JP4192488B2 - Switching power supply circuit - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
ここでは先行技術として、図２３、図２７、図２８の回路例を挙げる。
図２３は一次側の電圧共振コンバータと二次側電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータである。
図２７及び図２８は、一次側に電流共振コンバータ及び部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータである。
【０００４】
まず、先行技術となる図２３のスイッチング電源回路を説明する。
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【０００５】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、８００Ｖ耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【０００７】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは一次側アースに対して接地される。
【０００８】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶQ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００９】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００１０】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮAは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入される。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮAに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮAに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００１１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば図２４に示すように、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれの巻装領域に巻装している。なお、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、それぞれ６０μmmφのリッツ線をガラ巻きにより巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のように０．５〜１ｍｍ程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにしている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端は共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
【００１３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を有する。
【００１４】
並列共振回路を形成する二次巻線Ｎ2に対してはブリッジ整流ダイオードＤBRが接続される。このブリッジ整流ダイオードＤBRと平滑コンデンサＣOにより全波整流回路が形成されることで、平滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが生成される。なお、この直流出力電圧ＥOは制御回路１に対して、検出電圧として分岐して入力される。
【００１５】
制御回路１では、入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベルを検出して、このレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流のレベルを可変する。
このようにして可変された制御電流のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることになる。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となる。
そして、上記のようにしてスイッチング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側並列共振回路（Ｎ1//Ｃｒ）と二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される交番電圧レベルも変化することになる。この結果、二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として生成される二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変されることとなる。このような動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００１６】
図２６に各部の動作波形を示す。
なお各部は次のように選定される。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ（ターン）：６０μｍ／１３０束のリッツ線
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ（ターン）：６０μｍ／１３０束のリッツ線
ギャップＧ＝１ｍｍ、結合係数ｋ＝０．８１
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ
【００１７】
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1及びコレクタ電流ＩQ1により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１には図示するように電流Ｉ１が流れ、またそれに応じて二次巻線Ｎ２に電流Ｉ２が流れる。二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。
このとき、二次側のブリッジ整流ダイオードＤBRに流れる電流ＩD0は、図示するように正負非対称となる。このため図２４に示したように一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２にはギャップＧを形成しておかなければフェライト磁心の偏磁によってフェライト磁心が飽和し、スイッチング素子Ｑ１の破壊のおそれが生ずる。
従って、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが２００Ｗの場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる一次電流Ｉ１が過大である。例えば電流Ｉ１＝８Ａ（P-P）、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流ＩQ1＝４Ａ（P-P）である。
図２５に負荷電力Ｐｏの変動に対するＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示しているが、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は９１％程度となる。
【００１８】
なお、入力倍電圧整流回路を備えるようにし、またスイッチング素子Ｑ１の耐圧を１５００Ｖとすれば、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は９２％程度とすることができるが、この場合、平滑コンデンサＣｉが２つ必要であることや高耐圧のスイッチング素子Ｑ１及び平滑コンデンサが必要であることにより大幅なコストアップが生ずる。
【００１９】
次に一次側に電流共振コンバータ及び部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータとしての先行技術である図２７のスイッチング電源回路を説明する。
この図２７に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチングコンバータとして自励式の電流共振形コンバータを備えている。
【００２０】
この図に示す電源回路において、商用交流電源から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系としては、図示するようにして、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ1,Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を接続することで、倍電圧整流回路を形成している。これにより、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータに対して直流入力電圧として供給される。
【００２１】
この図に示す電源回路のスイッチングコンバータは電流共振形とされ、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選定されている。
スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【００２２】
ここで、スイッチング素子Ｑ1側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB1のキャパシタンスと駆動巻線ＮB1のインダクタンスによっては直列共振回路が形成される。同様にして、スイッチング素子Ｑ2側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB2のキャパシタンスと駆動巻線ＮB2のインダクタンスによっても直列共振回路が形成される。そして、これら直列共振回路の共振周波数によって決定されるスイッチング周波数によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が自励式でスイッチング駆動されることになる。また、後述するように、ドライブトランスＰＲＴにおいては、駆動巻線ＮB1，ＮB2が互いに逆極性となる交番電圧が励起されるようになっていることから、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフするようにして、スイッチング動作を行う。
【００２３】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００２４】
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために備えられる。
そして、このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起されるようになっている。
【００２５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２４と同様の構造とされ、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚にはギャップＧが形成され、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２では例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにしている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介して、スイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタとの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００２６】
また、この場合には、一次巻線Ｎ1の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。
【００２７】
また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装されている。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接続されることで、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようになっている。
また、二次巻線Ｎ3は、センタータップを施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続することによって全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2の両端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ図示しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２８】
制御回路１では、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内における直列共振回路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００２９】
また、同じく一次側に電流共振コンバータ及び部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータとして、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の例を、図２８の回路図に示す。この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた共振形コンバータとしての構成を採っている。
なお、この図において図２７と同一部分については同一符号を付し、共通となる構成部分については説明を省略する。
【００３０】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。従ってこの場合には、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端に整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
【００３１】
この場合、上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ソース−ドレイン間に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ2のソース−ドレイン間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と共に並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成している。これにより、図２８に示す電源回路としても部分電圧共振動作が得られることになる。
【００３２】
この他励式である電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振ドライブ回路１１が設けられる。この発振ドライブ回路１１は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対してドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うようにされる。
【００３３】
なお、発振ドライブ回路１１は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された低圧巻線Ｎ4と、コンデンサＣ4から成る整流回路によって得られた低圧直流電圧を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００３４】
この図に示す電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２４による説明と同様の構造を有する。つまり、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚に対してギャップを形成することで、一次側と二次側の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるようにしているものである。
【００３５】
この場合の制御回路２は、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変の直流電流を生成し、フォトカプラＰＣを介して発振ドライブ回路１１に供給する。発振ドライブ回路１１では、フォトカプラＰＣを介して入力された制御回路２の出力に応じて、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００３６】
図２９は、図２７に示した電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電流ＩQ2により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ2は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2としては、整流平滑電圧Ｅｉによりクランプされたレベルが得られることになる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ2が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は０レベルとなる。そして期間ＴONにおいてコレクタ電流ＩQ2が一次巻線Ｎ１Ｎ１に電流Ｉ1として流れるものとなる。
なお、ここでは図示していないが、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2と交互となるタイミングでオン／オフ動作していることから、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧、及びコレクタ電流は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電流ＩQ2をほぼ１８０°移相した波形となるものである。したがって、スイッチング素子Ｑ1側がオンとなる期間ＴOFFにおける一次巻線電流Ｉ1の波形部分が、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流として流れるものとなる。
【００３７】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデンサＣｐには、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時に正極性の部分共振電流ＩC2が流れ、スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時（スイッチング素子Ｑ2のターンオン時）に負極性の部分共振電流ＩC2が流れるようになっており、部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
そして、このような動作波形からも分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣＳ(Zero Current Switching：零電流スイッチング）動作が得られることになって、スイッチング損失の低減が図られている。
【００３８】
また、二次巻線Ｎ2に対して接続されたブリッジ整流回路ＤBRの正極入力端子と負極入力端子との間の整流電圧Ｖ2は、図示するようにブリッジ整流回路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされた波形が得られる。
なお、ここでの詳しい説明は省略するが、図２８に示した電源回路についても、ほぼ同様の動作波形が得られる。
【００３９】
また、図２７に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONを図３０に示す。
この図３０に示すように、負荷電力Ｐｏが重くなって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて、スイッチング周波数ｆｓは低下するように制御され、これに応じて期間ＴONが長くなっていることが分かる。
また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には９１．８％、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗでは９２．４％となり、この負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られている。
【００４０】
なお、図２７に示す電源回路として、上記図２９に示す動作及び図３０に示す特性を得るのにあたっては、次のように各部を選定している。
一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
【００４１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで電源回路としては、電力変換効率はできるだけ高いことが好ましい。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、上記のように、そのコアにギャップを形成し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２を疎結合の状態としているが、これは、フェライトコアが磁気飽和状態となりにくいようにするためである。
【００４２】
しかしながら、一次側巻線と二次側巻線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上には限界がある。
図２３の回路の場合、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で負荷電力２００Ｗ程度では、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は９１％程度が限界である。また倍電圧整流回路を採用しても９２％が限界である。
交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１２０Ｗ程度の場合は、図２８のような全波整流回路Ｄｉを用いた電源回路を採用することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、９０％程度が限界であり、特に、負荷電力Ｐｏが１２０Ｗよりも高い場合には、９０％以下に低下する。
また、交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１５０Ｗ以上の場合は、図２７のような倍電圧整流回路を用いた電源回路を採用することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、９２％程度が限界である。
そしてこれら図２３，図２７，図２８の回路では、これ以上の高効率化は不可能とされる。
【００４３】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしまう。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどのシールド対策が必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことになる。
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態にある場合、ギャップＧ近傍の一次側巻線と二次側巻線とは、いわゆるフリンジ磁束による渦電流損失によって温度上昇しているために、信頼性の点で不利となる。
【００４４】
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成するのにあたっては、例えばフェライト材のＥ型コアの中央磁脚を研磨するようにされる。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴを製造するのに、研磨工程が追加されることとなってしまうので、その分コストアップになってしまうという問題も生じる。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
即ち、交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、上記直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて成るスイッチング手段と、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、上記内側巻線側のインダクタンス値を上記外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記内側巻線に直列であり、かつ上記外側巻線に並列に接続されたインダクタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して、二次側共振コンデンサを接続することで形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、自励発振回路又は他励発振回路により形成され、その発振出力により上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、上記直流出力電圧のレベルに応じて上記自励発振回路又は上記他励発振回路による発振周波数を制御し、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御することで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えたスイッチング電源回路とする。
【００４６】
この場合、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされるようにする。
或いは、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記内側巻線と上記外側巻線との間に絶縁材が施されるようにする。
また、上記二次側巻線についても、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されるとともに、上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンスが備えられるようにする。
そしてこの場合、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされるようにする。
或いは、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施されるようにする。
上記絶縁コンバータトランスのコアは、一対のＥ型コア或いは一対のＵ型コアで形成されるようにする。
【００４７】
また本発明は、交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、ハーフブリッジ接続されたスイッチング素子を備えて成り、上記直流入力電圧を断続するスイッチング動作を行うスイッチング手段と、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次側巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次側巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側部分電圧共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えたスイッチング電源回路とする。
【００４８】
この場合、インダクタンスを、上記内側巻線に直列で、かつ上記外側巻線に並列に接続することで、上記内側巻線側のインダクタンス値と上記外側巻線側のインダクタンス値とを同等とする。
或いは、一次側直列共振コンデンサとして、上記内側巻線に直列接続される第１のコンデンサと、上記外側巻線に直列接続される第２のコンデンサが設けられ、上記第１のコンデンサと上記第２のコンデンサは、上記内側巻線に流れる直列共振電流と上記外側巻線に流れる直列共振電流が等しくなるように各静電容量が選定されるようにする。
また、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされる。
或いは、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記内側巻線と上記外側巻線との間に絶縁材が施されるようにする。
また、上記二次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されるとともに、上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンスが備えられるようにする。
上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされる。
或いは、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施される。
また上記絶縁コンバータトランスのコアは、一対のＥ型コア、或いは一対のＵ型コアで形成される。
【００４９】
上記構成によれば、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成される。
そして、一次側が電圧共振形コンバータの場合は、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とすることができる。
さらに、直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。
また、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、内側巻線と外側巻線による構成としている。
これにより、負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時の電力変換効率を向上させることができる。
【００５０】
また上記構成によれば、一次側が二石構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成される。
この場合、二次側に部分電圧共振回路を備えることで、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とすることができる。
さらに、直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。
また、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、内側巻線と外側巻線による構成としている。
これにより電力変換効率を向上させることができる。
【００５１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態〜第９の実施の形態について順次説明していく。
第１〜第４の実施の形態は、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路である。
第５〜第９の実施の形態は、一次側が二石構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路である。
【００５２】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側にも共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
【００５３】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。平滑コンデンサＣｉは８００Ｖ耐圧である。
【００５４】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、８００Ｖ耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００５５】
スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【００５６】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）の一端部と接続され、エミッタは一次側アースに対して接地される。
【００５７】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）のリーケージインダクタンス（Ｌ1A、Ｌ1B）とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶQ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００５８】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００５９】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮAは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）との間に直列に挿入される。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）を介して共振電流検出巻線ＮAに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮAに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００６０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
そして一次側の巻線としては、ボビンの外側に巻回されることになる一次巻線（以下、外側巻線）Ｎ1Aと、ボビンの内側に巻回されることになる一次巻線（以下、内側巻線）Ｎ1Bに分割されており、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻数は同数とされる。また、内側巻線Ｎ1Bには、インダクタＬ1Cが直列接続される。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例については後述するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続されている。
また外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端は共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されており、内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、インダクタＬ1Cを介して外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端と接続される。
つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆の逆転捲きとされているものとなる。
【００６１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を有する。
【００６２】
二次巻線Ｎ2の巻終わり端には整流ダイオードＤO1のアノードが接続され、巻始め端は、二次側アースに接続される。また整流ダイオードＤO1のカソードに対して平滑コンデンサＣOの正極端子が接続される。平滑コンデンサＣOの負極端子は二次側アースに接続される。
このようにして、並列共振回路を形成する二次巻線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣOから成る半波整流回路が形成されることで、平滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが生成される。なお、この直流出力電圧ＥOは制御回路１に対して、検出電圧として分岐して入力される。
【００６３】
制御回路１では、入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベルを検出して、このレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流のレベルを可変する。
このようにして可変された制御電流のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることになる。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となる。
そして、上記のようにしてスイッチング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側並列共振回路（（Ｎ1A，Ｎ1B）//Ｃｒ）と二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される交番電圧レベルも変化することになる。この結果、二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として生成される二次側直流出力電圧ＥOのレベルも可変されることとなる。このような動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００６４】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、例えば図２又は図３に断面図として示した構造を有している。
図２は一対のＥ型コアを用いた構造例である。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、図示するようにして、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の互いの磁脚の端部を対向させるようにして組み合わせることで、ＥＥ形コアを形成する。またこの場合、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚が対向する面にギャップは形成されない。
なお、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２には、例えばフェライト材を用いるようにされる。
そして本実施の形態では、上記のようにして形成されるＥＥ形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に対して一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分割ボビンＢを用いるようにされる。
ここで、一次側においては、まず内側巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように逆転捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。
【００６５】
図３は一対のＵ型コアを用いた構造例である。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、そのコアとして、図３に示すように、それぞれ２本の磁脚を有するＵ型コアＣＲ１１、ＣＲ１２が組み合わされ、Ｕ−Ｕ型コアを形成するようにされる。
さらに、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対しては、図示するようにして一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ2とを互いに分割された巻装領域に巻装したボビンＢが取り付けられる。
また、上記のように形成されるＵ−Ｕ型コアの中央磁脚に対し、ギャップを形成しないようにしている。
そして一次側においては、まず内側巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように逆転捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。
