JP2008061398A - 電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路 - Google Patents
電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路ノ提供。
【解決手段】主にインプット調節トランジスタをインプット電圧とチャージポンプ回路間に設置し、マイナスフィードバックメカニズムを利用し、該チャージポンプ回路のアウトプット電圧変化を検知する。これにより該チャージポンプ回路にインプットしようとする電圧を調節し、安定的に電圧をアウトプットする効果を達成する。またこうして、インプット電圧はアウトプット電圧を決定せず、このインプット調節回路により決定されるため、ロードに従いインプット電圧が変化することのないアウトプット電圧を獲得することができる。
【選択図】図２
【解決手段】主にインプット調節トランジスタをインプット電圧とチャージポンプ回路間に設置し、マイナスフィードバックメカニズムを利用し、該チャージポンプ回路のアウトプット電圧変化を検知する。これにより該チャージポンプ回路にインプットしようとする電圧を調節し、安定的に電圧をアウトプットする効果を達成する。またこうして、インプット電圧はアウトプット電圧を決定せず、このインプット調節回路により決定されるため、ロードに従いインプット電圧が変化することのないアウトプット電圧を獲得することができる。
【選択図】図２
Description
本発明は一種のチャージポンプ回路に関する。特に一種の電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路に係る。
一般のTFT-LCD駆動IC(driver IC)の応用においては、駆動ICのインプット(input)電圧は高くなく、通常は2.6V〜3.3Vである。しかし、液晶パネル内の液晶の応用はより高い駆動電圧(約4.5V)を必要とするため、通常はチャージポンプ(charge pump)回路を使用し、インプット電圧を上げる。該チャージポンプ回路の特徴は単純で、インプット電圧を２倍に倍圧することができるため、インプット電圧が2.6V〜3.3Vである時、その倍圧後の結果は5.2V〜6.6Vである。よって、もし他のアナログ回路が高圧を出力する必要がある場合には、設計者はこの変化範囲が極めて大きい電圧をエンド電圧とする必要がある。しかしこれにより、回路全体の特性は掌握しにくくなり、設計の難易度は上がり、しかもより大きい回路面積によって高圧による破壊を予防しなければならない。
公知のチャージポンプ回路の表示図である図１に示すように、一般に、２倍(２x)のチャージポンプ回路１１はポンプキャパシタCpを外付けする。そのアウトプットはアースを接続したアウトプットキャパシタCoを接続し、一般には１uFである。
現在運用されている前記倍圧後の欠点を解決するための最適な方法は、チャージポンプ回路１１において電圧をアウトプット後にLDO(low drop-out linear regulator)１２を加え、特定の電圧(4.8Vなど)に安定させるものである。この電圧はロード或いはインプット電圧の変化によっても変化しないが、迅速な電流ロードの影響により、後に外付けキャパシタCaを加える必要がある。一般にはアウトプットキャパシタCoと同一の１uFである。
現在運用されている前記倍圧後の欠点を解決するための最適な方法は、チャージポンプ回路１１において電圧をアウトプット後にLDO(low drop-out linear regulator)１２を加え、特定の電圧(4.8Vなど)に安定させるものである。この電圧はロード或いはインプット電圧の変化によっても変化しないが、迅速な電流ロードの影響により、後に外付けキャパシタCaを加える必要がある。一般にはアウトプットキャパシタCoと同一の１uFである。
該LDO１２の操作原理は、インプット電圧がアウトプット電圧より大きい時には、トランジスタによりインプットとアウトプットの電圧差を吸収し、制御回路の制御を受け、安定したアウトプット電圧を提供するものである。よって、既存のチャージポンプ１１がインプット電圧より高く、しかもロード或いはインプット電圧の変化によっても安定しているアウトプット電圧を得ようとするなら、先ずインプット電圧は該チャージポンプ回路１１を経由し２倍のインプット電圧を得、さらにLDO１２を経過し調節(regulation)を経たアウトプット電圧を得る。この電圧は安定し、しかもロード或いはインプット電圧の変化によっても変化しない。
しかし、該方式は外付けのキャパシタCaを必要とし、通常は１uFである。しかも、該キャパシタを外付けできない状況下が多く、一般の設計者の回路システム上ではしばしば該キャパシタ設計はない。
