JP2008016926A - 半導体集積回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】ノイズとして電源系に影響し、誤動作等の原因の1つとなる出力充放電電流の変化率を切り換え可能な出力バッファ回路を提供する。
【解決手段】第1及び第2の出力回路1、2を出力端子OUTに対して並列に接続する。第1及び第2の出力回路1、2は互いに出力充放電電流の変化率が異なる。制御信号CがLレベルのとき、NAND回路NAND1及びNOR回路NOR1により第1の出力回路1を選択して制御し、制御信号CがHレベルのとき、NAND回路NAND2及びNOR回路NOR2により第2の出力回路2を選択して制御する。
【選択図】図1
【解決手段】第1及び第2の出力回路1、2を出力端子OUTに対して並列に接続する。第1及び第2の出力回路1、2は互いに出力充放電電流の変化率が異なる。制御信号CがLレベルのとき、NAND回路NAND1及びNOR回路NOR1により第1の出力回路1を選択して制御し、制御信号CがHレベルのとき、NAND回路NAND2及びNOR回路NOR2により第2の出力回路2を選択して制御する。
【選択図】図1
Description
本発明は、半導体集積回路、特に出力バッファ回路に関し、詳しくは、出力負荷の充放電電流の変化率の切り換えを可能とした出力バッファ回路に関する。
以下に図面を参照して、従来技術を説明する。
図6は、特許文献1にて開示された出力バッファ回路を例示した回路図を示す。
同図において、入力信号INは、NAND回路NAND101及びNOR回路NOR101の各一方の入力端子に入力される。前記NAND回路NAND101の他方の端子には、出力イネーブル信号OEが入力され、前記NOR回路NOR101の他方の端子には、インバータ回路INV101を介して前記出力イネーブル信号OEが入力される。前記NAND回路NAND101の出力信号は、P型出力トランジスタP101のゲートに入力され、前記NOR回路NOR101の出力信号は、N型出力トランジスタN101のゲートに入力される。前記P型出力トランジスタP101とN型出力トランジスタN101とは出力回路101を構成し、この両トランジスタの接続点は、出力端子OUTに接続される。
また、NAND回路NAND102には、前記入力信号IN、前記出力イネーブル信号OE及び制御信号Cが入力され、その出力信号は、P型出力トランジスタP102のゲートに入力される。NAND回路NAND103には、前記出力イネーブル信号OEと制御信号Cが入力され、その出力信号と前記入力信号INは、NOR回路NOR102に入力される。このNOR回路NOR102の出力信号は、N型出力トランジスタN102に入力される。P型出力トランジスタP102とN型出力トランジスタN102とは他の出力回路102を構成し、この両トランジスタの接続点は前記出力端子OUTに接続される。前記2つの出力回路101と出力回路102とは並列に接続される。
次に、前記出力バッファ回路の動作を説明する。出力バッファ回路として動作させる場合には、制御信号CがLレベルのとき、出力イネーブル信号OEがHレベル、入力信号INがHレベルであれば、P型出力トランジスタP101をオン状態、N型出力トランジスタN101をオフ状態にし、出力端子OUTからは、Hレベルの信号が出力され、P型出力トランジスタP102及びN型出力トランジスタN102がともにオフ状態になり、比較的大きな出力インピーダンスを持つようにされる。
また、入力信号INがLレベルであれば、P型出力トランジスタP101をオフ状態、N型出力トランジスタN101をオン状態にし、出力端子OUTからは、Lレベルの信号が出力され、P型出力トランジスタP102及びN型出力トランジスタN102がともにオフ状態になり、Hレベル出力時と同様に比較的大きな出力インピーダンスを持つようにされる。
一方、制御信号CがHレベルのとき、出力イネーブル信号OEがHレベル、入力信号INがHレベルであれば、P型出力トランジスタP101をオン状態、N型出力トランジスタN101をオフ状態、P型出力トランジスタP102をオン状態、N型出力トランジスタN102をオフ状態にし、出力端子OUTからは、Hレベルの信号が出力され、比較的小さな出力インピーダンスを持つようにされる。
更に、入力信号INがLレベルであれば、P型出力トランジスタP101をオフ状態、N型出力トランジスタN101をオン状態、P型出力トランジスタP102をオフ状態、N型出力トランジスタN102をオン状態にし、出力端子OUTからは、Lレベルの信号が出力され、Hレベル出力時と同様に比較的小さな出力インピーダンスを持つようにされる。
