振動作及び電流共振動作が複合的に得られることになる。
このようにして、図１３に示す第３の実施の形態の電源回路としては、一次側に、一次側直列共振回路と部分共振回路を備えると共に、二次側に並列共振回路及び直列共振回路が備えられた複合共振形コンバータとしての構成を採ることになる。
【００８３】
また、この図に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４又は図５に示したのと同様の構造が採られる。つまり、結合係数ｋ＝０．９程度にまで結合度を高めるために、ギャップを形成しないようにしているものである。
【００８４】
また、この図に示す電源回路を実際に構成するのにあたっては、各部品素子について、例えば次のように選定している。
一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側直列共振コンデンサＣ3＝４７００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０３３μＦ
そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１としては、１０ＫＨｚ以下となるように設定される。
【００８５】
図１６は、上記図１３に示した構成による電源回路の動作波形図を示している。なお、この図に示す動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件のもとでの測定結果を示している。また、この図においては、第１及び第２の実施の形態の電源回路についての波形図である図６及び図１１と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
【００８６】
この図１６の波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐとなっている。これは、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同様に、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上していることを示している。
【００８７】
また、図１７には、図１３に示した電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【００８８】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、図１３の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．０％となり、１．２％もの向上が図られている。また、図１に示した電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、２．８Ｗ低減された。
特に、本実施の形態の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηＡＣ→ＤＣ＝９３．３％で最も高い効率が得られており、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗという軽負荷の条件であっても、９０％程度の高い効率が得られている。
このような電力変換効率の向上は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップが形成されなくなったことで一次側と二次側の結合度が高められたことと、二次側並列共振コンデンサＣ2及び二次側直列共振コンデンサＣ3を設けて二次側に電圧共振動作及び電流共振動作を得るようにしたことによって得られたものである。
【００８９】
また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに従って高くなっていくように制御されていることが分かる。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなっている。
【００９０】
また、図１４及び図１５は、図１３に示す第３の実施の形態の電源回路についての変形例としての二次側の構成例を示している。
図１４に示す二次側の構成として、整流ダイオードＤO1，ＤO2及び平滑コンデンサＣO1の接続態様は図９と同様となる。つまり、半波整流動作による倍電圧整流回路が形成される。この場合には、二次巻線Ｎ2については２５Ｔとし、また、二次側並列共振コンデンサＣ2及び二次側直列共振コンデンサＣ3の各キャパシタンスについては、Ｃ2＝０．０２２μＦ、Ｃ3＝０．１μＦとすることができる。
また、図１５に示す二次側の構成としては、先の図３又は図１０と同様にして、全波整流方式の倍電圧整流回路を備えている。
【００９１】
＜第４の実施の形態＞
続いて、本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源回路について説明する。
この第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回路構成としては、図１に示した第１の実施の形態と同様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が高められている。
【００９２】
但し、第４の実施の形態の電源回路としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子が選定される。
一次巻線Ｎ1＝４８Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４０Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１５μＦ
そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１は、４０ＫＨｚ以下となるように設定されている。また、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振周波数ｆｏ２は、１００ＫＨｚ程度となるようにされている。この一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１＝４０ＫＨｚ、二次側並列共振回路の共振周波数ｆｏ２＝１００ＫＨｚという周波数の関係とすることで、後述するようにして、電力変換効率が向上する結果を得ることができる。
【００９３】
図１８の波形図は、第４の実施の形態としての電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図においては、例えば第１の実施の形態の電源回路についての波形図である図６と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
この波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第４の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【００９４】
また、図１９には、第４の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【００９５】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第４の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９２．７％にまで向上している。また、第４の実施の形態の電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、２．７Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
【００９６】
また、スイッチング周波数ｆｓは、負荷が重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されていることが分かる。これと共に、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低く制御されるのに応じて、長くなるように制御されていることが分かる。
そして、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの範囲での、スイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝６９〜１３９ＫＨｚであり、実際における周波数制御範囲Δｆｓ＝９１ＫＨｚである。これに対して、図３１及び図３２に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの範囲でのスイッチング周波数ｆｓの可変範囲がｆｓ＝５８ＫＨｚ〜１９２ＫＨｚ、周波数制御範囲Δｆｓ＝１６７ＫＨｚであり、周波数制御範囲Δｆｓとしては、第４の実施の形態の電源回路のほうが、著しく制御感度が向上しているということがいえる。
【００９７】
なお、第４の実施の形態の電源回路としては、第１の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図２及び図３に示した回路構成を採ることができる。図２に示した全波整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は、４０Ｔ＋４０Ｔとしてセンタータップを施し、二次側並列共振コンデンサＣ2＝１５００ｐＦを選定するようにされる。
また、図３に示した倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2＝２０Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０３３μＦを選定するようにされる。
【００９８】
＜第５の実施の形態＞
続いては、本発明の第５の実施の形態のスイッチング電源回路について説明する。
この第５の実施の形態のスイッチング電源回路の回路構成としては、図８に示した第２の実施の形態と同様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が高められている。
【００９９】
そのうえで、第５の実施の形態の電源回路としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子が選定される。
一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０３３μＦ
そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１は、４０ＫＨｚ以下となるように設定されている。また、二次側直列共振回路（Ｎ2−Ｃ3）の共振周波数ｆｏ２は、６０ＫＨｚ程度となるようにされている。この一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側並列共振回路の共振周波数ｆｏ２＝との周波数の関係とすることにより、後述するようにして、電力変換効率が向上する結果を得ることができる。
【０１００】
図２０の波形図は、第５の実施の形態としての電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図においては、例えば第２の実施の形態の電源回路についての波形図である図１１と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
この波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第４の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【０１０１】
また、図２１には、第５の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【０１０２】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第５の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．２％にまで向上している。また、第５の実施の形態電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、３．３Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
特に、本実施の形態の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηＡＣ→ＤＣ＝９３．５％で最も高い効率が得られており、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗという軽負荷の条件であっても、９０％程度の高い効率が得られている。
【０１０３】
また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに従って高くなっていくように制御されている。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなっている。
【０１０４】
また、第５の実施の形態の電源回路としては、第２の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図９及び図１０に示した回路構成を採ることができる。図９に示した倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は２２Ｔとし、二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．１０μＦを選定するようにされる。
【０１０５】
＜第６の実施の形態＞
続いては、第６の実施の形態としてのスイッチング電源回路について説明する。
この第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回路構成としては、図１３に示した第３の実施の形態と同様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が高められている。
【０１０６】
そのうえで、第６の実施の形態の電源回路としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子が選定される。
一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝５６００ｐＦ
二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０５６μＦ
そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１は、４０ＫＨｚ以下となるように設定されている。このようにして、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１＝４０ＫＨｚ以下となるようにしたうえで、二次側に並列共振回路（電圧共振回路）と直列共振回路（電流共振回路）とを設けるようにしていることで、次に説明するようにして電力変換効率が向上されるという結果が得られる。
【０１０７】
図２２の波形図は、第６の実施の形態としての電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図においては、例えば第３の実施の形態の電源回路についての波形図である図１６と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
この波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第４の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【０１０８】
また、図２３には、第６の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【０１０９】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第６の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．２％にまで向上している。また、第６の実施の形態電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、３．３Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
特に、本実施の形態の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηＡＣ→ＤＣ＝９３．５％で最も高い効率が得られており、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗという軽負荷の条件であっても、９０％程度の高い効率が得られている。
【０１１０】
また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに従って高くなっていくように制御されている。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなっている。
【０１１１】
また、第６の実施の形態の電源回路としては、第３の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図１４及び図１５に示した回路構成を採ることができる。図１４に示した半波整流方式による倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は２２Ｔとし、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０２２μＦ、二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．１０μＦを選定するようにされる。
【０１１２】
＜第７の実施の形態＞
続いて、本発明の第７の実施の形態のスイッチング電源回路について説明する。
この第７の実施の形態のスイッチング電源回路の回路構成としては、図１に示した第１の実施の形態と同様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が高められている。
【０１１３】
そして、第７の実施の形態の電源回路としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子が選定される。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝４７０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝２２００ｐＦ
【０１１４】
そして、上記のようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１は、約７０ＫＨｚとなるように設定されている。
【０１１５】
また、この場合において、二次巻線Ｎ2に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスは、２２００ｐＦという、これまでの第１及び第４の実施の形態におけるものよりも小容量が選定されている。
この小容量の二次側並列共振コンデンサＣ2と二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによっては、並列共振回路が形成される。この並列共振回路（Ｃ2//Ｎ2）によっては、例えば二次巻線Ｎ2に対して接続されたブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードのターンオン時とターンオフ時の短時間においてのみ電圧共振動作が行われる。つまり、部分電圧共振動作が得られることになる。この部分電圧共振動作のタイミングでは、二次側並列共振コンデンサＣ2に共振電流が流れる。これにより、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの各印加電圧（Ｖ2）について、ｄＶ／ｄｔに傾斜ができることになる。これにより、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードがスイッチングする際のスイッチング損失が低減される。
また、このような動作が得られることで、この第７の実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップを形成しないで結合度を高めたとしても、安定したＺＶＳ，ＺＣＳ動作が得られるようになっているものである。そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度が高くなったことによっても、電力変換効率の向上が図られることになるわけである。
【０１１６】
図２４の波形図は、第７の実施の形態としての電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図においては、例えば第１の実施の形態の電源回路についての波形図である図６と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
この波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第７の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【０１１７】
また、この図においては、小容量の二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC3も示されている。前述もしたように、共振電流ＩC3は、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードがターンオン、ターンオフするタイミングで流れており、これにより二次側で部分電圧共振動作を得ているものである。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応しては、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が反転することになるが、この反転時において、波形形状に傾斜が与えられていることが示される。
【０１１８】
また、図２５には、第７の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【０１１９】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第７の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．２％にまで向上している。また、第７の実施の形態の電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、２．７Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
【０１２０】
また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆｓ≒７０ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに従って高くなっていくように制御されていることが分かる。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなっている。
【０１２１】
なお、第７の実施の形態の電源回路としては、第１の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図２及び図３に示した回路構成を採ることができる。図２に示した全波整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は、５０Ｔ＋５０Ｔとしてセンタータップを施し、二次側並列共振コンデンサＣ2＝４７０ｐＦを選定するようにされる。
また、図３に示した倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2＝２５Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝８２００ｐＦを選定するようにされる。
【０１２２】
＜第８の実施の形態＞
続いて、第８の実施の形態としての電源回路について説明する。
この第８の実施の形態としてのスイッチング電源回路の回路構成としては、図１３に示した第３の実施の形態と同様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が高められている。
【０１２３】
そして、第８の実施の形態の電源回路としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子が選定される。
一次巻線Ｎ1＝４８Ｔ
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０４７μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝４７０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝１５００ｐＦ
二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０５６μＦ
【０１２４】
そして、上記のようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１は、約７０ＫＨｚとなるように設定されている。
【０１２５】
また、この場合において、二次巻線Ｎ2に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスは１５００ｐＦであり、これまでの第２及び第５の実施の形態におけるものよりも小容量が選定されている。これに対して二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０５６μＦであるから、そのキャパシタンスの関係としては、Ｃ3＞＞Ｃ2となる。
【０１２６】
この場合にも、二次側並列共振コンデンサＣ2と二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによっては、先の第７の実施の形態と同様に並列共振回路が形成される。そして、前述したように、二次側において部分電圧共振動作が得られることになる。
また、二次側直列共振コンデンサＣ3と二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによっては、二次側直列共振回路が形成される。
そして、この第８の実施の形態においては、このようにして二次側に電流共振回路と部分電圧共振回路を備えると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップを形成しないで結合度を高めたことによって、電力変換効率が向上される結果を得るようにしている。
【０１２７】
図２６の波形図は、第８の実施の形態としての電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図においては、例えば第１の実施の形態の電源回路についての波形図である図６と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
この波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．３Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．６Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第８の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【０１２８】
また、この図においても、小容量の二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC3は、二次側の高速リカバリ型の整流ダイオードがターンオン、ターンオフするタイミングで流れており、二次側で部分電圧共振動作が得られていることが分かる。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応して、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が反転する際の波形形状に傾斜が与えられている。
【０１２９】
また、図２７には、第８の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【０１３０】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第８の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．４％にまで向上している。また、第８の実施の形態の電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、３．７Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
【０１３１】
また、スイッチング周波数ｆｓは、負荷が重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されていることが分かる。これと共に、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低く制御されるのに応じて、長くなるように制御されていることが分かる。
【０１３２】
なお、第８の実施の形態の電源回路としては、第３の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図１４及び図１５に示した回路構成を採ることができる。
図１４に示した半波整流方式による倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は２５Ｔとし、二次側並列共振コンデンサＣ2＝６８００Ｆ、二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．１８μＦを選定するようにされる。
【０１３３】
＜第９の実施の形態＞
続いて本発明の第９の実施の形態としてのスイッチング電源回路について説明する。
図２８は、第９の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図２８に示す第９の実施の形態としての電源回路においては、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのトランジスタ（補助スイッチング素子）Ｑ3、クランプダイオードＤD3、コンデンサＣ4、駆動巻線Ｎｇ、コンデンサＣｇ、及び抵抗Ｒ1を備えたスイッチング回路が備えられる。
トランジスタＱ3のドレインはコンデンサＣ4を介して、一次巻線Ｎ1と一次側並列共振コンデンサＣ1の接続点に対して接続される。トランジスタＱ3のソースは一次側アースに対して接続される。また、トランジスタＱ3のドレイン−ソース間に対しては、図示する方向によりクランプダイオードＤD3が接続される。トランジスタＱ3のゲートに対しては、コンデンサＣｇ、駆動巻線Ｎｇを直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。また、トランジスタＱ3のゲートと一次側アース間に接続される抵抗Ｒ1は、ゲート電圧設定用に設けられる。