【００６６】
図２，図３のいずれの場合も、ギャップをゼロとすることで、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
ところで、例えば先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで磁気飽和を抑制していた。
一方、本例においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップゼロとし、密結合としている。これは、二次側整流回路が半波整流方式とされていることによる。即ちギャップゼロとしても絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライト磁心が磁気飽和しないのは、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２が逆方向であり、（Ｎ1A，Ｎ1B）、Ｉ１による磁束と、Ｎ２，Ｉ２による磁束は互いにうち消しあっているからである。
【００６７】
また、一次巻線としての外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bについては、巻数は同等であるが、内側に巻装される内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bは、外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aより少なくなる。
そして一次電流Ｉ１は、外側巻線Ｎ1Aに流れる電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bに流れる電流Ｉ1Bに分流するが、上記漏洩インダクタンスＮ1A、Ｎ1Bの差により、そのままでは、Ｉ1B＞Ｉ1Aとなってしまう。
そこで、内側巻線Ｎ1Bに対して直列にインダクタＬ1Cを接続し、内側巻線Ｎ1B側のインダクタンス（Ｌ1B、Ｌ1C）を、外側巻線Ｎ1A側のインダクタンス（Ｌ1A）と同等となるようにし、これによって電流Ｉ1B＝電流Ｉ1Aとしている。つまりインダクタＬ1Cの値は、内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bと、外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aの差に応じて選定される。
【００６８】
また、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは逆転捲きとしているが、これにより内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aの間に絶縁のための層間テープを施すことを不要としている。
即ち、スイッチング素子Ｑ１がオフとなったときに、電圧ＶQ1、つまり電圧共振パルス電圧が、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端と外側巻線Ｎ1Aの巻始め端に印加されるが、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端と外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は同電位であるため、絶縁のための層間テープが不要となるものである。
【００６９】
図４に各部の動作波形を示し、また図５に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。なお、図５において実線は本例の図１の回路の場合の特性であり、破線は比較のために付記した図２３の先行技術例の特性（つまり図２５に示した特性）である。
なお各部は次のように選定される。
一次巻線の外側巻線Ｎ1A＝５０Ｔ：６０μｍ／８０束のリッツ線
一次巻線の内側巻線Ｎ1B＝５０Ｔ：６０μｍ／８０束のリッツ線
二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ
ギャップゼロ、結合係数ｋ＝０．９５
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝５６００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝６８００ｐＦ
外側巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンスＬ1A＝１７０μＨ
内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1B＝１６５μＨ
インダクタＬ1C＝４．７μＨ
【００７０】
図４において、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1及びコレクタ電流ＩQ1により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）には図示するように電流Ｉ１が流れるが、この電流Ｉ１は図示するように外側巻線Ｎ1Aへの電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bへの電流Ｉ1Bに分流する。
電流Ｉ１は７．６Ａ（P-P）で、電流Ｉ1A＝電流Ｉ1B＝３．８Ａ(P-P)である。
また二次巻線Ｎ２の電流Ｉ２、二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。
【００７１】
そして図５に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、先行技術例の９１．１％から９２．２％に向上する。
また負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には、先行技術例の９０．１％から９２．１％に向上する。
即ち本例によれば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合であっても、入力全波整流回路による電源回路において、入力倍電圧整流回路による電源回路と同等以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、つまり９２％以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を実現できる。また、入力倍電圧整流回路の場合、平滑コンデンサＣｉやスイッチング素子Ｑ１の耐圧は１５００Ｖが必要となるが、本例の場合は耐圧８００Ｖでよく、回路構成上、有利なものとできる。
【００７２】
ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）が向上するのは、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロとしたこと、及び一次側巻線を外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bに分割して一次電流を電流Ｉ1A、Ｉ1B（Ｉ1A＝Ｉ1B）に分流させたことによるが、これには次のような理由が考えられる。
・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数が０．８から０．９５に向上したことによって漏洩磁束が低減し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の渦電流損失が低下するため。
・ギャップ周辺のフリンジ磁束によって一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の局部的な電力損失が解消されて絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損が低減するため。
・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の増加によって、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が低減したことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損とスイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失が低減するため。
・一次電流が電流Ｉ1A、Ｉ1Bに分流することで一次側巻線での銅損が低減するため。
【００７３】
また本実施の形態の場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないため、製造にあたりギャップを形成するための工程は不要となるので、それだけ製造工程が簡略化され、コストダウンを図ることが可能になる。また、密結合とされることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅板によるショートリングを絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻回して施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、また、コストダウンが促進されることになる。
さらに、ギャップが無くなったことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
【００７４】
＜第２の実施の形態＞
図６に第２の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側及び二次側の基本的な構成は図１の回路と同様であり、同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
この図６の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向が図１と異なるものとなっている。
【００７５】
この場合、外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続され、巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。
内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、インダクタＬC1を介して外側巻線Ｎ1Aの巻始め端と接続され、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。そして内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。
即ち、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向は同方向とされている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアには図７，図８に示すようにギャップは形成されない。
【００７６】
上述したように図１の回路の場合は、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bが逆転捲きとされたことにより、絶縁のための層間テープを不要としていたが、この図６の場合は、電圧共振パルス電圧が印加される内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端と、これに続いて巻装される外側巻線Ｎ1Aの巻始め端とが異なる電位となるため、図７，図８に示すように、絶縁のための層間テープＴＰを施すことが必要となる。
この図６の第２の実施の形態によっても、上記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７７】
＜第３の実施の形態＞
図９に第３の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の構成、及び二次側の半波整流回路の構成は図１の回路と同様であり、同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
【００７８】
この例では、二次側においても二次巻線を外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割している。
即ち絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
【００７９】
一次側の外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1B（及びインダクタＬ1C）の構成は図１と同様である。
二次側の巻線としては、図１０，図１１にも示すように、ボビンＢの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ2Aと、ボビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ2Bに分割され、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻数は同数とされる。例えば外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bは、それぞれ６０μｍ／８０束のリッツ線により同数巻装する。
【００８０】
外側巻線Ｎ2Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端はダイオードＤ01のアノード側に接続されている。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端は二次側アースと接続されており、内側巻線Ｎ2Bの巻始め端は、インダクタＬ2Cを介して二次側アースと接続される。
また、内側巻線Ｎ2Bには、インダクタＬ2Cが直列接続される。
インダクタＬ2Cは、一次側におけるインダクタＬ1Cと同様の目的で設けられるものである。即ち内側巻線Ｎ2Bの漏洩インダクタンスＬ2Bが、外側巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンスＬ2Aより少ないことに対応して、これを同等とするためのものであり、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2Cの直列回路が外側巻線Ｎ2Aと並列接続されることで、内側巻線Ｎ2B側のインダクタンス（Ｌ2B、Ｌ2C）を、外側巻線Ｎ2A側のインダクタンス（Ｌ2A）と同等となるようにし、これによって二次側の電流Ｉ2B＝電流Ｉ2Aとするものである。
【００８１】
また、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2Cの直列回路が、外側巻線Ｎ2Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aは、巻方向が逆の逆転捲きとされているものとなる。
従って、内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aの間に絶縁のための層間テープを施すことは不要で、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は図１０，図１１に示すようになる。
【００８２】
このように二次側の巻線についても外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割し、二次電流Ｉ２を電流Ｉ2A、Ｉ2Bに分流させるようにする（Ｉ2A＝Ｉ2B＝Ｉ２／２）ことで、二次側巻線における銅損も低減し、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を更に向上できる。
【００８３】
＜第４の実施の形態＞
図１２に第４の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の構成、及び二次側の半波整流回路の構成は図６の回路と同様である。
この図１２の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向を同方向とし、また二次側において、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向を同方向としたものである。
【００８４】
即ち一次側においては、外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続され、巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。
内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、インダクタＬC1を介して外側巻線Ｎ1Aの巻始め端と接続され、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。そして内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。このように外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向は同方向とされている。
【００８５】
また二次側においては、外側巻線Ｎ2Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はダイオードＤ01のアノード側に接続される。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端は二次側アースと接続されており、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して二次側アースと接続される。
つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向は同方向とされている。
【００８６】
従ってこの場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては図１３，図１４に示すように、一次側巻線及び二次側巻線について、それぞれ外側巻線Ｎ1A、Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1B、Ｎ2Bの間に、絶縁のための層間テープＴＰを施すことが必要となる。
この図１２の第４の実施の形態によっても、上記第３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００８７】
＜第５の実施の形態＞
第５の実施の形態のスイッチング電源回路を図１５に示す。
この第５の実施の形態は、一次側が二石構成の自励式による電流共振形コンバータであって部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路である。
【００８８】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００８９】
この図に示す一次側の自励式による電流共振形コンバータとしては、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選定されている。
これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ハーフブリッジ結合方式によって接続されている。つまり、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）と接続される。スイッチング素子Ｑ1のエミッタは、スイッチング素子Ｑ2のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ2のエミッタは一次側アースに対して接続される。
【００９０】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。ここで、共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1の直列接続は、共振用コンデンサＣB1のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスによって直列共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベース電流制限抵抗ＲB1は、自励発振駆動回路からスイッチング素子Ｑ1のベースに流すべき駆動信号としてのベース電流レベルを調整する。
【００９１】
また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
【００９２】
同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【００９３】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及びインダクタＬ1Cを含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分（Ｌ1A、Ｌ1B、Ｌ1C）によって並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００９４】
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために設けられる。
このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起される巻方向によって巻装されている。
【００９５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００９６】
また、図示するように一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及びインダクタＬ1Cを含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分（Ｌ1A、Ｌ1B、Ｌ1C）により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。
【００９７】
この電源回路のスイッチング動作としては、例えば次のようになる。
先ず商用交流電源ＡＣが投入されると、例えば起動抵抗Ｒｓ1，Ｒｓ2を介してスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のベースに起動のためのベース電流が供給されることになる。ここで、例えばドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1，ＮB2には、互いに逆極性の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子Ｑ1が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻線ＮB1，ＮB2に励起された交番電圧を源として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各自励発振駆動回路が、共振動作による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオン／オフするように制御される。つまりスイッチング動作を行うことになる。
そして例えばスイッチング素子Ｑ1がオンとなったときには、そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮAを介して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び直列共振コンデンサＣ1に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶＳ及びＺＣＳにより、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が継続される。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオン／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時の短期間においては、部分共振コンデンサＣｐに電流が流れる。つまり、部分電圧共振動作が得られる。
【００９８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２，Ｎ３を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２、Ｎ３とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
そして一次側の巻線としては、ボビンの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ1Aと、ボビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ1Bに分割されており、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻数は同数とされる。また、内側巻線には、インダクタＬ1Cが直列接続される。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例については後述するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点）と接続されている。
また外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コンデンサＣ１に接続されている。
つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が同方向同軸捲きとされているものとなる。
【００９９】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、二次側部分電圧共振コンデンサＣ20が並列に接続される。例えば、この二次側部分電圧共振コンデンサＣ20としては、フィルムコンデンサが採用される。そして、この二次側部分電圧共振コンデンサＣ20のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによっては、二次側部分電圧共振回路が形成される。
このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されることによっては、二次側にて部分共振（電圧共振）動作が得られることになる。
つまり、図１に示す電源回路は、一次側では電流共振動作及び部分電圧共振動作が得られると共に、二次側においても部分電圧共振動作が得られる複合共振形コンバータとして構成されていることになる。
【０１００】
上記二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接続されることで全波整流回路が形成される。この全波整流回路の全波整流動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようになっている。
この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない負荷に対して供給される。さらに、この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示するように制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【０１０１】
また二次側においては、さらに二次巻線Ｎ３が巻装される。この二次巻線Ｎ３はセンタータップ点が二次側アースに接続されると共に、一端はダイオードＤ01のアノードに接続され、他端はダイオードＤ02のアノードに接続される。
そしてダイオードＤ01、Ｄ02のカソードは平滑コンデンサＣ02の正極側に接続され、これによって量は整流平滑回路が形成されて、例えば低電圧の直流出力電圧Ｅ02を得るようにしている。
【０１０２】
制御回路１は二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じ、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスＬB1、ＬB2を可変制御する。これにより、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。また駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ２のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。
これによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【０１０３】
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、例えば上述した図７又は図８に断面図として示した構造、即ち一対のＥ型コア又は一対のＵ型コアを有した構造とされる。
上述したように例えばフェライト材による一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２又は一対のＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２においては各中央磁脚が対向する面にギャップは形成されない。
そして本実施の形態では、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２により形成されるＥＥ形コア、又は一対のＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２により形成されるＵＵ形コアに対して一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分割ボビンＢが用いられ、一次側においては、まず内側巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように同方向同軸捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。
また、この場合、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bは巻方向が同方向であるため、上記第２の実施の形態で述べた場合と同様に、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの間には絶縁のための層間テープＴＰが施されるものとなる。
なお、図７，図８には示されていないが、この場合、二次側には二次巻線Ｎ３も巻装されることになる。
【０１０４】
そして絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、ギャップをゼロとすることで、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
ところで、例えば図２７，図２８のような先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで磁気飽和を抑制していた。一方、本例においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップゼロとし、密結合としている。
先行技術のように絶縁コンバータトランスに１ｍｍのギャップを設ける場合、例えば直流出力電圧Ｅ01＝１３５Ｖを得るためには、二次巻線Ｎ２＝４５Ｔであり、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧は３Ｖ／Ｔであったが、本例のギャップゼロとした場合、フェライト磁心の磁束密度が上昇するため、二次巻線Ｎ２＝５５Ｔとして、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧を２．４５Ｖ／Ｔに低下させ、フェライト磁心の磁束密度を先行技術の場合と同等とすることで磁気飽和を抑制する。
【０１０５】
また例えば先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで、中間負荷時における異常発振を抑止していたものであるが、これに対して、本実施の形態の電源回路では、二次側に備えられる部分電圧共振回路の共振動作によって、中間負荷時に異常発振が生じないようにしている。
このようにすることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴを密結合の状態となるように構成しても、電源回路の動作上での問題は生じないことになる。
【０１０６】
また、一次側巻線としての外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bについては、巻数は同等であるが、内側に巻装される内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bは、外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aより少なくなる。
そして一次電流Ｉ１は、外側巻線Ｎ1Aに流れる電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bに流れる電流Ｉ1Bに分流するが、上記漏洩インダクタンスＮ1A、Ｎ1Bの差により、そのままでは、Ｉ1B＞Ｉ1Aとなってしまう。
そこで、内側巻線Ｎ1Bに対して直列にインダクタＬ1Cを接続し、内側巻線Ｎ1B側のインダクタンス（Ｌ1B、Ｌ1C）を、外側巻線Ｎ1A側のインダクタンス（Ｌ1A）と同等となるようにし、これによって電流Ｉ1B＝電流Ｉ1Aとしている。
【０１０７】
図１６に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗの際の各部の動作波形を示す。
また図１７に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。なお、図１７において実線は本例の図１５の回路の場合の特性であり、破線は比較のために付記した図２８の先行技術例の特性である。
さらに図１８は、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。
各部は次のように選定される。
一次巻線の外側巻線Ｎ1A＝２７Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
一次巻線の内側巻線Ｎ1B＝２７Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
ギャップゼロ、結合係数ｋ＝０．９４
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１８μＦ
一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝６８００ｐＦ
二次側部分電圧共振コンデンサＣ20＝２２００ｐＦ
外側巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンスＬ1A＝６４μＨ
内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1B＝６０μＨ
インダクタＬ1C＝４．７μＨ
【０１０８】
なお、比較のために図１７に点線で示した特性となった先行技術としての図２８の回路の定数を示すと次の通りである。
一次巻線Ｎ１＝２７Ｔ：６０μｍ／１８０束のリッツ線
二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
ギャップ＝１．４ｍｍ、結合係数ｋ＝０．７５
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１５μＦ
一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
【０１０９】
図１６において、スイッチング素子Ｑ2の動作はコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2、スイッチング電流ＩQ2により示される。
スイッチング素子Ｑ2は、期間ＴONにおいてオンとなり、期間ＴOFFにおいてオフとなるようにスイッチング動作を行う。そして、スイッチング素子Ｑ2に流れる電流ＩQ2は、図示するようにして、期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず、開始時においてダンパーダイオードＤD2からスイッチング素子Ｑ2のベース→コレクタを介して負極正方向にダンパー電流が流れ、この後、コレクタ−エミッタを介して流れる波形となる。
【０１１０】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、期間ＴOFFにおいては整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のレベルでクランプされたパルスとなり、期間ＴONにおいては、０レベルとなる波形が得られる。
なお、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2に対して交互にオン／オフするタイミングでスイッチングしている。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流及びコレクタ−エミッタ間電圧としては、上記スイッチング電流ＩQ2及びコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2と同じ波形形状とされたうえで、ほぼ１８０°移相されたものとなる。
【０１１１】
そして、この図においては一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）にスイッチング出力として流れる一次巻線電流Ｉ1が示されている。この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作に応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−（Ｎ1A、Ｎ1B））の直列共振回路の共振動作によって得られる共振電流である。
そして、この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1がオフでスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング電流ＩQ2としてスイッチング素子Ｑ2に流れることになる。また、スイッチング素子Ｑ2がオフでスイッチング素子Ｑ12がオンとなる期間ＴOFFにおいては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流としてスイッチング素子Ｑ1に流れることになる。
この一次巻線電流Ｉ1は、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bに分流する。即ち図示するように外側巻線Ｎ1Aへの電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bへの電流Ｉ1Bに分流する。
Ｉ1A＝Ｉ1B＝Ｉ１／２となる。
【０１１２】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の動作は、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2と二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2によって示される。この場合、二次巻線Ｎ2には、図示するようにして一次巻線電流Ｉ1と同じ極性の交番電流として電流Ｉ２が流れる。また、二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2は、ブリッジ整流回路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされた波形となる。
【０１１３】
また、小容量の二次側部分電圧共振コンデンサＣ20に流れる共振電流ＩC3も示しているが、この共振電流ＩC3は、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードがターンオン、ターンオフするタイミングで流れており、これにより二次側で部分電圧共振動作を得ているものである。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応しては、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が反転することになるが、この反転時において、波形形状に傾斜が与えられていることが示される。
