JP2008061317A - 充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 逆流防止回路を有する小型の充電装置を提供する。
【解決手段】 第１電源Ｅ１と第２電源Ｅ２との間に接続され、第１電源Ｅ１から第２電源Ｅ２に向かう充電電流Ｉｆを設定する充電電流設定手段１１と、充電電流設定手段１１の出力端１１ａと第２電源Ｅ２との間に接続され、第２電源Ｅ２から第１電源Ｅ１側へ向かう逆方向の電流Ｉｒを阻止する逆流防止ダイオードと、第１電源Ｅ１の電位が第２電源Ｅ２の電位より高い場合に導通するスイッチング素子との並列回路を有する電流制限手段１２とを具備する。スイッチング素子と逆流防止ダイオードを、第４ＭＯＳトランジスタＭ４と基板ｂ４・ドレインｄ４間の寄生ダイオードＤｐ４で実現する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、充電装置に係り、特に逆流防止回路を有する充電装置に関する。

リチウム（Ｌｉ）イオン電池のような２次電池の充電電流出力用の絶縁ゲート電界効果トランジスタ（以後、ＭＯＳトランジスタという）を有する充電装置では、十分な電位を有する充電電源が接続されていない場合に、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードが導通して２次電池から充電電源側に向かう逆方向電流が流れる問題がある。

この逆方向電流を防止するためには、逆流防止ダイオードを挿入するのが簡易であるが、充電時に逆流防止ダイオードによる電力損失が生じる問題がある。

これに対して、充電電流出力用のＭＯＳトランジスタの基板電位を制御して、寄生ダイオードが導通することを防止した定電流充電回路が知られている（例えば、特許文献１参照。）。

特許文献１に開示された定電流充電回路は、ゲートおよびソースを共通接続されてカレントミラー回路を構成する第１および第２ＭＯＳトランジスタと、第２ＭＯＳトランジスタのソース電位とドレイン電位を比較する電圧比較回路と、電圧比較回路の出力に基づいて第２ＭＯＳトランジスタのドレイン(ソース)−基板間の寄生ダイオードが導通しない極性に第１および第２ＭＯＳトランジスタの基板電位を切り替える基板電位設定回路とを具備している。

これにより、第１および第２ＭＯＳトランジスタの基板電位は常に最低電位に保たれるので、寄生ダイオードは常に逆方向にバイアスされ、充電電源が充電回路に接続されていないときに、第２ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードを介して２次電池から電流が逆方向に流れるのを防止している。

然しながら、特許文献１に開示された定電流充電回路は、基板電位を切り替えるために回路が複雑となり、１チップに集積する場合、チップサイズが大きくなるという問題がある。また、回路の誤動作などにより、信頼性が低下する恐れがある。
特開平５−２３６６６９号公報

本発明は、逆流防止回路を有する小型の充電装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様の充電装置は、第１電源と第２電源との間に接続され、前記第１電源から前記第２電源に向かう充電電流を設定する充電電流設定手段と、前記充電電流設定手段の出力端と前記第２電源との間に接続され、前記第２電源から前記第１電源側へ向かう逆方向の電流を阻止する逆流防止ダイオードと、前記第１電源の電位が前記第２電源の電位より高い場合に導通するスイッチング素子との並列回路を有する電流制限手段と、を具備することを特徴としている。

本発明によれば、逆流防止回路を有する小型の充電装置が得られる。

以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。

図１は本発明の実施例１に係る充電装置を示す回路図である。
図１に示すように、本実施例の充電装置１０は、第１電源Ｅ１と第２電源Ｅ２との間に接続され、第１電源Ｅ１から第２電源Ｅ２に向かう充電電流を設定する充電電流設定手段１１と、充電電流設定手段１１の出力端１１ａと前記第２電源Ｅ２との間に接続され、第２電源Ｅ２から第１電源Ｅ１へ向かう逆方向の電流を阻止する逆流防止ダイオードと、第１電源Ｅ１の電位が第２電源Ｅ２より高い場合に導通するスイッチング素子との並列回路を有する電流制限手段１２とを具備している。