前記のように、制御信号Cによって、出力インピーダンスを切り換えることが可能となり、出力インピーダンスと実装基板に依存する配線インピーダンスとの不一致による反射波が大きくなってしまう等の問題点を解消することができる。
更に、特許文献2に開示されるものでは、スルーレート調整用のプッシュプル回路の動作時間を段階的に制御することにより、出力電圧の上昇速度又は下降速度を選択できる出力バッファ回路を提案している。この出力バッファ回路図を図7に示す。
この出力バッファ回路は、スルーレート、即ち、出力電圧の上昇速度又は下降速度を3種類の中から選択できるようにしたものであり、スルーレートが中間的な場合を、ノーマル・モード、スルーレートが中間的な場合よりも小さい場合を、スロー・モード、スルーレートが中間的な場合よりも大きい場合を、ファースト・モードという。スルーレート・モード選択信号MS1〜MS4の論理と選択されるスルーレート・モードの関係は、表1に示すようになる。
この出力バッファ回路では、P型出力トランジスタP201及びN型出力トランジスタN201よりなる第1の出力回路201に加えて、P型出力トランジスタP202及びN型出力トランジスタN202よりなる第2の出力回路(スルーレート調整用のプッシュプル回路)202を設け、この第2の出力回路202の動作時間を、例えば図8に入力信号がLレベルからHレベルになった時の動作タイムチャートに示すように、スロー・モード時には比較的短く、ファースト・モード時には比較的長く、ノーマル・モード時には前記スロー・モード時とファースト・モード時の中間の期間に設定することにより、スルーレートの制御をしている。
更に、例えば、特許文献3では、出力回路からの出力充放電電流の変化率を小さくするための構成として、複数のCMOSトランジスタを用いた出力回路において、複数のP型出力トランジスタのゲートに接続された複数のインバータの論理しきい値の方が、複数のN型出力トランジスタのゲートに接続された複数のインバータの論理しきい値よりも高く、且つ前記複数のインバータの全てにおいて論理しきい値が互いに異なるように設定し、これにより、貫通電流が流れるのを防止すると共に、流れる複数の充放電電流を時間的に分散させて、合計充放電電流の変化率を小さくするようにしている。
特開平2−78319号公報
特許第3449343号公報
特許第2682940号公報
ところで、一般に、出力バッファ回路において、出力端子には大きな負荷容量が接続されるため、その最終段にはゲート幅の大きな、即ち、サイズの大きなトランジスタが用いられる。そのため、入力信号が変化する毎に大きな充電電流I1又は放電電流I2が流れ、それらの時間的変化率dI1/dt、dI2/dtも大きい。このため、この充放電電流の大きな時間的変化がノイズとして電源系に影響し、誤動作等の原因の1つとなる懸念がある。
更に、実装方法が異なる場合や、実装基板の寄生容量が期待値と異なる場合、更には実装される基板によって電源ノイズ耐性が異なる場合には、充放電電流の時間的変化を小さく設定した場合であっても、チップを再設計する必要が生じ、その結果、コストアップにつながることになる。
そこで、出力バッファ回路の出力である充放電電流の時間的変化を複数種類準備して、実装基板の寄生容量が期待値と異なる場合などに予め対応できるようにして、チップの再設計を不要にすることが望ましいことが判った。
しかしながら、前記従来の図6の構成では、出力インピーダンスを切り換えることは可能であるが、出力負荷の充放電電流の変化率を切り換えることはできない。
また、従来の図7の構成では、スルーレート調整用の第2の出力回路202の動作時間によって、ファースト・モード、スロー・モードを切り換える構成となっているため、例えば、入力端子の入力信号がLレベルからHレベルに変化した時の出力端子への充放電電流の変化率は、スロー・モード時にスルーレート調整用のプッシュプル回路202がオンしている間(図8の時間Tp)の間は、ファースト・モードとスロー・モードとで等しく、変わらないという問題点がある。
更に、従来の特許文献3記載の構成では、出力負荷の充放電電流の変化率を小さく設定できるものの、1種類に固定されていて、充放電電流の変化率を種々切り換えることができない欠点がある。
本発明の目的は、出力バッファ回路などの半導体集積回路において、出力端子からの出力充放電電流の変化率を種々切り換えて、実装基板の寄生容量が期待値と異なる場合などであっても、チップを再設計することがないようにすることにある。
以上の目的を達成するために、本発明では、出力バッファ回路などの半導体集積回路において、制御信号によって、出力端子からの出力充放電電流の変化率を必要に応じて切り換え可能な回路構成を採用する。