しかし、該方式は外付けのキャパシタCaを必要とし、通常は１uFである。しかも、該キャパシタを外付けできない状況下が多く、一般の設計者の回路システム上ではしばしば該キャパシタ設計はない。
本発明は上記構造の問題点を解決した電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路を提供するものである。それは主にインプット電圧とチャージポンプ回路間にインプット調節回路を設置し、これによりチャージポンプ回路のインプット電圧を制御し、ロードが大きい時には回路により多くのインプット電圧を通過させ、ロードが小さい時にはより低い電圧を通過させ、こうしてアウトプット電圧調節の目的を達成し、しかもチャージポンプ回路後にLDOとキャパシタを加える必要はなくなる。
またそれは、そのアウトプットエンドにはアースであるアウトプットキャパシタを接続し、しかもインプット調節回路は該インプット電圧と該チャージポンプ回路間に設置し、マイナスフィードバックメカニズムを利用し、該チャージポンプ回路のアウトプット電圧変化を探知し、これにより該チャージポンプ回路にインプットしようとする電圧を調節し、安定的に電圧をアウトプットする効果を達成する。
さらにそれは、インプット調節回路は調節トランジスタ、第一抵抗器と第二抵抗器、誤差増幅及び比較素子を含み、
該調節トランジスタは該インプット電圧と該チャージポンプ回路間に設置し、
該第一抵抗器と該第二抵抗器は該チャージポンプ回路のアウトプットエンドに直列し、該第一抵抗器と該第二抵抗器の比はn:1で、該第一抵抗器と該第二抵抗器の接点にn分の１の分圧電圧を生じ、該誤差増幅及び比較素子に送り、しかも該nは１より大きく、
該誤差増幅及び比較素子のインプットエンドは参考電圧に接続し、反対のインプットエンドは該第一抵抗器と該第二抵抗器間の接点に接続し、アウトプット電圧は該接点における分圧を取得し、マイナスフィードバックメカニズムを形成し、しかも該誤差増幅及び比較素子のアウトプットエンドは該調節トランジスタの制御エンドに接続し、該調節トランジスタを制御し多少の電圧を通過させ、
こうして、インプット電圧はアウトプット電圧を決定せず、このインプット調節回路により決定されるため、ロードに従いインプット電圧が変化することのないアウトプット電圧を獲得することができることを特徴とする電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路である。
該調節トランジスタは該インプット電圧と該チャージポンプ回路間に設置し、
該第一抵抗器と該第二抵抗器は該チャージポンプ回路のアウトプットエンドに直列し、該第一抵抗器と該第二抵抗器の比はn:1で、該第一抵抗器と該第二抵抗器の接点にn分の１の分圧電圧を生じ、該誤差増幅及び比較素子に送り、しかも該nは１より大きく、
該誤差増幅及び比較素子のインプットエンドは参考電圧に接続し、反対のインプットエンドは該第一抵抗器と該第二抵抗器間の接点に接続し、アウトプット電圧は該接点における分圧を取得し、マイナスフィードバックメカニズムを形成し、しかも該誤差増幅及び比較素子のアウトプットエンドは該調節トランジスタの制御エンドに接続し、該調節トランジスタを制御し多少の電圧を通過させ、
こうして、インプット電圧はアウトプット電圧を決定せず、このインプット調節回路により決定されるため、ロードに従いインプット電圧が変化することのないアウトプット電圧を獲得することができることを特徴とする電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路である。
請求項１の発明は、チャージポンプ回路はポンプキャパシタを外付けし、そのアウトプットエンドにはアースであるアウトプットキャパシタを接続し、
該チャージポンプ回路はインプット調節回路を含み、該インプット調節回路はインプット電圧とチャージポンプ回路間に設置し、マイナスフィードバックのメカニズムを利用し、該チャージポンプ回路のアウトプット電圧変化を検知し、該チャージポンプ回路にインプットしようとする電圧を調節し安定したアウトプット電圧を達成することを特徴とする電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路としている。
請求項２の発明は、請求項１記載の電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路において、前記インプット調節回路は調節トランジスタ、第一抵抗器と第二抵抗器、誤差増幅及び比較素子を含み、
該調節トランジスタは該インプット電圧と該チャージポンプ回路間に設置し、
該第一抵抗器と該第二抵抗器は該チャージポンプ回路のアウトプットエンドに直列し、