【０１１４】
そして図１７に示されるようにＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は向上される。例えば負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、先行技術例の８９．８％から９２．５５％に２．７５％向上した。この場合、交流入力電力は４．１Ｗ低減できる。
【０１１５】
即ち本例によれば、一次側が電流共振形コンバータであって部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとし、さらに絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロとし、一次側巻線を外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bに分割して一次電流Ｉ１を電流Ｉ1Aと電流Ｉ1Bに分流させる構成により、９２％以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を実現でき、交流入力電力を低減できる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロとすることと、一次電流Ｉ１を電流Ｉ1Aと電流Ｉ1Bに分流させることでＡＣ／ＤＣ電力変換効率が向上する理由は、第１の実施の形態の説明で述べたとおりである。
【０１１６】
また、本例の場合、一次側直列共振電流としては実際には先行技術の８．２Ａ(P-P)から５．８Ａ(P-P)に低減することになり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発熱が低下することから、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対する放熱板が不要となるなど、回路構成上、有利なものとなる。
さらに第１の実施の形態においても説明したが、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないため、製造にあたりギャップを形成するための工程は不要となるので、それだけ製造工程が簡略化され、コストダウンを図ることが可能になる。また、密結合とされることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅板によるショートリングを絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻回して施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、また、コストダウンが促進されることになる。
さらに、ギャップが無くなったことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
【０１１７】
＜第６の実施の形態＞
図１９に第６の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側及び二次側の基本的な構成は図１５の回路と同様であり、同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
この図１９の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向が図１５と異なるものとなっている。
【０１１８】
この場合、外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点）と接続されている。
また外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コンデンサＣ１に接続されている。
つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆方向の逆転捲きとされているものとなる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は図２又は図３に示すようになり、コアにはギャップは形成されない。
【０１１９】
上述した図１５の回路の場合は、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bが巻方向が同方向されたことにより、絶縁のための層間テープを必要としていたが、この図１９の場合は、逆転捲きであることから図２又は図３に示すように、絶縁のための層間テープＴＰは不要となる。この理由は第１の実施の形態において説明したとおりである。
なお、図２，図３には示されていないが、この場合、二次側には二次巻線Ｎ３も巻装されることになる。
この図１９の第６の実施の形態によっても、上記第５の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１２０】
＜第７の実施の形態＞
図２０に第７の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の基本的な構成、及び二次側の構成は図１５の回路と同様である。
この場合は、図１５における直列共振コンデンサＣ１に相当するコンデンサとして、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bが設けられる。
【０１２１】
直列共振コンデンサＣ1Aは外側巻線Ｎ1Aに対して直列に接続され、また直列共振コンデンサＣ1Bは内側巻線Ｎ1Bに対して直列に接続される。
即ちこの場合、直列共振コンデンサＣ1Aと外側巻線Ｎ1Aによる直列回路と、直列共振コンデンサＣ1Bと内側巻線Ｎ1Bによる直列回路とが、並列に接続されるものとなる。
図１５の場合に接続されたインダクタＬ1Cは設けられない。
【０１２２】
この場合、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの各静電容量値は、外側巻線Ｎ1Aに流れる直列共振電流Ｉ1Aと、内側巻線Ｎ1Bに流れる直列共振電流Ｉ1Bとが等しくなるように選定すればよい。
上述したように図１５の場合にインダクタＬ1Cが設けられるのは、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bでの漏洩インダクタンスの差を解消して、電流Ｉ1A＝電流Ｉ1Bとするためである。この図２０の場合は、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの各静電容量値によって電流Ｉ1A＝電流Ｉ1Bとする。
この図２０の第７の実施の形態によっても、上記図１５の第５の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１２３】
＜第８の実施の形態＞
図２１に第８の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の構成、及び二次側の共振コンデンサＣ20及びブリッジ整流ダイオードＤBRによる全波整流回路の構成は図１５の回路と同様である。
【０１２４】
この例では、二次側においても二次巻線を外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割している。
即ち絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上述した図１３，図１４のような構造となり、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
【０１２５】
一次側の外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1B（及びインダクタＬ1C）の構成は図１５と同様である。
二次側の巻線としては、図１３，図１４にも示すように、ボビンＢの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ2Aと、ボビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ2Bに分割され、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻数は同数とされる。
【０１２６】
そして二次側においては、外側巻線Ｎ2Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はブリッジ整流ダイオードＤBRの正極側に接続される。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端はブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側に接続され、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタＬ2Cを介してブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側と接続される。
つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向は同方向とされている。
【０１２７】
インダクタＬ2Cは、一次側におけるインダクタＬ1Cと同様の目的で設けられるものである。即ち内側巻線Ｎ2Bの漏洩インダクタンスＬ2Bが、外側巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンスＬ2Aより少ないことに対応して、これを同等とするためのものであり、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2Cの直列回路が外側巻線Ｎ2Aと並列接続されることで、内側巻線Ｎ2B側のインダクタンス（Ｌ2B、Ｌ2C）を、外側巻線Ｎ2A側のインダクタンス（Ｌ2A）と同等となるようにし、これによって二次電流Ｉ2B＝電流Ｉ2Aとするものである。
【０１２８】
この構成の場合、上記のように外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向は同方向である。また一次側における外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bも同方向である。このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては図１３，図１４に示すように、一次側巻線及び二次側巻線について、それぞれ外側巻線Ｎ1A、Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1B、Ｎ2Bの間に、絶縁のための層間テープＴＰを施すことが必要となる。
【０１２９】
このように二次側の巻線についても外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割し、二次電流Ｉ２を電流Ｉ2A、Ｉ2Bに分流させるようにする（Ｉ2A＝Ｉ2B＝Ｉ２／２）ことで、二次側巻線における銅損も低減し、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を更に向上できる。
【０１３０】
＜第９の実施の形態＞
図２２に第９の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の基本的な構成、及び二次側の共振コンデンサＣ20及びブリッジ整流ダイオードＤBRによる全波整流回路の構成は図２１と同様である。
この図２２の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側においては、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向を逆方向とし、また二次側において、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向を逆方向としたものである。
【０１３１】
即ち一次側においては、外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点）と接続される。また外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コンデンサＣ１に接続されている。つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆方向の逆転捲きとされているものとなる。
【０１３２】
二次側の巻線としては、外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はブリッジ整流ダイオードＤBRの正極側に接続される。また外側巻線Ｎ2Aの巻始め端はブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側に接続され、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタＬ2Cを介してブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側と接続される。つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向も逆方向とされている。
【０１３３】
従って、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの間、及び内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aの間に絶縁のための層間テープを施すことは不要で、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は図１０，図１１に示すようになる。
この第９の実施の形態によっても、上記第８の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１３４】
以上、各種実施の形態を説明してきたが、本発明としてのスイッチング電源回路としては、上記各実施の形態としての構成に限定されるものではなく、例えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応じて適切な値に変更されればよい。
また、例えば一次側スイッチングコンバータに用いられるスイッチング素子としては、各回路図に示したバイポーラトランジスタのほか、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用されて構わない。
また、各実施の形態ではスイッチング素子Ｑ１（又はＱ１，Ｑ２）に対して自励発振回路を設けたが、例えばスイッチング素子Ｑ１（又はＱ１，Ｑ２）をＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴで形成する場合、これに対して他励発振回路によってスイッチング動作させる構成としてもよい。
【０１３５】
【発明の効果】
以上説明から理解されるように、本発明では次の効果が得られる。
請求項１〜請求項８の発明によれば、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路において、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とし、さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。これにより、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）を向上させることができ、入力電力を低減して省電力化を図ることができる。
さらに、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、インダクタンス値を同等とした内側巻線と外側巻線による構成とし、一次側巻線に流れる電流、又は一次側巻線と二次側巻線の両方についての電流を分流させている。これによりＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）をさらに向上でき、特に負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時にも電力変換効率を向上させることができる。例えば入力倍電圧整流回路を備えるようにした回路と同等以上の電力変換効率を、入力全波整流回路の構成において実現できる。従って、平滑コンデンサは１つでよく、またスイッチング素子の耐圧も８００Ｖ程度でよいものとなるため、回路構成上、有利となり、回路規模の小型化、軽量化、低コスト化を実現できる。また二次側が半波整流回路であることも、ブリッジ整流ダイオードを備えるようにする回路に比べて回路規模の小型化、軽量化、低コスト化に有利である。
【０１３６】
請求項９〜請求項１８の発明によれば、一次側が二石構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備え、二次側にも部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成され、二次側に部分電圧共振回路を備えたことにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とし、さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。
さらに、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、インダクタンス値を同等（直列共振電流が同等）とした内側巻線と外側巻線による構成とし、一次側巻線に流れる電流、又は一次側巻線と二次側巻線の両方についての電流を分流させている。
これにより一次側が入力全波整流方式の電流共振形コンバータとしての回路構成において、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）を向上させることができ、入力電力を低減して省電力化を図ることができる。
また一次側直列共振電流が低減され、ハーフブリッジ接続された各スイッチング素子の発熱が低減するため、これらに対する放熱板が不要になるという利点もある。
【０１３７】
また請求項１〜請求項１８に係る発明では、絶縁コンバータトランスにおいてギャップを形成しないことで、ギャップ形成のためのコアの研磨工程は省略されることになる。これにより、例えば製造工程が簡略化され、また、絶縁コンバータトランスを製造するコストも低減することができる。
さらに、上記のように絶縁コンバータトランスに巻装された一次側巻線と二次側巻線とが密結合となることによっては、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。そして、この点でも、コストダウンが図られ、また、回路の小型軽量化が促進されるものである。
また、絶縁コンバータトランスのギャップ近傍における局部的温度上昇は発生しないことになるために、それだけ電源回路としても信頼性が向上することになる。
また絶縁コンバータトランスのギャップがゼロであることで、一対のＥ型フェライト磁心や、一対のＵ型フェライト磁心による構成が可能であり、フェライト磁心の選定の自由度が増すため設計に有利である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２】第１、第６の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図３】第１，第６の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図７】第２、第５、第７の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図８】第２、第５、第７の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１０】第３、第９の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１１】第２，第９の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１３】第４、第８の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１４】第４，第８の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１５】本発明の第５の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１６】第５の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図１７】第５の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図１８】第５の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図１９】本発明の第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２０】本発明の第７の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２１】本発明の第８の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２２】本発明の第９の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２３】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２４】先行技術としての電源回路に採用される絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図２５】先行技術の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図２６】先行技術の電源回路の動作を示す波形図である。
【図２７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２８】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図２９】先行技術の電源回路の動作を示す波形図である。
【図３０】先行技術の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ1A，Ｎ2A 外側巻線、Ｎ1B，Ｎ2B 内側巻線 Ｎ2 二次巻線、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ２ 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｐ 一次側部分電圧共振コンデンサ、Ｃ20二次側部分電圧共振コンデンサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power source for various electronic devices.
[0002]
[Prior art]
As a switching power supply circuit, a circuit using a switching converter such as a flyback converter or a forward converter is widely known. Since these switching converters have a rectangular switching operation waveform, there is a limit to suppression of switching noise. Further, it has been found that there is a limit to improving the power conversion efficiency due to its operating characteristics.
Therefore, various types of switching power supply circuits using various resonant converters have been previously proposed by the present applicant. The resonant converter can easily obtain high power conversion efficiency, and low noise is realized by making the switching operation waveform sinusoidal. In addition, there is an advantage that it can be configured with a relatively small number of parts.
[0003]
Here, the circuit examples of FIGS. 23, 27, and 28 are given as prior art.
FIG. 23 shows a composite resonance type converter in which a primary side voltage resonance converter and a secondary side voltage resonance circuit are combined.
FIG. 27 and FIG. 28 show a resonance type converter having a current resonance converter and a partial voltage resonance circuit on the primary side.
[0004]
First, the switching power supply circuit of FIG. 23 as the prior art will be described.
In the power supply circuit shown in this figure, a full-wave rectifying / smoothing circuit including a bridge rectifying circuit Di and a smoothing capacitor Ci is used as a rectifying / smoothing circuit for obtaining a DC input voltage by inputting a commercial AC power supply (AC input voltage VAC). The rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level equal to the AC input voltage VAC is generated.
[0005]
The voltage resonance type switching converter provided in the power supply circuit has a self-excited configuration including a single switching element Q1. In this case, an 800V withstand voltage bipolar transistor (BJT; junction transistor) is employed as the switching element Q1.
[0006]
Between the base of the switching element Q1 and the primary side ground, a series resonance circuit for driving self-oscillation comprising a series connection circuit of a drive winding NB, a resonance capacitor CB, and a base current limiting resistor RB is connected.
The base of the switching element Q1 is also connected to the positive side of the smoothing capacitor Ci (rectified smoothing voltage Ei) via the base current limiting resistor RB-starting resistor RS, and the base current at the time of starting is supplied from the rectifying smoothing line. Trying to get.
[0007]
The clamp diode DD inserted between the base of the switching element Q1 and the negative electrode (primary side ground) of the smoothing capacitor Ci forms a path for a clamp current that flows when the switching element Q1 is turned off. The collector of the switching element Q1 is connected to one end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, and the emitter is grounded to the primary side ground.
[0008]
A parallel resonant capacitor Cr is connected in parallel between the collector and emitter of the switching element Q1. The parallel resonant capacitor Cr forms a primary parallel resonant circuit of the voltage resonant converter by its own capacitance and the leakage inductance L1 on the primary winding N1 side of the insulating converter transformer PIT. Although detailed description is omitted here, when the switching element Q1 is turned off, the voltage VQ1 across the parallel resonant capacitor Cr is actually a sinusoidal pulse waveform due to the action of the parallel resonant circuit. Operation can be obtained.
[0009]
The orthogonal control transformer PRT shown in this figure is a saturable reactor around which a resonance current detection winding NA, a drive winding NB, and a control winding NC are wound. The orthogonal control transformer PRT drives the switching element Q1 and is provided for constant voltage control.
As a structure of this orthogonal control transformer PRT, although not shown, a three-dimensional core is formed by joining the ends of the magnetic legs of two double U-shaped cores having four magnetic legs. . Then, the resonance current detection winding NA and the drive winding NB are wound around the predetermined two magnetic legs of the three-dimensional core in the same winding direction, and the control winding NC is further connected to the resonance current detection. It is configured by winding in a direction orthogonal to the winding ND and the drive winding NB.
[0010]
In this case, the resonance current detection winding NA of the orthogonal control transformer PRT is inserted in series between the positive electrode of the smoothing capacitor Ci and the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. As a result, the switching output of the switching element Q1 is transmitted to the resonance current detection winding NA via the primary winding N1. In the orthogonal control transformer PRT, the switching output obtained in the resonance current detection winding NA is induced in the drive winding NB via the transformer coupling, so that the drive winding NB has an alternating voltage as a drive voltage. appear. This drive voltage is output as a drive current from the series resonance circuit (NB, CB) forming the self-oscillation drive circuit to the base of the switching element Q1 via the base current limiting resistor RB. As a result, the switching element Q1 performs a switching operation at a switching frequency determined by the resonance frequency of the series resonance circuit.
[0011]
The insulating converter transformer PIT transmits the switching output of the switching element Q1 to the secondary side.
In this case, the insulating converter transformer PIT includes, for example, as shown in FIG. 24, an EE type core in which E type cores CR1 and CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. The primary winding N1 and the secondary winding N2 are respectively wound around the bobbin B which is divided and integrated so that the primary and secondary winding regions are independent of each other. Wound around the area. Each of the primary winding N1 and the secondary winding N2 is wound with a litz wire of 60 μmmφ by means of glass winding. A gap G of about 0.5 to 1 mm is formed on the central magnetic leg as shown in the figure. Thereby, as the coupling coefficient k, for example, a loosely coupled state with about k≈0.8 is obtained.
[0012]
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the collector of the switching element Q1, and the other end is connected to the positive electrode (rectified smoothing voltage Ei) of the smoothing capacitor Ci via the series connection of the resonance current detection winding NA. Has been.
[0013]
On the secondary side of the insulating converter transformer PIT, an alternating voltage induced by the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2.
In this case, a secondary side parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2, so that the leakage inductance L2 of the secondary winding N2 and the capacitance of the secondary side parallel resonant capacitor C2 A parallel resonant circuit is formed. By this parallel resonance circuit, the alternating voltage induced in the secondary winding N2 becomes the resonance voltage. That is, a voltage resonance operation is obtained on the secondary side.
That is, in this power supply circuit, the primary side is provided with a parallel resonance circuit for making the switching operation a voltage resonance type, and the secondary side is provided with a parallel resonance circuit for obtaining a voltage resonance operation. It has a configuration as a “resonant switching converter”.