【０１３４】
このようなスイッチング回路の接続態様によると、一次側直列共振コンデンサＣ1に対して、コンデンサＣ4−トランジスタＱ3から成る直列接続回路が並列に接続されていることになる。
そして、トランジスタＱ3のゲートに接続された自励発振駆動回路（Ｃｇ−Ｎｇ，Ｒ1）では、先ず、駆動巻線Ｎｇにスイッチング周期に応じた交番電圧が励起され、この交番電圧を基として、コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇから成る共振回路の共振動作が生じることになる。そして、この共振動作によって得られる交番電圧が、抵抗Ｒ1によってレベル設定されたゲート電圧であるドライブ信号として、トランジスタＱ3のゲートに印加される。これにより、トランジスタＱ3は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周期に応じたスイッチング周波数によってスイッチング動作を行う。これは即ち、一次側直列共振コンデンサＣ1に対して並列にコンデンサＣ4を接続する作用が得られることになる。
そして、このようにして一次側直列共振コンデンサＣ1に対してコンデンサＣ4を並列接続して得られるキャパシタンスとして、（Ｃ1＋Ｃ4）＜０．１μＦとなるように選定することで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１について、先の第７及び第８の実施の形態と同様に７０ＫＨｚ以下となるように設定することができる。
【０１３５】
また、この図２８に示す回路において、二次巻線Ｎ2に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサＣ2は、第７の実施の形態と同様に小容量であり、これにより、二次側において部分電圧共振動作が得られるようになっており、例えば第７の実施の形態の場合と同様に、電力変換効率が向上される。なお、この場合には、二次側並列共振コンデンサＣ2については、例えば１０００ｐＦ〜３３００ｐＦの範囲で適切とされる定数を選定するようにされる。
【０１３６】
図２９は、上記のようにして構成される第９の実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。この図に示す波形は、これまでの各実施の形態の波形図と同様に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の条件での実験結果を示している。
また、図３０には、この第９の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
なお、図２９及び図３０に示す実験結果を得るのにあたっては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子を選定した。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝４７０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝２２００ｐＦ
コンデンサＣ4＝０．０３３μＦ
【０１３７】
先ず、図２９の波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．２Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．４Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第９の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【０１３８】
また、この図においても、小容量の二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC3は、二次側の高速リカバリ型の整流ダイオードがターンオン、ターンオフするタイミングで流れており、二次側で部分電圧共振動作が得られていることが分かる。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応して、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が反転する際の波形形状に傾斜が与えられている。
【０１３９】
また、図３０に示す特性図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第９の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．６％にまで向上している。また、第９の実施の形態の電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、４．２Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
【０１４０】
また、スイッチング周波数ｆｓは、負荷が重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されていることが分かる。これと共に、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低く制御されるのに応じて、長くなるように制御されていることが分かる。
【０１４１】
また、第９の実施の形態の電源回路としては、第１の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図２及び図３に示した回路構成を採ることができる。図２に示した全波整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は、５０Ｔ＋５０Ｔとしてセンタータップを施し、二次側並列共振コンデンサＣ2＝４７０ｐＦを選定するようにされる。
また、図３に示した倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2＝２５Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝８２００ｐＦを選定するようにされる。
【０１４２】
なお、本発明としてのスイッチング電源回路としては、これまで説明した各実施の形態としての構成に限定されるものではなく、例えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応じて適切な値に変更されればよい。
例えば、各実施の形態では、一次側直列共振周波数ｆｏ１について、１０ＫＨｚ、４０ＫＨｚ、及び７０ＫＨｚ近傍を設定した場合を例に挙げている。しかし、これはあくまでも、スイッチング周波数に対してアッパーサイド制御が可能とされる直列共振周波数ｆｏ１について選択可能な範囲において、その下限値と上限値と中間値を例示しているのに過ぎないものである。従って、選択可能な範囲であれば、直列共振周波数ｆｏ１について適宜変更設定することは可能である。
また、例えば一次側スイッチングコンバータに用いられるスイッチング素子としては、各回路図に示したバイポーラトランジスタのほか、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用されて構わない。また、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用される際には、他励式により駆動する構成とされてもよいものである。また、各実施の形態として示した回路図では、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系は倍電圧整流回路とされていたが、商用交流電源の等倍レベルの直流入力電圧を生成する全波整流回路とされてもよい。そして、このような全波整流回路を備えた構成であっても、電力変換効率の向上をはじめとする本発明としての効果は充分に得られるという実験結果が得られているものである。
【０１４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では、複合共振形コンバータとして、一次側においては、電流共振形コンバータに部分電圧共振回路を組み合わせるようにしている。そして、二次側に対して、二次側部分電圧共振回路、さらに必要に応じて二次側直列共振回路を組み合わせた構成を採っている。そして、絶縁コンバータトランスについては、磁脚にギャップを形成しないことで、一次側と二次側の結合係数をこれまでよりも高いものとしている。
そして、このような構成であれば、先行技術の電源回路と比較して大幅に電力変換効率が向上されることになる。
【０１４４】
また、絶縁コンバータトランスに対してギャップを形成しなくともよくなったことで、ギャップ形成のためのコアの研磨工程は省略されることになる。これにより、例えば製造工程が簡略化され、また、絶縁コンバータトランスを製造するコストも低減することができる。
また、ギャップを形成しないことで、例えば絶縁コンバータトランスに用いるコアとしては、ＥＥ型コア以外にも、例えばＵ−Ｕ型コアなどを採用することが可能となった。つまり、コアの型式の選択についての自由度が拡がる。
【０１４５】
さらには、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成しないということは、この絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度が高いものとなる。これによって、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。そして、この点でも、コストダウンが図られ、また、回路の小型軽量化が促進されるものである。
また、絶縁コンバータトランスのギャップ近傍における局部的温度上昇は発生しないことになるために、それだけ電源回路としても信頼性が向上することになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１（第４、第７）の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図３】第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図４】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図５】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図７】第１の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図８】本発明の第２（第５）の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図１０】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図１１】第２の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図１２】第２の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図１３】本発明の第３（第６、第８）の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図１５】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図１６】第３の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図１７】第３の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図１８】第４の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図１９】第４の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図２０】第５の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図２１】第５の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図２２】第６の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図２３】第６の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図２４】第７の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図２５】第７の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図２６】第８の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図２７】第８の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図２８】第９の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２９】第９の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図３０】第９の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図３１】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３２】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図３３】図３１又は図３２に示す電源回路に採用される絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３４】図３１又は図３２に示す電源回路の動作を示す波形図である。
【図３５】図３１又は図３２に示す電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、Ｄｉ，ＤBR ブリッジ整流回路、 Ｄ1，Ｄ2 整流ダイオード、Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 一次側部分共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃ3 二次側直列共振コンデンサ、Ｃ4 コンデンサ、Ｑ3 トランジスタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power source for various electronic devices.
[0002]
[Prior art]
As a switching power supply circuit, a circuit using a switching converter such as a flyback converter or a forward converter is widely known. Since these switching converters have a rectangular switching operation waveform, there is a limit to suppression of switching noise. Further, it has been found that there is a limit to improving the power conversion efficiency due to its operating characteristics.
Therefore, various types of switching power supply circuits using various resonant converters have been previously proposed by the present applicant. The resonant converter can easily obtain high power conversion efficiency, and low noise is realized by making the switching operation waveform sinusoidal. In addition, there is an advantage that it can be configured with a relatively small number of parts.
[0003]
The circuit diagram of FIG. 31 shows an example of a switching power supply circuit as a prior art that can be configured based on the invention previously proposed by the present applicant. The basic configuration of the power supply circuit shown in this figure includes a self-excited current resonance converter as a primary side switching converter.
[0004]
In the power supply circuit shown in this figure, a rectifier circuit system for generating a DC input voltage (rectified and smoothed voltage Ei) from a commercial AC power supply has two low-speed recovery rectifier diodes D1, D2 as shown in the figure. By connecting two smoothing capacitors Ci1 and Ci2, a voltage doubler rectifier circuit is formed. As a result, a rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level twice the AC input voltage VAC is obtained at both ends of the two smoothing capacitors Ci1 to Ci2 connected in series. This rectified and smoothed voltage Ei is supplied as a DC input voltage to the subsequent switching converter.
[0005]
The switching converter of the power supply circuit shown in this figure is a current resonance type, and two switching elements Q1 and Q2 are connected by half bridge coupling as shown in the figure. In this case, bipolar transistors are selected for the switching elements Q1 and Q2.
Connected to the base of the switching element Q1 is a self-excited oscillation drive circuit comprising a base current limiting resistor RB1, a resonance capacitor CB1, and a drive winding NB1 connected in series. A damper diode DD1 is connected between the base and emitter of the switching element Q1 in the direction shown in the figure. In addition, a starting resistor Rs1 is connected between the collector and the base of the switching element Q1 so that a current at the time of starting flows through the base.
Similarly, to the base of the switching element Q2, a self-excited oscillation drive circuit formed by connecting a base current limiting resistor RB2, a resonance capacitor CB2, and a drive winding NB2 in series is connected. A damper diode DD2 is connected between the base and the emitter, and a starting resistor Rs2 is connected between the collector and the base.
[0006]
Here, a series resonance circuit is formed by the capacitance of the resonance capacitor CB1 and the inductance of the drive winding NB1 forming the self-excited oscillation drive circuit on the switching element Q1 side. Similarly, a series resonance circuit is formed by the capacitance of the resonance capacitor CB2 and the inductance of the drive winding NB2 forming the self-excited oscillation drive circuit on the switching element Q2 side. Then, the switching elements Q1 and Q2 are switched and driven in a self-excited manner by the switching frequency determined by the resonance frequency of the series resonance circuit. Further, as will be described later, in the drive transformer PRT, since the alternating voltages in which the drive windings NB1, NB2 have opposite polarities are excited, the switching elements Q1, Q2 are alternately turned on / off. The switching operation is performed so as to be turned off.
[0007]
A partial resonance capacitor Cp is connected in parallel between the collector and emitter of the switching element Q2.
A parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed by the capacitance of the partial resonance capacitor Cp and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1. A partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only when the switching elements Q1, Q2 are turned off is obtained.
[0008]
A drive transformer PRT (Power Regulating Transformer) is provided for switching the switching elements Q1 and Q2 and for variably controlling the switching frequency for constant voltage control.
The drive transformer PRT winds the drive windings NB1 and NB2 and the resonance current detection winding NA, and the saturable state in which the control winding Nc is wound in a direction perpendicular to the respective windings. It is considered a reactor. The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are excited with voltages having opposite polarities.
[0009]
An insulating converter transformer PIT (Power Isolation Transformer) transmits the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side. One end of the primary winding N1 of the insulation transformer PIT is connected to the contact (switching output point) of the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding NA, so that the switching output is generated. To be obtained.
[0010]
In this case, the other end of the primary winding N1 is connected to the primary side ground via the series resonant capacitor C1. A primary side series resonance circuit for making the operation of the primary side switching converter a current resonance type is formed by the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the inductance component of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1. .
In this manner, the primary side switching converter shown in this figure has a composite operation of the current resonance type operation and the partial voltage resonance operation described above. In this specification, a switching converter that can obtain a composite resonance operation in this way is also referred to as a “composite resonance type converter”.
[0011]
Further, in this case, the secondary winding N2 and the secondary winding N3 having a smaller number of turns (turns) than the secondary winding N2 are wound on the secondary side of the insulating converter transformer PIT. .
The secondary winding N2 is connected to the bridge rectifier circuit DBR and the smoothing capacitor CO1 as shown in the figure, so that the secondary side DC output voltage E01 is applied to both ends of the smoothing capacitor CO1 by the full-wave rectification operation. It has come to be obtained.
The secondary winding N3 is center-tapped and connected to rectifier diodes D03 and D04 and a smoothing capacitor C02 as shown in the figure to form a full-wave rectifier circuit. The secondary side DC output voltage E02 is generated. These secondary side DC output voltages EO1 and EO2 are respectively supplied to loads (not shown). Further, the secondary side DC output voltage E01 is also branched and input as a detection voltage for the control circuit 1.
[0012]
The insulating converter transformer PIT has a structure shown in FIG. 33, for example.