充電電流設定手段１１は、第１電源Ｅ１にソースｓ１、ｓ２（第１電極）が共通接続され、ゲートｇ１、ｇ２（制御電極）が共通接続されたｐ型の第１および第２ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２を有するカレントミラー回路１３と、ゲートｇ３（制御電極）にカレントミラー回路１３の制御電流（第１電流）をオンまたはオフするための第１制御信号Ｖ１が入力されるｐ型の第３ＭＯＳトランジスタＭ３を介して、第１ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインｄ１（第２電極）に接続された定電流源１４とを具備している。

第３ＭＯＳトランジスタＭ３は、ドレインｄ３（第２電極）が第１ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインｄ１に接続され、ソースｓ３（第１電極）が定電流源１４に接続されている。

電流制限手段１２のスイッチング素子は、ドレインｄ４（第２電極）が第２ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインｄ２（第２電極）に接続され、ソースｓ４（第１電極）が第２電源Ｅ２に接続され、ゲートｇ４（制御電極）にカレントミラー回路１３のミラー電流（第２電流）をオンまたはオフするための第２制御信号Ｖ２が入力されるｐ型の第４ＭＯＳトランジスタＭ４である。

本明細書では、ｐ型ＭＯＳトランジスタにおいては、ソースを第１電極、ドレインを第２電極、ゲートを制御電極としている。
また、ｎ型ＭＯＳトランジスタにおいては、ドレインを第１電極、ソースを第２電極、ゲートを制御電極とする。

電流制限手段１２の逆流防止ダイオードは、基板ｂ４がソースｓ４に接続された第４ＭＯＳトランジスタＭ４の基板ｂ４とドレインｄ４との間の寄生ダイオードＤｐ４である。

更に、第４ＭＯＳトランジスタＭ４のソースｓ４とゲートｇ４との間に、抵抗Ｒ１が接続されている。
また、第１乃至第３ＭＯＳトランジスタの基板ｂ１、ｂ２、ｂ３も、それぞれソースｓ１、ｓ２、ｓ３に接続されている。

第１電源Ｅ１は、例えばＡＣアダプタまたはパーソナルコンピュータ（パソコン）のＵＳＢ（Universal Serial Bus）端子等から供給される５Ｖの直流電源であり、第２電源Ｅ２は、例えば電圧が３．３〜４．２Ｖ程度の２次電池である。
第１電源Ｅ１の電位が第２電源Ｅ２の電位より高いので、充電装置１０を介して、第１電源Ｅ１から第２電源Ｅ２に向かう充電電流が流れ、第２電源Ｅ２が充電される。

充電電流設定手段１１は、第１電源Ｅ１から第２電源Ｅ２に向かう充電電流を設定するもので、定電流源１４で発生させた電流Ｉｏをカレントミラー回路１３の制御電流として第１ＭＯＳトランジスタＭ１に流し、制御電流のミラー比倍、例えば３０倍のミラー電流を第２ＭＯＳトランジスタＭ２に流すことにより、充電電流Ｉｆを第２電源Ｅ２に供給する。

第３ＭＯＳトランジスタＭ３は、制御信号入力端子１５を介して入力される第１制御信号Ｖ１が“Ｌ”のときにオン、“Ｈ”のときにオフになるスイッチで、第１ＭＯＳトランジスタＭ１に流れる電流Ｉｏをオンまたはオフして、第２電源Ｅ２の充電を開始または停止させる。

第４ＭＯＳトランジスタＭ４は、第２電源Ｅ２の充電時にオンになるように、制御信号入力端子１６を介して第２制御信号Ｖ２、例えば第１制御信号Ｖ１に等しい信号が入力される。

第２電源Ｅ２の充電停止時、即ち第１および第２制御信号Ｖ１、Ｖ２がともに“Ｈ”で、第３および第４ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４がともにオフ状態の時に、第１電源Ｅ１の電位が第２電源Ｅ２の電位より低くなる場合がある。
例えば、ＡＣアダプタの電源ケーブルがＡＣコンセントから抜かれた場合、またはＵＳＢ端子からＵＳＢケーブルが抜かれた場合などである。