[0014]
A bridge rectifier diode DBR is connected to the secondary winding N2 forming the parallel resonant circuit. A full-wave rectifier circuit is formed by the bridge rectifier diode DBR and the smoothing capacitor C0, so that a secondary side DC output voltage E0 is generated as a voltage across the smoothing capacitor C0. The DC output voltage EO is branched and input to the control circuit 1 as a detection voltage.
[0015]
The control circuit 1 detects the level of the input secondary side DC output voltage EO, and varies the level of the control current, which is a DC current to be passed through the control winding NC, according to the level change.
In the orthogonal control transformer PRT, the inductance LB of the drive winding NB is varied in accordance with the level of the control current thus varied. As a result, the resonance condition of the series resonant circuit in the self-excited oscillation drive circuit for the switching element Q1 formed including the inductance LB of the drive winding NB changes. This changes the switching frequency of the switching element Q1. The operation becomes variable.
When the switching frequency is variably controlled as described above, the resonance impedances of the primary side parallel resonance circuit (N1 // Cr) and the secondary side parallel resonance circuit (N2 // C2) change accordingly. Thus, the alternating voltage level transmitted from the primary side to the secondary side of the insulating converter transformer PIT also changes. As a result, the level of the secondary side DC output voltage E01 generated based on the alternating voltage level obtained in the secondary winding N2 is also varied. With such an operation, the secondary side DC output voltage is stabilized.
[0016]
FIG. 26 shows the operation waveform of each part.
Each part is selected as follows.
Primary winding N1 = 45T (turn): 60 μm / 130 bundles of litz wire
Secondary winding N2 = 45T (turn): 60 μm / 130 litz wire
Gap G = 1mm, coupling coefficient k = 0.81
Primary side parallel resonant capacitor Cr = 6800pF
Secondary side parallel resonant capacitor C2 = 0.01 μF
[0017]
The switching operation of the switching element Q1 is indicated by the collector-emitter voltage VQ1 and the collector current IQ1 of the switching element Q1. That is, during the period TOFF in which the switching element Q1 is turned off, the collector current IQ1 becomes 0 level, and the voltage resonance pulse voltage by the primary side voltage resonance circuit is obtained as the collector-emitter voltage VQ1.
On the other hand, during the period TON in which the switching element Q1 is on, the collector current IQ1 flows according to the waveform shown in the figure, and the collector-emitter voltage VQ1 is at 0 level.
By such a switching operation, a current I1 flows through the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT as shown in the figure, and a current I2 flows through the secondary winding N2 accordingly. The secondary resonance voltage V2 is as illustrated.
At this time, the current ID0 flowing through the secondary side bridge rectifier diode DBR is asymmetrical as shown in the figure. Therefore, as shown in FIG. 24, if the gap G is not formed in the pair of E-type cores CR1 and CR2, the ferrite core is saturated due to the magnetization of the ferrite core, and the switching element Q1 may be destroyed.
Therefore, when the AC input voltage VAC is 100V and the load power Po is 200 W, the primary current I1 flowing through the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is excessive. For example, the current I1 = 8 A (PP) and the collector current IQ1 of the switching element Q1 = 4 A (PP).
FIG. 25 shows the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) and the change characteristics of the switching frequency fs with respect to fluctuations in the load power Po. The AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) when the load power Po = 200 W is shown. DC) is about 91%.
[0018]
If an input voltage doubler rectifier circuit is provided and the withstand voltage of the switching element Q1 is 1500 V, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) can be about 92%. The need for two capacitors Ci and the need for a high-breakdown-voltage switching element Q1 and a smoothing capacitor increase the cost significantly.
[0019]
Next, the switching power supply circuit of FIG. 27, which is a prior art as a resonance type converter provided with a current resonance converter and a partial voltage resonance circuit on the primary side, will be described.
The basic configuration of the power supply circuit shown in FIG. 27 includes a self-excited current resonance converter as a primary side switching converter.
[0020]
In the power supply circuit shown in this figure, a rectifier circuit system for generating a DC input voltage (rectified and smoothed voltage Ei) from a commercial AC power supply has two low-speed recovery rectifier diodes D1, D2 as shown in the figure. By connecting two smoothing capacitors Ci1 and Ci2, a voltage doubler rectifier circuit is formed. As a result, a rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level twice the AC input voltage VAC is obtained at both ends of the two smoothing capacitors Ci1 to Ci2 connected in series. This rectified and smoothed voltage Ei is supplied as a DC input voltage to the subsequent switching converter.
[0021]
The switching converter of the power supply circuit shown in this figure is a current resonance type, and two switching elements Q1 and Q2 are connected by half bridge coupling as shown in the figure. In this case, bipolar transistors are selected for the switching elements Q1 and Q2.
Connected to the base of the switching element Q1 is a self-excited oscillation drive circuit comprising a base current limiting resistor RB1, a resonance capacitor CB1, and a drive winding NB1 connected in series. A damper diode DD1 is connected between the base and emitter of the switching element Q1 in the direction shown in the figure. In addition, a starting resistor Rs1 is connected between the collector and the base of the switching element Q1 so that a current at the time of starting flows through the base.
Similarly, to the base of the switching element Q2, a self-excited oscillation drive circuit formed by connecting a base current limiting resistor RB2, a resonance capacitor CB2, and a drive winding NB2 in series is connected. A damper diode DD2 is connected between the base and the emitter, and a starting resistor Rs2 is connected between the collector and the base.
[0022]
Here, a series resonance circuit is formed by the capacitance of the resonance capacitor CB1 and the inductance of the drive winding NB1 forming the self-excited oscillation drive circuit on the switching element Q1 side. Similarly, a series resonance circuit is formed by the capacitance of the resonance capacitor CB2 and the inductance of the drive winding NB2 forming the self-excited oscillation drive circuit on the switching element Q2 side. Then, the switching elements Q1 and Q2 are switched and driven in a self-excited manner by the switching frequency determined by the resonance frequency of the series resonance circuit. Further, as will be described later, in the drive transformer PRT, since the alternating voltages in which the drive windings NB1, NB2 have opposite polarities are excited, the switching elements Q1, Q2 are alternately turned on / off. The switching operation is performed so as to be turned off.
[0023]
A partial resonance capacitor Cp is connected in parallel between the collector and emitter of the switching element Q2.
A parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed by the capacitance of the partial resonance capacitor Cp and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1. A partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only when the switching elements Q1, Q2 are turned off is obtained.
[0024]
A drive transformer PRT (Power Regulating Transformer) is provided for switching the switching elements Q1 and Q2 and for variably controlling the switching frequency for constant voltage control.
The drive transformer PRT winds the drive windings NB1 and NB2 and the resonance current detection winding NA, and the saturable state in which the control winding Nc is wound in a direction perpendicular to the respective windings. It is considered a reactor. The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are excited with voltages having opposite polarities.
[0025]
An insulating converter transformer PIT (Power Isolation Transformer) transmits the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side.
The insulating converter transformer PIT has the same structure as that shown in FIG. 24. A gap G is formed at the center magnetic legs of the pair of E-type cores CR1 and CR2, and the primary winding N1 and the secondary winding N2 have, for example, k A loosely coupled state of about 0.8 is obtained.
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the contact point (switching output point) between the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding NA. An output is made available.
[0026]
In this case, the other end of the primary winding N1 is connected to the primary side ground via the series resonant capacitor C1. A primary side series resonance circuit for making the operation of the primary side switching converter a current resonance type is formed by the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the inductance component of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1. .
In this manner, the primary side switching converter shown in this figure has a composite operation of the current resonance type operation and the partial voltage resonance operation described above.
[0027]
Further, in this case, the secondary winding N2 and the secondary winding N3 having a smaller number of turns (turns) than the secondary winding N2 are wound on the secondary side of the insulating converter transformer PIT. .
The secondary winding N2 is connected to the bridge rectifier circuit DBR and the smoothing capacitor CO1 as shown in the figure, so that the secondary side DC output voltage E01 is applied to both ends of the smoothing capacitor CO1 by the full-wave rectification operation. It has come to be obtained.
The secondary winding N3 is center-tapped and connected to rectifier diodes DO3 and DO4 and a smoothing capacitor CO2 as shown in the figure to form a full-wave rectifier circuit. The secondary side DC output voltage E02 is generated. These secondary side DC output voltages EO1 and EO2 are respectively supplied to loads (not shown). Further, the secondary side DC output voltage E01 is also branched and input as a detection voltage for the control circuit 1.
[0028]
In the control circuit 1, the drive winding wound around the orthogonal control transformer PRT is varied by varying the control current (DC current) level flowing through the control winding NC according to the level change of the secondary side DC output voltage E01. The inductance LB of the line NB is variably controlled. As a result, the resonance condition of the series resonance circuit in the self-oscillation drive circuit for the main switching element Q1 formed including the inductance LB of the drive winding NB changes. This is an operation for changing the switching frequency of the main switching element Q1, and this operation stabilizes the secondary side DC output voltage.
[0029]
Further, another example of the switching power supply circuit that can be configured based on the invention previously proposed by the present applicant as a resonant converter having a current resonant converter and a partial voltage resonant circuit on the primary side is shown in FIG. It is shown in the circuit diagram. The power supply circuit shown in this figure has a configuration as a resonant converter in which a partial voltage resonant circuit is combined with a separately excited current resonant converter.
In this figure, the same parts as those in FIG. 27 are denoted by the same reference numerals, and the description of common parts is omitted.
[0030]
In the power supply circuit shown in this figure, first, a full-wave rectifying / smoothing circuit including a bridge rectifier circuit Di and one smoothing capacitor Ci is provided for the commercial AC power supply AC. Therefore, in this case, a rectified and smoothed voltage Ei (DC input voltage) is obtained at both ends of the smoothing capacitor Ci by the full-wave rectifying operation. The rectified and smoothed voltage Ei is at a level corresponding to the same magnification as the AC input voltage VAC.
[0031]
In this case, as the current resonance type converter for switching by inputting the DC input voltage, two switching elements Q1, Q2 by MOS-FETs are connected by half bridge coupling as shown in the figure. Clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel between the sources and drains of the switching elements Q1 and Q2, respectively, in the illustrated direction.
Further, by connecting a partial resonance capacitor Cp in parallel between the source and drain of the switching element Q2, a parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed together with the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. Yes. As a result, the partial voltage resonance operation is obtained even in the power supply circuit shown in FIG.
[0032]
In this separately-excited power supply circuit, for example, an oscillation drive circuit 11 using a general-purpose IC is provided in order to drive the switching elements Q1, Q2. The oscillation drive circuit 11 applies a gate voltage as a drive signal to the gates of the switching elements Q1 and Q2. As a result, the switching elements Q1 and Q2 perform a switching operation so as to be alternately turned on / off at a required switching frequency.
[0033]
The oscillation drive circuit 11 receives a low-voltage DC voltage obtained by a rectifier circuit including a low-voltage winding N4 additionally wound around the primary side of the insulating converter transformer PIT and a capacitor C4 as an operating power source. . Moreover, at the time of starting, it starts by inputting the rectification smoothing voltage Ei via the starting resistance Rs.
[0034]
The insulating converter transformer PIT of the power supply circuit shown in this figure has a structure similar to that described with reference to FIG. In other words, by forming a gap with respect to the central magnetic legs of the pair of E-type cores CR1 and CR2, a loose coupling state of about k = 0.8 is obtained as the coupling coefficient k between the primary side and the secondary side. It is what you are trying to do.
[0035]
In this case, the control circuit 2 generates a variable DC current according to the level change of the secondary side DC output voltage EO1, and supplies it to the oscillation drive circuit 11 through the photocoupler PC. The oscillation drive circuit 11 performs switching driving so that the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 can be varied according to the output of the control circuit 2 input via the photocoupler PC. Thus, the level of the secondary side DC output voltage is stabilized by varying the switching frequency of the switching elements Q1, Q2.
[0036]
FIG. 29 is a waveform diagram showing the operation of the main part of the power supply circuit shown in FIG. 27 by the switching period.
The switching operation of the switching element Q2 is indicated by the collector-emitter voltage VQ2 and the collector current IQ2 of the switching element Q2. In other words, during the period TOFF in which the switching element Q2 is off, the collector current IQ2 becomes 0 level, and the level clamped by the rectified and smoothed voltage Ei is obtained as the collector-emitter voltage VQ2.
On the other hand, in the period TON in which the switching element Q2 is on, the collector current IQ2 flows according to the waveform shown in the figure, and the collector-emitter voltage VQ2 becomes 0 level. In the period TON, the collector current IQ2 flows through the primary winding N1N1 as the current I1.
Although not shown here, since the switching element Q1 is turned on / off at an alternate timing with the switching element Q2, the collector-emitter voltage and the collector current of the switching element Q1 are switched. The waveform is obtained by shifting the collector-emitter voltage VQ2 and the collector current IQ2 of the element Q2 by approximately 180 °. Therefore, the waveform portion of the primary winding current I1 during the period TOFF in which the switching element Q1 side is on flows as the collector current of the switching element Q1.
[0037]
Further, as shown in the figure, a positive partial resonance current IC2 flows through the partial resonance capacitor Cp connected in parallel with the collector-emitter of the switching element Q2 when the switching element Q2 is turned off. It can be seen that a negative partial resonance current IC2 flows when the switching element Q2 is turned off (when the switching element Q2 is turned on), and a partial voltage resonance operation is obtained.
As can be seen from these operation waveforms, the switching elements Q1 and Q2 can obtain ZVS (Zero Voltage Switching) and ZCS (Zero Current Switching) operations. The switching loss is reduced.
[0038]
The rectified voltage V2 between the positive input terminal and the negative input terminal of the bridge rectifier circuit DBR connected to the secondary winding N2 is a positive / negative rectified current of the bridge rectifier circuit DBR as shown in the figure. As the diode in the path becomes conductive, a waveform is obtained in which the absolute value level is clamped at the level of the secondary side DC output voltage E01.
Although detailed description is omitted here, substantially the same operation waveforms can be obtained for the power supply circuit shown in FIG.
[0039]
Further, as the characteristics of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 27, AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC), switching frequency fs, with respect to fluctuations of AC input voltage VAC = 100V and load power Po = 0W to 200W, and FIG. 30 shows the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1).
As shown in FIG. 30, the switching frequency fs is controlled to decrease as the load power Po increases and the secondary side DC output voltage decreases, and the period TON becomes longer accordingly. I understand that.
The AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is, for example, 91.8% when the load power Po = 200 W, 92.4% when the load power Po = 150 W, and the highest efficiency when the load power Po = 150 W. The state is obtained.
[0040]
In order to obtain the operation shown in FIG. 29 and the characteristics shown in FIG. 30 as the power supply circuit shown in FIG. 27, each part is selected as follows.
Primary winding N1 = Secondary winding N2 = 45T
Primary side series resonant capacitor C1 = 0.056μF
Partial resonant capacitor Cp = 330pF
[0041]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, as a power supply circuit, it is preferable that power conversion efficiency is as high as possible.
Here, with respect to the insulating converter transformer PIT, as described above, a gap is formed in the core, and the primary winding N1 and the secondary winding N2 are in a loosely coupled state. This is because the ferrite core is magnetically saturated. This is to make it difficult to enter a state.
[0042]
However, since the primary side winding and the secondary side winding are in a loosely coupled state, there is a limit to improving the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC).
In the case of the circuit of FIG. 23, when the AC input voltage VAC is 100V and the load power is about 200 W, the limit of the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is about 91%. Even if a voltage doubler rectifier circuit is used, the limit is 92%.
When the AC input voltage VAV is 100V and the load power Po is about 120 W, it may be possible to adopt a power supply circuit using a full-wave rectifier circuit Di as shown in FIG. / DC) has a limit of about 90%. In particular, when the load power Po is higher than 120 W, it decreases to 90% or less.
Further, when the AC input voltage VAV is 100V and the load power Po is 150 W or more, it is conceivable to employ a power supply circuit using a voltage doubler rectifier circuit as shown in FIG. 27, but the AC / DC power conversion efficiency ( ηAC / DC) is limited to about 92%.
Further, the circuits shown in FIGS. 23, 27, and 28 cannot achieve higher efficiency.
[0043]
Further, since the insulating converter transformer PIT is in a loosely coupled state, the generation level of the leakage magnetic flux from the insulating converter transformer PIT is increased. For this reason, as a practical circuit, it is necessary to take a shielding measure such as providing a short ring of a copper plate in the insulating converter transformer PIT. As a result, the cost and size of the insulating converter transformer PIT are increased.