The insulating converter transformer PIT includes an EE type core in which E type cores CR1 and CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. The primary winding N1 and the secondary winding N2 are respectively wound around the bobbin B which is divided and integrated so that the primary and secondary winding regions are independent of each other. Winding against the area. Each of the primary winding N1 and the secondary winding N2 is wound with a litz wire of 60 μmmφ by means of glass winding. Further, in FIG. 31, the secondary winding N3 is also wound on the secondary side, but illustration thereof is omitted here. A gap G is formed on the central magnetic leg as shown in the figure. Thereby, as the coupling coefficient k, for example, a loosely coupled state with about k≈0.8 is obtained.
The gap G can be formed by making the central magnetic legs of the E-type cores CR1 and CR2 shorter than the two outer magnetic legs.
[0013]
In the control circuit 1, the drive winding wound around the orthogonal control transformer PRT is varied by varying the control current (DC current) level flowing through the control winding NC according to the level change of the secondary side DC output voltage E01. The inductance LB of the line NB is variably controlled. As a result, the resonance condition of the series resonance circuit in the self-oscillation drive circuit for the main switching element Q1 formed including the inductance LB of the drive winding NB changes. This is an operation for changing the switching frequency of the main switching element Q1, and this operation stabilizes the secondary side DC output voltage.
[0014]
Another example of the switching power supply circuit that can be configured based on the invention previously proposed by the present applicant is shown in the circuit diagram of FIG. The power supply circuit shown in this figure has a configuration as a complex resonance type converter in which a partial voltage resonance circuit is combined with a separately excited type current resonance type converter.
In this figure, the same components as those in FIG. 31 are denoted by the same reference numerals, and the description of the common components will be omitted.
[0015]
In the power supply circuit shown in this figure, first, a full-wave rectifier circuit including a bridge rectifier circuit Di and one smoothing capacitor Ci is provided for the commercial AC power supply AC. Therefore, in this case, a rectified and smoothed voltage Ei (DC input voltage) is obtained at both ends of the smoothing capacitor Ci by the full-wave rectifying operation. The rectified and smoothed voltage Ei is at a level corresponding to the same magnification as the AC input voltage VAC.
[0016]
In this case, as the current resonance type converter for switching by inputting the DC input voltage, two switching elements Q1, Q2 by MOS-FETs are connected by half bridge coupling as shown in the figure. Clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel between the sources and drains of the switching elements Q1 and Q2, respectively, in the illustrated direction.
Further, by connecting a partial resonance capacitor Cp in parallel between the source and drain of the switching element Q2, a parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed together with the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. Yes. Thereby, the partial voltage resonance operation can be obtained also as the power supply circuit shown in FIG. 32, and the operation as a composite resonance type converter can be obtained.
[0017]
In this separately-excited power supply circuit, in order to switch the switching elements Q1, Q2, for example, an oscillation drive circuit 2 using a general-purpose IC is provided. The oscillation drive circuit 2 applies a gate voltage as a drive signal to the gates of the switching elements Q1 and Q2. As a result, the switching elements Q1 and Q2 perform switching operations so as to be alternately turned on / off at a required switching frequency.
[0018]
The oscillation drive circuit 2 inputs a low-voltage DC voltage obtained by a rectifier circuit comprising a low-voltage winding N4 additionally wound around the primary side of the insulating converter transformer PIT and a capacitor C4, and serves as an operating power source. . Moreover, at the time of starting, it starts by inputting the rectification smoothing voltage Ei via the starting resistance Rs.
[0019]
The insulating converter transformer PIT of the power supply circuit shown in this figure has the same structure as described with reference to FIG. In other words, for example, by forming a gap with respect to the central magnetic leg of the EE core, a loose coupling state of about k = 0.8 can be obtained as the coupling coefficient k between the primary side and the secondary side. It is what.
[0020]
In this case, the control circuit 1 generates a variable DC current according to the level change of the secondary side DC output voltage EO1, and supplies it to the oscillation drive circuit 2 via the photocoupler PC. The oscillation drive circuit 2 performs switching drive so that the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 can be varied according to the output of the control circuit 1 input via the photocoupler PC. Thus, the level of the secondary side DC output voltage is stabilized by varying the switching frequency of the switching elements Q1, Q2.
[0021]
FIG. 34 is a waveform diagram showing the operation of the main part of the power supply circuit shown in FIG.
The switching operation of the switching element Q2 is indicated by the collector-emitter voltage VQ2 and the collector current IQ2 of the switching element Q2. In other words, during the period TOFF in which the switching element Q2 is off, the collector current IQ2 becomes 0 level, and the level clamped by the rectified and smoothed voltage Ei is obtained as the collector-emitter voltage VQ2. On the other hand, in the period TON in which the switching element Q2 is on, the collector current IQ2 flows according to the waveform shown in the figure, and the collector-emitter voltage VQ2 becomes 0 level. The collector current IQ2 is the primary winding current I1 that flows through the primary winding N1 during the period TON.
Although not shown here, the switching element Q1 is turned on / off at an alternate timing with the switching element Q2, so that the collector-emitter voltage and the collector current of the switching element Q1 are switched. The waveform is obtained by shifting the collector-emitter voltage VQ2 and the collector current IQ2 of the element Q2 by approximately 180 °. Therefore, the waveform portion of the primary winding current I1 during the period TOFF in which the switching element Q1 side is on flows as the collector current of the switching element Q1.
In this case, the collector currents flowing through the switching elements Q1 and Q2 are 3 Ap, and the primary winding current I1 is 6 Ap-p.
[0022]
Further, as shown in the figure, a positive partial resonance current IC2 flows through the partial resonance capacitor Cp connected in parallel with the collector-emitter of the switching element Q2 when the switching element Q2 is turned off. It can be seen that a negative partial resonance current IC2 flows when the switching element Q2 is turned off (when the switching element Q2 is turned on), and a partial voltage resonance operation is obtained.
As can be seen from these operation waveforms, the switching elements Q1 and Q2 can obtain ZVS (Zero Voltage Switching) and ZCS (Zero Current Switching) operations. The switching loss is reduced.
[0023]
The rectified voltage V2 between the positive input terminal and the negative input terminal of the bridge rectifier circuit DBR connected to the secondary winding N2 is positive / negative rectifier of the bridge rectifier circuit DBR as shown in the figure. As the diode in the current path becomes conductive, a waveform is obtained in which the absolute value level is clamped at the level of the secondary side DC output voltage EO1.
Although detailed description is omitted here, substantially the same operation waveforms can be obtained for the power supply circuit shown in FIG.
[0024]
Further, as the characteristics of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 31, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC), the switching frequency fs with respect to the fluctuation of the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 0 W to 200 W, and FIG. 35 shows the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1).
As shown in FIG. 35, as the load power Po becomes heavier and the secondary side DC output voltage decreases, the switching frequency fs is controlled to decrease, and the period TON becomes longer accordingly. I understand that.
The AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC) is, for example, 91.8% when the load power Po = 200 W, 92.4% when the load power Po = 150 W, and the highest efficiency when the load power Po = 150 W. The state has been obtained.
[0025]
In order to obtain the operation shown in FIG. 34 and the characteristics shown in FIG. 35 as the power supply circuit shown in FIG. 31, each part is selected as follows.
Primary winding N1 = Secondary winding N2 = 45T
Primary side series resonant capacitor C1 = 0.056μF
Partial resonant capacitor Cp = 330pF
[0026]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, as a power supply circuit, it is preferable that power conversion efficiency is as high as possible.
However, in the power supply circuit shown in FIGS. 31 and 32, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit is about 50 KHz. Further, even under the condition of the minimum input voltage of AC input voltage VAC = 90 V and the maximum load power Po = 200 W, the secondary side DC is maintained so that fs = 53 KHz higher than the resonance frequency fo1 is maintained for the switching frequency fs. The output voltage EO1 must be stabilized at 135V. This is because if this condition is not satisfied, it cannot be activated by the stable operation of ZVS and ZCS.
For this reason, 0.056 μF is selected for the primary side series resonant capacitor C1, and for the insulating converter transformer PIT, a gap of about 1 mm to 2 mm is formed and a loose coupling coefficient k is about 0.8. You have to get the state of.
[0027]
Since the primary side winding and the secondary side winding are in a loosely coupled state as described above, there is a limit to improving the AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC). Specifically, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC) when the load power Po = 125 W and the AC input voltage VAC = 100 V is 92% in the circuit shown in FIG. 31 as described with reference to FIG. The degree is the limit. In the circuit shown in FIG. 32, the load power Po is about 90% when the load power Po is about 120 W. In particular, when the load power Po is higher than 120 W, the load power Po drops to about 90%.
[0028]
Further, since the insulating converter transformer PIT is in a loosely coupled state, the generation level of the leakage magnetic flux from the insulating converter transformer PIT is increased. For this reason, as a circuit, it is necessary to take measures by providing a short ring of a copper plate in the insulating converter transformer PIT, and the cost and size of the insulating converter transformer PIT are increased accordingly.
Further, when the insulating converter transformer PIT is in a loosely coupled state, the temperature of the primary winding and the secondary winding in the vicinity of the gap G rises due to eddy current loss due to the so-called fringe magnetic flux. This is disadvantageous.
[0029]
Further, in forming the gap G in the central magnetic leg of the insulating converter transformer PIT, for example, the central magnetic leg of the E-type core made of ferrite material is polished. In this case, since a polishing step is added to manufacture the insulating converter transformer PIT, there is a problem that the cost increases accordingly.
[0030]
[Means for Solving the Problems]
  In view of the above-described problems, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
  First,7thThe switching power supply circuit according to claim 1 corresponding to the embodiment is configured as follows.
  That is, a current resonance type switching means for performing a switching operation so as to intermittently input DC input voltage,the aboveAn insulating converter transformer provided for transmitting the switching output of the switching means from the primary side to the secondary side, and having a coupling coefficient more than necessary by not forming a gap in the magnetic leg of the core;the aboveThe leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer,the aboveFormed by the capacitance of the primary side series resonant capacitor connected in series with the primary winding,the aboveA primary-side series resonance circuit in which the operation of the switching means is a current resonance type.
  Also,the aboveOf the plurality of switching elements forming the switching means, the switching means is formed by the capacitance of a partial resonance capacitor connected in parallel to a predetermined switching element and the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer. A primary-side partial voltage resonance circuit that performs a voltage resonance operation during a turn-off period of the plurality of switching elements forming the.
  In addition, a DC output voltage generating means configured to generate a secondary side DC output voltage by inputting an alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer and performing a rectification operation.
  Further, the DC output voltage generating means is formed by the leakage inductance component of the secondary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the secondary side parallel resonant capacitor connected in parallel to the secondary winding. Secondary side partial voltage resonance circuit that resonates voltage only during turn-on period and turn-off period of diode element to be formedIs provided.
  AndThe above twoConstant voltage control means configured to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage by varying the switching frequency of the switching means according to the level of the secondary side DC output voltage.TheI decided to prepare.
[0031]
  Also,8thThe switching power supply circuit according to claim 2 corresponding to the embodiment ofIs a secondary side series resonant circuit formed by the leakage inductance component of the secondary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the secondary side series resonant capacitor connected in series to the secondary winding. In addition.
[0032]
  Also,9thThe switching power supply circuit according to claim 3 corresponding to the embodiment ofIs formed by connecting a capacitor and an auxiliary switching element that performs a switching operation according to the switching frequency of the switching means in series, and further includes a switching circuit connected in parallel to the primary side series resonant capacitor It is.
[0036]
  According to each of the above-described configurations, a basic configuration in which a primary side partial voltage resonance circuit is combined with a primary side partial voltage resonance circuit on the primary side as a composite resonance type converter. Then, for the secondary side,Secondary sidePartial voltage resonance timesRoad,OrA secondary side partial voltage resonance circuit and a secondary side series resonance circuitA combined resonant circuit is provided.
  By adopting the above-described configuration as the current resonance type converter, it becomes possible to supply power by the secondary side resonance circuit, and as an insulating converter transformer, a higher coupling degree is provided without forming a gap. ing.
  And while obtaining the combination as such a composite resonance type | mold converter and combining with the structure of the insulation converter transformer to which higher degree of coupling | bonding was given, it becomes possible to raise power conversion efficiency more than before.
[0037]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a switching power supply circuit as an embodiment of the present invention will be described. Embodiments of the present invention include the first to ninth embodiments.
[0038]
<First Embodiment>
FIG. 1 shows an example of the configuration of a switching power supply circuit as a first embodiment of the present invention. The power supply circuit shown in this figure includes a self-excited current resonance converter as a primary side switching converter.
The power supply circuit shown in this figure includes two low-speed recovery rectifier diodes D1 and D2 and two smoothing capacitors Ci1 and Ci2 for a commercial AC power supply AC.
The anode of the rectifier diode D1 is connected to the positive line of the commercial AC power supply AC, and the cathode is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1. Smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are connected in series. That is, the negative terminal of the smoothing capacitor Ci1 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci2, and the negative terminal of the smoothing capacitor Ci2 is connected to the primary side ground. The anode of the rectifier diode D2 is connected to the primary side ground, and the cathode is connected to the positive terminal of the commercial AC power supply AC.