該誤差増幅及び比較素子のインプットエンドは参考電圧に接続し、反対のインプットエンドは該第一抵抗器と該第二抵抗器間の接点に接続し、アウトプット電圧は該接点における分圧を取得し、マイナスフィードバックメカニズムを形成し、しかも該誤差増幅及び比較素子のアウトプットエンドは該調節トランジスタの制御エンドに接続し、該調節トランジスタを制御し多少の電圧を通過させることを特徴とする電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路としている。
請求項３の発明は、請求項２記載の電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路において、前記第一抵抗器と該第二抵抗器の比はn:1で、n分の１の分圧電圧を生じ、該誤差増幅及び比較素子に送り、しかも該nは１より大きいことを特徴とする電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路としている。
該チャージポンプ回路はインプット調節回路を含み、該インプット調節回路はインプット電圧とチャージポンプ回路間に設置し、マイナスフィードバックのメカニズムを利用し、該チャージポンプ回路のアウトプット電圧変化を検知し、該チャージポンプ回路にインプットしようとする電圧を調節し安定したアウトプット電圧を達成することを特徴とする電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路としている。
請求項２の発明は、請求項１記載の電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路において、前記インプット調節回路は調節トランジスタ、第一抵抗器と第二抵抗器、誤差増幅及び比較素子を含み、
該調節トランジスタは該インプット電圧と該チャージポンプ回路間に設置し、
該第一抵抗器と該第二抵抗器は該チャージポンプ回路のアウトプットエンドに直列し、
該誤差増幅及び比較素子のインプットエンドは参考電圧に接続し、反対のインプットエンドは該第一抵抗器と該第二抵抗器間の接点に接続し、アウトプット電圧は該接点における分圧を取得し、マイナスフィードバックメカニズムを形成し、しかも該誤差増幅及び比較素子のアウトプットエンドは該調節トランジスタの制御エンドに接続し、該調節トランジスタを制御し多少の電圧を通過させることを特徴とする電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路としている。
請求項３の発明は、請求項２記載の電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路において、前記第一抵抗器と該第二抵抗器の比はn:1で、n分の１の分圧電圧を生じ、該誤差増幅及び比較素子に送り、しかも該nは１より大きいことを特徴とする電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路としている。
本発明の精神はインプット電圧とチャージポンプ回路間にインプット調節回路を設置し、チャージポンプ回路のインプット電圧を制御し、ロードが大きい時には回路を制御しより多くのインプット電圧を通過させ、ロードが小さい時にはより低い電圧を通過させる。該調節回路は水道の蛇口のようで、ロードが非常に低い時には、この回路はそれを検知し、より少ないインプット電圧を通過させ、ロードが非常に大きい時には、より大きいインプット電圧を通過させる。これによりアウトプット電圧を調節し、安定させＳ、しかもチャージポンプ回路後にLOD 及び外付けキャパシタを付加する必要はなくなる。
先ず本発明チャージポンプ回路の表示図である図２に示すように、本発明チャージポンプ回路１１はポンプキャパシタCpを外付けする。そのアウトプットエンドはアースであるアウトプットキャパシタCoを接続し、しかもインプット調節回路１２０は電圧インプットエンドと該チャージポンプ回路１１０間に設置し、ネガティブフィードバックメカニズムを利用し、該チャージポンプ回路１１のアウトプット電圧Vout変化を検知する。さらに、該チャージポンプ回路１１にインプットする電圧を調節し、安定アウトプット電圧Voutを達成する。
さらに本発明チャージポンプ回路の接続表示図である図３に示すように、該インプット調節回路１２０は調節トランジスタ１２１、第一抵抗器R１、第二抵抗器R２、誤差増幅及び比較素子１２２を含む。
該インプット調節回路１２０は該インプット電圧と該チャージポンプ回路１１間に設置する。
該第一抵抗器R１と該第二抵抗器R２比はn:1で、該チャージポンプ回路１１のアウトプットエンドに直列し、該第一抵抗器R１と該第二抵抗器R２間の接点Nはn分の１の分圧電圧を生じ、該nは１より大きい。