Further, when the insulating converter transformer PIT is in a loosely coupled state, the temperature of the primary winding and the secondary winding in the vicinity of the gap G rises due to eddy current loss due to the so-called fringe magnetic flux. This is disadvantageous.
[0044]
Further, in forming the gap G in the central magnetic leg of the insulating converter transformer PIT, for example, the central magnetic leg of the E-type core made of ferrite material is polished. In this case, since a polishing step is added to manufacture the insulating converter transformer PIT, there is a problem that the cost increases accordingly.
[0045]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above-described problems, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
That is, a rectifying / smoothing unit that performs full-wave rectification on an AC input and obtains a DC input voltage using a smoothing capacitor, a switching unit including a switching element that intermittently connects the DC input voltage, and a gap in a magnetic leg. The primary side winding and the secondary side winding are wound around the core which is not formed, and the primary side winding and the secondary side winding are formed in a tightly coupled state with a coupling coefficient more than necessary. The output of the switching means obtained in the primary winding is transmitted to the secondary winding, and the primary winding is separated into the same number of inner and outer windings. In order to make the inductance value of the insulating converter transformer and the inner winding side equal to the inductance value of the outer winding side, the inductance value is connected in series with the inner winding and in parallel with the outer winding. Indak A primary side parallel resonance circuit formed by a primary side winding and a primary side parallel resonance capacitor of the insulation converter transformer, and provided so that the operation of the switching means is a voltage resonance type, and the insulation converter transformer A half-wave rectification operation is performed by inputting a secondary-side resonance circuit formed by connecting a secondary-side resonance capacitor to the secondary-side winding and an alternating voltage obtained by the secondary-side resonance circuit. A DC output voltage generating means configured to obtain a DC output voltage, a self-excited oscillation circuit or a separately-excited oscillation circuit, switching driving means for switching the switching element by the oscillation output, and the DC The switching frequency of the switching element is controlled by controlling the oscillation frequency of the self-excited oscillation circuit or the separately-excited oscillation circuit according to the level of the output voltage. The grayed frequency by varying control, the switching power supply circuit and a constant voltage control means is configured to perform constant voltage control for the dc output voltage.
[0046]
In this case, the inner winding and the outer winding are set to be reversely rotated with the winding directions reversed.
Alternatively, the inner winding and the outer winding are wound in the same direction, and an insulating material is provided between the inner winding and the outer winding.
The secondary winding is also divided into the same number of inner windings and outer windings, and the inductance value on the inner winding side in the secondary winding is determined in the secondary winding. To equalize the inductance value on the outer winding side, an inductance is provided in series with the inner winding in the secondary winding and connected in parallel with the outer winding in the secondary winding. Like that.
In this case, the inner side winding and the outer side winding of the secondary side winding are set so that the winding direction is reverse.
Alternatively, the winding direction of the inner winding and the outer winding of the secondary winding is the same, and an insulating material is applied between the inner winding and the outer winding of the secondary winding. To be.
The core of the insulating converter transformer is formed by a pair of E-type cores or a pair of U-type cores.
[0047]
The present invention also includes a rectifying / smoothing means that performs full-wave rectification on an AC input and obtains a DC input voltage using a smoothing capacitor, and a switching element connected to the half bridge, and the switching operation for intermittently connecting the DC input voltage. The primary winding and the secondary winding are wound around the switching means for performing the above and the core having no gap formed in the magnetic leg, and the primary winding and the secondary winding are more than necessary. It is formed so as to be in a tightly coupled state by a coupling coefficient, and transmits the output of the switching means obtained in the primary side winding to the secondary side winding, and the primary side winding has a number of turns. Insulating converter transformer separated into the same number of inner windings and outer windings, at least the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer, and in series with the primary winding A primary side series resonance circuit which is formed by a capacitance of the connected primary side series resonance capacitor and which makes the operation of the switching means a current resonance type, and a predetermined switching element among a plurality of switching elements forming the switching means Voltage resonance operation during the turn-off period of a plurality of switching elements formed by the capacitance of the partial resonance capacitor connected in parallel with the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer. The primary side partial voltage resonance circuit to be performed, the leakage inductance component of the secondary side winding of the insulating converter transformer, and the capacitance of the secondary side partial voltage resonance capacitor connected in parallel to the secondary side winding The secondary side partial voltage resonance circuit to be formed DC output voltage generating means configured to input the alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer and perform a rectifying operation to generate a secondary DC output voltage, and the secondary side A switching power supply circuit comprising constant voltage control means configured to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage by varying the switching frequency of the switching means according to the level of the DC output voltage; To do.
[0048]
In this case, by connecting the inductance in series with the inner winding and in parallel with the outer winding, the inductance value on the inner winding side and the inductance value on the outer winding side are made equal.
Alternatively, as the primary side series resonance capacitor, a first capacitor connected in series to the inner winding and a second capacitor connected in series to the outer winding are provided, and the first capacitor and the second capacitor are provided. The capacitors are selected so that the series resonance current flowing through the inner winding is equal to the series resonance current flowing through the outer winding.
Further, the inner winding and the outer winding are reversely wound in reverse directions.
Alternatively, the inner winding and the outer winding are wound in the same direction, and an insulating material is provided between the inner winding and the outer winding.
The secondary winding is separated into an inner winding and an outer winding having the same number of turns, and the inductance value on the inner winding side of the secondary winding is set to the outer side of the secondary winding. In order to be equivalent to the inductance value on the winding side, an inductance is provided in series with the inner winding in the secondary winding and connected in parallel with the outer winding in the secondary winding. To.
The inner side winding and the outer side winding of the secondary side winding are reversely wound in reverse directions.
Alternatively, the winding direction of the inner winding and the outer winding of the secondary winding is the same, and an insulating material is applied between the inner winding and the outer winding of the secondary winding. Is done.
The core of the insulating converter transformer is formed of a pair of E-type cores or a pair of U-type cores.
[0049]
According to the above configuration, a switching power supply circuit is formed as a composite resonance type converter in which a voltage resonance type converter having a monolithic structure on the primary side and a half-wave rectification type voltage resonance circuit on the secondary side.
When the primary side is a voltage resonance type converter, the secondary side is a half-wave rectifier circuit, so that the core gap of the insulating converter transformer is zero and the coupling coefficient between the primary winding and the secondary winding is 0.95. The degree of tight coupling can be made.
Further, the DC input voltage is obtained from a full-wave rectifier circuit.
Further, the primary side winding, or both the primary side winding and the secondary side winding are configured by the inner side winding and the outer side winding.
Thereby, the power conversion efficiency at the time of heavy load with load power of 200 W or more can be improved.
[0050]
Further, according to the above configuration, a switching power supply circuit is formed as a composite resonance type converter including a partial voltage resonance circuit which is a current resonance type converter having a two-stone structure on the primary side and a partial voltage resonance circuit on the secondary side.
In this case, by providing a partial voltage resonance circuit on the secondary side, the core gap of the insulating converter transformer can be made zero, and the coupling coefficient between the primary winding and the secondary winding can be tightly coupled to about 0.95. .
Further, the DC input voltage is obtained from a full-wave rectifier circuit.
Further, the primary side winding, or both the primary side winding and the secondary side winding are configured by the inner side winding and the outer side winding.
Thereby, power conversion efficiency can be improved.
[0051]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the first to ninth embodiments of the present invention will be sequentially described.
The first to fourth embodiments are switching power supply circuits as a composite resonance type converter in which a primary side is a voltage resonance type converter having a monolithic structure and a secondary side is a combination of a half-wave rectification type voltage resonance circuit.
The fifth to ninth embodiments are switching power supply circuits as complex resonant converters in which the primary side is a current resonance type converter having a two-stone configuration and is provided with a partial voltage resonance circuit, and the secondary side is provided with a partial voltage resonance circuit. is there.
[0052]
<First Embodiment>
FIG. 1 shows an example of the configuration of a switching power supply circuit as a first embodiment of the present invention. The power supply circuit shown in FIG. 1 employs a configuration as a composite resonance type switching converter that includes a voltage resonance type converter on the primary side and also has a resonance circuit on the secondary side.
[0053]
In the power supply circuit shown in this figure, a full-wave rectifying / smoothing circuit including a bridge rectifying circuit Di and a smoothing capacitor Ci is used as a rectifying / smoothing circuit for obtaining a DC input voltage by inputting a commercial AC power supply (AC input voltage VAC). The rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level equal to the AC input voltage VAC is generated. The smoothing capacitor Ci has a withstand voltage of 800V.
[0054]
The voltage resonance type switching converter provided in the power supply circuit has a self-excited configuration including a single switching element Q1. In this case, an 800V withstand voltage bipolar transistor (BJT; junction transistor) is employed as the switching element Q1.
[0055]
Between the base of the switching element Q1 and the primary side ground, a series resonance circuit for driving self-oscillation comprising a series connection circuit of a drive winding NB, a resonance capacitor CB, and a base current limiting resistor RB is connected.
The base of the switching element Q1 is also connected to the positive side of the smoothing capacitor Ci (rectified smoothing voltage Ei) via the base current limiting resistor RB-starting resistor RS, and the base current at the time of starting is supplied from the rectifying smoothing line. Trying to get.
[0056]
The clamp diode DD inserted between the base of the switching element Q1 and the negative electrode (primary side ground) of the smoothing capacitor Ci forms a path for a clamp current that flows when the switching element Q1 is turned off. The collector of the switching element Q1 is connected to one end of the primary winding (N1A, N1B) of the insulating converter transformer PIT, and the emitter is grounded to the primary side ground.
[0057]
A parallel resonant capacitor Cr is connected in parallel between the collector and emitter of the switching element Q1. The parallel resonant capacitor Cr forms a primary parallel resonant circuit of a voltage resonant converter by its own capacitance and the leakage inductance (L1A, L1B) of the primary windings (N1A, N1B) of the insulating converter transformer PIT. Although detailed description is omitted here, when the switching element Q1 is turned off, the voltage VQ1 across the parallel resonant capacitor Cr is actually a sinusoidal pulse waveform due to the action of the parallel resonant circuit. Operation can be obtained.
[0058]
The orthogonal control transformer PRT shown in this figure is a saturable reactor around which a resonance current detection winding NA, a drive winding NB, and a control winding NC are wound. The orthogonal control transformer PRT drives the switching element Q1 and is provided for constant voltage control.
As a structure of this orthogonal control transformer PRT, although not shown, a three-dimensional core is formed by joining the ends of the magnetic legs of two double U-shaped cores having four magnetic legs. . Then, the resonance current detection winding NA and the drive winding NB are wound around the predetermined two magnetic legs of the three-dimensional core in the same winding direction, and the control winding NC is further connected to the resonance current detection. It is configured by winding in a direction orthogonal to the winding ND and the drive winding NB.
[0059]
In this case, the resonance current detection winding NA of the orthogonal control transformer PRT is inserted in series between the positive electrode of the smoothing capacitor Ci and the primary windings (N1A, N1B) of the insulating converter transformer PIT. As a result, the switching output of the switching element Q1 is transmitted to the resonance current detection winding NA via the primary windings (N1A, N1B). In the orthogonal control transformer PRT, the switching output obtained in the resonance current detection winding NA is induced in the drive winding NB via the transformer coupling, so that the drive winding NB has an alternating voltage as a drive voltage. appear. This drive voltage is output as a drive current from the series resonance circuit (NB, CB) forming the self-oscillation drive circuit to the base of the switching element Q1 via the base current limiting resistor RB. As a result, the switching element Q1 performs a switching operation at a switching frequency determined by the resonance frequency of the series resonance circuit.
[0060]
The insulating converter transformer PIT transmits the switching output of the switching element Q1 to the secondary side.
This insulating converter transformer PIT has a primary winding (N1A, N1B) and a secondary winding N2 wound around a core having no gap formed in a magnetic leg, and a primary winding (N1A, N1B) and a secondary winding. The winding N2 is formed so as to be in a tightly coupled state with a coupling coefficient more than necessary.
As the primary winding, the primary winding (hereinafter referred to as the outer winding) N1A to be wound outside the bobbin, and the primary winding (hereinafter referred to as the following) to be wound inside the bobbin. The inner winding N1B is divided, and the outer winding N1A and the inner winding N1B have the same number of turns. An inductor L1C is connected in series to the inner winding N1B.
An example of the structure of the insulating converter transformer PIT will be described later. The winding start end of the outer winding N1A and the winding end end of the inner winding N1B of the insulating converter transformer PIT are connected to the collector of the switching element Q1.
The winding end of the outer winding N1A is connected to the positive electrode (rectified smoothing voltage Ei) of the smoothing capacitor Ci via a series connection of the resonance current detection winding NA, and the winding start end of the inner winding N1B is connected to the inductor. It is connected to the winding end of the outer winding N1A via L1C.
That is, a series circuit of the inner winding N1B and the inductor L1C is connected in parallel to the outer winding N1A to form a primary winding. In this case, the inner winding N1B and the outer winding N1A Will be the reverse reversal.
[0061]
On the secondary side of the insulating converter transformer PIT, an alternating voltage induced by the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2.
In this case, a secondary side parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2, so that the leakage inductance L2 of the secondary winding N2 and the capacitance of the secondary side parallel resonant capacitor C2 A parallel resonant circuit is formed. By this parallel resonance circuit, the alternating voltage induced in the secondary winding N2 becomes the resonance voltage. That is, a voltage resonance operation is obtained on the secondary side.
That is, in this power supply circuit, the primary side is provided with a parallel resonance circuit for making the switching operation a voltage resonance type, and the secondary side is provided with a parallel resonance circuit for obtaining a voltage resonance operation. It has a configuration as a “resonant switching converter”.
[0062]
The anode of the rectifier diode D01 is connected to the winding end of the secondary winding N2, and the winding start is connected to the secondary side ground. The positive terminal of the smoothing capacitor CO is connected to the cathode of the rectifier diode DO1. The negative terminal of the smoothing capacitor CO is connected to the secondary side ground.
In this way, for the secondary winding N2 forming the parallel resonant circuit, a half-wave rectifier circuit composed of the rectifier diode D01 and the smoothing capacitor C0 is formed, so that the voltage across the smoothing capacitor C0 is A secondary side DC output voltage EO is generated. The DC output voltage EO is branched and input to the control circuit 1 as a detection voltage.
[0063]
The control circuit 1 detects the level of the input secondary side DC output voltage EO, and varies the level of the control current, which is a DC current to be passed through the control winding NC, according to the level change.
In the orthogonal control transformer PRT, the inductance LB of the drive winding NB is varied in accordance with the level of the control current thus varied. As a result, the resonance condition of the series resonant circuit in the self-excited oscillation drive circuit for the switching element Q1 formed including the inductance LB of the drive winding NB changes. This changes the switching frequency of the switching element Q1. The operation becomes variable.
When the switching frequency is variably controlled as described above, the primary side parallel resonance circuit ((N1A, N1B) // Cr) and the secondary side parallel resonance circuit (N2 // C2) are correspondingly controlled. The resonant impedance changes, and the alternating voltage level transmitted from the primary side to the secondary side of the insulating converter transformer PIT also changes. As a result, the level of the secondary side DC output voltage EO generated based on the alternating voltage level obtained in the secondary winding N2 is also varied. With such an operation, the secondary side DC output voltage is stabilized.
[0064]
The insulating converter transformer PIT has a structure shown as a cross-sectional view in FIG. 2 or FIG. 3, for example.
FIG. 2 is a structural example using a pair of E-type cores.
As shown in the figure, the core of the insulating converter transformer PIT is formed by combining the two E-type cores CR1 and CR2 so that the end portions of the magnetic legs face each other. Further, in this case, no gap is formed on the surface where the central magnetic legs of the E-shaped cores CR1 and CR2 face each other.
For example, a ferrite material is used for the E-shaped cores CR1 and CR2.
In this embodiment, the primary / secondary windings N1A, N1B and the secondary winding N2 are wound around the EE cores (CR1, CR2) formed as described above. The next divided bobbin B is used.
Here, on the primary side, first, the inner winding N1B is wound, and the outer winding N1A is wound on the outer peripheral side by reverse rolling as described above.
[0065]
FIG. 3 is a structural example using a pair of U-shaped cores.
In this case, in the insulating converter transformer PIT, as shown in FIG. 3, U-cores CR11 and CR12 each having two magnetic legs are combined to form a U-U core. .
Further, for one magnetic leg of the U-U type core formed as described above, the primary windings (N1A, N1B) and the secondary winding N2 are divided from each other as shown. The bobbin B wound around the winding area is attached.
Further, no gap is formed with respect to the central magnetic leg of the U-U type core formed as described above.
On the primary side, first, the inner winding N1B is wound, and the outer winding N1A is wound on the outer peripheral side by reverse rolling as described above.