[0039]
By connecting the rectifier diodes D1 and D2 and the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 in this manner, a voltage doubler rectifier circuit is used as a rectifier circuit system for generating a rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) from the commercial AC power supply AC. It is formed. As a result, a rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level twice that of the AC input voltage VAC is obtained at both ends of the smoothing capacitors Ci1 to Ci2 connected in series.
[0040]
The primary-side self-excited current resonance type converter shown in this figure includes two switching elements Q1 and Q2 as shown in the figure. In this case, bipolar transistors are selected for the switching elements Q1 and Q2.
These switching elements Q1 and Q2 are connected by a half bridge coupling method. That is, the collector of the switching element Q1 is connected to the line of the rectified and smoothed voltage Ei (the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1). The emitter of the switching element Q1 is connected to the collector of the switching element Q2, and the emitter of the switching element Q2 is connected to the primary side ground.
[0041]
The base of the switching element Q1 is connected to a self-excited oscillation drive circuit comprising a base current limiting resistor RB1, a resonance capacitor CB1, and a drive winding NB1 connected in series. Here, the series connection of the resonance capacitor CB1 and the drive winding NB1 forms a series resonance circuit by the capacitance of the resonance capacitor CB1 and the inductance of the drive winding NB1, and is switched by the resonance frequency of the series resonance circuit. The frequency is determined. The base current limiting resistor RB1 adjusts the base current level as a drive signal that should flow from the self-excited oscillation drive circuit to the base of the switching element Q1.
[0042]
Further, the damper diode DD1 is connected between the base and emitter of the switching element Q1 in the direction shown in the figure, thereby forming a reverse current path in the ON period. In addition, a starting resistor Rs1 is connected between the collector and the base of the switching element Q1 so that a current at the time of starting flows through the base.
[0043]
Similarly, to the base of the switching element Q2, a self-excited oscillation drive circuit formed by connecting a base current limiting resistor RB2, a resonance capacitor CB2, and a drive winding NB2 in series is connected. A series resonance circuit is formed by the resonance capacitor CB2 and the drive winding NB2. A damper diode DD2 is connected between the base and the emitter, and a starting resistor Rs2 is connected between the collector and the base.
[0044]
A partial resonance capacitor Cp is connected in parallel between the collector and emitter of the switching element Q2.
A parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed by the capacitance of the partial resonance capacitor Cp and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1. A partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only when the switching elements Q1, Q2 are turned off is obtained.
[0045]
A drive transformer PRT (Power Regulating Transformer) is provided for switching the switching elements Q1 and Q2 and for variably controlling the switching frequency for constant voltage control.
The drive transformer PRT has a saturable reactor in which the drive windings NB1 and NB2 and the resonance current detection winding NA are wound, and the control winding Nc is wound in a direction perpendicular to the respective windings. Has been. The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are wound in a winding direction in which voltages having opposite polarities are excited.
[0046]
An insulating converter transformer PIT (Power Isolation Transformer) transmits the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side. One end of the primary winding N1 of the insulation transformer PIT is connected to the contact (switching output point) of the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding NA, so that the switching output is generated. To be obtained.
[0047]
In this case, the other end of the primary winding N1 is connected to the primary side ground via the series resonant capacitor C1. A primary side series resonance circuit for making the operation of the primary side switching converter a current resonance type is formed by the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the inductance component of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1. .
Particularly in the present embodiment, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit is set to 10 KHz or less. For this reason, the primary side series resonant capacitor C1 is set to 1 μF.
In this manner, the primary side switching converter shown in this figure has a composite operation of the current resonance type operation and the partial voltage resonance operation described above. In this specification, a switching converter that can obtain a composite resonance operation in this way is also referred to as a “composite resonance type converter”.
[0048]
For example, the switching operation of the power supply circuit is as follows.
First, when the commercial AC power supply AC is turned on, a starting base current is supplied to the bases of the switching elements Q1, Q2 through, for example, the starting resistors Rs1, Rs2. Here, for example, voltages having opposite polarities are excited in the drive windings NB1 and NB2 of the drive transformer PRT. Therefore, if the switching element Q1 is turned on first, the switching element Q2 is turned off. It is controlled to become. Then, using the alternating voltage excited in the drive windings NB1 and NB2, the self-oscillation drive circuits of the switching elements Q1 and Q2 perform a self-oscillation operation by a resonance operation. Thereby, the switching elements Q1, Q2 are controlled so as to be alternately turned on / off. That is, a switching operation is performed.
For example, when the switching element Q1 is turned on, a resonance current flows as a switching output to the primary winding N1 and the series resonance capacitor C1 via the resonance current detection winding NA. Thus, the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on. As a result, a resonance current in the opposite direction flows through the switching element Q2. Thereafter, the self-excited switching operation in which the switching elements Q1, Q2 are alternately turned on is continued by ZVS and ZCS. Further, as the switching elements Q1 and Q2 are turned on / off, a current flows through the partial resonance capacitor Cp in a short period when the switching elements Q1 and Q2 are turned off. That is, partial resonance voltage operation is obtained.
[0049]
Further, in this case, the secondary winding N2 and the secondary winding N3 having a smaller number of turns (turns) than the secondary winding N2 are wound on the secondary side of the insulating converter transformer PIT. .
In this case, a secondary parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2. A secondary side parallel resonant circuit is formed by the capacitance of the secondary side parallel resonant capacitor C2 and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2. For this reason, when an alternating voltage is excited in the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT, a parallel resonance (voltage resonance) operation is obtained on the secondary side.
That is, the power supply circuit shown in FIG. 1 is configured as a composite resonance type converter so as to obtain a current resonance operation and a partial voltage resonance operation on the primary side and a voltage resonance operation on the secondary side. It will be.
[0050]
In this case, a full-wave rectifier circuit is formed by connecting the bridge rectifier circuit DBR and the smoothing capacitor CO1 to the secondary winding N2 as shown in the figure. By the full-wave rectification operation of this full-wave rectifier circuit, a secondary side DC output voltage EO1 is obtained at both ends of the smoothing capacitor CO1.
The secondary winding N3 is center-tapped and connected to rectifier diodes D03 and D04 and a smoothing capacitor C02 as shown in the figure to form a full-wave rectifier circuit. The secondary side DC output voltage E02 is generated. These secondary side DC output voltages EO1 and EO2 are respectively supplied to loads (not shown). Further, the secondary side DC output voltage E01 is also branched and input as a detection voltage for the control circuit 1.
[0051]
The insulating converter transformer PIT shown in FIG. 1 has a structure shown in FIG. 4, for example.
The insulating converter transformer PIT includes an EE type core in which E type cores CR1 and CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. The primary winding N1 and the secondary winding N2 are respectively wound around the bobbin B which is divided and integrated so that the primary and secondary winding regions are independent of each other. Winding against the area. In the circuit shown in FIG. 1, the secondary winding N3 is also wound on the secondary side, but illustration thereof is omitted here.
As shown in this figure, no gap is formed with respect to the central magnetic leg of the insulating converter transformer PIT according to the present embodiment. As a result, the coupling coefficient k becomes about 0.9, and a higher degree of coupling is obtained than, for example, the insulating converter transformer PIT shown in FIG.
For example, in the prior art power supply circuit, abnormal oscillation at the time of intermediate load is suppressed by setting the insulating converter transformer PIT in a loosely coupled state. On the other hand, in the power supply circuit of the present embodiment, abnormal oscillation does not occur during an intermediate load due to the resonance operation of the resonance circuit provided on the secondary side. For this reason, even if the insulating converter transformer PIT is configured so as to obtain a higher degree of coupling than before, there is no problem in the operation of the power supply circuit.
[0052]
Further, by not forming the gap, the degree of freedom for selecting a core other than the E-type core as the core for forming the insulating converter transformer PIT of the present embodiment is also given. Then, for example, as shown in FIG. 5, the structure of an insulating converter transformer PIT using a U-shaped core can be used.
The insulating converter transformer PIT shown in FIG. 5 combines two U-type cores Cr11 and Cr12 to form a U-U type core. At this time, the opposing surfaces of the magnetic legs are brought into contact with each other as they are without forming a gap with respect to the surfaces of the U-shaped cores Cr11 and Cr12 facing each other.
Then, on the bobbin B, the primary winding N1 and the secondary winding N2 are wound around the mutually divided winding regions as shown in the figure, and then formed as described above. It is attached to one magnetic leg of the mold core.
[0053]
The control circuit 1 shown in FIG. 1 is wound around the orthogonal control transformer PRT by varying the control current (DC current) level that flows through the control winding NC according to the level change of the secondary side DC output voltage EO1. The inductance LB of the drive winding NB is variably controlled. As a result, the resonance condition of the series resonance circuit in the self-oscillation drive circuit for the main switching element Q1 formed including the inductance LB of the drive winding NB changes. This is an operation for changing the switching frequency of the main switching element Q1, and this operation stabilizes the secondary side DC output voltage.
[0054]
In addition, the main component elements in the above configuration are selected as follows.
Primary winding N1 = 45T
Secondary winding N2 = 38T
Primary side series resonant capacitor C1 = 1μF
Partial resonant capacitor Cp = 680 pF
Secondary side parallel resonant capacitor C2 = 0.022μF
And by selecting each element in this way, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit is set to be 10 KHz or less. The resonance frequency fo2 of the secondary side parallel resonance circuit is set to about 83 KHz.
[0055]
The waveform diagram of FIG. 6 shows the operation of the main part of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. The operation shown in this figure shows the measurement result under the condition of the AC input voltage VAC = 100 V system and the load power Po = 200 W.
The switching element Q2 performs a switching operation so as to be turned on in the period TON and turned off in the period TOFF. As shown in the figure, the switching current IQ2 flowing through the switching element Q2 is 0 level in the period TOFF, and in the period TON, first, from the damper diode DD2 through the base → collector of the switching element Q2 at the start. A damper current flows in the positive direction of the negative electrode, and thereafter, a waveform flows through the collector-emitter.
[0056]
The collector-emitter voltage VQ2 of the switching element Q2 is a pulse clamped at the level of the rectified and smoothed voltage Ei (DC input voltage) in the period TOFF, and a waveform that is 0 level in the period TON is obtained.
The switching element Q1 is switched at a timing when the switching element Q2 is alternately turned on / off. Therefore, the switching current and the collector-emitter voltage of the switching element Q1 have the same waveform shape as the switching current IQ2 and the collector-emitter voltage VQ2, and are shifted by approximately 180 °.
[0057]
In this figure, a primary winding current I1 flowing as a switching output in the primary winding N1 is shown. The primary winding current I1 is a resonance current obtained by the resonance operation of the series resonance circuit of the primary side series resonance circuit (C1-N1) in accordance with the switching operation of the switching elements Q1 and Q2.
The primary winding current I1 flows to the switching element Q2 as the switching current IQ2 of the switching element Q2 during the period TON in which the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on. Further, during the period TOFF in which the switching element Q2 is off and the switching element Q12 is on, the switching element Q1 flows as a switching current to the switching element Q1.
[0058]
Further, as shown in the figure, a positive partial resonance current IC2 flows in the partial resonance capacitor Cp connected in parallel with the collector-emitter of the switching element Q2 in a short period when the switching element Q2 is turned off. The negative partial resonance current IC2 flows in a short period when the switching element Q1 is turned off (when the switching element Q2 is turned on). Thus, it can be seen that the partial voltage resonance operation is obtained when the switching elements Q1 and Q2 are turned off.
As can be seen from these operation waveforms, the switching elements Q1 and Q2 can perform ZVS (Zero Voltage Switching) and ZCS (Zero Current Switching) operations.
Further, in this case, the voltage V1 across the primary side series resonant capacitor C1 is maintained at a level approximately ½ of the rectified and smoothed voltage Ei as shown in the figure.
[0059]
The secondary side operation of the insulating converter transformer PIT is indicated by the secondary winding current I2 flowing through the secondary winding N2 and the voltage V2 across the secondary winding N2. In this case, an alternating current flows through the secondary winding N2 with the same polarity as the primary winding current I1 as shown in the figure. Also, the voltage V2 across the secondary winding N2 has an absolute value level at the level of the secondary side DC output voltage EO1 as the diodes of the positive / negative rectified current paths of the bridge rectifier circuit DBR become conductive. It becomes a clamped waveform.
[0060]
Here, the power circuit as the first embodiment shown in FIG. 1 configured as described above and the power circuit as the prior art shown in FIG. 31 will be compared.
First, as a circuit configuration, in the circuit shown in FIG. 32, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit is set to about 50 KHz.
The power supply circuit according to the present embodiment is stabilized by variably controlling the switching frequency in a frequency region higher than the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit. In this case, for example, the lower limit of the variable range of the switching frequency fs is the minimum input voltage of AC input voltage VAC = 90V and the maximum load power Pomax = 200 W. Even under this condition, in order to stabilize the secondary side DC output voltage E01 at, for example, the prescribed 135V, the lower limit switching frequency fs is, for example, 53 KHz higher than 50 KHz. It is necessary to.