該誤差増幅及び比較素子１２２のインプットエンドは参考電圧Vrefに接続する。反対のインプットエンドは該第一抵抗器R１と該第二抵抗器R２間の接点Nに接続し、アウトプット電圧Voutを取得し、ここでは接点の分圧で、ネガティブフィードバックメカニズムを形成する。しかも該誤差増幅及び比較素子１２２のアウトプットエンドは該調節トランジスタ１２１の制御エンドに接続し、該調節トランジスタ１２１を制御し多少の電圧を通過させる。該調節トランジスタは水道の蛇口のように、ロードが非常に低い時には、該回路は検知し、少な目のインプット電圧を通過させる。ロードが非常に大きい時には、より大きいインプット電圧を通過させ、これによりアウトプット電圧を制御し安定させる。該アウトプット電圧Voutは(1+n)×参考電圧Vref(Vout＝(1+n)×Vref)である。
該インプット調節回路１２０は該インプット電圧と該チャージポンプ回路１１間に設置する。
該第一抵抗器R１と該第二抵抗器R２比はn:1で、該チャージポンプ回路１１のアウトプットエンドに直列し、該第一抵抗器R１と該第二抵抗器R２間の接点Nはn分の１の分圧電圧を生じ、該nは１より大きい。
該誤差増幅及び比較素子１２２のインプットエンドは参考電圧Vrefに接続する。反対のインプットエンドは該第一抵抗器R１と該第二抵抗器R２間の接点Nに接続し、アウトプット電圧Voutを取得し、ここでは接点の分圧で、ネガティブフィードバックメカニズムを形成する。しかも該誤差増幅及び比較素子１２２のアウトプットエンドは該調節トランジスタ１２１の制御エンドに接続し、該調節トランジスタ１２１を制御し多少の電圧を通過させる。該調節トランジスタは水道の蛇口のように、ロードが非常に低い時には、該回路は検知し、少な目のインプット電圧を通過させる。ロードが非常に大きい時には、より大きいインプット電圧を通過させ、これによりアウトプット電圧を制御し安定させる。該アウトプット電圧Voutは(1+n)×参考電圧Vref(Vout＝(1+n)×Vref)である。
続いて図３の詳細実施回路図である図４に示すように、もし該チャージポンプ回路１１がー２xポンプ回路であるなら、該チャージポンプ回路１１内には充電トランジスタ１１１、放電トランジスタ１１２、p型トランジスタ１１３、n型トランジスタ１１４を含む。
該充電トランジスタ１１１、該放電トランジスタ１１２は順番に設置され、インプットエンドVPとアウトプットエンド間に設置され、それぞれ第一クロックCK１と第二一クロックCK２の制御を受ける。該第一クロックCK１と該第二一クロックCK２のクロック信号は反対である。
該p型トランジスタ１１３と該n型トランジスタ１１４が組成するインバーターの第三クロックCK３と該第二一クロックCK２のクロック信号は同時で、しかもインプットエンドVP１は電圧源電圧VDD(一般には2.6V〜3.3V)に接続する。該ポンプキャパシタCpは該インバーターのアウトプットエンドC１B、及び該充電トランジスタ１１１と該放電トランジスタ１１２間の接点C１Aに設置する。
該調節トランジスタ１２１はインプットエンド電圧と該チャージポンプ回路１１の充電トランジスタ１１１間のインプットエンドVP(図４参照)に設置する。該インプットエンド電圧は電圧源電圧VDD(一般には2.6V〜3.3V)である。
もし該第一抵抗器R１と該第二抵抗器R２の比が3:1(例えば、該第一抵抗器R１は300KΩで、該第二抵抗器R２は100KΩ)なら、分圧により４分の１の分圧電圧(Vout/4)を該誤差増幅及び比較素子１２２に生じる。
該充電トランジスタ１１１、該放電トランジスタ１１２は順番に設置され、インプットエンドVPとアウトプットエンド間に設置され、それぞれ第一クロックCK１と第二一クロックCK２の制御を受ける。該第一クロックCK１と該第二一クロックCK２のクロック信号は反対である。
該p型トランジスタ１１３と該n型トランジスタ１１４が組成するインバーターの第三クロックCK３と該第二一クロックCK２のクロック信号は同時で、しかもインプットエンドVP１は電圧源電圧VDD(一般には2.6V〜3.3V)に接続する。該ポンプキャパシタCpは該インバーターのアウトプットエンドC１B、及び該充電トランジスタ１１１と該放電トランジスタ１１２間の接点C１Aに設置する。
該調節トランジスタ１２１はインプットエンド電圧と該チャージポンプ回路１１の充電トランジスタ１１１間のインプットエンドVP(図４参照)に設置する。該インプットエンド電圧は電圧源電圧VDD(一般には2.6V〜3.3V)である。
もし該第一抵抗器R１と該第二抵抗器R２の比が3:1(例えば、該第一抵抗器R１は300KΩで、該第二抵抗器R２は100KΩ)なら、分圧により４分の１の分圧電圧(Vout/4)を該誤差増幅及び比較素子１２２に生じる。
該回路の作動原理によれば、該充電トランジスタ１１１の第一クロックCK１が高レベルであるなら、該第三クロックCK３は低レベルである。該インバーターは該p型トランジスタ１１３を通して該ポンプキャパシタCpに対して該電圧源電圧VDDを充電する。該充電トランジスタ１１１の第一クロックCK１を低レベル、該第二クロックCK２と該第三クロックCK３を高レベルに制御する時、先ず該誤差増幅及び比較素子１２２を利用し、抵抗器と分圧、フィードバック、調節し、アウトプット電圧Voutを出力する。