第１電源Ｅ１の電位が第２電源Ｅ２の電位より低くなると、第２ＭＯＳトランジスタＭ２の寄生ダイオードＤｐ２を介して第２電源Ｅ２から第１電源Ｅ１側に向かう逆方向の電流が流れるパスが生じる。
しかし、第４ＭＯＳトランジスタＭ４の寄生ダイオードＤｐ４が逆流防止ダイオードとして機能するので、第２電源Ｅ２から第１電源Ｅ１側に向かう逆方向の電流Ｉｒを阻止することが可能である。

抵抗Ｒ１は、制御信号入力端子１６がオープンになった場合に、第４ＭＯＳトランジスタＭ４が不安定状態になるのを避けるためのプルアップ抵抗である。
即ち、制御信号入力端子１６がオープンになると、第４ＭＯＳトランジタスＭ４のゲートｇ４に第２電源Ｅ２の電位が与えられるので、ゲートｇ４は“Ｈ”になり、第４ＭＯＳトランジタスＭ４を確実にオフすることができる。

実用的には、負入力端が第１電源Ｅ１に接続され、正入力端が第２電源Ｅ２に接続された電圧比較器１７の出力を第２制御信号Ｖ２とすることができる。
電圧比較器１７は、第１電源Ｅ１の電位が第２電源Ｅ２の電位より高い場合に、“Ｌ”を出力し、第４ＭＯＳトランジスタＭ４をオンする。
一方、第１電源Ｅ１の電位が第２電源Ｅ２の電位より低い場合に、“Ｈ”を出力し、第４ＭＯＳトランジスタＭ４をオフする。

図２は、充電電流設定手段１１の定電流源１４を示す回路図である。
図２に示すように、定電流源１４は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＭ２１〜Ｍ２３と、ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ２４〜Ｍ２６と、抵抗Ｒ２とを有する基準電流発生回路２０と、ｎ型ＭＯＳトランジスタＭ３０〜Ｍ３４を有する多連出力型のカレントミラー回路２１と、ＭＯＳトランジスタＭ３０〜Ｍ３４にそれぞれ直列に接続されたｎ型ＭＯＳトランジスタＭ４０〜Ｍ４４を有する電流比選択回路２２とを具備している。

基準電流発生回路２０は、下記式で定まる基準電流Ｉｒｅｆをカレントミラー回路２１のＭＯＳトランジスタＭ３０に制御電流として供給する。
Ｉｒｅｆ＝Ｖｄｓ（Ｍ２２）／Ｒ２＝｛Ｖｇｓ（Ｍ２１）−Ｖｇｓ（Ｍ２２）｝／Ｒ２
ここで、ＶｄｓはＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間の電圧、Ｖｇｓはゲート・ソース間の電圧である。

多連出力型のカレントミラー回路２１は、ＭＯＳトランジスタ３０、３１により第１カレントミラー回路が構成され、ＭＯＳトランジスタ３０、３２により第２カレントミラー回路が構成され、ＭＯＳトランジスタ３０、３３により第３カレントミラー回路が構成され、ＭＯＳトランジスタ３０、３４により第４カレントミラー回路が構成されている。

第１乃至第４カレントミラー回路は、それぞれミラー比が、例えば、２、４、８、１６に設定されている。
ＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３２、Ｍ３３、Ｍ３４には、それぞれ基準電流Ｉｒｅｆのミラー比倍のミラー電流が流れる。

電流比選択回路２２は、制御信号Ｃ０によりＭＯＳトランジスタＭ４０のオン、オフを行い、カレントミラー回路２１の全体の電流Ｉｏをオンまたはオフする。
電流比選択回路２２は、制御信号Ｃ１〜Ｃ４により、第１乃至第４カレントミラー回路のそれぞれのミラー電流をオンまたはオフし、第１乃至第４カレントミラー回路のそれぞれのミラー電流が合算されたカレントミラー回路２１の全体の電流Ｉｏを各種の値に設定する。