For this reason, 0.056 μF is selected as the capacitance of the primary side series resonant capacitor C1. In addition, it is necessary to obtain a stable start-up operation by ZVS and ZCS. For this purpose, a gap G is formed in the insulating converter transformer PIT, and a loosely coupled state with a coupling coefficient k = 0.8 is obtained. It was what it was.
[0061]
  On the other hand, in the power supply circuit of the first embodiment shown in FIG. 1, the capacitance of the primary side series resonance capacitor C1 is, for example,1By setting it to μF, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit is set to 10 KHz or less. In addition, a secondary side parallel capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2, so that a parallel resonance (voltage resonance) operation can be obtained on the secondary side. That is, it is configured as a composite resonance type converter that combines the current resonance operation and the partial resonance voltage operation of the current resonance converter on the primary side and the voltage resonance operation on the secondary side.
  And by setting it as such a structure, even if the coupling coefficient of the insulation converter transformer PIT is set high, the starting by stable ZVS and ZCS is attained. Therefore, in the insulating converter transformer PIT of the present embodiment, the degree of coupling is increased to a coupling coefficient k = 0.9. As a result, in this embodiment, as shown in FIGS. 4 and 5, it is not necessary to form a gap in the magnetic leg of the insulating converter transformer PIT.
[0062]
In this way, since the gap is not formed in the insulating converter transformer PIT, the coupling coefficient between the primary side and the secondary side is increased, so that the transmission efficiency from the primary side to the secondary side is increased accordingly. As a result, power conversion efficiency is improved.
Further, if the gap is not formed in the insulating converter transformer PIT, a process for forming the gap is not necessary in manufacturing, and thus the manufacturing process is simplified and the cost can be reduced. Further, since the coupling coefficient is increased, the leakage magnetic flux from the insulating converter transformer PIT is also reduced, so that it is not necessary to wind a short ring made of, for example, a copper plate around the insulating converter transformer PIT. In this respect as well, the manufacturing process of the insulating converter transformer PIT is simplified, and cost reduction is promoted.
Furthermore, since the gap is eliminated, the problem of local temperature rise in the winding of the insulating converter transformer PIT is also solved, and the reliability is improved accordingly.
[0063]
Further, FIG. 7 shows AC to DC power conversion characteristics (ηAC → DC), switching in the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W as characteristics of the power supply circuit of the first embodiment shown in FIG. A change in the frequency fs and the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1) is shown.
First, AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC). For example, when the maximum load power Pomax = 200 W, the power circuit of the prior art shown in FIG. 31 has ηAC → DC = 91.8%. On the other hand, in the power supply circuit of FIG. 1, ηAC → DC = 92.2%, which is an improvement of 0.4%.
This is because, for example, the collector current IQ1 and the primary winding current I1 of the switching element Q2 of the power supply circuit shown in FIG. 32 as prior art are IQ1 = 3.0 Ap and I1 = 6 Ap-p (see FIG. 34). On the other hand, in the power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1, it can be seen that IQ1 = 2.7 Ap and I1 = 5.4 Ap-p. Further, an experimental result has been obtained that the AC input power of the power supply circuit shown in FIG. 1 is reduced by 0.9 W with respect to the power supply circuit shown in FIG.
Thus, the power conversion efficiency is improved because the gap between the isolated converter transformer PIT is not formed and the degree of coupling between the primary side and the secondary side is increased, and the secondary side parallel resonance This is because the capacitor C2 is provided to obtain a voltage resonance operation also on the secondary side.
[0064]
Further, according to FIG. 7, it can be seen that the switching frequency fs is controlled to become lower as the load becomes heavier. It can be seen that the period TON, which is the ON period of the switching element Q2, is controlled to become longer as the switching frequency is controlled to be lower.
The variable range of the switching frequency fs in the range of the load power Po = 0W to 200W is shown to be fs = 69 to 139 KHz, and the actual frequency control range Δfs = 70 KHz. On the other hand, in the power supply circuit shown in FIGS. 31 and 32, the variable range of the switching frequency fs in the range of the load power Po = 0 W to 200 W is fs = 58 to 192 KHz, and the frequency control range Δfs = 134 KHz, As the frequency control range Δfs, the power supply circuit shown in FIG. 1 is reduced to about ½. That is, the control sensitivity of the circuit shown in FIG. 1 is improved.
[0065]
Here, as a modification of the circuit configuration of the power supply circuit shown in FIG. 1, the configuration on the secondary side is shown in FIGS.
In the configuration shown in FIG. 2, a center tap is provided for the secondary winding N2, and this center tap is connected to the secondary side ground. In this case as well, the secondary side parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2.
In addition, a full-wave rectifier circuit composed of two rectifier diodes D01 and D02 and a smoothing capacitor C01 is formed at both ends of the secondary winding N2 as shown in the figure. By this rectifying operation of the full-wave rectifier circuit, the secondary side DC output voltage EO1 is obtained.
In this circuit configuration, the number of turns of the secondary winding N2 is 38T + 38T, and the capacitance of the secondary parallel resonant capacitor C2 is 2200 pF.
[0066]
In FIG. 3, two rectifier diodes DO11 and DO12 and two smoothing capacitors CO1 and CO2 are connected to the secondary winding N2 to which the secondary parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel according to the connection configuration shown in the figure. Is connected to form a voltage doubler rectifier circuit by a full wave rectification method. Then, by the voltage doubler rectification operation by the voltage doubler rectifier circuit, the secondary side direct current at a level corresponding to twice the alternating voltage excited at the secondary winding N2 is provided at both ends of the rectifier diodes DO11 to DO12 connected in series. An output voltage EO1 is obtained.
In this case, the secondary winding N2 can be reduced to 20T. In this case, the capacitance of the secondary side parallel resonant capacitor C2 is 0.047 μF.
[0067]
<Second Embodiment>
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 8 shows a configuration example of a switching power supply circuit according to the second embodiment. In this figure, the same parts as those in FIG.
[0068]
In the power supply circuit shown in FIG. 8, a secondary side series resonant capacitor C3 is connected to the secondary winding N2 instead of the secondary side parallel resonant capacitor C2. In this case, the secondary side series resonant capacitor C3 is inserted in series between the winding start end portion of the primary winding N1 and the negative input terminal of the bridge rectifier circuit DBR which is a subsequent rectifier circuit. A secondary side series resonance circuit is formed by the capacitance of the secondary side series resonance capacitor C3 and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2. Depending on the secondary side series resonance circuit, a voltage resonance operation can be obtained on the secondary side based on the alternating voltage excited by the secondary winding N2.
That is, the power supply circuit of the second embodiment shown in FIG. 8 includes a composite resonance type converter having a primary side series resonance circuit and a partial resonance circuit on the primary side and a parallel resonance circuit on the secondary side. The structure as is taken.
[0069]
Also, the insulating converter transformer PIT provided in the power supply circuit shown in this figure has the same structure as that shown in FIG. 4 or FIG. That is, no gap is formed in order to increase the degree of coupling to a coupling coefficient k = 0.9.
[0070]
  Further, in actually configuring the power supply circuit shown in this figure, each component element is selected as follows, for example.
  Primary winding N1 = 38T
  Secondary winding N2 = 45T
  Primary side series resonant capacitor C1 = 1μF
  Partial resonant capacitor Cp = 680 pF
  Secondary sidestraightColumn resonant capacitorC Three= 0.022 μF

  And by selecting each element in this way, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit is set to be 10 KHz or less as in the circuit of FIG. The resonance frequency fo2 of the secondary side series resonance circuit is set to about 54 KHz.
[0071]
FIG. 11 shows an operation waveform diagram of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. The operation shown in this figure shows the measurement result under the condition of the AC input voltage VAC = 100 V system and the load power Po = 200 W. Further, in this figure, since the waveform of the same part as that of FIG. 6 which is the waveform diagram for the power supply circuit shown in FIG. 1 is shown, the description of the parts having substantially the same waveform and timing is omitted. To do.
[0072]
As shown in the waveform diagram of FIG. 11, the collector current IQ2 of the switching element Q2 is 2.6 Ap, so that the primary winding current I1 flowing through the primary winding N1 is 5.2 Ap-p. It has become. This is because, like the power supply circuit of the first embodiment shown in FIG. 1, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC) is improved as compared with the power supply circuit of FIG. 31 shown as the prior art. Is shown.
Further, the voltage V2 across the secondary winding N2 in this case corresponds to the fact that the secondary side series resonance capacitor C3 is connected, as shown in the figure, from the 0 level to the positive polarity direction during the period TOFF. A sawtooth wave that rises to the level of the secondary side DC output voltage EO1, and during the period TON, the sawtooth increases from 0 level to the negative polarity direction and reaches the absolute value level corresponding to the secondary side DC output voltage EO1. It becomes a state wave.
[0073]
Also, FIG. 12 shows AC → DC power conversion characteristics (in the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W, corresponding to the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W, for the power supply circuit shown in FIG. (ηAC → DC), switching frequency fs, and change characteristics of the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1).
[0074]
First, AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC). For example, when the maximum load power Pomax = 200 W, the power circuit of the prior art shown in FIG. 31 has ηAC → DC = 91.8%. On the other hand, in the power supply circuit of FIG. 8, ηAC → DC = 92.6%, which is an improvement of 0.8%. Further, the AC input power of the power supply circuit shown in FIG. 1 is reduced by 1.8 W compared to the power supply circuit shown in FIG.
In particular, in the case of the present embodiment, the highest efficiency is obtained with ηAC → DC = 93.0% when the load power Po = 150 W, and even under the light load condition of the load power Po = 50 W. A high efficiency of about 90% is obtained.
Such an improvement in power conversion efficiency is due to the fact that a gap is not formed in the insulating converter transformer PIT, thereby increasing the degree of coupling between the primary side and the secondary side, and providing a secondary side series resonance capacitor C3. This is obtained by obtaining a current resonance (series resonance) operation on the secondary side.
[0075]
Further, according to FIG. 12, it can be seen that the switching frequency fs is controlled to increase as the light load state is reached with the switching frequency fs at the maximum load power Po = 200 W as a lower limit. . The period TON, which is the ON period of the switching element Q2, is shortened as the switching frequency is controlled to be high.
[0076]
9 and 10 show a configuration example on the secondary side as a modification of the power supply circuit of the second embodiment shown in FIG.
In FIG. 9, the anode of the rectifier diode D01 and the cathode of the rectifier diode D02 are connected to one end of the secondary winding N2. The anode of the rectifier diode D02 is connected to the secondary side ground, and is connected to the other end of the secondary winding N2 through a series connection of the secondary side series resonant capacitor C3. The smoothing capacitor CO1 has a positive terminal connected to the anode of the rectifier diode DO1, and a negative terminal connected to the secondary side ground.
[0077]
In such a circuit configuration, a voltage doubler rectifier circuit by so-called half-wave rectification operation is formed. In other words, during the period in which the negative alternating voltage is generated in the secondary winding N2, the current flows through the path of the secondary winding N2, the secondary side series resonance capacitor C3, the rectifier diode DO2, and the secondary winding N2. Then, a potential equivalent to the alternating voltage level obtained in the secondary winding N2 is generated at both ends of the secondary side series resonance capacitor C3. In the period in which the alternating voltage of the secondary winding N2 is inverted and becomes positive, the rectified current flows through the path of the secondary winding N2, the rectifier diode DO1, the smoothing capacitor CO1, and the secondary side series resonance capacitor C3. Thus, the smoothing capacitor CO1 is charged by this rectified current. At this time, the smoothing capacitor CO1 is charged in a state where the potential obtained in the secondary side series resonance capacitor C3 is applied in the negative period, so that the secondary winding is placed at both ends of the smoothing capacitor CO1. A secondary side DC output voltage E01 at a level corresponding to twice the alternating voltage of the line N2 is obtained.
[0078]
For example, in the circuit shown in FIG. 8, since the bridge rectifier circuit DBR is provided as the secondary side rectifier circuit, four fast recovery diodes are required. On the other hand, in the circuit configuration shown in FIG. 9, only two secondary high-speed recovery rectifier diodes are required, and the number of components is reduced accordingly. Also, the number of turns can be reduced as the secondary winding N2. Specifically, the number of turns of the secondary winding N2 can be 25T. In this case, the capacitance of the secondary side series resonant capacitor C3 is 0.12 μF.
[0079]
Further, the secondary side circuit configuration shown in FIG. 10 is a voltage doubler rectification circuit based on the full-wave rectification method, as shown in FIG. In other words, the circuit shown in FIG. 3 has a full-wave rectification type voltage doubler rectifier circuit for the secondary parallel resonant circuit (N2 // C2), whereas in FIG. A voltage doubler rectifier circuit of the same type is provided for the side series resonant circuit (N2-C3).
[0080]
<Third Embodiment>
Subsequently, a third embodiment of the present invention will be described.
FIG. 13 shows a configuration example of a switching power supply circuit according to the third embodiment. In this figure, the same parts as those in FIG. 1 and FIG.
[0081]
In the power supply circuit shown in FIG. 8, a secondary side parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2. Further, a secondary side series resonant capacitor C3 is connected in series with the secondary winding N2. In this case, the secondary side series resonant capacitor C3 is connected in series to the winding start end side of the secondary winding N2.