具体的に、請求項1記載の発明の半導体集積回路は、入力端子及び出力端子と、前記入力端子からの信号を出力端子へと出力し、互いに並列に接続され且つ前記出力端子への出力電流能力が互いに等しい複数の出力回路とを備え、前記複数の出力回路には、互いに出力充放電電流の変化率が異なる少なくとも2つの出力回路が含まれ、前記出力充放電電流の変化率が異なる2つの出力回路は、制御信号によって何れか一方が選択的に動作状態となることを特徴とする。
請求項2記載の発明は、前記請求項1記載の半導体集積回路において、前記複数の出力回路には、3つ以上の出力回路が含まれ、前記3つ以上の出力回路のうち1つは、前記制御信号によらず常に動作状態にあることを特徴とする。
請求項3記載の発明は、前記請求項1又は2記載の半導体集積回路において、前記複数の出力回路は、各々、出力トランジスタを備え、前記制御信号によらず常に動作状態にある出力回路の出力トランジスタは、他の出力回路の出力トランジスタのゲート幅及びゲート長と等しい出力トランジスタで構成されることを特徴とする。
請求項4記載の発明は、前記請求項2記載の半導体集積回路において、前記複数の出力回路を制御する出力回路制御用論理回路群を備え、前記出力回路制御用論理回路群は、前記出力充放電電流の変化率の異なる出力回路を制御する論理回路として、遅延回路を含むことを特徴とする。
請求項5記載の発明は、前記請求項1又は2記載の半導体集積回路において、前記複数の出力回路を制御する出力回路制御用論理回路群を備え、前記出力回路制御用論理回路群は、前記出力充放電電流の変化率の異なる出力回路を制御する少なくとも2つの論理回路を含み、前記少なくとも2つの論理回路は、互いに論理しきい値が異なることを特徴とする。
請求項6記載の発明は、前記請求項1又は2記載の半導体集積回路において、前記複数の出力回路を制御する出力回路制御用論理回路群を備え、前記出力回路制御用論理回路群は、備える全ての出力回路の何れかに接続される複数の論理回路を有し、前記複数の論理回路の全ては、互いに論理しきい値が異なることを特徴とする。
請求項7記載の発明は、前記請求項5又は6記載の半導体集積回路において、前記論理回路は、NAND回路及びNOR回路により構成されることを特徴とする。
請求項8記載の発明は、前記請求項5又は6記載の半導体集積回路において、前記論理回路は、インバータ回路により構成されることを特徴とする。
請求項9記載の発明は、前記請求項8記載の半導体集積回路において、前記インバータ回路はP型トランジスタ及びN型トランジスタにより構成され、前記P型トランジスタとN型トランジスタとのサイズ比を変更して、異なる論理しきい値が実現されていることを特徴とする。
請求項10記載の発明は、前記請求項8記載の半導体集積回路において、前記インバータ回路はP型トランジスタ及びN型トランジスタにより構成され、前記P型トランジスタの段数とN型トランジスタの段数とを変更して、異なる論理しきい値が実現されていることを特徴とする。
以上により、請求項1〜10記載の発明の半導体集積回路では、出力充放電電流の変化率が異なる2つ以上の出力回路のうち何れか一つを、制御信号によって選択して動作状態にできるので、必要に応じて出力負荷の充放電電流の変化率を切り換えることができる。従って、電源ノイズへの影響を抑制することができ、また、実装方法が異なる場合や、実装基板の寄生容量が期待値と異なる場合、更には実装される基板によって電源ノイズ耐性が異なる場合にも、チップを再設計することなく、コストを抑えることが可能である。
以上により、請求項1〜10記載の半導体集積回路によれば、出力負荷の充放電電流の変化率を切り換えたので、電源ノイズへの影響を抑制することができ、また、実装方法が異なる場合や、実装基板の寄生容量が期待値と異なる場合、更には、実装される基板によって電源ノイズ耐性が異なる場合などにも、チップを再設計することなく、製造コストを抑えることが可能である。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
(第1の実施形態)
図1は、本実施形態の半導体集積回路としての出力バッファ回路の具体的回路構成を示す図である。
図1は、本実施形態の半導体集積回路としての出力バッファ回路の具体的回路構成を示す図である。
同図に示されるように、本実施形態の出力バッファ回路は、入力端子INから入力される入力信号(以下、入力端子と同一の符号INを使用する)と、出力イネーブル信号OEと、出力充放電電流の変化率を切り換えるための制御信号Cとを備え、更に、前記入力端子INの入力信号を出力端子OUTへと出力する第1及び第2の出力回路1、2と、この両出力回路1、2を制御する出力回路制御用論理回路群9とを備える。