これにより、カレントミラー回路１３の第１ＭＯＳトランジスタＭ１に、制御電流として基準電流Ｉｒｅｆの２倍から３０倍までの電流Ｉｏを流すことができる。

図３は充電装置１０が同一チップ上にモノリシックに集積された半導体集積装置を示す図、図４は半導体集積装置の電流制限手段１２を示す断面図である。

図３に示すように、本実施例の半導体集積装置３０は、第１電源Ｅ１と第２電源Ｅ２との間に接続され、第１電源Ｅ１から第２電源Ｅ２に向かう充電電流を設定する充電電流設定手段１１と、充電電流設定手段１１の出力端と第２電源Ｅ２との間に接続され、第２電源Ｅ２から第１電源Ｅ１へ向かう逆方向の電流を阻止する逆流防止ダイオードと、第１電源Ｅ１の電位が第２電源Ｅ２の電位より高い場合に導通するスイッチング素子との並列回路を有する電流制限手段１２とが同一チップ３１上にモノリシックに集積して形成されている。

更に、半導体集積装置３０は、負入力端が第１電源Ｅ１に接続され、正入力端が第２電源Ｅ２に接続され、出力端が制御信号入力端１６に接続された電圧比較器１７が同一チップ３１上にモノリシックに集積して形成されている。

また、半導体チップ３１上には、第１および第２電源Ｅ１、Ｅ２に接続し、充電開始または停止を指示する第１制御信号Ｖ１を入力するために必要なボンディングパッド３２ａ〜３２ｄが形成されている。

図４に示すように、電流制限手段１２の第４ＭＯＳトランジスタＭ４は、例えばｐ型シリコン基板４１に形成されたｎ型ウェル領域４２内にｐ型シリコン基板４１と絶縁分離して形成されている。
このｎ型ウェル領域４２内に、ソースｓ４、ドレインｄ４およびゲートｇ４がそれぞれ所定の領域に設けられ、第４ＭＯＳトランジスタＭ４を形成している。

ｎ型ウェル領域４２の電位を固定するために、基板ｂ４がソースｓ４に接続されており、ドレインｄ４をアノードとし、基板ｂ４をカソードとするドレイン・ソース間の寄生ダイオードＤｐ４が形成されている。
そして、ソースｓ４は第２電源Ｅ２に接続され、ゲートｇ４は制御信号入力端子１６に接続され、ドレインｄ４は第２ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインｄ２に接続され、ゲートｇ４とソースｓ４との間に抵抗Ｒ１が接続されている。

以上説明したように、本実施例の充電装置１０は、第２電源Ｅ２から第１電源Ｅ１側へ向かう逆方向の電流を阻止する逆流防止ダイオードと、第１電源Ｅ１の電位が第２電源Ｅ２の電位より高い場合に導通するスイッチング素子との並列回路を有する電流制限手段１２として、第４ＭＯＳトランジスタＭ４を具備している。

その結果、第１電源Ｅ１の電位が第２電源Ｅ２の電位より低い場合に、寄生ダイオードＤｐ４により第２電源Ｅ２から第１電源Ｅ１側へ向かう逆方向の電流を阻止することができる。
また、個別の逆流防止ダイオードが不要であり、逆流防止ダイオードの設置スペースとムダな消費電力を削減することができる。従って、逆流防止回路を有する小型の充電装置が得られる。

ここでは、第１乃至第４ＭＯＳトランジスタの基板ｂ１〜ｂ４が、それぞれソースｓ１〜ｓ４に接続されている場合について説明したが、少なくとも第４ＭＯＳトランジスタの基板ｂ４がソースｓ４に接続されていればよい。

第３ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインｄ３が第１ＭＯＳトランジスタのドレインｄ１に接続され、ソースｓ３が定電流源１４に接続されている場合ついて説明したが、接続を反転し、ソースｓ３がドレインｄ１に接続され、ドレインｄ３が定電流源１４に接続されていても構わない。前者であれば、第４ＭＯＳトランジスタＭ４とレイアウトパターンを揃えられる利点が得られる。