[0082]
That is, on the secondary side of the power supply circuit as the third embodiment, a secondary side parallel resonant circuit is formed by the capacitance of the secondary side parallel resonant capacitor C2 and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2. Is done. Further, a secondary side series resonance circuit is formed by the capacitance of the secondary side series resonance capacitor C3 and the secondary winding N2 leakage inductance. Then, the secondary side parallel resonance circuit and the secondary side series resonance circuit provide a composite voltage resonance operation and current resonance operation on the secondary side based on the alternating voltage excited in the secondary winding N2. become.
In this way, the power supply circuit of the third embodiment shown in FIG. 13 includes the primary side series resonance circuit and the partial resonance circuit on the primary side, and the parallel resonance circuit and the series resonance circuit on the secondary side. The configuration as a composite resonance type converter provided is adopted.
[0083]
Also, the insulating converter transformer PIT provided in the power supply circuit shown in this figure has the same structure as that shown in FIG. 4 or FIG. That is, no gap is formed in order to increase the degree of coupling to a coupling coefficient k = 0.9.
[0084]
Further, in actually configuring the power supply circuit shown in this figure, each component element is selected as follows, for example.
Primary winding N1 = 50T
Secondary winding N2 = 45T
Primary side series resonant capacitor C1 = 1μF
Partial resonant capacitor Cp = 680 pF
Secondary side series resonant capacitor C3 = 4700pF
Secondary side parallel resonant capacitor C2 = 0.033μF
And by selecting each element in this way, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit is set to be 10 KHz or less.
[0085]
FIG. 16 shows an operation waveform diagram of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. The operation shown in this figure shows the measurement result under the condition of the AC input voltage VAC = 100 V system and the load power Po = 200 W. Further, in this figure, since the same waveform is shown in FIGS. 6 and 11 which are the waveform diagrams of the power supply circuits of the first and second embodiments, substantially the same waveform and timing are shown. The description about the site is omitted.
[0086]
As shown in the waveform diagram of FIG. 16, the collector current IQ2 of the switching element Q2 is 2.4 Ap, so that the primary winding current I1 flowing through the primary winding N1 is 4.8 Ap-p. It has become. This is because, like the power supply circuit of the first embodiment shown in FIG. 1, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC) is improved as compared with the power supply circuit of FIG. 31 shown as the prior art. Is shown.
[0087]
Further, FIG. 17 shows AC → DC power conversion characteristics (in the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W, corresponding to the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W, for the power supply circuit shown in FIG. (ηAC → DC), switching frequency fs, and change characteristics of the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1).
[0088]
According to this figure, regarding AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC), for example, when the maximum load power Pomax = 200 W, the power circuit of the prior art shown in FIG. 31 is ηAC → DC = 91.8%. On the other hand, the power supply circuit of FIG. 13 is ηAC → DC = 93.0%, which is improved by 1.2%. Further, the AC input power of the power supply circuit shown in FIG. 1 is reduced by 2.8 W compared to the power supply circuit shown in FIG.
In particular, in the case of the present embodiment, the highest efficiency is obtained with ηAC → DC = 93.3% when the load power Po = 150 W, and even under the light load condition of the load power Po = 50 W. A high efficiency of about 90% is obtained.
Such an improvement in power conversion efficiency is due to the fact that a gap is not formed in the insulating converter transformer PIT, thereby increasing the degree of coupling between the primary side and the secondary side, and the secondary parallel resonant capacitor C2 and the secondary side. This is obtained by providing a series resonance capacitor C3 to obtain a voltage resonance operation and a current resonance operation on the secondary side.
[0089]
It can also be seen that the switching frequency fs is controlled so as to increase as the light load state is reached with the lower limit of the switching frequency fs when the maximum load power Po = 200 W = 75 KHz. The period TON, which is the ON period of the switching element Q2, is shortened as the switching frequency is controlled to be high.
[0090]
14 and 15 show secondary side configuration examples as modifications of the power supply circuit of the third embodiment shown in FIG.
As the secondary side configuration shown in FIG. 14, the connection mode of the rectifier diodes D01 and D02 and the smoothing capacitor C01 is the same as that in FIG. That is, a voltage doubler rectifier circuit by half-wave rectification operation is formed. In this case, the secondary winding N2 is set to 25T, and the capacitances of the secondary side parallel resonant capacitor C2 and the secondary side series resonant capacitor C3 are C2 = 0.022 μF and C3 = 0.1 μF. can do.
Further, the secondary side configuration shown in FIG. 15 includes a full-wave rectification type voltage doubler rectifier circuit as in FIG. 3 or FIG.
[0091]
<Fourth embodiment>
Subsequently, a switching power supply circuit according to a fourth embodiment of the present invention will be described.
The circuit configuration of the switching power supply circuit according to the fourth embodiment is the same as that of the first embodiment shown in FIG. Also, as the insulating converter transformer PIT, by adopting the configuration shown in FIGS. 4 and 5, the degree of coupling between the primary side and the secondary side is increased to about a coupling coefficient k = 0.9, for example.
[0092]
However, as the power supply circuit of the fourth embodiment, for example, each element forming the power supply circuit is selected as follows.
Primary winding N1 = 48T
Secondary winding N2 = 40T
Primary side series resonant capacitor C1 = 0.1μF
Partial resonant capacitor Cp = 680 pF
Secondary side parallel resonant capacitor C2 = 0.015μF
By selecting each element in this manner, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit (N1-C1) is set to be 40 KHz or less. The resonance frequency fo2 of the secondary side parallel resonance circuit (N2 // C2) is set to about 100 KHz. By obtaining a relationship of the resonance frequency fo1 = 40 KHz of the primary side series resonance circuit and the resonance frequency fo2 = 100 KHz of the secondary side parallel resonance circuit, a result of improving the power conversion efficiency can be obtained as described later. Can do.
[0093]
The waveform diagram of FIG. 18 shows the operation of the main part of the power supply circuit as the fourth embodiment. In this figure, for example, the waveform of the same part as that of FIG. 6 which is the waveform diagram of the power supply circuit of the first embodiment is shown. The description about is omitted.
As shown in this waveform diagram, the collector current IQ2 of the switching element Q2 is 2.4 Ap, and thereby the primary winding current I1 flowing through the primary winding N1 is 4.8 Ap-p. Yes. That is, also in the power supply circuit of the fourth embodiment, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC) is improved as compared with the power supply circuit of FIG. 31 shown as the prior art.
[0094]
FIG. 19 shows AC → DC power in the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W corresponding to the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W for the power supply circuit as the fourth embodiment. The change characteristics of the conversion characteristic (ηAC → DC), the switching frequency fs, and the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1) are shown.
[0095]
According to this figure, regarding AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC), for example, when the maximum load power Pomax = 200 W, the power circuit of the prior art shown in FIG. 31 is ηAC → DC = 91.8%. On the other hand, the power supply circuit of the fourth embodiment is improved to ηAC → DC = 92.7%. Moreover, the experiment result that the alternating current input power of the power supply circuit of 4th Embodiment was reduced by 2.7 W with respect to the power supply circuit shown in FIG. 31 was obtained.
[0096]
Further, it can be seen that the switching frequency fs is controlled to be lower as the load becomes heavier. At the same time, it can be seen that the period TON, which is the ON period of the switching element Q2, is controlled to become longer as the switching frequency is controlled to be lower.
The variable range of the switching frequency fs in the range of the load power Po = 0W to 200W is fs = 69 to 139 KHz, and the actual frequency control range Δfs = 91 KHz. On the other hand, in the power supply circuit shown in FIGS. 31 and 32, the variable range of the switching frequency fs in the range of the load power Po = 0 W to 200 W is fs = 58 KHz to 192 KHz, and the frequency control range Δfs = 167 KHz, As for the frequency control range Δfs, it can be said that the control sensitivity is remarkably improved in the power supply circuit of the fourth embodiment.
[0097]
As in the case of the first embodiment, the power supply circuit of the fourth embodiment can adopt the circuit configuration shown in FIGS. 2 and 3 as the secondary side configuration. When the configuration of the full-wave rectifier circuit shown in FIG. 2 is adopted, the number of turns of the secondary winding N2 is 40T + 40T, a center tap is applied, and the secondary side parallel resonant capacitor C2 = 1500 pF is selected. .
In the case of adopting the voltage doubler rectifier circuit configuration shown in FIG. 3, the secondary winding N2 = 20T and the secondary side parallel resonant capacitor C2 = 0.033 μF are selected.
[0098]
<Fifth embodiment>
Subsequently, a switching power supply circuit according to a fifth embodiment of the present invention will be described.
The circuit configuration of the switching power supply circuit according to the fifth embodiment is the same as that of the second embodiment shown in FIG. Also, as the insulating converter transformer PIT, by adopting the configuration shown in FIGS. 4 and 5, the degree of coupling between the primary side and the secondary side is increased to about a coupling coefficient k = 0.9, for example.
[0099]
Then, as the power supply circuit of the fifth embodiment, for example, each element forming the power supply circuit is selected as follows.
Primary winding N1 = 40T
Secondary winding N2 = 45T
Primary side series resonant capacitor C1 = 0.1μF
Partial resonant capacitor Cp = 680 pF
Secondary side series resonant capacitor C3 = 0.033μF
By selecting each element in this manner, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit (N1-C1) is set to be 40 KHz or less. The resonance frequency fo2 of the secondary side series resonance circuit (N2-C3) is set to about 60 KHz. By setting the relationship between the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit and the resonance frequency fo2 = of the secondary side parallel resonance circuit, a result of improving the power conversion efficiency can be obtained as described later. it can.
[0100]
The waveform diagram of FIG. 20 shows the operation of the main part of the power supply circuit as the fifth embodiment. In this figure, for example, since the waveform of the same part as that of FIG. 11 which is a waveform diagram of the power supply circuit of the second embodiment is shown, the part has almost the same waveform and timing. The description about is omitted.
As shown in this waveform diagram, the collector current IQ2 of the switching element Q2 is 2.4 Ap, and thereby the primary winding current I1 flowing through the primary winding N1 is 4.8 Ap-p. Yes. That is, also in the power supply circuit of the fourth embodiment, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC) is improved as compared with the power supply circuit of FIG. 31 shown as the prior art.
[0101]
FIG. 21 shows AC → DC power in the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W corresponding to the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W for the power supply circuit as the fifth embodiment. The change characteristics of the conversion characteristic (ηAC → DC), the switching frequency fs, and the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1) are shown.
[0102]
According to this figure, regarding AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC), for example, when the maximum load power Pomax = 200 W, the power circuit of the prior art shown in FIG. 31 is ηAC → DC = 91.8%. On the other hand, the power supply circuit of the fifth embodiment is improved to ηAC → DC = 93.2%. Further, an experimental result was obtained that the AC input power of the power supply circuit of the fifth embodiment was reduced by 3.3 W with respect to the power supply circuit shown in FIG.
In particular, in the case of the present embodiment, the highest efficiency is obtained with ηAC → DC = 93.5% when the load power Po = 150 W, and even under a light load condition where the load power Po = 50 W. A high efficiency of about 90% is obtained.
[0103]
Further, the switching frequency fs is controlled so as to become higher as the load becomes light with the lower limit of the switching frequency fs when the maximum load power Po = 200 W is approximately 75 KHz. The period TON, which is the ON period of the switching element Q2, is shortened as the switching frequency is controlled to be high.
[0104]
Further, as the power supply circuit of the fifth embodiment, as in the case of the second embodiment, the circuit configuration shown in FIGS. 9 and 10 can be adopted as the configuration on the secondary side. When the configuration of the voltage doubler rectifier circuit shown in FIG. 9 is adopted, the number of turns of the secondary winding N2 is 22T, and the secondary side series resonance capacitor C3 = 0.10 μF is selected.
[0105]
<Sixth Embodiment>
Subsequently, a switching power supply circuit as a sixth embodiment will be described.
The circuit configuration of the switching power supply circuit according to the sixth embodiment is the same as that of the third embodiment shown in FIG. Also, as the insulating converter transformer PIT, by adopting the configuration shown in FIGS. 4 and 5, the degree of coupling between the primary side and the secondary side is increased to about a coupling coefficient k = 0.9, for example.
[0106]
In addition, as the power supply circuit of the sixth embodiment, for example, each element forming the power supply circuit is selected as follows.
Primary winding N1 = 50T
Secondary winding N2 = 45T
Primary side series resonant capacitor C1 = 0.1μF
Partial resonant capacitor Cp = 680 pF
Secondary side parallel resonant capacitor C2 = 5600pF
Secondary side series resonant capacitor C3 = 0.056μF
By selecting each element in this manner, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit (N1-C1) is set to be 40 KHz or less. In this way, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit is set to 40 KHz or less, and a parallel resonance circuit (voltage resonance circuit) and a series resonance circuit (current resonance circuit) are provided on the secondary side. As a result, the power conversion efficiency is improved as described below.
[0107]
The waveform diagram of FIG. 22 shows the operation of the main part of the power supply circuit as the sixth embodiment. In this figure, for example, the waveform of the power supply circuit according to the third embodiment is the same as that of FIG. The description about is omitted.