もし該誤差増幅及び比較素子１２２のプラスエンドの参考電圧Vrefが102Vで、アウトプット電圧Voutが抵抗器分圧を経て、４分の１電圧(Vout/４)を生じ、該誤差増幅及び比較素子１２２のマイナスエンドに送る。この時、該誤差増幅及び比較素子１２２は該調節トランジスタ１２１を制御し多少の電圧を通過させ、該充電トランジスタ１１１を通して既に電圧源電圧VDDを具えたポンプキャパシタCpに対して充電する。
マイナスのロードになった時には、フィードバック電圧は低くなり、該誤差増幅及び比較素子１２２はこの誤差電圧を探知し、該調節トランジスタ１２１を制御しより多くの電圧を通過させ、フィードバック電圧は参考電圧Vref(1.2V)に安定する。アウトプット電圧Voutとフィードバック電圧は４:１の関係にあるため、アウトプット電圧Voutは(1+n)×参考電圧Vref、Vout＝(1+n)×Vref＝(１＋3)×1.2V＝4.8Vに安定する。
もし該誤差増幅及び比較素子１２２のプラスエンドの参考電圧Vrefが102Vで、アウトプット電圧Voutが抵抗器分圧を経て、４分の１電圧(Vout/４)を生じ、該誤差増幅及び比較素子１２２のマイナスエンドに送る。この時、該誤差増幅及び比較素子１２２は該調節トランジスタ１２１を制御し多少の電圧を通過させ、該充電トランジスタ１１１を通して既に電圧源電圧VDDを具えたポンプキャパシタCpに対して充電する。
マイナスのロードになった時には、フィードバック電圧は低くなり、該誤差増幅及び比較素子１２２はこの誤差電圧を探知し、該調節トランジスタ１２１を制御しより多くの電圧を通過させ、フィードバック電圧は参考電圧Vref(1.2V)に安定する。アウトプット電圧Voutとフィードバック電圧は４:１の関係にあるため、アウトプット電圧Voutは(1+n)×参考電圧Vref、Vout＝(1+n)×Vref＝(１＋3)×1.2V＝4.8Vに安定する。
次に本発明チャージポンプ回路の別種の接続表示図である図５、及び図５の詳細実施回路図である図６に示すように、該チャージポンプ回路１１は２xのポンプ回路であり、しかも内部構造は前記と同様である。但し、該調節トランジスタ１２１は該インプットエンドVP１から該インバーターに設置し、該充電トランジスタ１１１のインプットエンドVPは該電圧源電圧VDDに接続する。
同様に、該インプットエンドINPUT電圧は電圧源電圧VDDである。
しかも、もし該第一抵抗器R１と該第二抵抗器R２の比が3:1(例えば、該第一抵抗器R１は300KΩで、該第二抵抗器R２は100KΩ)なら、分圧により４分の１の電圧を該誤差増幅及び比較素子１２２に生じる。
同様に、該インプットエンドINPUT電圧は電圧源電圧VDDである。
しかも、もし該第一抵抗器R１と該第二抵抗器R２の比が3:1(例えば、該第一抵抗器R１は300KΩで、該第二抵抗器R２は100KΩ)なら、分圧により４分の１の電圧を該誤差増幅及び比較素子１２２に生じる。
この接続方法の回路作動原理は、該充電トランジスタ１１１の第一クロック信号CK１を高レベルに、第三クロック信号CK３を低レベルに制御する時、先ず該誤差増幅及び比較素子１２２を利用し、抵抗器と分圧、調節し、アウトプット電圧を出力する。該誤差増幅及び比較素子１２２のプラスエンドの参考電圧Vrefが1.2Vで、アウトプット電圧が抵抗器分圧を経て、４分の１電圧(Vout/４)を生じ、該誤差増幅及び比較素子１２２のマイナスエンドに送る。この時、該誤差増幅及び比較素子１２２は該調節トランジスタ１２１を制御し多少の電圧を通過させ、該p型トランジスタ１１３を通してポンプキャパシタCpに対して充電する。該充電トランジスタ１１１の第一クロックCK１を低レベル、該第二クロックCK２と該第三クロックCK３を高レベルに制御する時、インプットVPは該充電トランジスタ１１１を通して既に電圧を備えたポンプキャパシタCpに対して電圧源電圧VDDを充電し、これによりアウトプット電圧Voutは(1+n)×参考電圧Vref、Vout＝(1+n)×Vref＝(１＋3)×1.2V＝4.8Vに安定する。
１１０ チャージポンプ回路
１１１ 充電トランジスタ
１１２ 放電トランジスタ
１１３ p型トランジスタ
１１４ n型トランジスタ
１２０ インプット調節回路
１２１ 調節トランジスタ
１２２ 誤差増幅及び比較素子
R１ 第一抵抗器
R２ 第二抵抗器
Vref 参考電圧
Vout アウトプット電圧
CK１ 第一クロック
CK２ 第二クロック
CK３ 第三クロック
VP１ インプットエンド
VDD 電圧源電圧
Cp ポンプキャパシタ
Co アウトプットキャパシタ