第１および第２制御信号Ｖ１、Ｖ２が“Ｈ“のときに、第３および第４ＭＯＳトランジスタがオフされる場合について説明したが、例えばゲートｇ３、ｇ４にそれぞれｎ型ＭＯＳトランジスタによるインバータを接続して、反対の極性の第１および第２制御信号Ｖ１、Ｖ２を用いることもできる。

第１電源Ｅ１側に充電電流設定手段１１を接続し、第２電源Ｅ２側に電流制限手段１２を接続した場合について説明したが、接続を反転し、充電電流設定手段１１を第２電源Ｅ２側に接続し、電流制限手段１２を第１電源Ｅ１側に接続することもできる。

電流制限手段１２が、第４ＭＯＳトランジスタＭ４とその寄生ダイオードである場合について説明したが、例えばシリコンｐｎ接合ダイオードと機械的なマイクロスイッチ、例えばシリコン基板を加工して形成したバネを接点として、静電引力により接点を駆動するＭＥＭＳ（Micro Electro-Mechanical Systems）スイッチとの並列回路とすることも可能である。

ＭＥＭＳスイッチは、バネに電圧をかけると静電引力が発生してバネが電極に引寄せられ、接点が信号線に接触するため電流が流れる（オンの状態）。
反対にバネにかけた電圧を切れば静電引力はなくなりバネの力でもとに戻るため、接点が離れ電流が流れなくなる（オフの状態）。

図５は本発明の実施例２に係る充電装置を示す回路図である。本実施例において、上記実施例１と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。

本実施例が実施例１と異なる点は、ｐ型の第１乃至第４ＭＯＳトランジスタをｎ型のＭＯＳトランジスタに置き換えたことにある。

即ち、図５に示すように、本実施例の充電装置５０は、ｐ型の第１乃至第４ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４を、それぞれｎ型の第５乃至第８ＭＯＳトランジスタＭ５〜Ｍ８に置き換えている。

充電装置５０は、第１電源Ｅ１と第２電源Ｅ２との間に接続され、第１電源Ｅ１から第２電源Ｅ２に向かう充電電流を設定する充電電流設定手段５１と、充電電流設定手段５１の出力端１１ａと前記第２電源Ｅ２との間に接続され、第２電源Ｅ２から第１電源Ｅ１側へ向かう逆方向の電流を阻止する逆流防止ダイオードと、第１電源Ｅ１の電位が第２電源Ｅ２の電位より高い場合に導通するスイッチング素子との並列回路を有する電流制限手段５２とを具備している。

充電電流設定手段５１は、第１電源Ｅ１にドレインｄ５、ｄ６（第１電極）が共通接続され、ゲートｇ５、ｇ６（制御電極）が共通接続されたｎ型の第５および第６ＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ６を有するカレントミラー回路５３と、ゲートｇ７（制御電極）にカレントミラー回路５３の制御電流をオンまたはオフするための第１制御信号Ｖ１が入力されるｎ型の第７ＭＯＳトランジスタＭ７を介して、第５ＭＯＳトランジスタＭ５のソースｓ７（第２電極）に接続された定電流源１４とを具備している。

第７ＭＯＳトランジスタＭ７は、ソースｓ７（第２電極）が第５ＭＯＳトランジスタＭ５のソースｓ５に接続され、ドレインｄ７（第１電極）が定電流源１４に接続されている。

電流制限手段５２のスイッチング素子は、ソースｓ８（第２電極）が第６ＭＯＳトランジスタＭ６のソースｓ６（第２電極）に接続され、ドレインｄ８（第１電極）が第２電源Ｅ２に接続され、ゲートｇ８（制御電極）にカレントミラー回路５３のミラー電流をオンまたはオフするための第２制御信号Ｖ２が入力されるｎ型の第８ＭＯＳトランジスタＭ８である。

電流制限手段５２の逆流防止ダイオードは、基板ｂ８がソースｓ８に接続された第８ＭＯＳトランジスタＭ８の基板ｂ８とドレインｄ８との間の寄生ダイオードＤｐ８である。また、第５乃至第７ＭＯＳトランジスタの基板ｂ５、ｂ６、ｂ７も、それぞれソースｓ５、ｓ６、ｓ７に接続されている。