As shown in this waveform diagram, the collector current IQ2 of the switching element Q2 is 2.4 Ap, and thereby the primary winding current I1 flowing through the primary winding N1 is 4.8 Ap-p. Yes. That is, also in the power supply circuit of the fourth embodiment, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC) is improved as compared with the power supply circuit of FIG. 31 shown as the prior art.
[0108]
FIG. 23 shows AC → DC power in the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W corresponding to the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W, for the power supply circuit as the sixth embodiment. The change characteristics of the conversion characteristic (ηAC → DC), the switching frequency fs, and the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1) are shown.
[0109]
According to this figure, regarding AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC), for example, when the maximum load power Pomax = 200 W, the power circuit of the prior art shown in FIG. 31 is ηAC → DC = 91.8%. On the other hand, the power supply circuit of the sixth embodiment is improved to ηAC → DC = 93.2%. Further, an experimental result was obtained that the AC input power of the power supply circuit of the sixth embodiment was reduced by 3.3 W with respect to the power supply circuit shown in FIG.
In particular, in the case of the present embodiment, the highest efficiency is obtained with ηAC → DC = 93.5% when the load power Po = 150 W, and even under a light load condition where the load power Po = 50 W. A high efficiency of about 90% is obtained.
[0110]
Further, the switching frequency fs is controlled so as to become higher as the load becomes light with the lower limit of the switching frequency fs when the maximum load power Po = 200 W is approximately 75 KHz. The period TON, which is the ON period of the switching element Q2, is shortened as the switching frequency is controlled to be high.
[0111]
As in the case of the third embodiment, the power supply circuit of the sixth embodiment can adopt the circuit configuration shown in FIGS. 14 and 15 as the secondary side configuration. When the configuration of the voltage doubler rectifier circuit by the half-wave rectification method shown in FIG. 14 is adopted, the number of turns of the secondary winding N2 is 22T, the secondary side parallel resonant capacitor C2 = 0.022 μF, and the secondary side series. The resonant capacitor C3 = 0.10 μF is selected.
[0112]
<Seventh embodiment>
Subsequently, a switching power supply circuit according to a seventh embodiment of the present invention will be described.
The circuit configuration of the switching power supply circuit according to the seventh embodiment is the same as that of the first embodiment shown in FIG. Also, as the insulating converter transformer PIT, by adopting the configuration shown in FIGS. 4 and 5, the degree of coupling between the primary side and the secondary side is increased to about a coupling coefficient k = 0.9, for example.
[0113]
And as a power supply circuit of 7th Embodiment, each element which forms a power supply circuit as follows is selected, for example.
Primary winding N1 = 45T
Secondary winding N2 = 50T
Primary side series resonant capacitor C1 = 0.056μF
Partial resonance capacitor Cp = 470 pF
Secondary side parallel resonant capacitor C2 = 2200pF
[0114]
And by selecting each element as described above, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit (N1-C1) is set to be about 70 KHz.
[0115]
In this case, the capacitance of the secondary parallel resonant capacitor C2 connected in parallel to the secondary winding N2 is 2200 pF, which is smaller than those in the first and fourth embodiments thus far. The capacity is selected.
A parallel resonant circuit is formed by the small-capacity secondary side parallel resonant capacitor C2 and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2. Depending on the parallel resonant circuit (C2 // N2), for example, the voltage resonant operation is performed only in a short time when the fast recovery diode forming the bridge rectifier circuit DBR connected to the secondary winding N2 is turned on and turned off. Is done. That is, a partial voltage resonance operation is obtained. At the timing of this partial voltage resonance operation, a resonance current flows through the secondary side parallel resonance capacitor C2. As a result, the applied voltage (V2) of the fast recovery diode forming the bridge rectifier circuit DBR can be inclined to dV / dt. Thereby, the switching loss at the time of switching of the high speed recovery type diode which forms bridge rectifier circuit DBR is reduced.
Further, by obtaining such an operation, as the seventh embodiment, even if the coupling degree is increased without forming a gap in the insulating converter transformer PIT, stable ZVS and ZCS operations can be obtained. It is what has become. The power conversion efficiency can also be improved by increasing the coupling degree of the insulating converter transformer PIT.
[0116]
The waveform diagram of FIG. 24 shows the operation of the main part of the power supply circuit as the seventh embodiment. In this figure, for example, the waveform of the same part as that of FIG. 6 which is the waveform diagram of the power supply circuit of the first embodiment is shown. The description about is omitted.
As shown in this waveform diagram, the collector current IQ2 of the switching element Q2 is 2.4 Ap, and thereby the primary winding current I1 flowing through the primary winding N1 is 4.8 Ap-p. Yes. That is, also in the power supply circuit of the seventh embodiment, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC) is improved as compared with the power supply circuit of FIG. 31 shown as the prior art.
[0117]
Further, in this figure, a resonance current IC3 flowing through the secondary side parallel resonance capacitor C2 having a small capacity is also shown. As described above, the resonance current IC3 flows at the timing when the fast recovery diode forming the bridge rectifier circuit DBR is turned on and off, thereby obtaining the partial voltage resonance operation on the secondary side. . The voltage (V2) applied to the fast recovery diode that forms the bridge rectifier circuit DBR is inverted during the period in which the resonance current IC3 flows. At the time of the inversion, the waveform shape is inclined. It is shown that it is given.
[0118]
FIG. 25 also shows AC → DC power in the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W corresponding to the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W for the power supply circuit as the seventh embodiment. The change characteristics of the conversion characteristic (ηAC → DC), the switching frequency fs, and the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1) are shown.
[0119]
According to this figure, regarding AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC), for example, when the maximum load power Pomax = 200 W, the power circuit of the prior art shown in FIG. 31 is ηAC → DC = 91.8%. On the other hand, the power supply circuit of the seventh embodiment is improved to ηAC → DC = 93.2%. Further, an experimental result was obtained that the AC input power of the power supply circuit according to the seventh embodiment was reduced by 2.7 W with respect to the power supply circuit shown in FIG.
[0120]
It can also be seen that the switching frequency fs is controlled so as to increase as the light load state is reached with the lower limit of the switching frequency fs when the maximum load power Po = 200 W = 70 KHz. The period TON, which is the ON period of the switching element Q2, is shortened as the switching frequency is controlled to be high.
[0121]
As in the case of the first embodiment, the power supply circuit of the seventh embodiment can adopt the circuit configuration shown in FIGS. 2 and 3 as the secondary side configuration. When the configuration of the full-wave rectifier circuit shown in FIG. 2 is adopted, the number of turns of the secondary winding N2 is 50T + 50T, a center tap is applied, and the secondary side parallel resonant capacitor C2 = 470 pF is selected. .
Further, when the configuration of the voltage doubler rectifier circuit shown in FIG. 3 is adopted, the secondary winding N2 = 25T and the secondary side parallel resonant capacitor C2 = 8200 pF are selected.
[0122]
<Eighth Embodiment>
Subsequently, a power supply circuit as an eighth embodiment will be described.
The circuit configuration of the switching power supply circuit as the eighth embodiment is the same as that of the third embodiment shown in FIG. Also, as the insulating converter transformer PIT, by adopting the configuration shown in FIGS. 4 and 5, the degree of coupling between the primary side and the secondary side is increased to about a coupling coefficient k = 0.9, for example.
[0123]
As the power supply circuit of the eighth embodiment, for example, each element forming the power supply circuit is selected as follows.
Primary winding N1 = 48T
Secondary winding N2 = 50T
Primary side series resonant capacitor C1 = 0.047μF
Partial resonance capacitor Cp = 470 pF
Secondary parallel resonant capacitor C2 = 1500pF
Secondary side series resonant capacitor C3 = 0.056μF
[0124]
And by selecting each element as described above, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit (N1-C1) is set to be about 70 KHz.
[0125]
  In this case, the capacitance of the secondary parallel resonant capacitor C2 connected in parallel to the secondary winding N2 is 1500 pF, which is smaller than those in the second and fifth embodiments so far. The capacity is selected. On the other hand, since the secondary side series resonant capacitor C3 = 0.056 μF, the capacitance relationship is CThree>> C2It becomes.
[0126]
Also in this case, a parallel resonance circuit is formed by the secondary side parallel resonance capacitor C2 and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2 as in the seventh embodiment. As described above, the partial voltage resonance operation is obtained on the secondary side.
Further, a secondary side series resonance circuit is formed by the secondary side series resonance capacitor C3 and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2.
In the eighth embodiment, the current resonance circuit and the partial voltage resonance circuit are provided on the secondary side in this way, and the degree of coupling is increased without forming a gap for the insulating converter transformer PIT. The result of improving the power conversion efficiency is obtained.
[0127]
The waveform diagram of FIG. 26 shows the operation of the main part of the power supply circuit as the eighth embodiment. In this figure, for example, the waveform of the same part as that of FIG. 6 which is the waveform diagram of the power supply circuit of the first embodiment is shown. The description about is omitted.
As shown in this waveform diagram, the collector current IQ2 of the switching element Q2 is 2.3 Ap, and thereby the primary winding current I1 flowing through the primary winding N1 is 4.6 Ap-p. Yes. That is, the power circuit of the eighth embodiment also has improved AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC) compared to the power circuit of FIG. 31 shown as the prior art.
[0128]
Also in this figure, the resonance current IC3 flowing through the small-capacity secondary parallel resonant capacitor C2 flows at the timing when the secondary high-speed recovery rectifier diode is turned on and turned off. It can be seen that voltage resonance operation is obtained. In correspondence with the period during which the resonance current IC3 flows, the waveform shape when the applied voltage (V2) of the fast recovery diode forming the bridge rectifier circuit DBR is inverted is given a slope.
[0129]
FIG. 27 also shows AC → DC power conversion characteristics (ηAC → DC), switching frequency fs, and switching in the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W for the power supply circuit as the eighth embodiment. The change characteristic of the ON period TON of the element Q2 (or Q1) is shown.
[0130]
According to this figure, regarding AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC), for example, when the maximum load power Pomax = 200 W, the power circuit of the prior art shown in FIG. 31 is ηAC → DC = 91.8%. On the other hand, the power supply circuit of the eighth embodiment is improved to ηAC → DC = 93.4%. Further, an experimental result was obtained that the AC input power of the power supply circuit according to the eighth embodiment was reduced by 3.7 W with respect to the power supply circuit shown in FIG.
[0131]
Further, it can be seen that the switching frequency fs is controlled to be lower as the load becomes heavier. At the same time, it can be seen that the period TON, which is the ON period of the switching element Q2, is controlled to become longer as the switching frequency is controlled to be lower.
[0132]
As in the case of the third embodiment, the power supply circuit of the eighth embodiment can adopt the circuit configuration shown in FIGS. 14 and 15 as the secondary side configuration.
When the configuration of the voltage doubler rectifier circuit by the half-wave rectification method shown in FIG. 14 is adopted, the number of turns of the secondary winding N2 is 25T, the secondary side parallel resonant capacitor C2 = 6800F, the secondary side series resonant capacitor C3 = 0.18 μF is selected.
[0133]
<Ninth embodiment>
Next, a switching power supply circuit as a ninth embodiment of the present invention is described.
FIG. 28 shows a configuration example of a switching power supply circuit according to the ninth embodiment. In this figure, the same parts as those in FIG.
In the power supply circuit as the ninth embodiment shown in FIG. 28, a transistor (auxiliary switching element) Q3, a clamp diode DD3, a capacitor C4, a drive winding Ng, a capacitor Cg, and a resistor R1 as MOS-FETs are provided. A switching circuit is provided.
The drain of the transistor Q3 is connected to the connection point between the primary winding N1 and the primary side parallel resonant capacitor C1 via the capacitor C4. The source of transistor Q3 is connected to the primary side ground. A clamp diode DD3 is connected between the drain and source of the transistor Q3 in the direction shown. A self-oscillation driving circuit comprising a capacitor Cg and a driving winding Ng connected in series is connected to the gate of the transistor Q3. A resistor R1 connected between the gate of the transistor Q3 and the primary side ground is provided for setting the gate voltage.
[0134]
According to such a connection mode of the switching circuit, the series connection circuit including the capacitor C4 and the transistor Q3 is connected in parallel to the primary side series resonance capacitor C1.
In the self-oscillation drive circuit (Cg-Ng, R1) connected to the gate of the transistor Q3, first, an alternating voltage corresponding to the switching period is excited in the drive winding Ng, and the capacitor is based on this alternating voltage. The resonance operation of the resonance circuit composed of Cg and the drive winding Ng occurs. The alternating voltage obtained by this resonance operation is applied to the gate of the transistor Q3 as a drive signal that is a gate voltage set by the resistor R1. As a result, the transistor Q3 performs a switching operation at a switching frequency corresponding to the switching period of the primary side switching converter. That is, the effect of connecting the capacitor C4 in parallel to the primary side series resonant capacitor C1 is obtained.