前記出力回路制御用論理回路群9は、入力信号INと出力イネーブル信号OEと制御信号CをインバータINV2にて反転させた信号とを入力して論理積をとるNAND回路NAND1と、入力信号INと出力信号OEをインバータINV1にて反転させた信号と制御信号Cとを入力して論理和をとるNOR回路NOR1とを備え、NAND回路NAND1の出力信号はP型出力トランジスタP1のゲートに入力され、NOR回路NOR1の出力信号はN型出力トランジスタN1のゲートに入力される。前記P型出力トランジスタP1とN型出力トランジスタN1とは前記第1の出力回路1を構成し、この両トランジスタP1、N1の接続点は出力端子OUTに接続される。
また、前記出力回路制御用論理回路群9は、入力信号INと出力イネーブル信号OEと制御信号Cとを入力して論理積をとるNAND回路NAND2と、入力信号INと出力イネーブル信号OEをインバータINV1にて反転させた信号と制御信号CをインバータINV2にて反転させた信号とを入力して論理和をとるNOR回路NOR2とを備え、NAND回路NAND2の出力信号は、P型出力トランジスタP2のゲートに入力され、NOR回路NOR2の出力信号はN型出力トランジスタN2のゲートに入力される。前記P型出力トランジスタP2とN型出力トランジスタN2とは前記第2の出力回路2を構成し、この両トランジスタP2、N2の接続点は出力端子OUTに接続される。前記第1の出力回路1と第2の出力回路2とは、出力端子OUTに対して並列に接続される。
ここにおいて、P型出力トランジスタP1、P2相互の出力電流能力、及びN型出力トランジスタN1、N2相互の出力電流能力は等しく設定されている。即ち、P型出力トランジスタP1とP2のゲート幅及びゲート長は等しく設定され、同様に、N型出力トランジスタN1とN2のゲート幅及びゲート長についても等しく設定されている。
また、P型出力トランジスタP2を制御するNAND回路NAND2の方が、P型出力トランジスタP1を制御するNAND回路NAND1よりも、P型出力トランジスタをオンする速度が遅く、N型出力トランジスタN2を制御するNOR回路NOR2の方が、N型出力トランジスタN1を制御するNOR回路NOR1よりも、N型出力トランジスタをオンする速度が遅くなるように、例えば、NAND回路NAND2及びNOR回路NOR2の方がゲート幅が小さくなるように設定されている。即ち、第1の出力回路1が動作する時に比べ、第2の出力回路2が動作する時の方が、出力充放電電流の変化率が小さくなるように設定されている。
以上のように構成された回路について、以下、その動作を説明する。
図1において、制御信号CがLレベルの時、入力信号INをLレベルからHレベルに変化させる場合には、出力イネーブル信号OEをHレベルに固定し、NAND回路NAND1及びNAND2には、その出力イネーブル信号OEのHレベルが入力され、NOR回路NOR1及びNOR回路2には、その出力イネーブル信号OEのHレベルをインバータINV1にて反転されたLレベルの信号が入力される。
NAND回路NAND1及びNOR回路NOR2には、制御信号CのLレベルがインバータINV2にて反転されたHレベルの信号が入力され、NOR回路NOR2の出力信号はLレベルとなり、N型出力トランジスタN2をオフ状態とする。また、NAND回路NAND2及びNOR回路NOR1には、Lレベルの信号が入力され、NAND回路NAND2の出力信号はHレベルとなり、P型出力トランジスタP2をオフ状態とする。
入力信号INをLレベルからHレベルに変化させると、NAND回路NAND1の出力信号はLレベルとなり、P型出力トランジスタP1をオン状態とする。NOR回路NOR1には、インバータINV1にて反転されたLレベルの信号が入力され、NOR回路NOR1の出力信号はLレベルとなり、N型出力トランジスタN1をオフ状態とする。よって、OUT端子からは、Hレベルの信号が出力される。
一方、制御信号CがHレベルの時、入力信号INをLレベルからHレベルに変化させる場合には、出力イネーブル信号OEをHレベルに固定し、NAND回路NAND1及びNAND2には、Hレベルが入力され、NOR回路NOR1及びNOR回路2には、インバータINV1にて反転されたLレベルの信号が入力される。
NAND回路NAND1及びNOR回路NOR2には、制御信号CのHレベルをインバータINV2にて反転されたLレベルの信号が入力され、NAND回路NAND1の出力信号はHレベルとなり、P型出力トランジスタP1をオフ状態とする。また、NAND回路NAND2及びNOR回路NOR1には、Hレベルの信号が入力され、NOR回路NOR1の出力はLレベルとなり、N型出力トランジスタN1をオフ状態とする。