[0066]
In both cases of FIGS. 2 and 3, by setting the gap to zero, the coupling coefficient between the primary windings (N1A, N1B) and the secondary winding N2 is in a tightly coupled state of about 0.95.
By the way, for example, in the power supply circuit of the prior art, the magnetic saturation is suppressed by setting the insulating converter transformer PIT in a loosely coupled state.
On the other hand, in this example, the gap between the insulating converter transformer PIT is zero and the coupling is tight. This is because the secondary side rectifier circuit is a half-wave rectifier system. That is, even if the gap is zero, the ferrite core of the insulating converter transformer PIT is not magnetically saturated because the currents I1 and I2 flowing in the primary winding (N1A, N1B) and the secondary winding N2 are in the reverse direction (N1A, N1B). This is because the magnetic flux due to I1 and the magnetic flux due to N2 and I2 are mutually erased.
[0067]
The outer winding N1A and the inner winding N1B as the primary winding have the same number of turns, but the leakage inductance L1B of the inner winding N1B wound inside is the leakage inductance L1A of the outer winding N1B. Less.
The primary current I1 is divided into a current I1A flowing through the outer winding N1A and a current I1B flowing through the inner winding N1B. However, due to the difference between the leakage inductances N1A and N1B, I1B> I1A.
Therefore, an inductor L1C is connected in series with the inner winding N1B so that the inductance (L1B, L1C) on the inner winding N1B side is equivalent to the inductance (L1A) on the outer winding N1A side. Current I1B = current I1A. That is, the value of the inductor L1C is selected according to the difference between the leakage inductance L1B of the inner winding N1B and the leakage inductance L1A of the outer winding N1B.
[0068]
Further, although the inner winding N1B and the outer winding N1A are reversely wound, it is not necessary to provide an interlayer tape for insulation between the inner winding N1B and the outer winding N1A.
That is, when the switching element Q1 is turned off, the voltage VQ1, that is, the voltage resonance pulse voltage, is applied to the winding end of the inner winding N1B and the winding start of the outer winding N1A. Since the winding end and the winding start end of the outer winding N1A are at the same potential, an interlayer tape for insulation is not required.
[0069]
FIG. 4 shows an operation waveform of each part, and FIG. 5 shows changes in AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) and switching frequency fs with respect to fluctuations in AC input voltage VAC = 100 V and load power Po = 0 W to 200 W. The characteristics are shown. In FIG. 5, the solid line is the characteristic of the circuit of FIG. 1 of this example, and the broken line is the characteristic of the prior art example of FIG. 23 added for comparison (that is, the characteristic shown in FIG. 25).
Each part is selected as follows.
Outer winding of primary winding N1A = 50T: 60μm / 80 litz wire
Inner winding of primary winding N1B = 50T: 60 μm / 80 litz wire
Secondary winding N2 = 55T
Zero gap, coupling coefficient k = 0.95
Primary side parallel resonant capacitor Cr = 5600pF
Secondary side parallel resonant capacitor C2 = 6800pF
Leakage inductance L1A of outer winding N1A = 170μH
Leakage inductance L1B of inner winding N1B = 165μH
Inductor L1C = 4.7μH
[0070]
In FIG. 4, the switching operation of the switching element Q1 is indicated by the collector-emitter voltage VQ1 and the collector current IQ1 of the switching element Q1. That is, during the period TOFF in which the switching element Q1 is turned off, the collector current IQ1 becomes 0 level, and the voltage resonance pulse voltage by the primary side voltage resonance circuit is obtained as the collector-emitter voltage VQ1.
On the other hand, during the period TON in which the switching element Q1 is on, the collector current IQ1 flows according to the waveform shown in the figure, and the collector-emitter voltage VQ1 is at 0 level.
By such a switching operation, a current I1 flows through the primary windings (N1A, N1B) of the insulating converter transformer PIT as shown in the figure. This current I1 is connected to the current I1A to the outer winding N1A and the inside as shown in the figure. A current I1B to the winding N1B is shunted.
The current I1 is 7.6 A (PP), and the current I1A = current I1B = 3.8 A (PP).
The current I2 and the secondary resonance voltage V2 of the secondary winding N2 are as shown in the figure.
[0071]
And as FIG. 5 shows, AC / DC power conversion efficiency ((eta) AC / DC) improves to 92.2% from 91.1% of a prior art example at the time of load electric power Po = 200W.
Further, when the load power Po = 50 W, it is improved from 90.1% of the prior art example to 92.1%.
That is, according to this example, even when the load power Po = 200 W, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC), that is, an AC / DC power conversion efficiency of 92% or more can be realized. In the case of the input voltage doubler rectifier circuit, the withstand voltage of the smoothing capacitor Ci and the switching element Q1 needs to be 1500 V. In this example, the withstand voltage of 800 V is sufficient, which is advantageous in terms of circuit configuration.
[0072]
The AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is improved because the gap of the insulating converter transformer PIT is made zero, and the primary current is divided by dividing the primary winding into the outer winding N1A and the inner winding N1B. Is divided into currents I1A and I1B (I1A = I1B). The following reasons are conceivable.
-The coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is improved from 0.8 to 0.95, thereby reducing the leakage magnetic flux and reducing the eddy current loss of the primary winding N1 and the secondary winding N2. For.
The local power loss of the primary winding N1 and the secondary winding N2 is eliminated by the fringe magnetic flux around the gap, and the copper loss of the insulating converter transformer PIT is reduced.
The increase in the primary winding N1 and the secondary winding N2 reduces the primary current I1 and the secondary current I2, thereby reducing the copper loss of the insulating converter transformer PIT and the switching loss of the switching element Q1.
• Copper loss in the primary winding is reduced by dividing the primary current into the currents I1A and I1B.
[0073]
In the case of the present embodiment, since no gap is formed in the insulating converter transformer PIT, a process for forming the gap is not necessary in manufacturing, and thus the manufacturing process can be simplified and the cost can be reduced. Become. In addition, since the magnetic flux leakage from the insulating converter transformer PIT is reduced by the close coupling, it is not necessary to wind a short ring made of, for example, a copper plate around the insulating converter transformer PIT. In this respect as well, the manufacturing process of the insulating converter transformer PIT is simplified, and cost reduction is promoted.
Furthermore, since the gap is eliminated, the problem of local temperature rise in the winding of the insulating converter transformer PIT is also solved, and the reliability is improved accordingly.
[0074]
<Second Embodiment>
FIG. 6 shows a switching power supply circuit according to the second embodiment. The basic configuration of the primary side and the secondary side is the same as that of the circuit of FIG. 1, and the same parts are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
In the circuit of FIG. 6, the winding direction of the outer winding N1A and the inner winding N1B of the insulating converter transformer PIT is different from that of FIG.
[0075]
In this case, the winding start end of the outer winding N1A is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci via the resonance current detection winding NA, and the winding end end is connected to the collector of the switching element Q1.
The winding start end of the inner winding N1B is connected to the winding start end of the outer winding N1A via the inductor LC1, and is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci via the resonance current detection winding NA. The winding end of the inner winding N1B is connected to the collector of the switching element Q1.
That is, the winding direction of the outer winding N1A and the inner winding N1B is the same direction.
As shown in FIGS. 7 and 8, no gap is formed in the core of the insulating converter transformer PIT.
[0076]
As described above, in the case of the circuit of FIG. 1, the outer winding N1A and the inner winding N1B are reversely wound, so that an interlayer tape for insulation is not necessary. In the case of FIG. Since the winding end of the inner winding N1B to which the resonance pulse voltage is applied and the winding starting end of the outer winding N1A wound subsequently are different in potential, as shown in FIGS. It is necessary to apply an interlayer tape TP for insulation.
According to the second embodiment of FIG. 6, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
[0077]
<Third Embodiment>
FIG. 9 shows a switching power supply circuit according to the third embodiment. The configuration of the primary side and the configuration of the half-wave rectifier circuit on the secondary side are the same as those of the circuit of FIG. 1, and the same parts are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0078]
In this example, also on the secondary side, the secondary winding is divided into an outer winding N2A and an inner winding N2B.
In other words, the insulating converter transformer PIT winds the primary windings (N1A, N1B) and the secondary windings (N2A, N2B) around the core having no gap formed in the magnetic legs, and the primary windings (N1A, N1B). ) And the secondary windings (N2A, N2B) are in a tightly coupled state with a coupling coefficient greater than necessary.
[0079]
The configurations of the primary side outer winding N1A and the inner winding N1B (and the inductor L1C) are the same as those in FIG.
As shown in FIGS. 10 and 11, as the secondary winding, the outer winding N2A to be wound outside the bobbin B and the inner winding to be wound inside the bobbin. The winding is divided into the winding N2B, and the outer winding N2A and the inner winding N2B have the same number of turns. For example, the same number of outer windings N2A and inner windings N2B are wound with 60 μm / 80 bundles of litz wires.
[0080]
The winding start end of the outer winding N2A and the winding end end of the inner winding N2B are connected to the anode side of the diode D01. The winding end of the outer winding N2A is connected to the secondary side ground, and the winding start end of the inner winding N2B is connected to the secondary side ground through the inductor L2C.
An inductor L2C is connected in series to the inner winding N2B.
The inductor L2C is provided for the same purpose as the inductor L1C on the primary side. That is, in order to correspond to the fact that the leakage inductance L2B of the inner winding N2B is smaller than the leakage inductance L2A of the outer winding N2A, the series circuit of the inner winding N2B and the inductor L2C is the outer side. By being connected in parallel with the winding N2A, the inductance (L2B, L2C) on the inner winding N2B side is made equal to the inductance (L2A) on the outer winding N2A side, whereby the secondary current I2B = Current I2A.
[0081]
The series circuit of the inner winding N2B and the inductor L2C is connected in parallel to the outer winding N2A to form a primary winding. In this case, the inner winding N2B and the outer winding N2A Will be the reverse reversal.
Therefore, it is not necessary to apply an interlayer tape for insulation between the inner winding N2B and the outer winding N2A, and the structure of the insulating converter transformer PIT is as shown in FIGS.
[0082]
In this way, the secondary winding is also divided into the outer winding N2A and the inner winding N2B, and the secondary current I2 is divided into the currents I2A and I2B (I2A = I2B = I2 / 2). Further, the copper loss in the secondary winding can be reduced, and the AC / DC power conversion efficiency can be further improved.
[0083]
<Fourth embodiment>
FIG. 12 shows a switching power supply circuit according to the fourth embodiment. Note that the configuration of the primary side and the configuration of the half-wave rectifier circuit on the secondary side are the same as the circuit of FIG.
In the circuit of FIG. 12, the winding direction of the outer winding N1A and the inner winding N1B is the same on the primary side of the insulating converter transformer PIT, and the winding of the outer winding N2A and the inner winding N2B is the secondary side. The direction is the same direction.
[0084]
That is, on the primary side, the winding start end of the outer winding N1A is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci via the resonance current detection winding NA, and the winding end end is connected to the collector of the switching element Q1.
The winding start end of the inner winding N1B is connected to the winding start end of the outer winding N1A via the inductor LC1, and is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci via the resonance current detection winding NA. The winding end of the inner winding N1B is connected to the collector of the switching element Q1. Thus, the winding direction of the outer winding N1A and the inner winding N1B is the same direction.
[0085]
On the secondary side, the winding start end of the outer winding N2A and the winding start end of the inner winding N2B are connected to the anode side of the diode D01. The winding end of the outer winding N2A is connected to the secondary side ground, and the winding end of the inner winding N2B is connected to the secondary side ground through the inductor L1C.
That is, the winding direction of the outer winding N2A and the inner winding N2B is the same direction.
[0086]
Therefore, in this case, in the insulating converter transformer PIT, as shown in FIGS. 13 and 14, the primary winding and the secondary winding are respectively disposed between the outer windings N1A and N2A and the inner windings N1B and N2B. It is necessary to apply an interlayer tape TP for insulation.
According to the fourth embodiment shown in FIG. 12, the same effect as that of the third embodiment can be obtained.
[0087]
<Fifth embodiment>
FIG. 15 shows a switching power supply circuit according to the fifth embodiment.
This fifth embodiment is a self-excited current resonance converter having a two-stone configuration on the primary side, including a partial voltage resonance circuit, and switching as a complex resonance type converter including a partial voltage resonance circuit on the secondary side. It is a power supply circuit.
[0088]
In the power supply circuit shown in this figure, a full-wave rectifying / smoothing circuit including a bridge rectifying circuit Di and a smoothing capacitor Ci is used as a rectifying / smoothing circuit for obtaining a DC input voltage by inputting a commercial AC power supply (AC input voltage VAC). The rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level equal to the AC input voltage VAC is generated.
[0089]
The primary-side self-excited current resonance type converter shown in this figure includes two switching elements Q1 and Q2 as shown in the figure. In this case, bipolar transistors are selected for the switching elements Q1 and Q2.
These switching elements Q1 and Q2 are connected by a half bridge coupling method. That is, the collector of the switching element Q1 is connected to the line of the rectified and smoothed voltage Ei (the positive terminal of the smoothing capacitor Ci). The emitter of the switching element Q1 is connected to the collector of the switching element Q2, and the emitter of the switching element Q2 is connected to the primary side ground.
[0090]
The base of the switching element Q1 is connected to a self-excited oscillation drive circuit comprising a base current limiting resistor RB1, a resonance capacitor CB1, and a drive winding NB1 connected in series. Here, the series connection of the resonance capacitor CB1 and the drive winding NB1 forms a series resonance circuit by the capacitance of the resonance capacitor CB1 and the inductance of the drive winding NB1, and is switched by the resonance frequency of the series resonance circuit. The frequency is determined. The base current limiting resistor RB1 adjusts the base current level as a drive signal that should flow from the self-excited oscillation drive circuit to the base of the switching element Q1.
[0091]
A damper diode DD1 is connected between the base and emitter of the switching element Q1 in the direction shown in the figure. In addition, a starting resistor Rs1 is connected between the collector and the base of the switching element Q1 so that a current at the time of starting flows through the base.
[0092]
Similarly, to the base of the switching element Q2, a self-excited oscillation drive circuit formed by connecting a base current limiting resistor RB2, a resonance capacitor CB2, and a drive winding NB2 in series is connected. A series resonance circuit is formed by the resonance capacitor CB2 and the drive winding NB2. A damper diode DD2 is connected between the base and the emitter, and a starting resistor Rs2 is connected between the collector and the base.
[0093]
A partial resonance capacitor Cp is connected in parallel between the collector and emitter of the switching element Q2.
A parallel resonant circuit (partial voltage resonant circuit) is formed by the capacitance of the partial resonant capacitor Cp and the inductance components (L1A, L1B, L1C) of the insulating converter transformer PIT including the primary windings (N1A, N1B) and the inductor L1C. A partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only when the switching elements Q1, Q2 are turned off is obtained.
[0094]
A drive transformer PRT (Power Regulating Transformer) is provided for switching the switching elements Q1 and Q2 and for variably controlling the switching frequency for constant voltage control.
The drive transformer PRT has a saturable reactor in which the drive windings NB1 and NB2 and the resonance current detection winding NA are wound, and the control winding Nc is wound in a direction perpendicular to the respective windings. Has been. The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are wound in a winding direction in which voltages having opposite polarities are excited.
[0095]
An insulating converter transformer PIT (Power Isolation Transformer) transmits the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side. One end of the primary winding (N1A, N1B) of this insulating converter transformer PIT is connected to the contact (switching output point) of the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding NA. Thus, a switching output is obtained.
[0096]
As shown in the figure, the other ends of the primary windings (N1A, N1B) are connected to the primary side ground via a series resonant capacitor C1. The operation of the primary side switching converter is made to be a current resonance type by the capacitance of the series resonant capacitor C1 and the inductance components (L1A, L1B, L1C) of the insulating converter transformer PIT including the primary windings (N1A, N1B) and the inductor L1C. To form a primary side series resonance circuit.
In this manner, the primary side switching converter shown in this figure has a composite operation of the current resonance type operation and the partial voltage resonance operation described above.
[0097]
For example, the switching operation of the power supply circuit is as follows.
First, when the commercial AC power supply AC is turned on, a starting base current is supplied to the bases of the switching elements Q1, Q2 through, for example, the starting resistors Rs1, Rs2. Here, for example, voltages having opposite polarities are excited in the drive windings NB1 and NB2 of the drive transformer PRT. Therefore, if the switching element Q1 is turned on first, the switching element Q2 is turned off. It is controlled to become. Then, using the alternating voltage excited in the drive windings NB1 and NB2, the self-oscillation drive circuits of the switching elements Q1 and Q2 perform a self-oscillation operation by a resonance operation. Thereby, the switching elements Q1, Q2 are controlled so as to be alternately turned on / off. That is, a switching operation is performed.