The capacitance obtained by connecting the capacitor C4 in parallel to the primary side series resonant capacitor C1 in this way is selected so that (C1 + C4) <0.1 μF, thereby resonating the primary side series resonant circuit. The frequency fo1 can be set to be equal to or lower than 70 KHz as in the previous seventh and eighth embodiments.
[0135]
In the circuit shown in FIG. 28, the secondary parallel resonant capacitor C2 connected in parallel to the secondary winding N2 has a small capacity as in the seventh embodiment. A partial voltage resonance operation can be obtained on the next side, and for example, as in the case of the seventh embodiment, the power conversion efficiency is improved. In this case, for the secondary side parallel resonant capacitor C2, an appropriate constant is selected in the range of 1000 pF to 3300 pF, for example.
[0136]
FIG. 29 is a waveform diagram showing the operation of the main part of the power supply circuit according to the ninth embodiment configured as described above. The waveforms shown in this figure show the experimental results under the conditions when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 200 W, as in the waveform diagrams of the respective embodiments so far.
In addition, FIG. 30 shows AC → DC power conversion characteristics (ηAC → DC), switching frequency fs, and fluctuation frequency in the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W for the power supply circuit as the ninth embodiment. The change characteristic of the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1) is shown.
In obtaining the experimental results shown in FIGS. 29 and 30, for example, each element forming the power supply circuit was selected as follows.
Primary winding N1 = 45T
Secondary winding N2 = 50T
Primary side series resonant capacitor C1 = 0.033μF
Partial resonance capacitor Cp = 470 pF
Secondary side parallel resonant capacitor C2 = 2200pF
Capacitor C4 = 0.033μF
[0137]
First, as shown in the waveform diagram of FIG. 29, the collector current IQ2 of the switching element Q2 is 2.2 Ap, so that the primary winding current I1 flowing through the primary winding N1 is 4.4 Ap− p. That is, the power circuit of the ninth embodiment also has an AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC) that is higher than the power circuit of FIG. 31 shown as the prior art.
[0138]
Also in this figure, the resonance current IC3 flowing through the small-capacity secondary parallel resonant capacitor C2 flows at the timing when the secondary high-speed recovery rectifier diode is turned on and turned off. It can be seen that voltage resonance operation is obtained. In correspondence with the period during which the resonance current IC3 flows, the waveform shape when the applied voltage (V2) of the fast recovery diode forming the bridge rectifier circuit DBR is inverted is given a slope.
[0139]
Further, according to the characteristic diagram shown in FIG. 30, with respect to the AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC), for example, when the maximum load power Pomax = 200 W, the power circuit of the prior art shown in FIG. = 91.8%, the power supply circuit of the ninth embodiment is improved to ηAC → DC = 93.6%. Further, an experimental result was obtained that the AC input power of the power supply circuit of the ninth embodiment was reduced by 4.2 W with respect to the power supply circuit shown in FIG.
[0140]
Further, it can be seen that the switching frequency fs is controlled to be lower as the load becomes heavier. At the same time, it can be seen that the period TON, which is the ON period of the switching element Q2, is controlled to become longer as the switching frequency is controlled to be lower.
[0141]
As in the case of the first embodiment, the power supply circuit of the ninth embodiment can adopt the circuit configuration shown in FIGS. 2 and 3 as the secondary side configuration. When the configuration of the full-wave rectifier circuit shown in FIG. 2 is adopted, the number of turns of the secondary winding N2 is 50T + 50T, a center tap is applied, and the secondary side parallel resonant capacitor C2 = 470 pF is selected. .
Further, when the configuration of the voltage doubler rectifier circuit shown in FIG. 3 is adopted, the secondary winding N2 = 25T and the secondary side parallel resonant capacitor C2 = 8200 pF are selected.
[0142]
Note that the switching power supply circuit according to the present invention is not limited to the configuration as each of the embodiments described so far. For example, the constants of the main component elements are appropriately set according to various conditions. It only has to be changed to a correct value.
For example, in each embodiment, the case where 10 KHz, 40 KHz, and 70 KHz vicinity is set about the primary side series resonance frequency fo1 is mentioned as an example. However, this is merely an example of the lower limit value, the upper limit value, and the intermediate value in the selectable range for the series resonance frequency fo1 in which the upper side control is possible with respect to the switching frequency. is there. Therefore, the series resonance frequency fo1 can be appropriately changed and set within a selectable range.
For example, as a switching element used for a primary side switching converter, MOS-FET, IGBT, etc. may be employ | adopted besides the bipolar transistor shown to each circuit diagram. In addition, when a MOS-FET, IGBT, or the like is employed, it may be configured to be driven by a separate excitation method. Further, in the circuit diagrams shown as the respective embodiments, the rectifier circuit system for generating the DC input voltage (rectified smoothing voltage Ei) is a voltage doubler rectifier circuit. May be a full-wave rectifier circuit. And even if it is the structure provided with such a full wave rectifier circuit, the experimental result that the effect as this invention including the improvement of power conversion efficiency is fully acquired is acquired.
[0143]
【The invention's effect】
  As described above, according to the present invention, as a composite resonance type converter, a partial voltage resonance circuit is combined with a current resonance type converter on the primary side. And against the secondary side,twoSecondary partial voltage resonance circuit,If necessary, set up a secondary side series resonant circuit.The combined structure is adopted. And about an insulating converter transformer, the coupling coefficient of a primary side and a secondary side is made higher than before by not forming a gap in a magnetic leg.
  And if it is such a structure, compared with the power supply circuit of a prior art, power conversion efficiency will be improved significantly.
[0144]
Further, since it is not necessary to form a gap with respect to the insulating converter transformer, the step of polishing the core for forming the gap is omitted. Thereby, for example, the manufacturing process is simplified, and the cost for manufacturing the insulating converter transformer can be reduced.
Further, by not forming a gap, for example, a U-U core can be adopted as a core used for an insulating converter transformer, in addition to an EE core. That is, the degree of freedom in selecting the core type is expanded.
[0145]
Furthermore, not forming a gap in the core of the insulating converter transformer means that the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding wound around the insulating converter transformer is high. As a result, the leakage magnetic flux from the insulating converter transformer is reduced, and for example, it is not necessary to short-circuit the insulating converter transformer. In this respect as well, the cost can be reduced and the circuit can be reduced in size and weight.
In addition, since a local temperature rise in the vicinity of the gap of the insulating converter transformer does not occur, the reliability of the power supply circuit is improved accordingly.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit as a first (fourth, seventh) embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a circuit diagram showing a modified example of the configuration on the secondary side of the switching power supply circuit as the first embodiment;
FIG. 3 is a circuit diagram showing a modified example of the configuration on the secondary side of the switching power supply circuit as the first embodiment;
FIG. 4 is a cross-sectional view showing a structural example of an insulating converter transformer provided in the power supply circuit according to the present embodiment.
FIG. 5 is a cross-sectional view showing a structural example of an insulating converter transformer provided in the power supply circuit according to the present embodiment.
FIG. 6 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 7 is a diagram illustrating a change characteristic of AC → DC power conversion efficiency, switching frequency, and ON period of a switching element with respect to load fluctuations in the power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit as a second (fifth) embodiment of the present invention;
FIG. 9 is a circuit diagram showing a modification of the configuration on the secondary side of the switching power supply circuit according to the second embodiment.
FIG. 10 is a circuit diagram showing a modification of the configuration on the secondary side of the switching power supply circuit according to the second embodiment.
FIG. 11 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit according to the second embodiment.
FIG. 12 is a diagram illustrating a change characteristic of AC → DC power conversion efficiency, switching frequency, and ON period of a switching element with respect to load fluctuations in the power supply circuit according to the second embodiment.
FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit as a third (sixth, eighth) embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a modification of the configuration on the secondary side of the switching power supply circuit according to the third embodiment;
FIG. 15 is a circuit diagram showing a modification of the configuration on the secondary side of the switching power supply circuit according to the third embodiment;
FIG. 16 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit according to the third embodiment;
FIG. 17 is a diagram illustrating a change characteristic of the AC → DC power conversion efficiency, the switching frequency, and the ON period of the switching element with respect to the load variation in the power supply circuit according to the third embodiment.
FIG. 18 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit according to the fourth embodiment.
FIG. 19 is a diagram illustrating a change characteristic of AC → DC power conversion efficiency, switching frequency, and ON period of a switching element with respect to load fluctuations in the power supply circuit according to the fourth embodiment.
FIG. 20 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit according to the fifth embodiment.
FIG. 21 is a diagram illustrating a change characteristic of AC → DC power conversion efficiency, switching frequency, and ON period of a switching element with respect to load fluctuations in the power supply circuit according to the fifth embodiment.
FIG. 22 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit according to the sixth embodiment.
FIG. 23 is a diagram illustrating a change characteristic of AC → DC power conversion efficiency, switching frequency, and ON period of a switching element with respect to load fluctuations in the power supply circuit according to the sixth embodiment.
FIG. 24 is a waveform chart showing the operation of the power supply circuit according to the seventh embodiment.
FIG. 25 is a diagram illustrating a change characteristic of the AC → DC power conversion efficiency, the switching frequency, and the ON period of the switching element with respect to a load change in the power supply circuit according to the seventh embodiment.
FIG. 26 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit according to the eighth embodiment.
FIG. 27 is a diagram illustrating a change characteristic of AC → DC power conversion efficiency, switching frequency, and on-period of a switching element with respect to load fluctuations in the power supply circuit according to the eighth embodiment.
FIG. 28 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit according to a ninth embodiment.
FIG. 29 is a waveform chart showing the operation of the power supply circuit according to the ninth embodiment.
FIG. 30 is a diagram illustrating a change characteristic of an AC → DC power conversion efficiency, a switching frequency, and an ON period of a switching element with respect to a load change in the power supply circuit according to the ninth embodiment.
FIG. 31 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit as a prior art.
FIG. 32 is a circuit diagram showing another configuration example of the switching power supply circuit as the prior art.
33 is a cross-sectional view showing a structural example of an insulating converter transformer employed in the power supply circuit shown in FIG. 31 or FIG. 32;
34 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit shown in FIG. 31 or FIG. 32;
35 is a diagram showing AC-to-DC power conversion efficiency, switching frequency, and switching element on-period change characteristics with respect to load fluctuations for the power supply circuit shown in FIG. 31 or FIG. 32;
[Explanation of symbols]
1 Control circuit, Di, DBR bridge rectifier, D1, D2 rectifier diode, Ci1, Ci2 smoothing capacitor, Q1, Q2 switching element, PIT isolation converter transformer, N1 primary winding, N2 secondary winding, C1 primary side series resonance Capacitor, Cp Primary side partial resonant capacitor, C2 Secondary side parallel resonant capacitor, C3 Secondary side series resonant capacitor, C4 capacitor, Q3 transistor

Claims (3)

入力された直流入力電圧を断続するようにしてスイッチング動作を行う電流共振形のスイッチング手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられ、コアの磁脚にギャップを形成しないことで所要以上の結合係数が得られるようにされた絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記直流出力電圧生成手段を形成するダイオード素子のターンオン期間、及びターンオフ期間においてのみ電圧共振する二次側部分電圧共振回路と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と
を備えるスイッチング電源回路。Current resonance type switching means for performing a switching operation so as to intermittently input DC input voltage;
An insulating converter transformer provided for transmitting the switching output of the switching means from the primary side to the secondary side, and having a coupling coefficient more than required by not forming a gap in the magnetic leg of the core;
The primary side which is formed by at least the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the primary side series resonant capacitor connected in series to the primary winding, and the operation of the switching means is a current resonance type A series resonant circuit;
Of the plurality of switching elements forming the switching means, formed by a capacitance of a partial resonance capacitor connected in parallel to a predetermined switching element and a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer, the switching element A primary side partial voltage resonance circuit that performs voltage resonance operation during a turn-off period of a plurality of switching elements forming the means;
DC output voltage generation means configured to input an alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer and perform a rectification operation to generate a secondary side DC output voltage;
Formed by the leakage inductance component of the secondary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the secondary parallel resonant capacitor connected in parallel to the secondary winding, forming the DC output voltage generating means A secondary-side partial voltage resonance circuit that resonates only during the turn-on period and the turn-off period of the diode element;
Constant voltage control means configured to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage by varying the switching frequency of the switching means according to the level of the secondary side DC output voltage ;
Luz switching power supply circuit with a. 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に対して直列に接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路をさらに備える
請求項１に記載のスイッチング電源回路。A secondary side series resonant circuit formed by a leakage inductance component of the secondary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a secondary side series resonant capacitor connected in series to the secondary winding is further provided.
The switching power supply circuit according to claim 1 . コンデンサと、上記スイッチング手段のスイッチング周波数に応じたスイッチング動作を行う補助スイッチング素子とを直列接続して形成され、上記一次側直列共振コンデンサに対して並列に接続されるスイッチング回路をさらに備える
請求項１に記載のスイッチング電源回路。A switching circuit formed by connecting a capacitor and an auxiliary switching element that performs a switching operation according to the switching frequency of the switching means in series, and further connected in parallel to the primary-side series resonance capacitor is further provided.
The switching power supply circuit according to claim 1 .
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