入力信号INをLレベルからHレベルに変化させると、NAND回路NAND2の出力信号はHレベルとなり、P型出力トランジスタP2をオン状態とする。NOR回路NOR2には、インバータINV1にて反転されたLレベルの信号が入力され、NOR回路NOR2の出力信号はLレベルとなり、N型出力トランジスタN2をオフ状態とする。よって、OUT端子からは、Hレベルの信号が出力される。
前述のように、P型出力トランジスタP1がONする速度に比べ、P型出力トランジスタP2をONする速度の方が遅く設定されているので、制御信号CがLレベルのときに比べてHレベルの時の方が、出力充放電電流の変化率が小さくなる。
尚、入力信号がHレベルからLレベルに変化する場合も前記と同様である。
従って、本実施形態では、制御信号Cによって出力充放電電流の変化率を切り換えることが可能である。
(第2の実施形態)
図2は、本実施形態の出力バッファ回路の具体的構成を示す図である。
図2は、本実施形態の出力バッファ回路の具体的構成を示す図である。
同図は、前記第1の実施形態の図1に示した回路構成において、制御信号Cにかかわらず出力状態となる第3の出力回路3が第1及び第2の出力回路1、2と並列に接続されたものである。第3の出力回路3を構成するP型出力トランジスタP3には、入力信号INと出力イネーブル信号OEとを入力し論理積をとるNAND回路NAND3の出力が入力され、N型出力トランジスタN3には、入力信号INと出力イネーブル信号OEをインバータINV1にて反転させた信号とを入力し論理和をとるNOR回路NOR3の出力が入力される。その他の構成は、前記第1の実施形態と同じである。
ここにおいて、P型出力トランジスタP1、P2の出力電流能力、及びN型出力トランジスタN1、N2の出力電流能力は等しく設定されている。即ち、P型出力トランジスタP1とP型出力トランジスタP2のゲート幅及びゲート長は等しく設定され、同様に、N型出力トランジスタN1とN型出力トランジスタN2のゲート幅及びゲート長についても等しく設定される。
また、P型出力トランジスタP2を制御するNAND回路NAND2の方が、P型出力トランジスタP1を制御するNAND回路NAND1よりも、P型出力トランジスタをオンする速度が遅く、N型出力トランジスタN2を制御するNOR回路NOR2の方が、N型出力トランジスタN1を制御するNOR回路NOR1よりも、N型出力トランジスタをオンする速度が遅くなるように、例えば、NAND回路NAND2 及びNOR回路NOR2の方が、ゲート幅が小さくなるように設定されている。即ち、出力回路1が動作する時に比べ、出力回路2が動作する時の方が、出力充放電電流の変化率が小さくなるように設定されている。
制御信号CがLレベルの時、入力信号INをLレベルからHレベルに変化させる場合には、出力トランジスタP1及びP3がオンし、OUT端子からは、Hレベルの信号が出力される。一方、制御信号CがHレベルのときには、出力トランジスタP2及びP3がオンし、OUT端子からは、Hレベルの信号が出力される。
前述のように、P型出力トランジスタP1がONする速度に比べ、P型出力トランジスタP2をONする速度の方が遅く設定されているので、制御信号CがHレベルの時のほうが、出力充放電電流の変化率が小さくなる。
尚、入力信号がHレベルからLレベルに変化する場合も同様である。
従って、本実施形態では、制御信号Cによって、出力充放電電流の変化率を切り換えることが可能であり、しかも、前記第1の実施形態に比べて、制御信号Cにかかわらず動作状態にある出力回路3を備えたことにより、出力充放電電流の変化率が小さくなる制御信号CのLレベルのときでも、遅延時間を小さくすることが可能であり、且つ出力充放電電流の変化率を切り換えることが可能である。
(第2の実施形態の第1の変形例)
図3は、本変形例の出力バッファ回路の具体的構成を示す図である。
図3は、本変形例の出力バッファ回路の具体的構成を示す図である。
同図では、図2に示した3個のNAND回路NAND1〜3及び3個のNOR回路NOR1〜3を、各々、AND回路AND1〜3及びインバータ回路INV3〜5、並びにOR回路OR1〜3及びインバータ回路INV6〜8という論理回路で構成する。そして、P型出力トランジスタP1〜P3のゲートに接続されるインバータ回路INV3〜INV5の論理しきい値の方が、N型出力トランジスタN1〜N3のゲートに接続されるインバータ回路INV6〜INV8の論理しきい値よりも高く、且つこれ等全てのINV回路INV3〜INV8の論理しきい値を相互に異なるように設定される。