C１A 接点
C１B アウトプットエンド
１１１ 充電トランジスタ
１１２ 放電トランジスタ
１１３ p型トランジスタ
１１４ n型トランジスタ
１２０ インプット調節回路
１２１ 調節トランジスタ
１２２ 誤差増幅及び比較素子
R１ 第一抵抗器
R２ 第二抵抗器
Vref 参考電圧
Vout アウトプット電圧
CK１ 第一クロック
CK２ 第二クロック
CK３ 第三クロック
VP１ インプットエンド
VDD 電圧源電圧
Cp ポンプキャパシタ
Co アウトプットキャパシタ
C１A 接点
C１B アウトプットエンド
Claims (3)
- チャージポンプ回路はポンプキャパシタを外付けし、そのアウトプットエンドにはアースであるアウトプットキャパシタを接続し、
該チャージポンプ回路はインプット調節回路を含み、該インプット調節回路はインプット電圧とチャージポンプ回路間に設置し、マイナスフィードバックのメカニズムを利用し、該チャージポンプ回路のアウトプット電圧変化を検知し、該チャージポンプ回路にインプットしようとする電圧を調節し安定したアウトプット電圧を達成することを特徴とする電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路。 - 請求項１記載の電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路において、前記インプット調節回路は調節トランジスタ、第一抵抗器と第二抵抗器、誤差増幅及び比較素子を含み、
該調節トランジスタは該インプット電圧と該チャージポンプ回路間に設置し、
該第一抵抗器と該第二抵抗器は該チャージポンプ回路のアウトプットエンドに直列し、
該誤差増幅及び比較素子のインプットエンドは参考電圧に接続し、反対のインプットエンドは該第一抵抗器と該第二抵抗器間の接点に接続し、アウトプット電圧は該接点における分圧を取得し、マイナスフィードバックメカニズムを形成し、しかも該誤差増幅及び比較素子のアウトプットエンドは該調節トランジスタの制御エンドに接続し、該調節トランジスタを制御し多少の電圧を通過させることを特徴とする電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路。 - 請求項２記載の電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路において、前記第一抵抗器と該第二抵抗器の比はn:1で、n分の１の分圧電圧を生じ、該誤差増幅及び比較素子に送り、しかも該nは１より大きいことを特徴とする電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路。
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP2006235959A Pending JP2008061398A (ja) | 2006-08-31 | 2006-08-31 | 電圧安定器を外付けせずとも電圧安定効果を具えるチャージポンプ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2008061398A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104283418A (zh) * | 2014-10-21 | 2015-01-14 | 安庆中轴科技有限公司 | 一种用于石英钟锂电池的微功耗稳压器 |
| US10790781B2 (en) | 2018-05-14 | 2020-09-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit |
-
2006
- 2006-08-31 JP JP2006235959A patent/JP2008061398A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104283418A (zh) * | 2014-10-21 | 2015-01-14 | 安庆中轴科技有限公司 | 一种用于石英钟锂电池的微功耗稳压器 |
| US10790781B2 (en) | 2018-05-14 | 2020-09-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20090224 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
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| A02 | Decision of refusal |
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