For example, when the switching element Q1 is turned on, a resonance current flows as a switching output to the primary windings (N1A, N1B) and the series resonance capacitor C1 via the resonance current detection winding NA. In the vicinity of 0, the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on. As a result, a resonance current in the opposite direction flows through the switching element Q2. Thereafter, the self-excited switching operation in which the switching elements Q1, Q2 are alternately turned on is continued by ZVS and ZCS. Further, as the switching elements Q1 and Q2 are turned on / off, a current flows through the partial resonance capacitor Cp in a short period when the switching elements Q1 and Q2 are turned off. That is, a partial voltage resonance operation is obtained.
[0098]
The insulating converter transformer PIT has a primary winding (N1A, N1B) and secondary windings N2, N3 wound around a core having no gap formed in the magnetic leg, and a primary winding (N1A, N1B) and two windings. The next windings N2 and N3 are formed so as to be in a tightly coupled state with a coupling coefficient more than necessary.
The primary winding is divided into an outer winding N1A to be wound outside the bobbin and an inner winding N1B to be wound inside the bobbin. The number of turns of N1A and the inner winding N1B is the same. An inductor L1C is connected in series to the inner winding.
An example of the structure of the insulating converter transformer PIT will be described later. The winding start end of the outer winding N1A and the winding start end of the inner winding N1B of the insulating converter transformer PIT are connected in series with the resonance current detection winding NA. And a switching output point (a connection point between the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2).
The winding end of the outer winding N1A is connected to the resonance capacitor C1, and the winding end of the inner winding N1B is connected to the resonance capacitor C1 via the inductor L1C.
That is, a series circuit of the inner winding N1B and the inductor L1C is connected in parallel to the outer winding N1A to form a primary winding. In this case, the inner winding N1B and the outer winding N1A Will be the same direction coax.
[0099]
A secondary side partial voltage resonance capacitor C20 is connected in parallel to the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT. For example, a film capacitor is employed as the secondary side partial voltage resonance capacitor C20. A secondary side partial voltage resonance circuit is formed by the capacitance of the secondary side partial voltage resonance capacitor C20 and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2.
For this reason, when an alternating voltage is excited in the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT, a partial resonance (voltage resonance) operation is obtained on the secondary side.
That is, the power supply circuit shown in FIG. 1 is configured as a composite resonance type converter that can obtain a current resonance operation and a partial voltage resonance operation on the primary side and a partial voltage resonance operation on the secondary side. .
[0100]
A full-wave rectifier circuit is formed by connecting a bridge rectifier circuit DBR and a smoothing capacitor CO1 to the secondary winding N2 as shown. By the full-wave rectification operation of this full-wave rectifier circuit, a secondary side DC output voltage EO1 is obtained at both ends of the smoothing capacitor CO1.
The secondary side DC output voltage E01 is supplied to a load (not shown). Further, this secondary side DC output voltage E01 is branched and input as a detection voltage for the control circuit 1 as shown in the figure.
[0101]
On the secondary side, a secondary winding N3 is further wound. The secondary winding N3 has a center tap point connected to the secondary side ground, one end connected to the anode of the diode D01, and the other end connected to the anode of the diode D02.
The cathodes of the diodes D01 and D02 are connected to the positive side of the smoothing capacitor C02, whereby a rectifying and smoothing circuit is formed to obtain, for example, a low voltage DC output voltage E02.
[0102]
The control circuit 1 varies the level of the control current (DC current) flowing through the control winding NC in accordance with the level change of the secondary side DC output voltage E01, thereby driving the drive winding NB1 wound around the orthogonal control transformer PRT. , NB2 inductances LB1 and LB2 are variably controlled. As a result, the resonance condition of the series resonance circuit in the self-excited oscillation drive circuit for the switching element Q1 formed including the inductance LB1 of the drive winding NB1 changes. Further, the resonance condition of the series resonance circuit in the self-oscillation drive circuit for the switching element Q2 formed including the inductance LB2 of the drive winding NB2 changes.
As a result, the switching frequency of the switching elements Q1, Q2 is varied, and this operation stabilizes the secondary side DC output voltage.
[0103]
In this case, the insulating converter transformer PIT has, for example, a structure shown as a cross-sectional view in FIG. 7 or 8 described above, that is, a structure having a pair of E-type cores or a pair of U-type cores.
As described above, for example, in the pair of E-type cores CR1 and CR2 or the pair of U-type cores CR11 and CR12 made of a ferrite material, no gap is formed on the surface where the central magnetic legs face each other.
In the present embodiment, primary windings (N1A, N1B) are formed with respect to the EE type core formed by the pair of E type cores CR1 and CR2 or the UU type core formed by the pair of U type cores CR11 and CR12. In order to wind the secondary winding N2, a primary / secondary divided bobbin B is used. On the primary side, first, the inner winding N1B is wound, and the outer circumferential side is coaxially coaxial as described above. The outer winding N1A is wound by winding.
Further, in this case, since the winding direction of the outer winding N1A and the inner winding N1B is the same direction, similarly to the case described in the second embodiment, it is between the outer winding N1A and the inner winding N1B. Is provided with an interlayer tape TP for insulation.
Although not shown in FIGS. 7 and 8, in this case, the secondary winding N3 is also wound on the secondary side.
[0104]
In the insulating converter transformer PIT, the gap is set to zero so that the coupling coefficient between the primary windings (N1A, N1B) and the secondary winding N2 is in a tightly coupled state of about 0.95.
Incidentally, for example, in the power supply circuit of the prior art as shown in FIGS. 27 and 28, the magnetic saturation is suppressed by setting the insulating converter transformer PIT in a loosely coupled state. On the other hand, in this example, the gap between the insulating converter transformer PIT is zero and the coupling is tight.
When a gap of 1 mm is provided in the insulating converter transformer as in the prior art, for example, in order to obtain the DC output voltage E01 = 135V, the secondary winding N2 = 45T, and the induced voltage per 1T of the secondary winding N2 However, since the magnetic flux density of the ferrite core increases when the gap is zero in this example, the secondary winding N2 = 55T and the induced voltage per 1T of the secondary winding N2 is 2V. The magnetic saturation is suppressed by lowering to .45 V / T and making the magnetic flux density of the ferrite core equal to that of the prior art.
[0105]
Further, for example, in the prior art power supply circuit, the isolated converter transformer PIT is in a loosely coupled state to suppress abnormal oscillation at the time of intermediate load. In the circuit, abnormal oscillation does not occur during an intermediate load by the resonance operation of the partial voltage resonance circuit provided on the secondary side.
By doing so, even if the insulating converter transformer PIT is configured to be in a tightly coupled state, no problem occurs in the operation of the power supply circuit.
[0106]
The outer winding N1A and the inner winding N1B as the primary winding have the same number of turns, but the leakage inductance L1B of the inner winding N1B wound inside is the leakage inductance of the outer winding N1B. Less than L1A.
The primary current I1 is divided into a current I1A flowing through the outer winding N1A and a current I1B flowing through the inner winding N1B. However, due to the difference between the leakage inductances N1A and N1B, I1B> I1A.
Therefore, an inductor L1C is connected in series with the inner winding N1B so that the inductance (L1B, L1C) on the inner winding N1B side is equivalent to the inductance (L1A) on the outer winding N1A side. Current I1B = current I1A.
[0107]
FIG. 16 shows the operation waveforms of the respective parts when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 125 W.
Further, FIG. 17 shows AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) and switching frequency fs change characteristics with respect to fluctuations of AC input voltage VAC = 100 V and load power Po = 0 W to 125 W. In FIG. 17, the solid line is the characteristic of the circuit of FIG. 15 of this example, and the broken line is the characteristic of the prior art example of FIG. 28 added for comparison.
Furthermore, FIG. 18 shows the change characteristics of the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) and the switching frequency fs with respect to the fluctuation of the AC input voltage VAC = 90 V to 140 V when the load power Po = 125 W.
Each part is selected as follows.
Outer winding of primary winding N1A = 27T: 60 μm / 130 bundles of litz wire
Inner winding of primary winding N1B = 27T: 60 μm / 130 bundles of litz wire
Secondary winding N2 = 55T: 60μm / 130 bundles of litz wire
Zero gap, coupling coefficient k = 0.94
Primary side series resonant capacitor C1 = 0.18 μF
Primary side partial voltage resonance capacitor Cp = 6800 pF
Secondary side partial voltage resonance capacitor C20 = 2200pF
Leakage inductance L1A of outer winding N1A = 64μH
Leakage inductance L1B of inner winding N1B = 60μH
Inductor L1C = 4.7μH
[0108]
For comparison, the constants of the circuit of FIG. 28 as the prior art that has the characteristics indicated by the dotted line in FIG. 17 are as follows.
Primary winding N1 = 27T: 60 μm / 180 litz wire
Secondary winding N2 = 45T: 60 l / 130 litz wire
Gap = 1.4mm, coupling coefficient k = 0.75
Primary side series resonant capacitor C1 = 0.15 μF
Primary side partial voltage resonance capacitor Cp = 680 pF
[0109]
In FIG. 16, the operation of the switching element Q2 is indicated by the collector-emitter voltage VQ2 and the switching current IQ2.
The switching element Q2 performs a switching operation so as to be turned on in the period TON and turned off in the period TOFF. As shown in the figure, the current IQ2 flowing through the switching element Q2 is 0 level in the period TOFF, and in the period TON, first, at the start, from the damper diode DD2 to the negative electrode via the base → collector of the switching element Q2. A damper current flows in the positive direction, and then a waveform flows through the collector-emitter.
[0110]
The collector-emitter voltage VQ2 of the switching element Q2 is a pulse clamped at the level of the rectified and smoothed voltage Ei (DC input voltage) in the period TOFF, and a waveform that is 0 level in the period TON is obtained.
The switching element Q1 is switched at a timing when the switching element Q2 is alternately turned on / off. Therefore, the switching current and the collector-emitter voltage of the switching element Q1 have the same waveform shape as the switching current IQ2 and the collector-emitter voltage VQ2, and are shifted by approximately 180 °.
[0111]
In this figure, a primary winding current I1 flowing as a switching output in the primary windings (N1A, N1B) is shown. The primary winding current I1 is a resonance current obtained by the resonance operation of the series resonance circuit of the primary side series resonance circuit (C1− (N1A, N1B)) according to the switching operation of the switching elements Q1 and Q2.
The primary winding current I1 flows to the switching element Q2 as the switching current IQ2 of the switching element Q2 during the period TON in which the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on. In addition, during the period TOFF in which the switching element Q2 is off and the switching element Q12 is on, the switching current of the switching element Q1 flows to the switching element Q1.
The primary winding current I1 is divided into the outer winding N1A and the inner winding N1B. That is, as shown in the figure, the current I1A to the outer winding N1A and the current I1B to the inner winding N1B are divided.
I1A = I1B = I1 / 2.
[0112]
The secondary side operation of the insulating converter transformer PIT is indicated by the secondary winding current I2 flowing through the secondary winding N2 and the voltage V2 across the secondary winding N2. In this case, a current I2 flows through the secondary winding N2 as an alternating current having the same polarity as the primary winding current I1, as shown. Also, the voltage V2 across the secondary winding N2 has an absolute value level at the level of the secondary side DC output voltage EO1 as the diodes of the positive / negative rectified current paths of the bridge rectifier circuit DBR become conductive. It becomes a clamped waveform.
[0113]
In addition, the resonance current IC3 flowing through the small-capacity secondary side partial voltage resonance capacitor C20 is also shown. This resonance current IC3 flows when the fast recovery diode forming the bridge rectifier circuit DBR is turned on and turned off. Thus, a partial voltage resonance operation is obtained on the secondary side. The voltage (V2) applied to the fast recovery diode that forms the bridge rectifier circuit DBR is inverted during the period in which the resonance current IC3 flows. At the time of the inversion, the waveform shape is inclined. It is shown that it is given.
[0114]
As shown in FIG. 17, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is improved. For example, when the load power Po = 125 W, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is improved by 2.75% from 99.8% of the prior art example to 92.55%. In this case, the AC input power can be reduced by 4.1 W.
[0115]
That is, according to this example, the primary side is a current resonance type converter and includes a partial voltage resonance circuit, and the secondary side is a composite resonance type converter including a partial voltage resonance circuit, and the gap of the insulating converter transformer PIT is set to zero. The primary side winding is divided into the outer side winding N1A and the inner side winding N1B, and the primary current I1 is divided into the current I1A and the current I1B, so that AC / DC power conversion efficiency of 92% or more can be realized. Electric power can be reduced.
The reason why the AC / DC power conversion efficiency is improved by setting the gap of the insulating converter transformer PIT to zero and diverting the primary current I1 into the current I1A and the current I1B is described in the description of the first embodiment. It is as follows.
[0116]
In the case of this example, the primary side series resonance current is actually reduced from 8.2A (PP) of the prior art to 5.8A (PP), and the heat generation of the switching elements Q1 and Q2 is reduced. This is advantageous in terms of circuit configuration, such as eliminating the need for a heat sink for the switching elements Q1 and Q2.
Further, as described in the first embodiment, since a gap is not formed in the insulating converter transformer PIT, a process for forming the gap is not necessary in manufacturing, and thus the manufacturing process is simplified and the cost is reduced. It becomes possible to plan. In addition, since the magnetic flux leakage from the insulating converter transformer PIT is reduced by the close coupling, it is not necessary to wind a short ring made of, for example, a copper plate around the insulating converter transformer PIT. In this respect as well, the manufacturing process of the insulating converter transformer PIT is simplified, and cost reduction is promoted.
Furthermore, since the gap is eliminated, the problem of local temperature rise in the winding of the insulating converter transformer PIT is also solved, and the reliability is improved accordingly.
[0117]
<Sixth Embodiment>
FIG. 19 shows a switching power supply circuit according to the sixth embodiment. The basic configuration of the primary side and the secondary side is the same as that of the circuit of FIG. 15, and the same parts are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
In the circuit of FIG. 19, the winding direction of the outer winding N1A and the inner winding N1B of the insulating converter transformer PIT is different from that of FIG.
[0118]
In this case, the winding end of the outer winding N1A and the winding start of the inner winding N1B are connected to the switching output point (the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2) through a series connection of the resonance current detection winding NA. Connection point).
The winding start end of the outer winding N1A is connected to the resonance capacitor C1, and the winding end end of the inner winding N1B is connected to the resonance capacitor C1 via the inductor L1C.
That is, a series circuit of the inner winding N1B and the inductor L1C is connected in parallel to the outer winding N1A to form a primary winding. In this case, the inner winding N1B and the outer winding N1A Is supposed to be reversed in the reverse direction.
The structure of the insulating converter transformer PIT is as shown in FIG. 2 or FIG. 3, and no gap is formed in the core.
[0119]
In the case of the circuit of FIG. 15 described above, the outer winding N1A and the inner winding N1B are wound in the same direction, so that an interlayer tape for insulation is required. In the case of FIG. Since it is soaked, as shown in FIG. 2 or FIG. 3, the interlayer tape TP for insulation becomes unnecessary. The reason for this is as described in the first embodiment.
Although not shown in FIGS. 2 and 3, in this case, the secondary winding N3 is also wound on the secondary side.
According to the sixth embodiment shown in FIG. 19, the same effect as that of the fifth embodiment can be obtained.
[0120]
<Seventh embodiment>
FIG. 20 shows a switching power supply circuit according to the seventh embodiment. The basic configuration on the primary side and the configuration on the secondary side are the same as the circuit in FIG.
In this case, series resonant capacitors C1A and C1B are provided as capacitors corresponding to the series resonant capacitor C1 in FIG.
[0121]
The series resonant capacitor C1A is connected in series with the outer winding N1A, and the series resonant capacitor C1B is connected in series with the inner winding N1B.
That is, in this case, a series circuit including the series resonance capacitor C1A and the outer winding N1A and a series circuit including the series resonance capacitor C1B and the inner winding N1B are connected in parallel.
The inductor L1C connected in the case of FIG. 15 is not provided.
[0122]
In this case, the capacitance values of the series resonance capacitors C1A and C1B may be selected so that the series resonance current I1A flowing through the outer winding N1A and the series resonance current I1B flowing through the inner winding N1B are equal.
As described above, the inductor L1C is provided in the case of FIG. 15 in order to eliminate the difference in leakage inductance between the outer winding N1A and the inner winding N1B so that the current I1A = current I1B. In the case of FIG. 20, current I1A = current I1B is set according to the capacitance values of the series resonant capacitors C1A and C1B.