前記設定により、入力信号INが変化する際に、P型出力トランジスタ及びN型出力トランジスタが共にオフ状態となる瞬間を経由することにより、貫通電流を防止することができ、また出力充放電電流の変化率を小さくすることができ、且つ、出力充放電電流の変化率を切り換えることが可能である。
尚、論理しきい値を異ならせる方法としては、例えば、インバータ回路を構成するP型トランジスタとN型トランジスタのトランジスタサイズ比を変える方法がある。また、他の方法としては、インバータを構成するP型トランジスタとN型トランジスタの段数を変える方法などがある。
(第2の実施形態の第2の変形例)
本変形例は、前記第2の実施形態を示す図2の出力バッファ回路において、更に、P型出力トランジスタP1〜P3のゲートに接続されるNAND回路NAND1〜NAND3の論理しきい値の方が、N型出力トランジスタN1〜N3のゲートに接続されるNOR回路NOR1〜NOR3の論理しきい値よりも高く、且つNAND回路NAND1〜NAND3及びNOR回路NOR1〜NOR3の論理しきい値を異なるように設定したものである。
本変形例は、前記第2の実施形態を示す図2の出力バッファ回路において、更に、P型出力トランジスタP1〜P3のゲートに接続されるNAND回路NAND1〜NAND3の論理しきい値の方が、N型出力トランジスタN1〜N3のゲートに接続されるNOR回路NOR1〜NOR3の論理しきい値よりも高く、且つNAND回路NAND1〜NAND3及びNOR回路NOR1〜NOR3の論理しきい値を異なるように設定したものである。
従って、前記の設定により、入力信号INが変化する際に、P型出力トランジスタP1〜P3及びN型出力トランジスタN1〜N3が共にオフ状態となる瞬間を経由することにより、各出力回路1〜3を通じて流れる貫通電流を防止することができ、また、出力充放電電流の変化率を小さくすることができ、且つ出力充放電電流の変化率を切り換えることが可能である。
尚、同様の技術を第1の実施形態にも適用できる。
(第3の実施形態)
図4は、本実施形態の具体的構成を示す図である。
図4は、本実施形態の具体的構成を示す図である。
同図は、前記第2の実施形態の図2に示した回路構成において、制御信号CがHレベルのときに、出力充放電電流の変化率を小さくするための他の方法を示すものであり、P型出力トランジスタP2とNAND回路NAND2の間、及びN型出力トランジスタN2とNOR回路NOR2の間に論理回路として遅延回路10、11を接続したものである。
図5に、入力信号INをLレベルからHレベルに変化させた場合の出力端子OUTにおける出力充放電電流波形を示す。波形Aは、本実施形態、及び第2の実施形態での制御信号CがLレベルのときの出力充放電電流を示し、波形Bは、本実施形態での制御信号CがHレベルのときの出力充放電電流、波形Cは、第2の実施形態での制御信号CがHレベルのときの出力充放電電流を示す。
本実施形態では、P型出力トランジスタP2又はN型出力トランジスタN2のオンする速度をより遅くすることができ、充放電電流が時間的に分散され、より出力充放電電流の変化率を小さくすることができ、且つ、出力充放電電流の変化率を切り換えることが可能である。
以上説明したように、本発明は、電源ノイズへの影響を抑制することができ、また、実装方法や実装基板の寄生容量が期待値と異なる場合や、実装される基板によって、電源ノイズ耐性が異なる場合にも、出力負荷の充放電電流の変化率を切り換えることが可能な半導体集積回路、特に、出力バッファ回路として有用である。
IN 入力端子
OUT 出力端子
1 第1の出力回路
2 第2の出力回路
3 第3の出力回路
9 出力回路制御用論理回路群
10、11 遅延回路
P1〜P3 P型出力トランジスタ
N1〜N3 N型出力トランジスタ
INV1〜INV8 インバータ回路
NAND1〜NAND3 NAND回路
NOR1〜NOR3 NOR回路
OUT 出力端子
1 第1の出力回路
2 第2の出力回路
3 第3の出力回路
9 出力回路制御用論理回路群
10、11 遅延回路
P1〜P3 P型出力トランジスタ
N1〜N3 N型出力トランジスタ
INV1〜INV8 インバータ回路
NAND1〜NAND3 NAND回路
NOR1〜NOR3 NOR回路
Claims (10)
- 入力端子及び出力端子と、
前記入力端子からの信号を出力端子へと出力し、互いに並列に接続され且つ前記出力端子への出力電流能力が互いに等しい複数の出力回路とを備え、
前記複数の出力回路には、互いに出力充放電電流の変化率が異なる少なくとも2つの出力回路が含まれ、