第５および第６ＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ６は、ゲートｇ５、ｇ６が第１電源Ｅ１に直接接続されているので、ＥＳＤ（Electro Static Discharge）耐量を考慮して選択されていることが望ましい。

第７および第８ＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８は、ドレインｄ７、ｄ８がソースｓ７、ｓ８より低電位側に接続されているので、オンするには第１および第２制御信号Ｖ１、Ｖ２として、第１電源Ｅ１の電位と等しいまたは高い電位の信号を供給すればよい。

第８トランジスタＭ８のソースｓ８とゲートｇ８との間に、抵抗Ｒ１は不要である。これは、第２制御信号Ｖ２が“Ｈ”になったときに、第６ＭＯＳトランジスタＭ６の寄生ダイオードＤｐ６を介して、第１電源Ｅ１側への電流パスが形成されるのを防止するためである。

以上説明したように、本実施例の充電装置５０は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＭ５〜Ｍ８で構成されているので、ｎ−ＭＯＳ集積回路に組み込むのに適している。

図６乃至図８は本発明の実施例３に係る充電装置を示す回路図である。本実施例において、上記実施例１と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。
本実施例が実施例１と異なる点は、ｐ型の第１乃至第４ＭＯＳトランジスタの一部をｎ型のＭＯＳトランジスタに置き換えたことにある。

即ち、図６に示すように、本実施例の充電装置６０は、ｐ型の第３および第４ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４を、ｎ型の第７および第８ＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８に置き換えている。
具体的には、充電装置６０は、ｎ型の第７ＭＯＳトランジスタＭ７を有する充電電流設定手段６１と、ｎ型の第８ＭＯＳトランジスタＭ８を有する電流制限手段５２とを具備している。

図７に示すように、本実施例の別の充電装置７０は、ｐ型の第１および第２ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２を、ｎ型の第５および第６ＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ６に置き換えている。
具体的には、充電装置７０は、ｎ型の第５および第６ＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ６を有するカレントミラー回路５３を備えた充電電流設定手段７１と、電流制限手段１２とを具備している。

図８に示すように、本実施例の別の充電装置８０は、ｐ型の第３ＭＯＳトランジスタＭ３を、ｎ型の第７ＭＯＳトランジスタＭ７に置き換えている。
具体的には、充電装置８０は、ｎ型の第７ＭＯＳトランジスタＭ７を有する充電電流設定手段８１と、電流制限手段１２とを具備している。

以上説明したように、本実施例は、ｐ型の第１乃至第４ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４の一部をｎ型のＭＯＳトランジスタに置き換えたので、ｐ−ＭＯＳ、ｎ−ＭＯＳ混載集積回路に組み込むのに適している。

図９は本発明の実施例４に係る充電装置を示す回路図である。本実施例において、上記実施例１と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。
本実施例が実施例１と異なる点は、第２電源Ｅ２の充電モードを定電流モードから定電圧モードにしたことにある。

即ち、図９に示すように、本実施例の充電装置９０は、一端がカレントミラー回路１３の第１ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインｄ１にスイッチＳ１を介して接続され、他端が設置された第３電源Ｅ３を有する充電電圧設定手段９１を具備している。

スイッチＳ１は、第２電源Ｅ２の充電を開始または停止させるためのスイッチである。第３電源Ｅ３は、例えば第１電源Ｅ１の電位を抵抗分圧回路により分圧することにより得られ、第３電源Ｅ３の電位は、例えば４．２Ｖと第２電源Ｅ２の電位と等しく設定されている。

カレントミラー回路１３の第１ＭＯＳトランジスタＭ１には、第１電源Ｅ１の電位と第３電源Ｅ３の電位との差に応じた制御電流が流れ、第２ＭＯＳトランジスタＭ２には制御電流のミラー比倍のミラー電流が流れる。