According to the seventh embodiment shown in FIG. 20, the same effect as that of the fifth embodiment shown in FIG. 15 can be obtained.
[0123]
<Eighth Embodiment>
FIG. 21 shows a switching power supply circuit according to the eighth embodiment. The configuration on the primary side and the configuration of the full-wave rectifier circuit including the secondary-side resonant capacitor C20 and the bridge rectifier diode DBR are the same as the circuit in FIG.
[0124]
In this example, also on the secondary side, the secondary winding is divided into an outer winding N2A and an inner winding N2B.
That is, the insulating converter transformer PIT has the structure shown in FIGS. 13 and 14, and the primary winding (N1A, N1B) and the secondary winding (N2A, N2B) with respect to the core having no gap formed in the magnetic leg. ) And the primary windings (N1A, N1B) and the secondary windings (N2A, N2B) are formed in a tightly coupled state with a coupling coefficient more than necessary.
[0125]
The configuration of the primary side outer winding N1A and the inner winding N1B (and the inductor L1C) is the same as in FIG.
As shown in FIG. 13 and FIG. 14, the secondary side winding includes an outer winding N2A that is wound outside the bobbin B, and an inner side that is wound inside the bobbin. The winding is divided into the winding N2B, and the outer winding N2A and the inner winding N2B have the same number of turns.
[0126]
On the secondary side, the winding start end of the outer winding N2A and the winding start end of the inner winding N2B are connected to the positive side of the bridge rectifier diode DBR. The winding end of the outer winding N2A is connected to the negative side of the bridge rectifier diode DBR, and the winding end of the inner winding N2B is connected to the negative side of the bridge rectifier diode DBR via the inductor L2C.
That is, the winding direction of the outer winding N2A and the inner winding N2B is the same direction.
[0127]
The inductor L2C is provided for the same purpose as the inductor L1C on the primary side. That is, in order to correspond to the fact that the leakage inductance L2B of the inner winding N2B is smaller than the leakage inductance L2A of the outer winding N2A, the series circuit of the inner winding N2B and the inductor L2C is the outer side. By connecting in parallel with the winding N2A, the inductance (L2B, L2C) on the inner winding N2B side is made equal to the inductance (L2A) on the outer winding N2A side, so that the secondary current I2B = current I2A.
[0128]
In the case of this configuration, the winding direction of the outer winding N2A and the inner winding N2B is the same as described above. The outer winding N1A and the inner winding N1B on the primary side are also in the same direction. Therefore, in the insulating converter transformer PIT, as shown in FIGS. 13 and 14, the primary winding and the secondary winding are insulated between the outer windings N1A and N2A and the inner windings N1B and N2B, respectively. It is necessary to apply an interlayer tape TP for
[0129]
In this way, the secondary winding is also divided into the outer winding N2A and the inner winding N2B, and the secondary current I2 is divided into the currents I2A and I2B (I2A = I2B = I2 / 2). Further, the copper loss in the secondary winding can be reduced, and the AC / DC power conversion efficiency can be further improved.
[0130]
<Ninth embodiment>
FIG. 22 shows a switching power supply circuit according to the ninth embodiment. The basic configuration on the primary side and the configuration of the full-wave rectifier circuit including the secondary-side resonant capacitor C20 and the bridge rectifier diode DBR are the same as those in FIG.
In the circuit of FIG. 22, the winding direction of the outer winding N1A and the inner winding N1B is reversed on the primary side of the insulating converter transformer PIT, and the outer winding N2A and the inner winding N2B are reversed on the secondary side. The winding direction is the reverse direction.
[0131]
That is, on the primary side, the winding end of the outer winding N1A and the winding start of the inner winding N1B are connected to the switching output point (the emitter of the switching element Q1 and the switching element via the series connection of the resonance current detection winding NA). Q2 collector connection point). The winding start end of the outer winding N1A is connected to the resonance capacitor C1, and the winding end end of the inner winding N1B is connected to the resonance capacitor C1 via the inductor L1C. That is, a series circuit of the inner winding N1B and the inductor L1C is connected in parallel to the outer winding N1A to form a primary winding, and the winding direction of the inner winding N1B and the outer winding N1A is reverse. It will be a reversal whispering.
[0132]
As the secondary winding, the winding end of the outer winding N2A and the winding start of the inner winding N2B are connected to the positive side of the bridge rectifier diode DBR. The winding start end of the outer winding N2A is connected to the negative side of the bridge rectifier diode DBR, and the winding end end of the inner winding N2B is connected to the negative side of the bridge rectifier diode DBR via the inductor L2C. That is, the winding direction of the outer winding N2A and the inner winding N2B is also reversed.
[0133]
Therefore, it is not necessary to apply an insulating tape between the outer winding N1A and the inner winding N1B and between the inner winding N2B and the outer winding N2A. The structure of the insulating converter transformer PIT is shown in FIG. As shown in FIG.
According to the ninth embodiment, the same effect as that of the eighth embodiment can be obtained.
[0134]
Although various embodiments have been described above, the switching power supply circuit according to the present invention is not limited to the configuration as each of the above-described embodiments. The value may be changed to an appropriate value according to various conditions.
For example, as a switching element used for a primary side switching converter, MOS-FET, IGBT, etc. may be employ | adopted besides the bipolar transistor shown to each circuit diagram.
In each embodiment, the self-excited oscillation circuit is provided for the switching element Q1 (or Q1, Q2). For example, when the switching element Q1 (or Q1, Q2) is formed of a MOS-FET or IGBT, However, a switching operation may be performed by a separately excited oscillation circuit.
[0135]
【The invention's effect】
As can be understood from the above description, the present invention provides the following effects.
According to the first to eighth aspects of the present invention, in the switching power supply circuit as a composite resonance type converter in which the primary side is a voltage resonance type converter having a monolithic structure and the secondary side is a combination of a half-wave rectification type voltage resonance circuit, the secondary side is By being a half-wave rectifier circuit, the core gap of the isolated converter transformer is zero, the coupling coefficient of the primary winding and the secondary winding is close coupling of about 0.95, and the DC input voltage is full-wave rectified I try to get it from the circuit. As a result, AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) can be improved, and input power can be reduced to save power.
Furthermore, the primary side winding, or both the primary side winding and the secondary side winding are configured by an inner winding and an outer winding with the same inductance value, and the current flowing in the primary side winding, or the primary side The current for both the winding and the secondary winding is shunted. As a result, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) can be further improved, and in particular, the power conversion efficiency can be improved even when the load power is heavy load of 200 W or more. For example, a power conversion efficiency equal to or higher than that of a circuit provided with an input voltage doubler rectifier circuit can be realized in the configuration of the input full wave rectifier circuit. Accordingly, only one smoothing capacitor is required, and the withstand voltage of the switching element may be about 800 V, which is advantageous in terms of the circuit configuration, and the circuit scale can be reduced in size, weight, and cost. The fact that the secondary side is a half-wave rectifier circuit is also advantageous in reducing the circuit scale, reducing the weight, and reducing the cost compared to a circuit provided with a bridge rectifier diode.
[0136]
According to the ninth to eighteenth aspects of the present invention, switching as a composite resonance type converter in which the primary side is a current resonance type converter having a two-stone structure and is provided with a partial voltage resonance circuit, and the secondary side is also provided with a partial voltage resonance circuit. By forming a power supply circuit and providing a partial voltage resonance circuit on the secondary side, the core gap of the insulating converter transformer is zero, and the coupling coefficient of the primary winding and the secondary winding is close coupling of about 0.95 Furthermore, the DC input voltage is obtained from the full-wave rectifier circuit.
Furthermore, the primary side winding, or both the primary side winding and the secondary side winding are configured by an inner winding and an outer winding having the same inductance value (equal series resonance current), and the primary side winding. Or the current for both the primary side winding and the secondary side winding is shunted.
As a result, AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) can be improved in a circuit configuration as a current resonance type converter whose primary side is an input full-wave rectification method, and input power can be reduced to save power. Can do.
Further, since the primary side series resonance current is reduced and the heat generation of each switching element connected in a half bridge is reduced, there is an advantage that a heat sink for them is not required.
[0137]
In the inventions according to claims 1 to 18, since the gap is not formed in the insulating converter transformer, the polishing process of the core for forming the gap is omitted. Thereby, for example, the manufacturing process is simplified, and the cost for manufacturing the insulating converter transformer can be reduced.
Further, since the primary side winding and the secondary side winding wound around the insulating converter transformer are tightly coupled as described above, the leakage magnetic flux from the insulating converter transformer is reduced. It is not necessary to apply a short ring to the transformer. In this respect as well, the cost can be reduced and the circuit can be reduced in size and weight.
In addition, since a local temperature rise in the vicinity of the gap of the insulating converter transformer does not occur, the reliability of the power supply circuit is improved accordingly.
Further, since the gap of the insulating converter transformer is zero, a configuration with a pair of E-type ferrite cores and a pair of U-type ferrite cores is possible, and the degree of freedom in selecting the ferrite cores is increased, which is advantageous for design.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of a structural example of an insulating converter transformer using an E-type core according to the first and sixth embodiments.
FIG. 3 is an explanatory diagram of a structural example of an insulating converter transformer having a U-shaped core according to the first and sixth embodiments.
FIG. 4 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 5 is an explanatory diagram of characteristics of AC / DC power conversion efficiency of the power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 6 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an explanatory diagram of a structural example of an insulating converter transformer having an E-type core according to second, fifth, and seventh embodiments.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a structural example of an insulating converter transformer having a U-shaped core according to second, fifth, and seventh embodiments;
FIG. 9 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an explanatory diagram of a structural example of an insulating converter transformer having an E-type core according to third and ninth embodiments;
FIG. 11 is an explanatory diagram of a structural example of an insulating converter transformer having a U-shaped core according to second and ninth embodiments;
FIG. 12 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is an explanatory diagram of a structural example of an insulating converter transformer using an E-type core according to fourth and eighth embodiments.
FIG. 14 is an explanatory diagram of a structural example of an insulating converter transformer with a U-shaped core according to fourth and eighth embodiments;
FIG. 15 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit according to the fifth embodiment;
FIG. 17 is an explanatory diagram of AC / DC power conversion efficiency characteristics of the power supply circuit according to the fifth embodiment;
FIG. 18 is an explanatory diagram of characteristics of AC / DC power conversion efficiency of the power supply circuit according to the fifth embodiment.
FIG. 19 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit as a prior art.
FIG. 24 is a cross-sectional view showing a structural example of an insulating converter transformer employed in a power supply circuit as a prior art.
FIG. 25 is an explanatory diagram of characteristics of AC / DC power conversion efficiency of a power circuit according to the prior art.
FIG. 26 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit of the prior art.
FIG. 27 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit as a prior art.
FIG. 28 is a circuit diagram showing another configuration example of the switching power supply circuit as the prior art.
FIG. 29 is a waveform diagram showing an operation of the power supply circuit of the prior art.
FIG. 30 is an explanatory diagram of AC / DC power conversion efficiency characteristics of a power supply circuit according to the prior art.
[Explanation of symbols]
1 control circuit, Di bridge rectifier circuit, Ci smoothing capacitor, Q1, Q2 switching element, PIT isolation converter transformer, N1A, N2A outer winding, N1B, N2B inner winding N2, secondary winding, Cr primary side parallel resonant capacitor, C2 secondary side parallel resonant capacitor, Cp primary side partial voltage resonant capacitor, C20 secondary side partial voltage resonant capacitor

Claims (6)

交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、
上記直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて成るスイッチング手段と、
磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、
上記内側巻線側のインダクタンス値を上記外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記内側巻線に直列であり、かつ上記外側巻線に並列に接続されたインダクタンスと、
上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して、二次側共振コンデンサを接続することで形成される二次側共振回路と、
上記二次側共振回路に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、
自励発振回路又は他励発振回路により形成され、その発振出力により上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記直流出力電圧のレベルに応じて上記自励発振回路又は上記他励発振回路による発振周波数を制御し、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御することで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、
を備え、
上記二次側巻線は、
巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されるとともに、
上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンスを具備するスイッチング電源回路。Rectifying and smoothing means for performing full-wave rectification on an AC input and obtaining a DC input voltage using a smoothing capacitor;
Switching means comprising a switching element for intermittently connecting the DC input voltage;
The primary side winding and the secondary side winding are wound around the core with no gap formed in the magnetic leg, and the primary side winding and the secondary side winding are tightly coupled with a coupling coefficient more than necessary. The output of the switching means obtained in the primary winding is transmitted to the secondary winding, and the primary winding is connected to the same number of inner windings. An isolated converter transformer separated into outer windings;
In order to make the inductance value on the inner winding side equal to the inductance value on the outer winding side, an inductance in series with the inner winding and connected in parallel with the outer winding,
A primary side parallel resonant circuit formed by a primary side winding and a primary side parallel resonant capacitor of the insulating converter transformer and provided so that the operation of the switching means is a voltage resonant type;
A secondary side resonance circuit formed by connecting a secondary side resonance capacitor to the secondary side winding of the insulating converter transformer;
DC output voltage generating means configured to obtain a DC output voltage by inputting an alternating voltage obtained in the secondary side resonance circuit and performing a half-wave rectification operation;
A switching driving means that is formed by a self-excited oscillation circuit or a separately-excited oscillation circuit, and that switches the switching element by its oscillation output;
By controlling the oscillation frequency by the self-excited oscillation circuit or the separately-excited oscillation circuit according to the level of the DC output voltage and variably controlling the switching frequency of the switching element, constant voltage control for the DC output voltage is performed. Constant voltage control means adapted to perform;
With
The secondary winding is
The number of turns is separated into the same number of inner and outer windings,
In order to make the inductance value on the inner winding side in the secondary winding equal to the inductance value on the outer winding side in the secondary winding, it is in series with the inner winding in the secondary winding. And a switching power supply circuit comprising an inductance connected in parallel to the outer winding of the secondary winding. 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、
巻方向が逆の逆転捲きとされることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The inner and outer windings of the secondary winding are
The switching power supply circuit according to claim 1 , wherein the winding direction is reverse and reverse. 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、
巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The inner and outer windings of the secondary winding are
2. The switching power supply circuit according to claim 1 , wherein the winding direction is the same direction, and an insulating material is applied between the inner winding and the outer winding of the secondary winding. 交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、
ハーフブリッジ接続されたスイッチング素子を備えて成り、上記直流入力電圧を断続するスイッチング動作を行うスイッチング手段と、
磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次側巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次側巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
を備え、
上記二次側巻線は、
巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されるとともに、
上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンスを具備するスイッチング電源回路。Rectifying and smoothing means for performing full-wave rectification on an AC input and obtaining a DC input voltage using a smoothing capacitor;
Switching means comprising a switching element connected in a half-bridge, and performing a switching operation for intermittently connecting the DC input voltage;
The primary side winding and the secondary side winding are wound around the core with no gap formed in the magnetic leg, and the primary side winding and the secondary side winding are tightly coupled with a coupling coefficient more than necessary. The output of the switching means obtained in the primary winding is transmitted to the secondary winding, and the primary winding is connected to the same number of inner windings. An isolated converter transformer separated into outer windings;
At least the leakage inductance component of the primary side winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the primary side series resonance capacitor connected in series to the primary side winding, and the operation of the switching means is a current resonance type. A primary side series resonant circuit;
Of the plurality of switching elements forming the switching means, formed by a capacitance of a partial resonance capacitor connected in parallel to a predetermined switching element and a leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer, A primary side partial voltage resonance circuit that performs a voltage resonance operation during a turn-off period of a plurality of switching elements forming the switching means;
The secondary side partial voltage resonance formed by the leakage inductance component of the secondary side winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the secondary side partial voltage resonance capacitor connected in parallel to the secondary side winding. Circuit,
DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained in the secondary side winding of the insulating converter transformer and perform a rectifying operation to generate a secondary side DC output voltage;
Constant voltage control means configured to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage by varying the switching frequency of the switching means according to the level of the secondary side DC output voltage;
With
The secondary winding is
The number of turns is separated into the same number of inner and outer windings,
In order to make the inductance value on the inner winding side in the secondary winding equal to the inductance value on the outer winding side in the secondary winding, it is in series with the inner winding in the secondary winding. And a switching power supply circuit comprising an inductance connected in parallel to the outer winding of the secondary winding. 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、
巻方向が逆の逆転捲きとされることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。The inner and outer windings of the secondary winding are
The switching power supply circuit according to claim 4 , wherein the winding direction is reverse rotation. 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、
巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施されることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。The inner and outer windings of the secondary winding are
5. The switching power supply circuit according to claim 4 , wherein the winding direction is the same direction, and an insulating material is provided between the inner winding and the outer winding of the secondary winding.
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