前記出力充放電電流の変化率が異なる2つの出力回路は、制御信号によって何れか一方が選択的に動作状態となる
ことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記請求項1記載の半導体集積回路において、
前記複数の出力回路には、3つ以上の出力回路が含まれ、前記3つ以上の出力回路のうち1つは、前記制御信号によらず常に動作状態にある
ことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記請求項1又は2記載の半導体集積回路において、
前記複数の出力回路は、各々、出力トランジスタを備え、
前記制御信号によらず常に動作状態にある出力回路の出力トランジスタは、他の出力回路の出力トランジスタのゲート幅及びゲート長と等しい出力トランジスタで構成される
ことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記請求項2記載の半導体集積回路において、
前記複数の出力回路を制御する出力回路制御用論理回路群を備え、
前記出力回路制御用論理回路群は、前記出力充放電電流の変化率の異なる出力回路を制御する論理回路として、遅延回路を含む
ことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記請求項1又は2記載の半導体集積回路において、
前記複数の出力回路を制御する出力回路制御用論理回路群を備え、
前記出力回路制御用論理回路群は、前記出力充放電電流の変化率の異なる出力回路を制御する少なくとも2つの論理回路を含み、
前記少なくとも2つの論理回路は、互いに論理しきい値が異なる
ことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記請求項1又は2記載の半導体集積回路において、
前記複数の出力回路を制御する出力回路制御用論理回路群を備え、
前記出力回路制御用論理回路群は、備える全ての出力回路の何れかに接続される複数の論理回路を有し、
前記複数の論理回路の全ては、互いに論理しきい値が異なる
ことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記請求項5又は6記載の半導体集積回路において、
前記論理回路は、NAND回路及びNOR回路により構成される
ことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記請求項5又は6記載の半導体集積回路において、
前記論理回路は、インバータ回路により構成される
ことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記請求項8記載の半導体集積回路において、
前記インバータ回路はP型トランジスタ及びN型トランジスタにより構成され、
前記P型トランジスタとN型トランジスタとのサイズ比を変更して、異なる論理しきい値が実現されている
ことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記請求項8記載の半導体集積回路において、
前記インバータ回路はP型トランジスタ及びN型トランジスタにより構成され、
前記P型トランジスタの段数とN型トランジスタの段数とを変更して、異なる論理しきい値が実現されている
ことを特徴とする半導体集積回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006183311A JP2008016926A (ja) | 2006-07-03 | 2006-07-03 | 半導体集積回路 |
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JP2006183311A JP2008016926A (ja) | 2006-07-03 | 2006-07-03 | 半導体集積回路 |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013070250A (ja) * | 2011-09-22 | 2013-04-18 | Nec Corp | 出力回路、信号伝送回路及び信号伝送方法 |
JP2018014703A (ja) * | 2016-07-11 | 2018-01-25 | 株式会社リコー | I/oセル |
-
2006
- 2006-07-03 JP JP2006183311A patent/JP2008016926A/ja active Pending
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