これにより、第２電源Ｅ２が満充電近くになると定電圧で充電されるようになり、第２電源Ｅ２を定格電圧一杯まで充電することが可能である。

以上説明したように、本実施例は、定電圧モードで第２電源Ｅ２を充電するようにしたので、定電流源１４が不要であり、半導体チップのサイズを小さくできる利点がある。

本発明の実施例１に係る充電装置を示す回路図。 本発明の実施例１に係る充電装置の定電流源を示す回路図。 本発明の実施例１に係る充電装置が同一チップ上に集積して形成された半導体集積装置を示す図。 本発明の実施例１係る半導体集積装置の電流制限手段の構成を示す断面図。 本発明の実施例２に係る充電装置を示す回路図。 本発明の実施例３に係る充電装置を示す回路図。 本発明の実施例３に係る別の充電装置を示す回路図。 本発明の実施例３に係る別の充電装置を示す回路図。 本発明の実施例４に係る充電装置を示す回路図。

符号の説明

１０、５０、６０、７０、８０、９０ 充電装置
１１、５１、６１、７１、８１ 充電電流設定手段
１２、５２ 電流制限手段
１３、２１、５３ カレントミラー回路
１４ 定電流回路
１５、１６ 制御信号入力端子
１７ 電圧比較器
２０ 基準電流発生回路
２２ 電流比選択回路
３０ 半導体集積装置
３１ 半導体チップ
３２ａ〜３２ｄ ボンディングパッド
４０ ｐ型シリコン基板
４１ ｎ型ウェル領域
９１ 充電電圧設定手段
Ｅ１ 第１電源
Ｅ２ 第２電源
Ｅ３ 第３電源
Ｄｐ１〜Ｄｐ８ 寄生ダイオード
Ｍ１ ｐ型第１ＭＯＳトランジスタ
Ｍ２ ｐ型第２ＭＯＳトランジスタ
Ｍ３ ｐ型第３ＭＯＳトランジスタ
Ｍ４ ｐ型第４ＭＯＳトランジスタ
Ｍ５ ｎ型第５ＭＯＳトランジスタ
Ｍ６ ｎ型第６ＭＯＳトランジスタ
Ｍ７ ｎ型第７ＭＯＳトランジスタ
Ｍ８ ｎ型第７ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｓ１ スイッチ

Claims (5)

1. 第１電源と第２電源との間に接続され、前記第１電源から前記第２電源に向かう充電電流を設定する充電電流設定手段と、
   前記充電電流設定手段の出力端と前記第２電源との間に接続され、前記第２電源から前記第１電源側へ向かう逆方向の電流を阻止する逆流防止ダイオードと、前記第１電源の電位が前記第２電源の電位より高い場合に導通するスイッチング素子との並列回路を有する電流制限手段と、
   を具備することを特徴とする充電装置。
2. 前記充電電流設定手段が、
   前記第１電源に第１電極が共通接続され、制御電極が共通接続された同一導電型の第１および第２絶縁ゲート電界効果トランジスタを有するカレントミラー回路と、
   制御電極に前記カレントミラー回路の第１電流をオンまたはオフするための第１制御信号が入力される第３絶縁ゲート電界効果トランジスタを介して、前記第１絶縁ゲート電界効果トランジスタの第２電極に接続された定電流源と、
   を具備することを特徴とする請求項１に記載の充電装置。
3. 前記スイッチング素子が、第２電極が前記充電電流設定手段の出力端に接続され、第１電極が前記第２電源に接続され、制御電極に前記カレントミラー回路の第２電流をオンまたはオフするための第２制御信号が入力される第４絶縁ゲート電界効果トランジスタであり、
   前記逆流防止ダイオードが、前記第４絶縁ゲート電界効果トランジスタの前記第１電極と基板との間の寄生ダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の充電装置。
4. 前記第４絶縁ゲート電界効果トランジスタの導電型がｐ型であり、前記第２電極と前記制御電極との間に、抵抗が接続されていることを特徴とする請求項３に記載の充電装置。
5. 前記第３絶縁ゲート電界効果トランジスタは、第２電極が前記第１絶縁ゲート電界効果トランジスタの前記第２電極に接続され、第１電極が前記定電流源に接続されていることを特徴とする請求項２に記載の充電装置。

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